JP4157619B2 - 空気調和機 - Google Patents
空気調和機 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4157619B2 JP4157619B2 JP15302198A JP15302198A JP4157619B2 JP 4157619 B2 JP4157619 B2 JP 4157619B2 JP 15302198 A JP15302198 A JP 15302198A JP 15302198 A JP15302198 A JP 15302198A JP 4157619 B2 JP4157619 B2 JP 4157619B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- power
- voltage
- circuit
- short
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4283—Arrangements for improving power factor of AC input by adding a controlled rectifier in parallel to a first rectifier feeding a smoothing capacitor
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換し、変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置を用いた空気調和機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換し、さらにＰＷＭ電圧に変換して負荷に供給する大容量の電力変換装置、例えば、４００Ｗ乃至５ＫＷの電力変換装置として、力率の向上及び電源高調波（電流波形の歪み）の低減を図るべく、交流電源経路にリアクトルを接続すると共に、このリアクトルを介して得られた交流を倍電圧整流回路で整流する、パッシブフィルタ方式の電力変換装置がある。
【０００３】
図１７は交流電源を１００Ｖクラス電源とする空気調和機に使用されるインバータ装置、すなわち、冷凍サイクル駆動用電動機を能力制御するパッシブフィルタ方式の電力変換装置の構成を示す回路図である。同図において、交流電源Ｖｉｎの一端にリアクトルＬｉｎの一端が接続されている。このリアクトルＬｉｎの他端は直列接続されたダイオードＤＨとＤＬの相互接合点に接続されている。このダイオードＤＨとＤＬの直列接続回路に、ダイオードＤ１とＤ２の直列接続回路と、コンデンサＣＨとＣＬの直列接続回路とが並列に接続されている。そして、交流電源Ｖｉｎの他端がダイオードＤ１とＤ２の相互接続点に接続されると共に、倍電圧用コンデンサと呼ばれるコンデンサＣＨとＣＬの相互接続点に接続されている。
【０００４】
また、コンデンサＣＨとＣＬの直列接続回路の両端に平滑コンデンサＣＤが接続され、この平滑コンデンサＣＤの両端電圧がインバータ回路５０に供給されるようになっている。
【０００５】
ここで、インバータ回路５０に接続される負荷が約１．８ＫＷであるとすると、リアクトルＬｉｎとしてインダクタンスが６．２ｍＨのものが、倍電圧用コンデンサＣＨ，ＣＬとしてキヤパシタンスが３６０μＦのものが、平滑コンデンサＣＤとしてキャパシタンスが１６００μＦのものがそれぞれ用いられる。
【０００６】
そして、交流電源Ｖｉｎの正の半サイクルにおいてはダイオードＤＨを介してコンデンサＣＨが充電され、負の半サイクルにおいてはダイオードＤＬを介してコンデンサＣＬが充電される。従って、コンデンサＣＨの充電電圧とコンデンサＣＬの充電電圧との和が平滑コンデンサＣＤに印加され、交流電源Ｖｉｎの倍電圧がインバータ回路５０に供給される。なお、ダイオードＤ１は充電の初期にコンデンサＣＨが逆充電されないように放電回路を形成し、同様に、ダイオードＤ２は充電の初期にコンデンサＣＬが逆充電されないように放電回路を形成している。
なお、図１７に示したダイオードＤＨ，ＤＬ，Ｄ１，Ｄ２、倍電圧用コンデンサＣＨ，ＣＬ及び平滑コンデンサＣＤが本発明の順変換部を構成し、インバータ回路５０が逆変換部を構成している。
【０００７】
かかる電力変換装置を用いて圧縮機駆動電動機を駆動した場合、図１８にその電流値で示した電源高調波が発生する。同図はＩＥＣ（国際電気標準会議）のクラスＥの規格と併せて示したもので、電流Ｉ（Ｌｉｎ）とＩ（ＩＥＣ）とを各周波数成分で比較した場合、Ｉ（Ｌｉｎ）の第３高調波成分がＩ（ＩＥＣ）のそれを上まわっている。この第３高調波成分を低減するには、インダクタンスのより大きいリアクトルを用いることが考えられるが、この場合には装置が大型化するという問題があった。
【０００８】
また、図１７に例示した電力変換装置においては電源力率が約９３％と比較的低いため、負荷の増大に応じて交流入力電流が増大し、電流値が予め定めた制限値に到達しやすく、従って、圧縮機の回転数等に制限が加えられることが多かった。
【０００９】
図１９は交流電源電圧を２００Ｖとする空気調和機に使用されるインバータ装置、すなわち、冷凍サイクル駆動用電動機を能力制御するパッシブフィルタ方式の電力変換装置の構成を示す回路図である。同図において、ダイオードＤ１とＤ２の直列接続回路の両端にダイオードＤ３とＤ４の直列接続回路が並列接続されて周知の全波整流回路が形成されている。このうち、ダイオードＤ１とＤ２の相互接続点に交流電源Ｖｉｎの一端が接続され、ダイオードＤ３とＤ４の相互接続点に交流電源Ｖｉｎの他端が接続されている。そして、ダイオード直列接続回路の両端に力率改善用のコンデンサＣＰが接続されると共に、リアクトルＬｉｎ及び逆流防止ダイオードＤＢを介して、平滑コンデンサＣＤが接続され、この平滑コンデンサＣＤの両端電圧がインバータ回路５０に供給されるようになっている。
【００１０】
