JP4163662B2 - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流を整流した後、高周波インバータで加熱コイルに給電する電磁誘導加熱装置に関するものである。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置では、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。

特許文献１には、スイッチング素子の導通比を制御して加熱コイルへの供給電力を調整し、ソフトスイッチングによって電磁ノイズの低減、効率の向上並びに冷却装置の小型化、簡略化も期待できる電磁誘導加熱装置が開示されている。その構成は、まず、２個のダイオードを直列接続したダイオード直列回路と、２個の共振コンデンサを直列接続した共振コンデンサ直列回路と、２個のスイッチング素子を直列接続したスイッチングアームとを並列接続している。そして、ダイオード直列回路の直列接続点と共振コンデンサ直列回路の直列接続点間に交流電源を接続し、スイッチングアームの直列接続点と共振コンデンサ直列回路の直列接続点間に加熱コイル及びコンデンサを接続している。この電磁誘導加熱装置は、加熱コイルを複数個備えてそれぞれ別々の被加熱物を加熱する場合でも、インバータの周波数を制御する必要が無いため、複数のインバータの周波数差に起因する干渉音が発生する問題もない。

又、特許文献２には、複数台の電磁誘導加熱装置を備えた場合において、電源フィルタを共用することにより小形化を図る技術が開示されている。すなわち、前記ダイオード直列回路の直列接続点と共振コンデンサ直列回路の直列接続点間に交流電源と単一のリアクトルを直列に接続した構成である。

特開２００３−２５７６０６号公報（要約、その他全体） 特開２００３−２８２２２６号公報（要約、その他全体）

上記従来技術においては、２個の共振コンデンサが、電源フィルタ用のコンデンサを兼ねているため、共振コンデンサの容量が小さいと、電源フィルタ用のリアクトルを大きくせざるを得なくなり、基板への小型化実装が困難となる。

本発明の課題は、小型軽量で所望の電力が得られる電磁誘導加熱装置を提供することである。

本発明の他の課題は、複数のインバータを同時に駆動した場合に干渉音の発生を防止できる電磁誘導加熱装置を提供することである。

本発明の実施態様においては、電源側の高調波抑制フィルタ用のコンデンサを、共振用のコンデンサとは独立して設けている。

本発明の望ましい実施態様においては、共振用コンデンサ直列回路と並列に接続され、２つのコンデンサを直列接続したフィルタ用のコンデンサ直列回路と、これら２つのコンデンサ直列回路の各直列接続点間に接続したリアクトルを備えている。

本発明の実施態様によれば、共振用のコンデンサとフィルタ用のコンデンサを独立させたことにより、共振コンデンサの実効容量を小さくでき、インバータ直流電圧の上昇を抑えながら、加熱コイルへの供給電力を確保でき、小型軽量の電磁誘導加熱装置を提供することができる。

また、本発明の望ましい実施態様によれば、複数のインバータを同時に駆動した場合において、インバータの駆動周波数を固定することができ、干渉音を発生しない電磁誘導加熱装置を提供することができる。

本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施形態の中で明らかにする。

第１の実施形態：
図１は、本発明の第１の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１において、交流電源１から、ダイオード２，３の直列回路からなる整流回路を通して、電源側の高調波抑制用のフィルタ２０に接続されている。このフィルタ２０の両端電圧は、高周波インバータ５０に供給される。このインバータ５０は、直列接続した共振コンデンサ４、５からなる第１のコンデンサ直列回路と、直列接続したスイッチング素子６、７からなる第１のスイッチング回路とが並列に接続されている。これらのスイッチング素子６、７にはそれぞれダイオード８、９が逆並列に接続されている。更に、第１のコンデンサ直列回路の直列接続点と、第１のスイッチング回路の直列接続点との間には、加熱コイル１１が接続され、この加熱コイル１１の両端にはスナバコンデンサ１０が接続されている。前記フィルタ２０は、直列接続したコンデンサ２２、２３からなる第２のコンデンサ直列回路と、その直列接続点と電源１との間に電源フィルタ用のリアクトル２１を接続している。また、フィルタ用（第２の）コンデンサ直列回路の直列接続点と、インバータ５０内の共振用（第１の）コンデンサ直列回路の直列接続点との間に、両コンデンサを高周波的に絶縁するリアクトル２４を接続している。

図２、３を用いて本実施形態の動作について説明する。

まず、図２の高周波動作を説明する動作波形図を用いて説明する。図２は、交流電源１の最大電圧付近を拡大した波形を示している。図において、スイッチング素子６、７のゲート信号をそれぞれＶｇ６，Ｖｇ７、コンデンサ２２，２３の電圧をそれぞれＶｃ２２，Ｖｃ２３、共振コンデンサ４，５の電圧をそれぞれＶｃ４，Ｖｃ５とする。また、スイッチング素子６及びダイオード８の電流をＩｃ６、スイッチング素子７及びダイオード９の電流をＩｃ７とする。さらに、スイッチング回路の出力電圧、即ちスイッチング回路の直列接続点の電圧をＶｏ、スイッチング回路に印加される直流電圧をＶｄｃ、加熱コイル１１に流れる電流をＩＬｃとする。ここで、電流ＩＬｃはスイッチング回路から加熱コイル１１に向かって流れる方向を正とする。

