JP5178378B2 - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源電圧を任意の交流電圧に変換する電力変換装置に関するものである。例えば、異なる材質の被加熱物に対し所望の電力を供給する誘導加熱を行うインバータ方式の電磁誘導加熱装置やインバータ方式の点灯方式に利用されるものである。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された金属製の被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。一般に、被加熱物が磁性体で固有抵抗が大きい鉄は加熱し易く、非磁性体で低抵抗の銅やアルミなどは加熱し難い。

このような問題を解決する従来例として、〔特許文献１〕に開示されるような電磁誘導加熱調理器がある。この公知例は単一の加熱コイルとハーフブリッジ方式としても機能するフルブリッジ回路の高周波インバータとで構成される。そして、調理鍋が磁性鍋，非磁性鍋のいずれかを判別し、その結果に応じてフルブリッジ方式インバータとハーフブリッジ方式インバータとに切り替え、異なる材質の被加熱物を誘導加熱する。

また、従来の商用交流電源を入力とするインバータ装置は、力率改善コンバータと後段にＤＣ−ＡＣコンバータを接続した方式がポピュラーである。ところが、小形・軽量化・回路簡単化・低コスト化等の理由から、後段のＤＣ−ＡＣコンバータに力率改善機能を一体化したコンバータが提案されている。このようなコンバータの従来例として、〔特許文献２〕に開示されたようなインバータ装置がある。この公知例は、交流電源を整流してスイッチング素子とインダクタを介して電解コンデンサに平滑直流電圧を出力する降圧チョッパ回路と、平滑直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ回路を備えている。インバータ回路は、昇圧または昇降圧チョッパを兼用するスイッチング素子を有し、降圧チョッパ回路とインバータ回路のスイッチング素子のオン・オフタイミングを制御して、降圧，昇降圧，昇圧のいずれかのチョッパ回路としても動作させる。降圧チョッパ回路は電源投入時に突入電流抑制のために動作させ、その後、インバータ回路を動作させることにより力率改善と負荷へ高周波電力を供給する。

特許第２８１６６２１号公報 特許第３２６１８２９号公報

〔特許文献１〕に開示された従来技術において、高周波インバータを、フルブリッジ方式とハーフブリッジ方式とに切り替えが可能であるが、共振コンデンサは方式によらず固定されているため駆動周波数の設定範囲が限られる。

一方、〔特許文献２〕に開示された従来技術においても、前述のような磁性鍋や非磁性鍋のように負荷変動が大きい場合には最適な共振負荷条件，インバータ電圧，駆動周波数で加熱することができない。

このように、〔特許文献１〕，〔特許文献２〕では、磁性鍋と非磁性鍋のように負荷変動が大きい場合、それぞれ最適な周波数と電圧で加熱することが困難で、双方に対して均一な加熱性能を得ることは難しかった。

また、〔特許文献２〕では、昇圧または昇降圧チョッパ動作を行う場合はインバータ動作ができるが、降圧チョッパ動作を行う場合にはインバータ動作ができない欠点もある。

さらに、交流電源を整流回路（ダイオードブリッジ）で整流するため、定常的に整流回路での損失が発生し、効率が低下する欠点もある。

本発明は、負荷変動の大きな条件においても最適なインバータ電圧，駆動周波数に設定でき所望の電力を効率良く供給することができる電力変換装置及びその制御方法を提供することである。

上記課題を解決するために主スイッチング素子と第１の整流素子を直列接続し、交流電圧を任意の直流電圧に変換し、負荷に電力を供給するチョッパ回路を備えた電力変換装置において、主スイッチング素子と第１の整流素子の直列回路で構成される２つの整流回路と、該整流回路の出力端子間に接続されたインダクタとスイッチング素子の直列回路と、前記スイッチング素子の出力端子間に接続された第２の整流素子とコンデンサの直列回路と、前記チョッパ回路および前記整流回路を制御する制御手段を備え、交流電圧を直接に任意の直流電圧に昇降圧変換できることを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記整流回路と並列に第３の整流素子を接続したことを特徴とするものである。