図２０は図１９に示した電力変換装置の１サイクルの電圧、電流波形を示したもので、通電角は１１０度であっても力率は９０％にとどまり、交流電源が１００Ｖクラス電源の場合と比較して、同程度の入力電力であれば当然のことながら交流入力電流が制限値に到達し難いが、力率は１００Ｖクラス電源の場合よりも低く、これを改善するためにはインダクタンスのより大きなリアクトルを用いなければならず、やはり装置の大型化が避けられなかった。
【００１１】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、電源力率を向上させると共に、電源高調波をＩＥＣ規格に適合、もしくは、十分に近付けることが可能な電力変換装置及びこれを用いた空気調和機を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、
電力変換装置を、
交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、
変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、
前記順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、
前記交流電源の半周期内での前記昇圧回路の短絡通電時間を変更制御する制御部と、
を備え、
前記交流電源が１００Ｖクラス電源であり、前記リアクトルのインダクタンスが４〜８ｍＨで、前記順変換部が倍電圧整流回路及び６００〜１０００μＦの容量を持った倍電圧用コンデンサを含み、かつ、前記制御部は、前記交流電源からの入力電力が２０００Ｗ以下であるとき、前記昇圧回路を制御して１．５〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させる、
ものとして構成し、
前記電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するとともに、前記圧縮機の運転を停止する場合、前記昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、前記圧縮機を停止させることを特徴とする空気調和機である。
【００１３】
請求項２に係る発明は、
電力変換装置を、
交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、
変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、
前記順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、
前記交流電源の半周期内での前記昇圧回路の短絡通電時間を変更制御する制御部と、
を備え、
前記交流電源が２００Ｖクラス電源であり、前記リアクトルのインダクタンスが１４〜２０ｍＨで、前記順変換部は、全波整流回路及び１４００〜１８００μＦの容量を持った平滑コンデンサを含み、かつ、前記制御部は、前記交流電源からの入力電力が４０００Ｗ以下の範囲において前記昇圧回路を制御して１．５〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させる、
ものとして構成し、
前記電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するとともに、前記圧縮機の運転を停止する場合、前記昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、前記圧縮機を停止させることを特徴とする空気調和機である。
【００１４】
請求項３に係る発明は、
電力変換装置を、
交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、
変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、
前記順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、
前記交流電源の半周期内での前記昇圧回路の短絡通電時間を変更制御する制御部と、
を備え、
前記交流電源が２００Ｖクラス電源であり、前記リアクトルのインダクタンスが１４〜２０ｍＨで、前記順変換部は、全波整流回路及び１４００〜１８００μＦの容量を持った平滑コンデンサを含み、かつ、前記制御部は、前記交流電源からの入力電力が４０００Ｗ以下の範囲において前記昇圧回路を制御して１．５〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させ、
前記リアクトルとして１６ｍＨのものを用い、前記制御部は入力電力が２０００Ｗのとき約２．０〜２，５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させ、入力電力が４０００Ｗのとき３．０〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させ、入力電力が２０００〜４０００Ｗの途中の値ではこれらの短絡通電時間を直線補間した時間だけ前記交流電源を短絡通電させる、
ものとして構成し、
前記電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するとともに、前記圧縮機の運転を停止する場合、前記昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、前記圧縮機を停止させることを特徴とする空気調和機である。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を好適な実施形態に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明に用いる電力変換装置の第１の構成を示す回路図である。図中、従来装置を示す図１７と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、交流電源Ｖｉｎの一端に接続されたリアクトルＬｉｎの負荷端と交流電源Ｖｉｎの他端との間に昇圧回路３０が接続され、マイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）を含んで構成される制御装置としての室外制御部２０が、交流電源Ｖｉｎのゼロクロス点の検出と、昇圧回路３０及びインバータ回路５０を制御する構成になっている。