モード１：
交流電源１の電圧が正の期間に、上アームスイッチング素子６のゲート信号Ｖｇ６がオンになり、加熱コイル１１の蓄積エネルギーがゼロになると、電流ＩＬｃの極性が負から正に変わる。電流ＩＬｃは、コンデンサ２３→コンデンサ２２→スイッチング素子６→加熱コイル１１→共振コンデンサ５→コンデンサ２３の経路と、コンデンサ４→スイッチング素子６→加熱コイル１１→コンデンサ４の経路で流れ、加熱コイル１１の電流が増加する。この期間、コンデンサ２２，２３及び共振コンデンサ４は放電状態となり、それらの電圧Ｖｃ２２，Ｖｃ２３及びＶｃ４は徐々に減少する。一方、共振コンデンサ５は電流ＩＬｃによって充電されるため、その電圧Ｖｃ５は徐々に増加する。

モード２：
次に、スイッチング素子６のゲート信号がオフになると、電流ＩＬｃは正の極性を有しており、この電流はスナバコンデンサ１０に流れ、スイッチング回路の出力電圧Ｖｏは徐々に減少する。その後、下アームのダイオード９に順方向の電圧が印加されると、次の２径路で、電流ＩＬｃは環流電流として流れ続ける。すなわち、加熱コイル１１→共振コンデンサ４→コンデンサ２２→コンデンサ２３→ダイオード９→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→共振コンデンサ５→ダイオード９→加熱コイル１１の経路である。共振コンデンサ５及びコンデンサ２２、２３は環流電流によって充電されるため、Ｖｃ５及びＶｃ２２、Ｖｃ２３は徐々に増加する。一方、共振コンデンサ４は放電状態となりＶｃ４は徐々に減少する。この期間、下アームスイッチング素子７のゲート信号はオンになるが、電流ＩＬｃの極性が反転しない限り、ダイオード９を流れ続ける。

モード３：
次に、加熱コイル１１の蓄積エネルギーがゼロになり、共振により電流ＩＬｃの極性が正から負に変わると、既にスイッチング素子７はオンしている為、電流ＩＬｃは、共振コンデンサ５→加熱コイル１１→スイッチング素子７→共振コンデンサ５の経路で流れる。この期間、共振コンデンサ５は放電状態となりＶｃ５は徐々に減少する。

モード４：
次に、スイッチング素子７のゲート信号がオフになると、電流ＩＬｃは負の極性を有しており、この電流はスナバコンデンサ１０に流れ、スイッチング回路の出力電圧Ｖｏは徐々に増加する。その後、上アームのダイオード８に順方向の電圧が印加されると、次の２径路で、電流ＩＬｃは環流電流として流れ続ける。すなわち、加熱コイル１１→ダイオード８→コンデンサ２２→コンデンサ２３→共振コンデンサ５→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→ダイオード８→共振コンデンサ４→加熱コイル１１の経路である。共振コンデンサ４及びコンデンサ２２、２３は環流電流によって充電されるため、Ｖｃ４及びＶｃ２２、Ｖｃ２３は徐々に増加する。一方、共振コンデンサ５は放電状態となりＶｃ５は徐々に減少する。この期間、上アームスイッチング素子６のゲート信号はオンになるが、電流の極性が反転しない限り、ダイオード８を流れ続ける。

以上のように、電流ＩＬｃの一周期の間に上記の高周波動作が行われ、以後、この動作を繰り返すことにより、高周波の電流が加熱コイル１１に供給される。交流電源１の電圧が負の期間には、スイッチング素子６及びスイッチング素子７の動作を逆にすることにより、上記と全く同様の動作を行うことができる。

被加熱物に供給する電力は、スイッチング素子の導通比を制御することによって調整することができる。例えば、交流電源１の電圧が正の場合、電力を小さくするには上アームスイッチング素子６の導通比を小さくする。本実施形態のような電流共振形インバータでは、共振負荷の特性が誘導性になるように、駆動周波数を共振周波数よりも高くなるように設定する。これにより、インバータの出力電圧Ｖｏに対し、コイル電流ＩＬｃが遅れ位相になり、順方向電圧が印加される前にスイッチング素子をオンするように制御する。従って、スイッチング素子がターンオンする際は、オンする側のスイッチング素子の電圧がゼロボルトとなるため、ゼロボルトスイッチング（以後ＺＶＳという）が可能となり、ターンオン損失は発生しない。

図３は、交流電源１の一周期分の動作波形を示している。図３（Ａ）に前述した特許文献１の動作波形を示し、（Ｂ）に本発明の第１の実施形態による動作波形を示しているが、まず、本発明の第１の実施形態について説明し、その後で、比較を述べることとする。