ここで、ハーフブリッジ方式インバータとは、基本的に、第１の上下アームのスイッチング素子をオン／オフ駆動することによって、負荷に交流を供給するインバータであることを意味する。したがって、フルブリッジ回路を利用するとしても、第２の上下アームのスイッチング素子の一方のみをオンした状態で第１の上下アームのスイッチング素子をオン／オフ駆動するＳＥＰＰ方式インバータをも含めたものである。

本発明の望ましい実施態様によれば、少ない部品点数にもかかわらず、負荷変動の大きな条件においても最適なインバータ電圧，駆動周波数に設定でき負荷に所望の電力を効率良く供給することができる。

以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態による電力変換装置の回路構成である。本実施例は交流電源から高周波の交流電力に変換する構成であり、磁力発生コイルに高周波の電流を流し、金属性の被加熱物を電磁誘導によって加熱する回路構成を示している。被加熱物は図示しないが磁力を発生する加熱コイル１１と磁気結合し、被加熱物に電力が供給される。

図１において、交流電源ＡＣのａ点とｂ点間には、パワー半導体スイッチング素子４２ａと４２ｂの直列回路の接続点とダイオード４３ａと４３ｂの直列回路の接続点に接続されている。交流電源ＡＣのａ点からはパワー半導体スイッチング素子４２ａを介し、インダクタ４１に接続され、ｂ点からはパワー半導体のスイッチング素子４２ｂを介し、インダクタ４１に接続されている。スイッチング素子５ｃとスイッチング素子５ｄが直列接続された上下アーム４の接続点にはインダクタ４１の一端が接続されている。上下アーム４の両端には平滑用コンデンサ４４と、スイッチング素子５ａとスイッチング素子５ｂが直列接続された上下アーム３が接続されている。スイッチング素子５ａから５ｄにはそれぞれダイオード６ａから６ｄが逆並列に接続されており、スイッチング素子５ａと５ｂには、それぞれスナバコンデンサ７ａ，７ｂが並列に接続されている。スナバコンデンサ７ａ，７ｂは、スイッチング素子５ａまたは５ｂのターンオフ時の遮断電流をによって充電あるいは放電され、両スイッチング素子に印加される電圧の変化が低減することによりターンオフ損失を抑制する。

上下アーム３の出力端子には加熱コイル１１の一端が接続されており、加熱コイル１１の他端と平滑コンデンサ４４の負電極間には第１の共振コンデンサ１２が接続され第１の共振負荷回路５０を構成している。また、前記加熱コイル１１の他端と前記第２の上下アーム４の出力端子間には直列に接続された第２の共振コンデンサ１３とリレー接点２０が接続されている。加熱コイル１１と第１の共振コンデンサ１２及び第２の共振コンデンサ１３により第２の共振負荷回路６０を構成しており、被加熱物の材質や設定火力に応じて、リレー接点２０を切り替えることにより、前記第１の共振負荷回路５０と第２の共振負荷回路６０とを切り替えることができる。

ここで、加熱コイルと被加熱物（図示せず）は磁気的に結合するため、被加熱物を加熱コイル１１側からみた等価回路に変換すると、被加熱物の等価抵抗と等価インダクタンスが直列に接続された構成になる。等価抵抗および等価インダクタンスは、被加熱物の材質によって異なり、非磁性体で低抵抗の銅やアルミの場合は等価抵抗及び等価インダクタンスのどちらも小さくなり、磁性体で高抵抗の鉄の場合はどちらも大きくなる。

図１において、被加熱物が銅やアルミの場合は、前記リレー接点２０をオフし、前記第１の上下アーム３と加熱コイル１１及び第１の共振コンデンサ１２から構成されるＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）方式のインバータで加熱を行う。前述に示したように、これは、ハーフブリッジ方式インバータの一種である。