【００１６】
ここで、昇圧回路３０はブリッジ接続された４個のダイオードと、一つのＩＧＢＴとでなり、４個のダイオードは全波整流回路を構成し、その交流入力端がリアクトルＬｉｎから見て負荷側の電源線間に接続され、全波整流回路の直流出力端にＩＧＢＴが接続されている。したがって、室外制御部２０がＩＧＢＴをターンオンさせると、交流電源ＶｉｎはリアクトルＬｉｎを介して短絡されてエネルギーが蓄えられ、室外制御部２０がＩＧＢＴをターンオフさせるとリアクトルＬｉｎに蓄えられたエネルギーが倍電圧用コンデンサＣＨ，ＣＬに移動する。
【００１７】
この場合、ゼロクロス点から所定の時間だけ短絡通電させると電流波形の通電角が広げられ、力率は向上する。なお、この実施形態ではリアクトルＬｉｎのインダクタンスを６ｍＨ、倍電圧用コンデンサＣＨ，ＣＬの容量を１０００μＦ、平滑コンデンサＣＤの容量を１６００μＦとしている。
【００１８】
図２はかかる力率改善のための短絡通電を行った場合の電源電圧波形７１に対応する電流波形７３を、昇圧回路を持たない場合の電流波形７２と併せて示した波形図である。すなわち、交流電源Ｖｉｎの交流電圧が正弦波形を有するものとし、そのゼロクロス点からある一定時間（以下、短絡通電時間という）Ｘだけ昇圧力パルス８１を加えることにより、リアクトルＬｉｎを介して交流電源Ｖｉｎを短絡すると、電流波形を完全な正弦波にすることは不可能であるが従来流れていなかったゼロクロス点直後の位相区間にも電流が流れるようになるので、電源電流の通電角が１１０度から１６０度に広がり、電源電流の利用効率が向上することになって力率は改善される。短絡通電時間は電流波形を整えるという意味で、負荷もしくは入力電力に応じて適切な値を選ぶが、後述するように、入力電力が１０００Ｗのとき約２ｍｓｅｃ、４０００Ｗで約３．３ｍｓｅｃでその途中の入力電力ではこれらの時間を直線補間した値を用いるものとする。
なお、これらの昇圧パルス８１によって短絡通電させるとリアクトルから「ジー」というような不快な騒音が発生するので、これを防止するために昇圧パルス８１に続いて騒音低減パルス８２を昇圧回路３０に加えている。
【００１９】
図３は入力電力が２０００Ｗである場合に、インダクタンスの異なるリアクトルを順次切替接続した場合の力率の変化を示したもので、１ｍＨで約９４％、４ｍＨで約９８％、６ｍＨで９９％、８ｍＨで約９８．５％になっており、特に、６ｍＨで最高値になっている。この実験結果から、入力電力が例えば２０００Ｗで、力率を９８％以上にするためにはインダクタンスが４ｍＨ以上のリアクトルを用いる必要があり、力率角を最大にするという観点ではインダクタンスが６ｍＨのリアクトルを採用すれば良いことが分かる。
【００２０】
しかして、交流電源が１００Ｖクラス電源（１００Ｖ〜１２０Ｖ）で、これを倍電圧整流回路で整流し、１６００μＦ程度の平滑コンデンサで平滑し、さらに、入力電力が２０００Ｗ以下の状態で、電源力率を、例えば、９８％以上に保持するには、インダクタンスが４〜８ｍＨのリアクトル、キヤパシタンスが６００〜１４００μＦの倍電圧用コンデンサを用い、短絡通電の時間を１．５〜３．５ｍｓｅｃとする必要がある。なお、説明を省略するが、これらの回路定数を採用した場合、ＩＥＣクラスＥの限度値に適合することが計算によって確認されている。
【００２１】
かくして、電源力率を向上させると共に、電源高調波をＩＥＣ規格に適合させることが可能な第１の構成の電力変換装置が得られる。
【００２２】
図４は本発明に用いる電力変換装置の第２の構成を示す回路図である。この例は交流電源が２００Ｖクラス電源（２００Ｖ〜２４０Ｖ）であることを前提とした構成例で、図中、従来装置を示す図１９と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、交流電源ＶｉｎとダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流端子との間に、電源電圧が１００Ｖである場合と同様に、リアクトルＬｉｎを接続し、さらに、リアクトルＬｉｎの負荷側の端子間に昇圧回路３０の交流入力端を接続し、この昇圧回路３０の直流出力端にＩＧＢＴが接続されている。また、マイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）を含んで構成される室外制御部２０が、交流電源Ｖｉｎのゼロクロス点の検出と、昇圧回路３０のＩＧＢＴ及びインバータ回路５０を制御する構成になっている。
【００２３】
この図４に示した電力変換装置は、負荷すなわち入力電力が大きいものを対象としているため、時間と電流との関係をシミュレーションすると図５に示すようになる。すなわち、昇圧回路３０を動作させると入力電力の増大に応じて電流のピーク値が増加し、電源電圧が２倍になるため電流波形が急勾配となる。この場合の力率は９４％でその上限が９０％であった従来装置と比較して力率改善効果があるものの依然として低かった。
【００２４】
そこで、リアクトルＬｉｎのインダクタンスの値を種々に変化させてそれぞれ時間と電流との関係をシミュレーション後、実験確認すると図６に示すような結果が得られた。すなわち、リアクトルＬｉｎの値をＬ１＜Ｌ２＜Ｌ３の順に変化させると電流のピーク値、及び時間変化率が減少すると同時に、通電角もＴ１＜Ｔ２＜Ｔ３の順に広がるため力率も向上することが分かった。
【００２５】
図７はインダクタンスの異なる数種類のリアクトルを用いて測定した結果であり、入力電力をパラメータとして、リアクトルＬｉｎのインダクタンスと力率との関係を示したものである。同図において、入力電力が２０００Ｗの場合、リアクトルＬｉｎのインダクタンスを６ｍＨから２０ｍＨまでの代表的な値でそれぞれ力率を測定すると約９２．４％から９８．８％まで変化し、特に、リアクトルＬｉｎのインダクタンスを１６ｍＨとしたとき最大力率９９％に到達した。また、力率９８％以上とするにはリアクトルＬｉｎを１４ｍＨ〜２０ｍＨとする必要がある。さらに、入力電力が３０００Ｗの場合、リアクトルＬｉｎのインダクタンスを６ｍＨから２０ｍＨまでの代表的な値でそれぞれ力率を測定すると約８８．５％から９８．８％まで変化し、リアクトルＬｉｎとしてインダクタンスが１４〜２０ｍＨのものを用いることによって、力率を９８％以上に保持できる。