図３（Ｂ）において、交流電源１の電圧をＶａｃとし、その他は図２と同じ符号である。電源電圧Ｖａｃが正の場合、コンデンサ２２は、ダイオード２及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続され、ダイオード２が導通状態になるため、コンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２は交流電源１の電圧となる。一方、コンデンサ２３は、ダイオード３及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続されるが、Ｖａｃが正の期間、ダイオード３は非導通状態にあるため、コンデンサ２３には、リアクトル２４を介して共振コンデンサ５の電圧が印加される。ここで、リアクトル２４は、商用周波数の低周波では低インピーダンス、駆動周波数の高周波では高インピーダンスとなるため、コンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３は、共振コンデンサ５の駆動周波数成分がカットされ、直流成分の電圧のみが印加される。共振コンデンサ４は、リアクトル２４を介してコンデンサ２２に接続されているため、低周波成分電圧としては、コンデンサ２２の電圧、即ち交流電源１の電圧が印加される。又、電流ＩＬｃによって充放電が繰り返されるため、共振コンデンサ４の電圧Ｖｃ４には、低周波成分電圧｜Ｖａｃ｜に、駆動周波数の高周波成分が重畳した電圧波形となる。一方、共振コンデンサ５は、電流ＩＬｃによって充放電が繰り返され、駆動周波数の高周波で振動した電圧波形となる。スイッチング回路に印加される直流電圧Ｖｄｃは、コンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２とコンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３を足した値となり、電圧Ｖｃ２３即ち共振コンデンサ５の直流成分が低ければＶｄｃは低くなる。

次に、Ｖａｃが負の場合について説明する。コンデンサ２２は、ダイオード２及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続されるが、Ｖａｃが負の期間、ダイオード２は非導通状態にあるため、コンデンサ２２には、リアクトル２４を介して共振コンデンサ４の電圧が印加される。前述したように、リアクトル２４は、商用周波数の低周波では低インピーダンス、駆動周波数の高周波では高インピーダンスとなるため、コンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２は、共振コンデンサ４の駆動周波数成分がカットされ、直流成分電圧が印加される。他方のフィルタコンデンサ２３は、ダイオード３及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続され、ダイオード３が導通状態になるため、コンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３は交流電源１の電圧となる。共振コンデンサ４は、電流ＩＬｃによって充放電が繰り返され、駆動周波数の高周波で振動した電圧波形となる。

一方、共振コンデンサ５は、リアクトル２４を介してコンデンサ２３に接続されているため、共振コンデンサ５の電圧Ｖｃ５は、コンデンサ２３の電圧、即ち交流電源１の電圧が印加される。又、電流ＩＬｃによって充放電が繰り返されるため、電圧Ｖｃ５は電圧｜Ｖａｃ｜に駆動周波数の高周波成分が重畳した電圧波形となる。スイッチング回路に印加される直流電圧Ｖｄｃは、コンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２とコンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３を足した値となり、電圧Ｖｃ２２即ち共振コンデンサ４の直流成分が低ければＶｄｃは低くなる。共振コンデンサの直流成分は、後述するように、共振コンデンサの容量が小さいほど小さくなる。

これに対して、図３（Ａ）は、特許文献１における交流電源１周期の動作を対比的に示す動作波形図である。電源側の高調波抑制フィルタ用のコンデンサと、高周波インバータの共振用コンデンサとを共用しているので、実効の共振コンデンサ容量がどうしても大きくなっている点が大きな違いである。図３（Ａ）において、Ｖａｃが正の場合、共振コンデンサ４は、交流電源１に接続されているため、共振コンデンサ４の電圧Ｖｃ４は、電圧Ｖａｃに駆動周波数の高周波成分が重畳した電圧波形となる。しかし、実効共振コンデンサ容量が大きいため、高周波成分の振幅は、同図（Ｂ）に比べ小さくなっている。

一方、電圧Ｖｃ５の高周波成分も、電圧Ｖｃ４と同様に小さくなっているが、共振コンデンサの容量が大きいため、電圧Ｖｃ５に含まれる直流成分は大きくなってしまう。Ｖａｃが負の場合、電圧Ｖｃ４は、電圧Ｖａｃが正の場合の電圧Ｖｃ５と同様の電圧波形となり、電圧Ｖｃ５は電圧Ｖａｃが正の場合の電圧Ｖｃ４と同様の電圧波形になる。

スイッチングアームに印加される直流電圧Ｖｄｃは、Ｖｃ４＋Ｖｃ５となり、図示するように、図３（Ｂ）より大きくなってしまう。

このように、電源フィルタ用のコンデンサと共振コンデンサを共用すると、実効共振コンデンサの容量が大きくなり、共振周波数から大きく離れた周波数で駆動することになるため、導通比が増加し導通損失の増加を招く。又、直流電圧の上昇によりスイッチング素子の耐圧がアップし効率が低下する。

これに対し、本実施形態では、共振コンデンサと別にフィルタ用のコンデンサを設けているため、共振コンデンサとしての実効容量を大きくすることなく、リアクトル２１のインダクタンスを低減することができ、直流電圧の上昇も抑えることができる。

図４は、周波数に対する電力依存性を示したものであり、特性（ａ），（ｂ）はそれぞれ実効共振コンデンサが大きい場合と小さい場合を表している。前記従来技術では、実効共振コンデンサの容量が大きくなり、加熱コイルとの直列共振回路の共振の鋭さを示す先鋭度は低下し、図４に（ａ）で示すとおりである。