非磁性体で低抵抗の被加熱物は等価抵抗が小さいため所望の出力を得るには大きな電流を流す必要がある。被加熱物の表皮抵抗は周波数の平方根に比例する特徴があり、銅またはアルミなどの低抵抗の被加熱物を加熱する場合には、周波数を高くすることが有効である。したがって、第１の上下アーム３を例えば約９０ｋＨＺの周波数で駆動できるように第１の共振コンデンサ１２の容量を設定する。第２の上下アーム４はリレー接点２０がオフ状態にあるため共振負荷回路６０から切り離され、ハーフブリッジ回路状態にある。したがって、スイッチング素子５ｄはインダクタ４１をチョッパ用のインダクタとする昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子として動作し、ダイオード６ｃは整流用素子として動作する。一方、スイッチング素子４２ａまたは４２ｂはインダクタ４１をチョッパ用のインダクタとする降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、ダイオード４３ａとダイオード４３ｂは整流用素子として動作する。

被加熱物が鉄の場合は、前記リレー接点２０をオンし、前記第１及び第２の上下アームと加熱コイル１１及び第１，第２の共振コンデンサ１２，１３から構成されるフルブリッジ方式インバータで加熱を行う。前述のように、磁性体で高抵抗の被加熱物は等価抵抗が大きいため共振負荷回路には電流が流れにくい。したがって、フルブリッジ方式に切り替えることでインバータの出力電圧を２倍に高め所望の出力を得ることが出来る。

前述の銅やアルミの場合は抵抗が小さいためインバータの周波数を約９０ｋＨｚとし、表皮抵抗を高くしたが、鉄の場合は元々抵抗が大きいため、約２０ｋＨｚの周波数で前記第１，第２の上下アームを駆動する。前述のように第１の共振コンデンサ１２の容量は、約９０ｋＨｚの駆動周波数に合わせて設定するが、第２の共振コンデンサ１３の容量は、約２０ｋＨｚの駆動周波数に合わせて設定する。駆動周波数が大きく異なるため、第２の共振コンデンサ１３の容量は第１の共振コンデンサ１２より十分に大きな値になる。したがって、フルブリッジ方式インバータの共振周波数は、主に第２の共振コンデンサ１３により設定される。このフルブリッジ方式インバータ動作においても、共振コンデンサ１３に流れる電流が大きいため、共振コンデンサ１２が接続されたままの状態でも大きな問題はない。

前述の従来技術では、共振コンデンサは回路方式によらず固定されており駆動周波数の設定範囲が限られる課題があったが、本実施例ではリレー接点２０の切り替えにより、共振コンデンサの容量も切り替えることができる。従って、インバータの駆動周波数の設定範囲を広げることができ被加熱物の材質に合わせて最適な周波数で加熱することができる。第２の上下アーム４は、リレー接点２０がオン状態にあるため共振負荷回路６０に接続され、スイッチング素子５ｄはインバータ用スイッチング素子として利用される。同時に、インダクタ４１をチョッパ用のインダクタとする昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子としても利用される。各スイッチング素子の動作については後述する。

本実施例では、負荷を被加熱物としたが、例えば、共振コンデンサに並列に蛍光ランプを接続することにより、光源への電力供給も可能になる。また、加熱コイルをトランスに置換えトランスの二次側に整流回路を設けることにより電子機器などの直流負荷に対しても電力を供給する電力変換装置を提供することが実現できる。

図２は、本発明の第２の実施形態による電力変換装置の回路構成図である。図１と同一の構成要素には同一符号が付してあり説明は省略する。図２において、交流電源ＡＣはインダクタ８とコンデンサ９から構成されるフィルタ回路が接続されている。コンデンサ９より後段の構成は前記第１の実施例と同様の構成となる。

次に本実施例における各スイッチング素子を制御するために必要となる電圧電流検出箇所について説明する。

交流電源ＡＣから入力される電力や被加熱物の材質を検知するには、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を電流センサ７３により電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路７４により検出される。