【００２６】
しかして、交流電源が２００Ｖクラス電源でこれを全波整流回路で整流し、１６００μＦ（或いは１４００〜１８００μＦ）程度の平滑コンデンサで平滑し、さらに、入力電力が２０００〜４０００Ｗのとき電源力率を９８％以上に保持するには、インダクタンスが１４〜２０ｍＨのリアクトルを用い、短絡通電時間を入力電力２０００Ｗのとき約２．０〜２．５ｍｓｅｃ、４０００Ｗのとき３〜３．５ｍｓｅｃとする必要がある。
【００２７】
図８は上述した実験結果に基づき、リアクトルＬｉｎとして１６ｍＨのものに固定し、入力電流を１０８６Ｗから２６７３Ｗまでの間の代表的な値に対する昇圧パルス幅（短絡通電時間）Ｘ、直流電圧及び力率の関係を示した図表である。このうち、入力電力と昇圧パルス幅とは図９に示すような直線的な関係を持たせている。因みに、昇圧パルス幅をＸ（ｍｓｅｃ）、入力電力ＰIN（Ｗ）とするとこれらの間に次式の関係が成立する。
Ｘ＝０．０００５×ＰIN＋１．４１ …（１）
この近似式から１０００Ｗ以下、３０００Ｗ以上の入力電力に対する昇圧パルス幅Ｘを決定することができる。
【００２８】
なお、この近似式は電源が１００Ｖクラス電源である場合にも適用できることが実験等によって確認されており、例えば、２０００Ｗで２．４１ｍｓｅｃ、４００Ｗで１．６１ｍｓｅｃの計算値が得られる。実際上は、これらの計算値に対してある程度の幅を持たせ得ることを考慮すれば、２０００Ｗ以下の入力電力に対して約１．５〜３．５ｍｓｅｃの昇圧パルス幅を採用することが実用的と考えられる。
【００２９】
図１０は図４の実施形態（２００Ｖクラス電源）における入力電力と、直流電圧及び力率との関係を示した線図である。同図から明らかなように、各入力電力で力率が最大となるときの直流電圧は２６０Ｖでほぼ一定となる。これは逆に直流電圧が２６０Ｖとなるように昇圧パルス幅Ｘを制御すれば最大力率を確保できるということである。また、入力電力の低下に伴い力率が悪化しているが、これは入力電力２６００Ｗでの力率を重視して計算を行ったためで、リアクトルの定数を変更することによってその改善も可能である。
【００３０】
以上、図４に示した第２の実施形態、すなわち、入力電源電圧が２００Ｖで、順変換部として全波整流回路を用いると共に、平滑コンデンサとして１６００μＦを用いた場合の入力電力、昇圧パルス幅、直流電圧及び力率の関係を説明したが、この第２の実施形態における電源高調波について、以下に説明する。
【００３１】
図１１に示すように、交流電源電圧が正弦波形を持って変化すると、図１９に示した従来の電力変換装置では、その電流はゼロクロス点から所定の時間を経過した時点にて急速に立上がり、その後いったんは減少し、続いて最大値まで増大した後、次のゼロクロス点よりもかなり前の時点にて零になり、次の半サイクルにて負方向の電流が流れるまで零を維持する。これに対して、昇圧回路を設けて高力率を達成する本実施形態では、従来装置と比較して電流の立上がりがゼロクロス点に近付き、いったん増大した後の電流の低下が僅かで、しかも、次のゼロクロス点に相当に近付いてから零になっている。
【００３２】
図１１に示す電圧電流波形は入力電力が２５００Ｗの場合を示したもので、これらの電流波形をフーリェ解析すると図１２に示す高調波解析結果が得られる。これは、電源電圧２００Ｖ、入力電力２５００Ｗ時の従来装置及び本実施形態の高調波解析結果と国内緩和値、ＩＥＣクラスＡの限度値と併せて示したものである。この図１２から明らかなように、従来装置では国内緩和値にも適合していなかった。しかしながら、本実施形態では従来装置に対して大幅に改善され、国内緩和値から最低４４％以上の余裕があることが分かる。今回、解析した実施形態ではＩＥＣクラスＡの限度値には達していないが、ＩＥＣの規格自体も現在審議中であるので、今回は特にＩＥＣ規格には対応しなかった。しかしながら、上記の回路定数でＩＥＣクラスＥの限度値に適合することが計算によって確認されている。
【００３３】
図１３は本発明に用いる電力変換装置の第３の構成を示す回路図及び力率改善制御のパルス波形図である。図中、図４と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施形態は図４に示すリアクトルＬｉｎとして１個のリアクトルに所用のインダクタンス、例えば、１４〜２０ｍＨのインダククタンスを持たせた場合、その形状は大型化し、重量が増大すると共に、振動騒音も大きくなると考えられる。従って、その製造、取扱い、騒音の低減が比較的難しくなる。
【００３４】
この実施形態はこれらの事情を考慮してなされたもので、同図（ａ）に示すように、第１のリアクトルＬｉｎ１と第２のリアクトルＬｉｎ２とを直列に接続したものである。これら第１のリアクトルＬｉｎ１及び第２のリアクトルＬｉｎ２は、それぞれ７．５ｍＨのインダクタンスを有し、形状及び固有振動数が実質的に同一のものを用いている。このように、２個のインダクタンスを直列に接続したものを用いることによって、製造、取扱いが容易化される。また、同図（ｂ）に示したように、昇圧パルス８１の時間幅ｔ１はインダクタンスが１５ｍＨのリアクトルに対応して決定されるが、騒音低減パルス８２の時間幅ｔ２はインダクタンスが７．５ｍＨのリアクトルに対応して決定すれば良い。
【００３５】
なお、第１のリアクトルＬｉｎ１及び第２のリアクトルＬｉｎ２として、インダクタンス、形状及び固有振動数のいずれか一つが同一で、他の二つが異なるものを用いても、形状、重量の低減効果を損なうものではないが、機器の設計に制約がでたり、騒音低減パルス８２の時間幅ｔ２をそれぞれのリアクトルに最適な値の中間値を用いなければならなかったりするため、騒音低減の効果が低下することがあるり、従って、インダクタンス、形状及び固有振動数の等しいものを用いることが有利である。