これに対して、本発明の第１の実施形態によれば、共振周波数がｆ２からｆ１へ上昇し、又、使用可能周波数帯域内の駆動周波数ｆｓで定格の電力が得られるようになる。全体的に、図の右上方向にシフトし、得られる電力が上昇することになる。

図５は、スイッチング素子の導通比、即ち、駆動周期に対する導通期間の割合と電力の関係を示したものであり、特性（ａ），（ｂ）は、図４と同様に共振コンデンサの容量がそれぞれ大きい場合と小さい場合を表している。本実施形態による特性（ｂ）に示すように、定格の電力を得るには、（ａ）の導通比ｄ２に比べ、かなり小さい導通比ｄ１で十分である。

図６は、電力と前記スイッチングアームに印加される直流電圧の関係を示したものであり、特性（ａ），（ｂ）は、同様に共振コンデンサの容量がそれぞれ大きい場合と小さい場合を表している。同じ定格の電力における直流電圧をそれぞれＶｄｃ１、Ｖｄｃ２とすると、本発明の実施形態による直流電圧は、Ｖｄｃ１＜Ｖｄｃ２となり、十分に低くなり、スイッチング素子の耐圧を下げることができる。

図７は、本発明の第１の実施形態の変形例を示す要部回路図であり、図１における第１のコンデンサ４，５の直列回路のみを抜き出して図示したものである。第１の実施形態において、駆動周波数を高く設定しても、一方のスイッチング素子の導通比が大きくなった場合は、この導通期間にコイル電流の極性が反転し進相モードへ移行する場合がある。このような場合は、ターンオン損失が発生するため、図７に示すように、共振コンデンサ４，５にそれぞれ並列にダイオード４４，４５を備え、共振コンデンサに流れる電流をバイパスさせることにより、共振負荷の特性を誘導性に維持することができる。

又、被加熱物に供給する電力を小さくした場合は、スイッチング素子の遮断電流が小さくなり、スナバコンデンサ１０の充放電が完了する前に上アームまたは下アームがターンオンし、ＺＶＳを満足しない条件が発生する。このような場合にも、ターンオン損失が発生する。これを防止するためには、スナバコンデンサ１０と直列に図示しないスイッチング素子を接続しておき、所定のタイミングでこのスイッチング素子をオフすることによって、スナバコンデンサ１０を加熱コイル１１から切り離すことが望ましい。これにより、常時ＺＶＳを実現することができ、遮断電流が小さい場合においてもターンオン損失を無くすことができる。

本実施形態において、直列接続したコンデンサ２２，２３からなる第２のコンデンサ直列回路の充放電電流を低減するために、第２のコンデンサ直列回路と並列に図示しないコンデンサを設けても良い。

第２の実施形態：
図８は、本発明の第２の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図８において実施形態１と異なる点は、図１におけるスナバコンデンサ１０の代わりに、各上下アームに並列にスナバコンデンサ１２、１３をそれぞれ接続している点である。実施形態１のスナバコンデンサ１０には、加熱コイル１１の電圧が印加されるが、本実施形態では、インバータの電源電圧が印加されることになるため、スナバコンデンサの耐圧を低減することができる。

次に、本実施形態の高周波動作について、先の実施形態と異なる部分のみを説明する。

モード１：
前記実施形態と全く同一であるので、重複説明を避ける。

モード２：
スイッチング素子６のゲート信号がオフになると、電流ＩＬｃは正の極性を有しており、この電流は、次の２つの径路を流れ続け、上アームのスナバコンデンサ１２は充電、下アームのスナバコンデンサ１３は放電される。すなわち、加熱コイル１１→共振コンデンサ４→スナバコンデンサ１２→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→共振コンデンサ５→スナバコンデンサ１３→加熱コイル１１の経路である。スイッチング回路の出力電圧Ｖｏが徐々に減少し、下アームのダイオード９に順方向の電圧が印加されると、電流ＩＬｃは環流電流として、次の２つの径路を流れ続ける。すなわち、加熱コイル１１→共振コンデンサ４→コンデンサ２２→コンデンサ２３→ダイオード９→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→共振コンデンサ５→ダイオード９→加熱コイル１１の経路である。共振コンデンサ５及びコンデンサ２２，２３は環流電流によって充電されるため、Ｖｃ５及びＶｃ２２，Ｖｃ２３は徐々に増加する。一方、共振コンデンサ４は放電状態となり、Ｖｃ４は徐々に減少する。この期間、下アームスイッチング素子７のゲート信号はオンになるが、電流の極性が変わらない限り、ダイオード９を流れ続ける。

モード３：
前記実施形態と全く同一であるので、重複説明を避ける。

モード４：
次に、スイッチング素子７のゲート信号がオフになると、電流ＩＬｃは負の極性を有しており、この電流は、次の２つの径路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ１２は放電、下アームのスナバコンデンサ１３は充電される。すなわち、加熱コイル１１→スナバコンデンサ１２→共振コンデンサ４→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→スナバコンデンサ１３→共振コンデンサ５→加熱コイル１１である。以下、スイッチング回路の出力電圧Ｖｏが徐々に増加し、上アームのダイオード８に順方向の電圧が印加され、電流ＩＬｃが環流電流として流れ続け、その後の動作は前述実施形態と同じである。