また、交流電源ＡＣの電圧に応じてＡＣ電流の波形生成を行うことにより力率を改善するには、電流波形の基準となる信号が必要となる。整流回路７９の出力電圧、すなわち整流された直流電圧を検出する。部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路内部で基準波形を求め、ＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には整流回路８１およびＡＣ電圧を検出する入力電圧検出回路７７を削除できる。ＡＣ電流の波形生成を行うには、チョッパ用のインダクタ４１に流れる電流波形を制御することにより実現できる。本実施例では、インダクタ４１に流れる電流を電流センサ７５により電圧に変換した後、入力電流検出回路７６により検出する。インダクタ４１の電流を検出せず、スイッチング素子４２ａおよび４２ｂの電流を検出してＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には、電流センサ７５の位置を変更すれば問題ない。

入力電力の制御や被加熱物の材質，状態を検知するには、加熱コイルに流れる電流を検出する必要がる。本実施例では、加熱コイル１１に流れる電流を電流センサ７１により電圧に変換した後、コイル電流検出回路７２により検出する。また、負荷の出力電力を制御するためには、チョッパ回路の出力電圧すなわちインバータの電源電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、平滑コンデンサ４４の両端電圧をＩＮＶ電圧検出回路７８により検出する。制御回路７０は、前記各検出回路の検出値と入力電力設定部８０からの電力指令値に基づいて各スイッチング素子の駆動信号を生成する。

インバータ回路によって電力を制御するためには、共振負荷回路のインピーダンスが周波数によって変わることを利用し、周波数を可変するＰＦＭ（パルス周波数制御）制御が最も容易である。本実施例では、第１の上下アーム３をＰＦＭ制御することにより電力を制御できる。しかしながら、周波数に対する電力の変化が大きい、即ち共振の鋭さを表すＱの高い負荷条件においては、インバータの電源電圧振幅を可変するＰＡＭ（パルス振幅制御）制御が望ましい。本実施例では第２の上下アーム４のオン時間Ｄｕｔｙを制御することによりインバータの電源電圧を制御し、ＰＡＭ制御によって電力制御を行うことができる。スイッチング素子５ａ，５ｂは制御回路７０から与えられた制御信号に基づいてドライブ回路６２により駆動され、同様にスイッチング素子４２ａ，４２ｂ，５ｃ，５ｄも制御回路７０の制御信号に基づいてドライブ回路６１により駆動される。

次に本実施例における制御方法について説明する。スイッチング素子５ｄ，４２ａ，４２ｂは降圧，昇圧，昇降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、交流電源ＡＣの電圧に応じて入力電流の波形を生成する力率改善制御と出力電圧制御を行う。

図３，図４にスイッチング素子５ｄ，４２ａ，４２ｂの制御方法を示す。図３，図４において、交流電源ＡＣの電圧をＶａｃ、平滑用コンデンサ４４の電圧をＶ４４で示す。説明を分かりやすくするために交流電源Ｖａｃが正電圧期間とする。先ず、図３において、Ｖ４４よりＶａｃが高い時は、スイッチング素子５ｄをオフ状態とし、スイッチング素子４２ａをオンオフ制御することにより降圧モードのチョッパ動作が可能となる。このときスイッチング素子４２ｂはオフ状態である。逆に、Ｖ４４よりＶａｃが低い時は、スイッチング素子５ｄをオンオフ制御し、スイッチング素子４２ａをオン状態、４２ｂをオフ状態にすることにより昇圧モードのチョッパ動作が可能となる。このように交流電源電圧Ｖａｃの変化、即ち商用周期内での電圧変化に応じてチョッパ動作を切り替えることにより各スイッチング素子のスイッチング回数を低減し、スイッチング損失を減らすことができる。図４において、商用周期内での電圧変化に関わらずスイッチング素子５ｄ，４２ａを同時にオンオフ制御することにより昇降圧モードのチョッパ動作が可能となる。