【００３６】
図１４は本発明に用いる電力変換装置の第４の構成を示す回路図及び力率改善制御のパルス波形図である。図中、図１３と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施形態は、同図（ａ）に示すように、ダイオードＤ１〜Ｄ４でなる全波整流回路を交流電源Ｖｉｎに接続する一方の経路に第１のリアクトルＬｉｎ１を、他方の経路に第２のリアクトルＬｉｎ２をそれぞれ接続したものである。この場合、同図（ｂ）に示した昇圧パルス８１の時間幅ｔ１をインダクタンスが１５ｍＨのリアクトルに対応して決定し、騒音低減パルス８２の時間幅ｔ２をインダクタンスが７．５ｍＨのリアクトルに対応して決定する。これによって、製造、取扱い、騒音の低減が容易になる。
【００３７】
なお、図１４に示した第４の実施形態では、同一のインダクタンスを有するリアクトルＬｉｎ１及び第２のリアクトルＬｉｎ２を一対の電源経路に分散配置したので、一般に「コモンモードフィルタ」と称されるラインフィルタの機能をこれらのリアクトルに併せ持たせることができるという利点もある。
【００３８】
図１５は本発明に係る空気調和機の実施形態の全体的な構成を、部分的にブロックで示した回路図である。この空気調和機は室内機と室外機とでなり、室内機を交流電源１に接続する構成になっている。このうち、室内機においては交流電源１からノイズフィルタ２を介して、マイクロコントロールユニットを内蔵する室内制御部１０に動作電力を供給するようになっている。室内制御部１０にはリモコン装置３からの指令を受信する受信部４、室内温度を検出する温度センサ５、図示省略の室内熱交換器を通して風を循環させる室内ファン６、吹き出し空気の方向を変えるルーバ７及び運転状態を表示する表示器８が接続されている。
【００３９】
一方、室外機においては、交流電源１から、ノイズフィルタ１１を介して、室外制御部２０及び圧縮機駆動電動機６０に動作電力を供給するようになっている（図面の簡単化のために室外制御部２０に対する給電線を省略する）。この場合、ノイズフィルタ１１の負荷側の一方の出力端が、リアクトル１２及び電流検出器１３を介して、全波整流回路４０の一方の交流入力端に接続され、ノイズフィルタ１１の負荷側の他方の出力端が全波整流回路４０の交流入力端に接続されている。また、電流検出器１３の負荷側の交流電源線間に交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器１４が接続されている。そして、電流検出器１３の電流検出信号及びゼロクロス検出器１４のゼロクロス検出信号が室外制御部２０に加えられる。この室外制御部２０は室内制御部１０との間で相互に信号を授受する信号線によって接続されている。
【００４０】
また、電流検出器１３の負荷側と全波整流回路４０との間の交流電源間に、ベースドライブ電源２４及び昇圧回路３０が接続されている。ベースドライブ電源２４は昇圧回路３０をオン、オフ制御するための電源であり、室外制御部２０がホトカプラ２５の発光素子にオン信号を加えたとき、その受光素子を介して昇圧回路３０のＩＧＢＴをターンオンさせるようになっている。室外制御部２０には、さらに、運転モードに応じて冷媒の循環方向を変える四方弁２１、図示省略の室外熱交換器の温度を検出する温度センサ２２、室外熱交換器に風を送り込む室外ファン２３が接続されている。
【００４１】
一方、全波整流回路４０の出力側に平滑コンデンサ４１が接続され、この平滑コンデンサ４１の両端電圧がインバータ回路５０に供給される。インバータ回路５０には圧縮機駆動電動機６０が接続されている。
【００４２】
以上のように構成された空気調和機の実施形態の概略動作について以下に説明する。先ず、リモコン装置３から運転開始、運転モード、室内設定温度、室内ファンの風速、風向等の指令が受信部４を介して室内制御部１０に加えられる。これに応じて室内制御部１０は運転状態等を表示器８に表示し、室内ファン６及びルーバ７の駆動制御を実行すると共に、設定温度と室内温度との偏差に応じて圧縮機駆動電動機６０を駆動する電源周波数（以下、圧縮機周波数と言う）を演算し、運転モード信号と併せて圧縮機周波数信号を室外制御部２０に送信する。
【００４３】
室外制御部２０は運転モード信号に応じて四方弁２１を励磁（又は非励磁）状態とし、圧縮機周波数に従ってインバータ回路５０を制御し、室外ファン２３を駆動すると共に、温度センサ２２の検出信号等によって四方弁２１を制御して除霜運転等を行う。また、室外制御部２０は電流検出器１３による電流検出値が予め設定された制限値を超えないように、圧縮機周波数の補正等も行う。さらに、室外制御部２０は電力変換装置を構成するリアクトル１２を介しての交流電源１の短絡通電をも実行する。この場合、室外制御部２０はゼロクロス検出器１４によって検出されたゼロクロス点を基準にして、上述した昇圧パルス及び騒音低減パルスをホトカプラ２５に加える。この際、ベースドライブ電源２４から昇圧回路３０を構成するＩＧＢＴのオン信号が加えられ、昇圧回路３０はリアクトル１２を介して交流電源１を短絡させる。
【００４４】
この結果、電源力率を向上させると共に、電源高調波をＩＥＣ規格に適合、もしくは、十分に近付けることが可能な空気調和機を提供することができる。
【００４５】
なお、空気調和機の運転を停止させるに際して、運転停止の時点まで昇圧回路３０を動作させ続けると、運転停止直後に過大な電圧がインバータ回路５０に加えられ、これを構成する素子を破壊させる虞れがある。そこで、昇圧回路３０を備えた空気調和機にあっては、運転停止時に、昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、圧縮機を停止させるように制御することとする。
【００４６】