図９は、本発明の第２の実施形態の変形例を示す要部回路図であり、図８におけるインバータ５０の下アームのみを抜き出して図示したものである。図８の実施形態においても、被加熱物に供給する電力を小さくした場合は、スイッチング素子の遮断電流が小さくなり、スナバコンデンサ１２、１３の充放電が完了する前に上アームまたは下アームがターンオンし、ＺＶＳを満足しない条件が発生する。このような場合には、ターンオン損失が発生するため、スナバコンデンサ１３を下アームから切り離すことが望ましい。そこで、図９に示すように、下アームのスナバコンデンサ１３と直列にスイッチング素子４３を接続し、スイッチング素子４３をオフすることでスナバコンデンサ１３を切り離す。このスイッチング素子４３には、逆並列にダイオード４４を接続する。

これにより、常時ＺＶＳを実現することができ、遮断電流が小さい場合においても、ターンオン損失を無くすことができる。

第３の実施形態：
図１０は、本発明の第３の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１と異なる点は、整流ダイオード１４，１５の第２のダイオード直列回路とスイッチング素子３０が追加された点である。第２のダイオード直列回路と、第１のダイオード直列回路とが並列に接続されており、第１，第２のダイオード直列回路の各直列接続点間に、商用交流電源１とリアクトル２１が直列に接続されている。また、第２のダイオード直列回路と第２のコンデンサ直列回路の各直列接続点間に、スイッチング素子３０が接続されている。

図１０において、スイッチング素子３０がオン状態の場合、本実施形態では整流ダイオード１４，１５がコンデンサ２２，２３にそれぞれ並列に接続される。しかしながら、コンデンサ２２，２３の電圧が負の電圧にならない限り、整流ダイオード１４，１５は導通状態にならない。このため、動作に影響を与えることはなく、前記実施形態と同様の動作となる。

スイッチング素子３０がオフ状態の場合、第２のコンデンサ直列回路（２２，２３）は、第１，第２のダイオード直列回路（整流回路）及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続される。従って、スイッチング回路に印加される直流電圧Ｖｄｃは、交流電源１の電圧を全波整流した電圧となり、スイッチング素子３０がオン状態の場合と比べて直流電圧は低下する。

本実施形態は、負荷となる被加熱物の材質、形状や電力に応じてスイッチング回路の導通比を制御する以外に、スイッチング素子３０を切替えることで、直流電圧を制御することができ、制御範囲を広げることができる。前記第１、第２の実施形態では、高周波動作をせずに交流電源１の電圧が装置に印加されている待機状態では、コンデンサ２２，２３にそれぞれ交流電源１の電圧が印加され、スイッチング回路に印加される直流電圧は交流電源電圧の２倍となる。これに対して、本実施形態によれば、スイッチング素子３０をオフ状態にすることにより、スイッチング回路に印加される直流電圧を交流電源電圧まで下げることができる。このため、待機時の消費電力を低減できるほか、スイッチング素子や各部品の耐圧に対するマージンを大きくすることができ信頼性を向上できる。

第４の実施形態：
図１１は、本発明の第４の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付し、重複説明は避ける。図１の実施形態では、直流電圧が非平滑のため、加熱コイルに流れる電流は商用周波数で脈動した波形になる。しかしながら、銅又はアルミ製等の被加熱物を加熱した場合、脈動した電流で誘導加熱を行うと商用周波数に起因したうなり音が被加熱物から発生する。

図１２は、図１１の実施形態における動作を説明する動作波形図である。上記脈動電流によるうなり音を防ぐために、図１２に示すように、直流電圧Ｖｄｃを平滑し、コイル電流ＩＬｃの脈動を抑えている。一般的に使用されるコンデンサインプット型の平滑回路では、入力電流に多くの高調波を含むため、直流電圧の平滑と高調波抑制の両者を満足する電源回路が必要となる。図１１に示す本実施形態では、インバータの前段に昇圧チョッパ回路６０を設け、交流電源１の電圧が正の期間、リアクトル２１、スイッチング素子１６、ダイオード１８から構成される第１の昇圧チョッパ回路によりこの課題を解決している。また、交流電源１の電圧が負の期間は、リアクトル２１、スイッチング素子１７、ダイオード１９から構成される第２の昇圧チョッパ回路により前記課題を解決することができる。第１の昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子１６のオン期間に交流電源１の電圧がリアクトル２１に印加されてエネルギーが蓄積され、オフ期間にダイオード１８を介してコンデンサ２２へ放出する。従って、交流電源１の電圧が正の期間、入力電流が正弦波になるようにスイッチング素子１６のオン期間を制御することにより高調波を低減するとともに、コンデンサ２２により直流電圧を平滑することができる。同様に、第２の昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子１７のオン期間に交流電源１の電圧がリアクトル２１に印加されてエネルギーを蓄積し、オフ期間にダイオード１９を介してコンデンサ２３に放出する。従って、交流電源１の電圧の負の期間にも、入力電流が正弦波になるようにスイッチング素子１７のオン期間を制御することにより高調波を低減するとともに、コンデンサ２３により直流電圧を平滑することができる。