次に本実施例において、被加熱物が銅やアルミの場合について動作を説明する。第１の実施例で述べたように、被加熱物が銅やアルミの場合はリレー接点２０をオフし、第１の上下アーム３と加熱コイル１１及び第１の共振コンデンサ１２から構成されるＳＥＰＰ（Single Ended Push-Pull）方式のハーフブリッジ方式インバータで加熱を行う。第２の上下ア−ム４はリレー接点２０がオフ状態にあるため共振負荷回路６０から切り離される。したがって、スイッチング素子５ｄはインダクタ４１をチョッパ用のインダクタとする昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子として動作し、ダイオード６ｃは整流用素子として動作する。一方、スイッチング素子４２ａはインダクタ４１をチョッパ用のインダクタとする降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、ダイオード４３ａ，４３ｂは整流用素子として動作する。

図５は商用周期内に降圧と昇圧モードを切り替える方式を適用した場合における降圧モード時の各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および加熱コイル１１の電流波形を示す。

図５において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｃ，５ｄはオフ状態、スイッチング素子４２ａは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら降圧モードのチョッパ動作を行う。スイッチング素子５ａ，５ｂは上下アームが短絡しないように実際にはデッドタイムを設けるが、ここでは、分り易くするため、スイッチングの切り替わり時の過渡的動作は省略し、デッドタイムを省いた状態で図示している。スイッチング素子５ａ，５ｂは被加熱物を含む加熱コイル１１の等価インダクタンスと共振コンデンサ１２によって決まる共振周波数より高い周波数で駆動する。これにより、スイッチング素子５ａはダイオード６ａが導通状態の時にターンオンするためスイッチング損失は発生しない。同様にスイッチング素子５ｂもターンオン時のスイッチング損失は発生しない。一方、スイッチング素子４２ａはインバータの駆動周波数に関わらず任意の周波数で独立してチョッパ動作を行うことができる。

図６は昇圧モード時の各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および加熱コイル１１の電流波形を示す。図６において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｃはオフ状態、スイッチング素子４２ａはオン状態、スイッチング素子５ｄは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら昇圧モードのチョッパ動作を行う。

次に本実施例において、被加熱物が鉄の場合について動作を説明する。第１の実施例で述べたように被加熱物が鉄の場合はリレー接点２０をオンし、第１及び第２の上下アームと加熱コイル１１及び第１，第２の共振コンデンサ１２，１３から構成されるフルブリッジ方式インバータで加熱を行う。第２の上下アーム４はリレー接点２０がオン状態にあるため共振負荷回路６０に接続され、インバータ用スイッチング素子として利用されると共にインダクタ４１をチョッパ用のインダクタとする昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子としても利用される。

図７は商用周期内に降圧と昇圧モードを切り替える方式を適用した場合における交流電源ＡＣの電圧Ｖａｃと電流Ｉａｃ、平滑用コンデンサ４４の電圧Ｖ４４および加熱コイル１１の電流Ｉ１１を示す。加熱コイル電流Ｉ１１は交流電圧Ｖａｃの電圧変化に応じて脈動しており、商用周期内に降圧と昇圧モードが切り替わることによって発生する。期間（ａ）及び期間（ｂ）の動作をそれぞれ図８，図９を用いて説明する。

図８は図７の期間（ａ）の部分を拡大した動作波形であり、各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および加熱コイル１１の電流波形を示す。図８において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｃはオン状態、５ｄはオフ状態、スイッチング素子４２ａは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら降圧モードのチョッパ動作を行う。インバータ回路は、第１，第２の上下アームから構成されるフルブリッジ回路となるが、第２の上下アームはオンオフ動作を行わず一方のスイッチング素子５ｃがオン状態、他方のスイッチング素子５ｄがオフ状態にある。このため、第１の上下アーム３と加熱コイル１１及び第１，第２の共振コンデンサ１２，１３から構成されるハーフブリッジ方式インバータで加熱を行うことになる。従って、共振負荷回路６０には平滑用コンデンサ４４の電圧の半分が印加されるため、加熱コイル１１の電流Ｉ１１は小さくなる。スイッチング素子５ａ，５ｂは被加熱物を含む加熱コイル１１の等価インダクタンスと共振コンデンサ１２，１３によって決まる共振周波数より高い周波数で駆動する。これにより、スイッチング素子５ａはダイオード６ａが導通状態の時にターンオンするためスイッチング損失は発生しない。同様にスイッチング素子５ｂもターンオン時のスイッチング損失は発生しない。一方、スイッチング素子４２ａは降圧モードの場合において、インバータの駆動周波数に関わらず任意の駆動周波数で独立してチョッパ動作を行うことができる。しかしながら、商用周期内に降圧と昇圧モードが切り替わるため、次に説明する昇圧モードのチョッパ動作とインバータ動作を考慮するとスイッチング素子４２ａとインバータは同期して駆動することが望ましい。