ところで、交流電源が１００Ｖクラス電源で、これを倍電圧整流回路で整流し、得られた直流電圧をインバータ回路により交流電圧に変換して圧縮機駆動電動機に供給した場合、空調負荷の増大に応じて入力電流が制限値に近付きやすくなる。そこで従来は、図１６（ａ）に示すように、入力電流が電流制限値Ａを超えるとインバータ回路５０の出力周波数を低下させていた。また、入力電流が電流制限値よりも小さく設定した解除値Ｃまで低下すると、周波数に制限を加えない通常運転に復帰する制御をしていた。なお、入力電流が制限値を超えてから解除値に低下するまではインバータ回路５０の出力周波数を一定に保持していた。
【００４７】
しかるにこのような制御を実施した場合、入力電流が制限値を超えてからインバータ回路５０の出力周波数を低下させるため、空調負荷によっては入力電流が制限値Ａを超えたり解除値Ｃ以下に降下したりする動作を繰返すことになり、圧縮機周波数が安定しないことがあった。
【００４８】
図１５に示す実施形態においては、図１６（ｂ）に示すように、入力電流の制限値Ａが１５Ａであったとすると、これより低い１４．５Ａを周波数一定制御の開始値Ｂとすると共に、周波数一定制御の解除値Ｃとしている。この場合、入力電流が増加して周波数一定制御の開始値Ｂを超えるとインバータ回路の出力周波数、すなわち、圧縮機波数を７０Ｈz に保持する。そして、圧縮機周波数を７０Ｈz に保持しても入力電流が制限値Ａすなわち１５Ａを超えたとき、入力電流が１５Ａ以下に下がるまで圧縮機周波数を徐々に低下させる。さらに、６０Ｈz まで低下させても解除値Ｃ以下にならないときは圧縮機周波数を６０Ｈz に保持し、６０Ｈz に保持した状態で入力電流が解除値Ｃに到達した段階で通常運転に復帰する制御を行う。この場合、電流制限値Ａと解除値Ｂ又はＣとの差を０．５Ａとしたが、制御の容易性を考慮して１．０Ａとしても良く、あるいは、１．０Ａ以下の適当な値を採用することができる。
【００４９】
かくして、図１６（ｂ）に示すような制御をすることによって、電流が制限値を超えたり、解除値以下に降下したりする動作の繰返し、すなわち、ハンチングを防ぐ効果も得られる。
【００５０】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明に係る、電力変換装置を用いた空気調和機によれば、交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換し、この直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するに当たり、電源側にアクトルを直列に接続すると共に、このリアクトルを介して交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路を設け、この昇圧回路の短絡通電時間を交流電源の電圧、リアクトルのインダクタンス、交流を直流変換する順変換部の回路構成及び入力電力のいずれか一つ又は複数の相違に応じて設定するようにしたので、電源力率を向上させると共に、電源高調波を十分に低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に用いる電力変換装置の第１の構成を示す回路図。
【図２】 本発明の第１の実施形態の動作を説明するための電圧及び電流波形図。
【図３】 本発明の動作を説明するために、リアクトルのインダクタンスと力率との関係を示した線図。
【図４】 本発明に用いる電力変換装置の第２の構成を示す回路図。
【図５】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、時間と電流との関係を示した線図。
【図６】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、時間と電流との関係を示した線図。
【図７】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、リアクトルのインダクタンスと力率との関係を示した線図。
【図８】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、入力電力、昇圧パルス幅及び力率の関係を示した図表。
【図９】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、入力電力と昇圧パルス幅との関係を示した線図。
【図１０】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、入力電力と直流電圧及び力率との関係を示した線図。
【図１１】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、電源電圧に対する入力電流の変化を示した波形図。
【図１２】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、従来装置及び本実施形態の高調波解析結果と国内緩和値、ＩＥＣクラスＡの限度値との関係を示したグラフ。
【図１３】 本発明に用いる電力変換装置の第３の構成を示す回路図及び力率改善制御のパルス波形図。
【図１４】 本発明に用いる電力変換装置の第４の構成を示す回路図及び力率改善制御のパルス波形図。
【図１５】 本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置を冷凍サイクルを形成する圧縮機の駆動に用いた空気調和機の実施形態の構成を示す回路図。
【図１６】 本発明に係る空気調和機の実施形態における電流制限制御を説明するための説明図。
【図１７】 空気調和機に使用される従来の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図１８】 図１７に示した電力変換装置を用いて圧縮機を駆動する場合の電源高調波の発生状態をＩＥＣ（国際電気標準会議）のクラスＥの規格と併せて示した図。
【図１９】 空気調和機に使用される従来のもう一つの電力変換装置の構成を示す回路図。
【図２０】 図１９に示した電力変換装置を用いて圧縮機を駆動する場合の電源電圧に対する入力電流の変化を示した波形図。
【符号の説明】
Ｌｉｎ，Ｌｉｎ１，Ｌｉｎ２ リアクトル
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