本実施形態は、スイッチング素子１６、１７のオン期間を制御することにより直流電圧の大きさを変えることができるため、直流電圧を制御して電力を調整することが可能となり、干渉音の発生を防ぐことができる。

第５の実施形態：
図１３は、本発明の第５の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付し、重複説明は避ける。本実施形態では、直流電圧を平滑するために、コンデンサ２２，２３の容量を十分に大きくする。従って、前述したようにコンデンサインプット型の平滑回路となるため、入力電流に多くの高調波を含むことになり、高調波を抑制する回路が必要となる。そこで、本実施形態では、交流電源１に対しリアクトル２１を負荷とする短絡回路４０を設け、商用周波数の半周期毎に短絡回路４０を動作させることにより入力電流の高調波を低減する。短絡回路４０は、ダイオード整流回路４２と、スイッチング素子４１から構成されている。

図１４は、図１３の短絡回路４０の動作について示すタイミングチャートである。スイッチング素子４１は、交流電源１の電圧Ｖａｃのゼロクロスから所望の遅延時間を設けてオンさせ、短絡通電を開始し交流電源１から電流を吸込む。スイッチング素子４１の遅延時間とオン期間は、負荷の大きさ即ち所望の電力に応じて制御し、入力電流Ｉａｃに含まれる高調波を低減する。本実施形態において、短絡回路４０はダイオード整流回路とスイッチング素子を組合せて構成している。しかし、逆方向の耐圧を備えた逆阻止型のスイッチング素子を２個逆並列に接続して置換えれば、整流回路４２とスイッチング素子４１の両者で発生していた損失を、スイッチング素子による損失のみに低減することができる。

第６の実施形態：
図１５は、本発明の第６の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１１と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図１１の実施形態においては、チョッパ回路６０は昇圧形であるため、コンデンサ２２及びコンデンサ２３の電圧は交流電源１の電圧より高くなる。本実施形態では、チョッパ回路６０１は、リアクトル２１、スイッチング素子４６、ダイオード４８から構成される第１の降圧チョッパ回路と、リアクトル２１、スイッチング素子４７、ダイオード４９から構成される第２の降圧チョッパ回路を設けている。これにより、コンデンサ２２及びコンデンサ２３の電圧を交流電源１の電圧より低く、即ち降圧制御を行いながら、入力電流の高調波を抑制することができる。

図１６は、図１５の実施形態における降圧制御方法を説明する動作説明図である。交流電源１の電圧が正の期間において、Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜がコンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２より低い場合は、スイッチング素子４６をオン固定とし、スイッチング素子１６をスイッチングさせ昇圧動作を行う。逆に、｜Ｖａｃ｜がＶｃ２２より高い場合は、スイッチング素子１６をオフ固定とし、スイッチング素子４６をスイッチングさせ降圧動作を行う。交流電源１の電圧が負の期間では、｜Ｖａｃ｜コンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３より低い場合、スイッチング素子４７をオン固定とし、スイッチング素子１７をスイッチングさせ昇圧動作を行う。逆に、｜Ｖａｃ｜がＶｃ２３より高い場合は、スイッチング素子１７をオフ固定とし、スイッチング素子４７をスイッチングさせ降圧動作を行う。

このように、商用周波数の半周期の間に昇圧動作と降圧動作の２つのモードが存在することになる。入力電流Ｉａｃは、昇圧動作と降圧動作のモード切替え時に波形歪みが生じるが、ほぼ正弦波に近い波形となり、高調波を抑制することができる。

図１７は、図１５の実施形態の別の降圧制御方法を説明する動作説明図である。交流電源１の電圧が正の期間において、第１の降圧チョッパと第１の昇圧チョッパのそれぞれのスイッチング素子１６、４６を同時にオンし、交流電源１の電圧をリアクトル２１に印加してエネルギーを蓄積する。次いで、スイッチング素子１６、４６を同時にオフし、ダイオード１８、４８を介して、リアクトル２１に蓄えたエネルギーをコンデンサ２２側に放出する。交流電源１の電圧が負の期間では、第２の降圧チョッパと第２の昇圧チョッパのそれぞれのスイッチング素子１７、４７を同時にオンし、交流電源１の電圧をリアクトル２１に印加してエネルギーを蓄積する。次いで、スイッチング素子１７、４７を同時にオフし、ダイオード１９、４９を介して、リアクトル２１に蓄えたエネルギーをコンデンサ２３側に放出する。

これまでの降圧制御方法は、Ｖｃ２２と｜Ｖａｃ｜の大小関係及びＶｃ２３と｜Ｖａｃ｜の大小関係に応じて昇圧動作と降圧動作を切替える方法であったが、本制御方法は、商用周波数の半周期の間、同じ動作を繰り返す。このため、入力電流Ｉａｃには、波形歪みの無い正弦波が得られる。この制御方法によれば、リアクトル２１に流れる電流値は大きくなり損失は増えるものの、切替えが不要なため、制御は容易となる。

図１８は、図１５の実施形態における昇圧制御方法を説明する動作説明図である。交流電源１の電圧が正の期間、スイッチング素子４６をオン固定とし、スイッチング素子１６をスイッチングさせ昇圧動作を行い、交流電源１の電圧が負の期間では、スイッチング素子４７をオン固定とし、スイッチング素子１７をスイッチングさせ昇圧動作を行う。