図９は図７の期間（ｂ）の部分を拡大した動作波形であり、各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および加熱コイル１１の電流波形を示す。図９において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｄは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら昇圧モードのチョッパ動作を行う。スイッチング素子５ｃはスイッチング素子５ｄと相補に駆動し、スイッチング素子４２ａはオン状態となる。スイッチング素子５ｃ，５ｄは上下アームが短絡しないように、実際にはデッドタイムを設けるが、ここでは分り易くするため、スイッチングの切り替わり時の過渡的動作は省略し、デッドタイムを省いて図示している。インバータ回路は、第１，第２の上下アームから構成されるフルブリッジ方式インバータとなる。しかし、スイッチング素子５ａと５ｄが同時にオン、およびスイッチング素子５ｂと５ｃが同時にオンとなる期間のみ共振負荷回路６０に平滑用コンデンサ４４の電圧がフルに印加される。スイッチング素子５ｄはインバータ用スイッチング素子として利用されると共に昇圧チョッパ用スイッチング素子としても利用されるため、インダクタ４１の電流と加熱コイル１１の電流が重畳して流れる。スイッチング素子５ａと５ｄを同期して駆動することにより、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流より大きい場合においては、スイッチング素子５ｄはダイオード６ｄが導通状態の時にターンオンすることができるためスイッチング損失は発生しない。通常、チョッパ用のスイッチング素子は電流連続モードで動作している場合、ターンオン時に整流用ダイオードが逆回復し、リカバリ電流が流れるためスイッチング損失が発生する。しかし、本実施例では上記の電流条件を満足する場合においては、ターンオン時のスイッチング損失を無くすことができるため高効率化に寄与する。図９において、ダイオード６ｃはインバータ用環流素子として利用されると共にチョッパ用整流素子としても利用されるため、インダクタ４１の電流と加熱コイル１１の電流が重畳して流れる。

上記はＶａｃが正電圧の場合について説明してきたが、Ｖａｃが負電圧の場合にはスイッチング素子４２ａと４２ｂの動作を逆にすることで同様の動作となる。

図１０は本発明の第３の実施形態である電力変換装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１０において、前記第１の実施例と異なる点は、加熱コイル１１と第１の共振コンデンサ１２から構成される共振負荷回路５０が第１，第２の上下アーム３，４の出力端子間に接続されている点である。リレー接点２０は前述のように被加熱物の材質に応じて切り替えるが、被加熱物の材質によらずフルブリッジ回路を用いたインバータで加熱を行う。被加熱物が銅やアルミの場合は、前述のように第１の上下アーム３は例えば約９０ｋＨｚの周波数で駆動する。このとき、フルブリッジ方式インバータとして駆動する場合であっても、第２の上下アーム４はスイッチング損失の低減を考えると必ずしも第１の上下アーム３と同じ周波数で駆動する必要はない。従って、第２の上下アーム４を第１の上下アーム３より低い周波数で駆動し、インバータ動作と昇圧または昇降圧チョッパ動作を行うこともできる。

図１１は、第１の上下アーム３のスイッチング素子５ａ，５ｂの駆動周波数に対し、第２の上下アーム４のスイッチング素子５ｃ，５ｄの駆動周波数を１／３に低減した場合における昇圧モード時の各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および加熱コイル１１の電流を示す。実施例２と同様に交流電源Ｖａｃが正電圧期間での動作とする。図１１において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｄは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら昇圧モードのチョッパ動作を行う。スイッチング素子５ｃはスイッチング素子５ｄと相補に駆動し、スイッチング素子４２ａはオン状態、４２ｂはオフ状態となる。