ＣＨ，ＣＬ 倍電圧用コンデンサ
ＣＤ 平滑コンデンサ
３ リモコン装置
４ 受信部
５ 温度センサ
６ 室内ファン
７ ルーバ
８ 表示器
１０ 室内制御部
１２ リアクトル
１３ 電流検出器
１４ ゼロクロス検出器
２０ 室外制御部
２１ 四方弁
２２ 温度センサ
２３ 室外ファン
２４ ベースドライブ電源
２５ ホトカプラ
３０ 昇圧回路
４０ 全波整流回路
５０ インバータ回路
６０ 圧縮機駆動電動機
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換し、変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置を用いた空気調和機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換し、さらにＰＷＭ電圧に変換して負荷に供給する大容量の電力変換装置、例えば、４００Ｗ乃至５ＫＷの電力変換装置として、力率の向上及び電源高調波（電流波形の歪み）の低減を図るべく、交流電源経路にリアクトルを接続すると共に、このリアクトルを介して得られた交流を倍電圧整流回路で整流する、パッシブフィルタ方式の電力変換装置がある。
【０００３】
図１７は交流電源を１００Ｖクラス電源とする空気調和機に使用されるインバータ装置、すなわち、冷凍サイクル駆動用電動機を能力制御するパッシブフィルタ方式の電力変換装置の構成を示す回路図である。同図において、交流電源Ｖｉｎの一端にリアクトルＬｉｎの一端が接続されている。このリアクトルＬｉｎの他端は直列接続されたダイオードＤＨとＤＬの相互接合点に接続されている。このダイオードＤＨとＤＬの直列接続回路に、ダイオードＤ１とＤ２の直列接続回路と、コンデンサＣＨとＣＬの直列接続回路とが並列に接続されている。そして、交流電源Ｖｉｎの他端がダイオードＤ１とＤ２の相互接続点に接続されると共に、倍電圧用コンデンサと呼ばれるコンデンサＣＨとＣＬの相互接続点に接続されている。
【０００４】
また、コンデンサＣＨとＣＬの直列接続回路の両端に平滑コンデンサＣＤが接続され、この平滑コンデンサＣＤの両端電圧がインバータ回路５０に供給されるようになっている。
【０００５】
ここで、インバータ回路５０に接続される負荷が約１．８ＫＷであるとすると、リアクトルＬｉｎとしてインダクタンスが６．２ｍＨのものが、倍電圧用コンデンサＣＨ，ＣＬとしてキヤパシタンスが３６０μＦのものが、平滑コンデンサＣＤとしてキャパシタンスが１６００μＦのものがそれぞれ用いられる。
【０００６】
そして、交流電源Ｖｉｎの正の半サイクルにおいてはダイオードＤＨを介してコンデンサＣＨが充電され、負の半サイクルにおいてはダイオードＤＬを介してコンデンサＣＬが充電される。従って、コンデンサＣＨの充電電圧とコンデンサＣＬの充電電圧との和が平滑コンデンサＣＤに印加され、交流電源Ｖｉｎの倍電圧がインバータ回路５０に供給される。なお、ダイオードＤ１は充電の初期にコンデンサＣＨが逆充電されないように放電回路を形成し、同様に、ダイオードＤ２は充電の初期にコンデンサＣＬが逆充電されないように放電回路を形成している。
なお、図１７に示したダイオードＤＨ，ＤＬ，Ｄ１，Ｄ２、倍電圧用コンデンサＣＨ，ＣＬ及び平滑コンデンサＣＤが本発明の順変換部を構成し、インバータ回路５０が逆変換部を構成している。
【０００７】
かかる電力変換装置を用いて圧縮機駆動電動機を駆動した場合、図１８にその電流値で示した電源高調波が発生する。同図はＩＥＣ（国際電気標準会議）のクラスＥの規格と併せて示したもので、電流Ｉ（Ｌｉｎ）とＩ（ＩＥＣ）とを各周波数成分で比較した場合、Ｉ（Ｌｉｎ）の第３高調波成分がＩ（ＩＥＣ）のそれを上まわっている。この第３高調波成分を低減するには、インダクタンスのより大きいリアクトルを用いることが考えられるが、この場合には装置が大型化するという問題があった。
【０００８】
また、図１７に例示した電力変換装置においては電源力率が約９３％と比較的低いため、負荷の増大に応じて交流入力電流が増大し、電流値が予め定めた制限値に到達しやすく、従って、圧縮機の回転数等に制限が加えられることが多かった。
【０００９】
図１９は交流電源電圧を２００Ｖとする空気調和機に使用されるインバータ装置、すなわち、冷凍サイクル駆動用電動機を能力制御するパッシブフィルタ方式の電力変換装置の構成を示す回路図である。同図において、ダイオードＤ１とＤ２の直列接続回路の両端にダイオードＤ３とＤ４の直列接続回路が並列接続されて周知の全波整流回路が形成されている。このうち、ダイオードＤ１とＤ２の相互接続点に交流電源Ｖｉｎの一端が接続され、ダイオードＤ３とＤ４の相互接続点に交流電源Ｖｉｎの他端が接続されている。そして、ダイオード直列接続回路の両端に力率改善用のコンデンサＣＰが接続されると共に、リアクトルＬｉｎ及び逆流防止ダイオードＤＢを介して、平滑コンデンサＣＤが接続され、この平滑コンデンサＣＤの両端電圧がインバータ回路５０に供給されるようになっている。
【００１０】
図２０は図１９に示した電力変換装置の１サイクルの電圧、電流波形を示したもので、通電角は１１０度であっても力率は９０％にとどまり、交流電源が１００Ｖクラス電源の場合と比較して、同程度の入力電力であれば当然のことながら交流入力電流が制限値に到達し難いが、力率は１００Ｖクラス電源の場合よりも低く、これを改善するためにはインダクタンスのより大きなリアクトルを用いなければならず、やはり装置の大型化が避けられなかった。
【００１１】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、電源力率を向上させると共に、電源高調波をＩＥＣ規格に適合、もしくは、十分に近付けることが可能な電力変換装置及びこれを用いた空気調和機を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、
電力変換装置を、
交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、
変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、