本実施形態によれば、直流電圧の制御範囲を広げることができるため、電力の調整範囲を大きく採ることができる。

第７の実施形態：
図１９は、本発明の第７の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図１９において、図１の実施形態と異なる点は、各共振コンデンサ４，５に、それぞれ共振コンデンサ２５，２６とスイッチング素子３１，３２の直列回路を並列に接続した点である。通常、加熱コイル１１側からみたコイル及び磁気結合している被加熱物の等価インピーダンスは、被加熱物の材質によって大きく異なる。一般に材質が磁性の場合は、等価インダクタンス及び等価抵抗は大きく、非磁性の場合は共に小さくなる。従って、材質によって共振周波数が大きく異なるため、共振コンデンサの容量を切替え、ほぼ同一の共振周波数にすることが望ましい。これまでの実施形態では、共振コンデンサの容量は固定であった。本実施形態では、負荷となる被加熱物の材質、形状や電力に応じて、スイッチング素子３１，３２をオンオフ制御し、等価的に共振コンデンサ４，５の容量を変え、被加熱物を最適な条件で加熱することができる。

第８の実施形態：
図２０は、本発明の第８の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図である。図８と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図２０において、図８の第２の実施形態と異なる点は、加熱コイル１１，１６及び直列接続した共振コンデンサ４，５及び２７，２８からなるコンデンサ直列回路をそれぞれ２組設けている点である。図２０において、直列接続された共振コンデンサ４，５からなるコンデンサ直列回路と、直列接続された共振コンデンサ２７，２８からなるコンデンサ直列回路とが並列に接続されて第１の（共振用の）コンデンサ直列回路を構成している。前記コンデンサ４，５の直列接続点と第１のスイッチング回路の直列接続点間には、スイッチング素子３３を介して加熱コイル１１が接続されている。他方、前記コンデンサ２７，２８の直列接続点と第１のスイッチング回路の直列接続点間には、スイッチング素子３４を介して加熱コイル６１が接続されている。又、第２のコンデンサ直列回路（２２，２３）の直列接続点と前記コンデンサ２７，２８の直列接続点間には、リアクトル２９が接続されている。

本実施形態は、図１９の第７の実施形態と同様に、負荷となる被加熱物の材質、形状や電力に応じて、スイッチング素子３３，３４をオンオフ制御し、使用する加熱コイル１１又は６１を選択することができる。また、加熱コイル１１，６１を同時に使用することもできるため、被加熱物を最適な条件で加熱することができる。

本実施形態において、加熱コイル及び直列接続した共振コンデンサからなるコンデンサ直列回路は３組以上設けることもできる。又、共振コンデンサ４，５からなるコンデンサ直列回路を２つ以上の加熱コイルで兼用しても構わない。

第９の実施形態：
図２１は、本発明の第９の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図である。図２０と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図２１において、図２０と異なる点は、直列に接続した加熱コイル１１，６２と、直列接続した共振コンデンサ４，５及び２７，２８からなるコンデンサ直列回路を２組設けている点である。図２１において、加熱コイル１１とスイッチング素子３３の直列接続点と、コンデンサ２７，２８の直列接続点間には、スイッチング素子３５を介して加熱コイル６２が接続されている。

本実施形態によれば、図１９の第７の実施形態や図２０の第８の実施形態と同様に、負荷となる被加熱物の材質、形状や電力に応じて最適な条件で加熱することができる。すなわち、スイッチング素子３３，３５をオンオフ制御することにより、加熱コイル１１のみ使用する場合と、加熱コイル１１，６２の両方を使用する場合の選択及び電力制御により、最適な条件で加熱することができる。加熱コイル１１，６２の両方を使用し加熱コイルの巻数を増やすと、磁束が増えるため、銅又はアルミ等の非磁性でかつ抵抗が小さい被加熱物を加熱する場合に適している。

本実施形態において、加熱コイルは、それぞれ２つ以上直列に接続した構成でも構わない。又、第１のコンデンサ直列回路（４，５又は２７，２８）を２つ以上の加熱コイルで兼用しても構わない。

以上の実施形態においては、上下アームの導通比を制御するものとして説明したが、本発明による電磁誘導加熱装置は、インバータの駆動周波数を制御して電力を調整することも可能である。特に、加熱部が一つの場合には、うなり発生の惧れが無いので、上下アームの導通比を同一にし、インバータの駆動周波数を制御して電力を調整することは有効である。

本発明は、一般家庭や業務用として使用される誘導加熱調理器をはじめ、温水発生、低温・高温の水蒸気発生装置、金属の溶解、複写機トナー定着用の熱転写ローラドラムなど多岐にわたる熱源の電源として適用できる。