インバータは、第１，第２の上下アームから構成されるフルブリッジ方式インバータとなるが、スイッチング素子５ａと５ｄが同時にオン、およびスイッチング素子５ｂと５ｃが同時にオンとなる期間のみ共振負荷回路５０または６０に平滑用コンデンサ４４の電圧がフルに印加される。

スイッチング素子５ｄはインバータ用スイッチング素子として利用されると共に昇圧チョッパ用スイッチング素子としても利用されるため、インダクタ４１の電流と加熱コイル１１の電流が重畳して流れる。スイッチング素子５ａと５ｄを同期して駆動することにより、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流より大きい場合においては、スイッチング素子５ｄはダイオード６ｄが導通状態の時にターンオンすることができるためスイッチング損失は発生しない。

図１１において、第１の上下アーム３は共振負荷回路５０または６０の共振周波数に対し、高い周波数で駆動するため、オン時間内に加熱コイル１１の電流極性が反転する回数は１回となる。一方、第２の上下アーム４の駆動周波数は第１の上下アーム３の駆動周波数に対し１／３に低減しているため、スイッチング素子のオン時間がほぼ駆動周期まで延びた場合には、加熱コイル１１の電流極性は最大６回反転することになる。

図１２は、共振負荷回路５０または６０の共振周波数に対し、第１，第２の上下アーム３，４ともに駆動周波数を１／３に低減した場合における昇圧モード時の各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および加熱コイル１１の電流を示す。図１２において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｄは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら昇圧モードのチョッパ動作を行う。スイッチング素子５ｃはスイッチング素子５ｄと相補に駆動し、スイッチング素子４２ａはオン状態、４２ｂはオフ状態となる。

インバータ回路は、第１，第２の上下アームから構成されるフルブリッジ方式となるが、スイッチング素子５ａと５ｄが同時にオン、およびスイッチング素子５ｂと５ｃが同時にオンとなる期間のみ共振負荷回路５０または６０に平滑用コンデンサ４４の電圧がフルに印加される。スイッチング素子５ｄはインバータ用スイッチング素子として利用されると共に昇圧チョッパ用スイッチング素子としても利用されるため、インダクタ４１の電流と加熱コイル１１の電流が重畳して流れる。

スイッチング素子５ａと５ｄを同期して駆動することにより、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流より大きい場合においては、スイッチング素子５ｄはダイオード６ｄが導通状態の時にターンオンすることができるためスイッチング損失は発生しない。

図１２において、第１の上下アーム３は共振周波数に対し駆動周波数を１／３に低減しているため、スイッチング素子のオン時間内に加熱コイル１１の電流極性が３回反転し流れる。一方、第２の上下アーム４も第１の上下アーム３と同様に共振周波数に対し駆動周波数を１／３に低減しているため、スイッチング素子のオン時間がほぼ駆動周期まで延びた場合には、加熱コイル１１の電流極性は最大６回反転することになる。

以上のように、第１，第２の上下アームを共に共振周波数より低い周波数、すなわち、ほぼ整数分の一の周波数で駆動することにより、何れもスイッチング損失の低減を図ることができる。

尚、上記の実施例ではＶａｃが正電圧の場合について説明してきたが、Ｖａｃが負電圧の場合にはスイッチング素子４２ａと４２ｂの動作を逆にすることで同様の動作となる。

図１３は本発明の第４の実施形態である電力変換装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１３において、交流電源ＡＣのａ点がスイッチング素子４２ａとダイオード４６の直列回路の接続点に、ｂ点がスイッチング素子４５とダイオード４３ｂの直列回路の接続点に接続されている。前記第１の実施例と異なる点は、スイッチング素子４２ａと４５のエミッタ端子が接続されている点と、スイッチング素子４２ａと４５を相補に駆動し、スイッチング素子４２ａもしくは４５を還流用素子として使用することである。スイッチング素子４２ａと４５のエミッタ端子を同一にすることによって、スイッチング素子４２ａおよび４５の駆動電源を１つにすることが可能となり、駆動電源の損失，実装スペースが低減でき、小型・高効率できる。