本発明の第１の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。 図１の実施形態における高周波動作を説明する動作波形図。 図１の実施形態における電源１周期内の動作を説明する動作波形図。 図１の実施形態における電磁誘導加熱装置の周波数に対する電力依存性を示す特性図。 図１の実施形態におけるスイッチング素子の導通比に対する電力依存性を示す特性図。 図１の実施形態による電磁誘導加熱装置の電力に対する直流電圧の関係を示す特性図。 本発明の第１の実施形態である電磁誘導加熱装置の一部を変形した要部回路図。 本発明の第２の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。 本発明の第２の実施形態の変形例を示す要部回路図。 本発明の第３の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。 本発明の第４の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図。 図１１の実施形態における動作を説明する動作波形図。 本発明の第５の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。 図１３の短絡回路４０の動作について示すタイミングチャート。 本発明の第６の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。 図１５の実施形態における降圧制御方法を説明する動作説明図。 図１５の実施形態の別の降圧制御方法を説明する動作説明図。 図１５の実施形態における昇圧制御方法を説明する動作説明図。 本発明の第７の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図。 本発明の第８の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図。 本発明の第９の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図。

符号の説明

１…交流電源、２，３，８，９，１４，１５，１８，１９，４４，４５，４８，４９…ダイオード、４，５，２５，２６，２７，２８…共振用コンデンサ、１０，１２，１３…スナバコンデンサ、２２，２３…フィルタコンデンサ、６，７，１６，１７，３０〜３５，４１，４３，４６，４７…スイッチング素子、１１，６１，６２…加熱コイル、２０…フィルタ、２１，２４，２９…リアクトル、４０…短絡回路、４２…整流回路、５０…インバータ、６０…昇圧チョッパ回路、６０１…昇降圧チョッパ回路。

Claims (10)

1. 交流電源と、この交流電源の電圧を整流する整流器と、この整流器の出力を入力して加熱コイルに高周波電力を供給するインバータを備え、このインバータは、直列接続した共振コンデンサからなる第１のコンデンサ直列回路と、直列接続した２つのスイッチング素子からなるスイッチング回路とを並列に接続し、２つの前記スイッチング素子はそれぞれ逆並列にダイオードを備え、前記第１のコンデンサ直列回路と前記スイッチング回路の各直列接続点間に前記加熱コイルを接続した電磁誘導加熱装置において、電源側の高調波抑制フィルタ用として２つのコンデンサを直列接続した第２のコンデンサ直列回路を、共振用の前記第１のコンデンサ直列回路と並列接続するとともに、これら第１のコンデンサ直列回路と第２のコンデンサ直列回路の各直列接続点間に、商用周波数の低周波では低インピーダンス、駆動周波数の高周波では高インピーダンスであるリアクトルを接続したことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
2. 交流電源と、この交流電源の電圧を整流する整流器と、この整流器の出力を入力して加熱コイルに高周波電力を供給するインバータを備え、このインバータは、直列接続した共振コンデンサからなる第１のコンデンサ直列回路と、直列接続した２つのスイッチング素子からなるスイッチング回路とを並列に接続し、２つの前記スイッチング素子はそれぞれ逆並列にダイオードを備え、前記第１のコンデンサ直列回路と前記スイッチング回路の各直列接続点間に前記加熱コイルを接続した電磁誘導加熱装置において、前記第１のコンデンサ直列回路と並列に接続され、２つのコンデンサを直列接続した第２のコンデンサ直列回路と、前記第１、第２のコンデンサ直列回路の各直列接続点間に接続したリアクトルを備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
3. 請求項１または２において、前記整流器を構成するために２つのダイオードを直列接続したダイオード直列回路と、このダイオード直列回路と前記第２のコンデンサ直列回路の各直列接続点間に前記交流電源と第２のリアクトルの直列回路を接続したことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
4. 請求項１または２において、前記整流器を構成するためにそれぞれが２つのダイオードを直列接続した２組のダイオード直列回路と、これら２組のダイオード直列回路の各直列接続点間に前記交流電源と第２のリアクトルの直列回路を接続したことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
5. 請求項１〜３のいずれかにおいて、前記第２のコンデンサ直列回路と、直列接続したダイオードからなる第１の整流回路と、直列接続したダイオードからなる第２の整流回路とを並列に接続し、前記第１、第２の整流回路の各直列接続点間に交流電源と第２のリアクトルを直列に接続し、前記第１、第２の整流回路のいずれか一方の直列接続点と前記第２のコンデンサ直列回路の直列接続点間にスイッチング素子を接続したことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
6. 請求項１〜５のいずれかにおいて、前記整流器の出力側から前記第２のコンデンサ直列回路へ向って接続された昇圧チョッパを備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
7. 請求項１〜５のいずれかにおいて、前記整流器の出力側から前記第２のコンデンサ直列回路へ向って接続された昇降圧チョッパを備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
8. 請求項１〜７のいずれかにおいて、前記交流電源を、第２のリアクトルを介して短絡する短絡回路を備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
9. 請求項１〜８のいずれかにおいて、前記第１のコンデンサ直列回路のそれぞれのコンデンサに並列に挿脱可能に付加コンデンサを備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
10. 請求項１〜９のいずれかにおいて、前記インバータは、前記第１のコンデンサ直列回路を複数備え、前記第１のスイッチング回路の直列接続点と複数の前記第１のコンデンサ直列回路のそれぞれの直列接続点との間に、それぞれ加熱コイルを接続したことを特徴とする電磁誘導加熱装置。

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