図１４は本発明の第５の実施形態である電力変換装置の回路構成である。図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１４において、インダクタ４１とダイオード９１とスイッチング素子９２の接続点に接続されている。ダイオード９１とスイッチング素子９２の直列接続体の両端にコンデンサ９３と負荷９０が接続されている。実施例２に記載の力率改善制御を行うことで実施例２と同様に力率改善を行うことが可能である。コンデンサ９３には直流電圧が生成されるため、あらゆる負荷を接続することが可能となる。

図１５は本発明の第５の実施形態である電力変換装置の回路構成である。図１４と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１５において、実施例５と異なる点はインダクタ４１とスイッチング素子９２のエミッタ端子間にダイオード９３を接続されている点である。この構成にすることで、スイッチング素子４２ａまたは４５がオフしたときの還流モード時にダイオード９３に電流が流れるため、導通損失を低減することができる。また、実施例１乃至４においても本実施例の構成とすることで同様の効果を得る。

本発明の電力変換装置および電力変換装置の制御方法は、一般家庭や業務用として使用される誘導加熱調理器をはじめ温水発生，低温・高温の水蒸気発生装置，金属の溶解，複写機トナー定着用の熱転写ローラドラムなど多岐にわたる熱源の電源として利用できる。

また、蛍光灯を点灯するインバータ装置，家電，民生機器や業務用の交流電源を入力とするスイッチング電源としても適用できる。

本発明の第１の実施形態による電力変換装置の回路構成図である。 本発明の第２の実施形態による電力変換装置の回路構成図である。 図２の実施形態による電力変換装置の動作説明図である。 図２の実施形態による電力変換装置の動作説明図である。 図２の実施形態による電力変換装置の動作波形である。 図２の実施形態による電力変換装置の動作波形である。 図２の実施形態による電力変換装置の動作波形である。 図２の実施形態による電力変換装置の動作波形である。 図２の実施形態による電力変換装置の動作波形である。 本発明の第３の実施形態による電力変換装置の回路構成図である。 図１０の実施形態による電力変換装置の動作波形である。 図１０の実施形態による電力変換装置の動作波形である。 本発明の第４の実施形態による電力変換装置の回路構成図である。 本発明の第５の実施形態による電力変換装置の回路構成図である。 本発明の第６の実施形態による電力変換装置の回路構成図である。

符号の説明

３，４ 上下アーム
５ａ〜５ｄ，４２ａ，４２ｂ，４５，４７ スイッチング素子
６ａ〜６ｄ，４３ａ，４３ｂ，４６，４８ ダイオード
７ａ，７ｂ，９，１２，１３，４４ コンデンサ
８，４１ インダクタ
１１ 加熱コイル
２０ リレー接点
５０，６０ 共振負荷回路
６１，６２ ドライブ回路
７０ 制御回路
７１，７３，７５ 電流センサ
７２ コイル電流検出回路
７４ ＡＣ電流検出回路
７６ 入力電流検出回路
７７ ＡＣ電圧検出回路
７８ ＩＮＶ電圧検出回路
７９ 整流回路
８０ 入力電力設定部
９０ 負荷
ＡＣ 交流電源

Claims (2)

1. 主スイッチング素子と第１の整流素子を直列接続し、交流電圧を任意の直流電圧に変換し、負荷に電力を供給するチョッパ回路を備えた電力変換装置において、
   主スイッチング素子と第１の整流素子の直列回路で構成される２つの整流回路と、該整流回路の出力端子間に接続されたインダクタとスイッチング素子の直列回路と、前記スイッチング素子の出力端子間に接続された第２の整流素子とコンデンサの直列回路と、前記チョッパ回路および前記整流回路を制御する制御手段を備え、交流電圧を直接に任意の直流電圧に昇降圧変換できることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、
   前記整流回路と並列に第３の整流素子を接続したことを特徴とする電力変換装置。

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