前記順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、
前記交流電源の半周期内での前記昇圧回路の短絡通電時間を変更制御する制御部と、
を備え、
前記交流電源が１００Ｖクラス電源であり、前記リアクトルのインダクタンスが４〜８ｍＨで、前記順変換部が倍電圧整流回路及び６００〜１０００μＦの容量を持った倍電圧用コンデンサを含み、かつ、前記制御部は、前記交流電源からの入力電力が２０００Ｗ以下であるとき、前記昇圧回路を制御して１．５〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させる、
ものとして構成し、
前記電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するとともに、前記圧縮機の運転を停止する場合、前記昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、前記圧縮機を停止させることを特徴とする空気調和機である。
【００１３】
請求項２に係る発明は、
電力変換装置を、
交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、
変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、
前記順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、
前記交流電源の半周期内での前記昇圧回路の短絡通電時間を変更制御する制御部と、
を備え、
前記交流電源が２００Ｖクラス電源であり、前記リアクトルのインダクタンスが１４〜２０ｍＨで、前記順変換部は、全波整流回路及び１４００〜１８００μＦの容量を持った平滑コンデンサを含み、かつ、前記制御部は、前記交流電源からの入力電力が４０００Ｗ以下の範囲において前記昇圧回路を制御して１．５〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させる、
ものとして構成し、
前記電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するとともに、前記圧縮機の運転を停止する場合、前記昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、前記圧縮機を停止させることを特徴とする空気調和機である。
【００１４】
請求項３に係る発明は、
電力変換装置を、
交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、
変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、
前記順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、
前記交流電源の半周期内での前記昇圧回路の短絡通電時間を変更制御する制御部と、
を備え、
前記交流電源が２００Ｖクラス電源であり、前記リアクトルのインダクタンスが１４〜２０ｍＨで、前記順変換部は、全波整流回路及び１４００〜１８００μＦの容量を持った平滑コンデンサを含み、かつ、前記制御部は、前記交流電源からの入力電力が４０００Ｗ以下の範囲において前記昇圧回路を制御して１．５〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させ、
前記リアクトルとして１６ｍＨのものを用い、前記制御部は入力電力が２０００Ｗのとき約２．０〜２，５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させ、入力電力が４０００Ｗのとき３．０〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させ、入力電力が２０００〜４０００Ｗの途中の値ではこれらの短絡通電時間を直線補間した時間だけ前記交流電源を短絡通電させる、
ものとして構成し、
前記電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するとともに、前記圧縮機の運転を停止する場合、前記昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、前記圧縮機を停止させることを特徴とする空気調和機である。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を好適な実施形態に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明に用いる電力変換装置の第１の構成を示す回路図である。図中、従来装置を示す図１７と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、交流電源Ｖｉｎの一端に接続されたリアクトルＬｉｎの負荷端と交流電源Ｖｉｎの他端との間に昇圧回路３０が接続され、マイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）を含んで構成される制御装置としての室外制御部２０が、交流電源Ｖｉｎのゼロクロス点の検出と、昇圧回路３０及びインバータ回路５０を制御する構成になっている。
【００１６】
ここで、昇圧回路３０はブリッジ接続された４個のダイオードと、一つのＩＧＢＴとでなり、４個のダイオードは全波整流回路を構成し、その交流入力端がリアクトルＬｉｎから見て負荷側の電源線間に接続され、全波整流回路の直流出力端にＩＧＢＴが接続されている。したがって、室外制御部２０がＩＧＢＴをターンオンさせると、交流電源ＶｉｎはリアクトルＬｉｎを介して短絡されてエネルギーが蓄えられ、室外制御部２０がＩＧＢＴをターンオフさせるとリアクトルＬｉｎに蓄えられたエネルギーが倍電圧用コンデンサＣＨ，ＣＬに移動する。
【００１７】
この場合、ゼロクロス点から所定の時間だけ短絡通電させると電流波形の通電角が広げられ、力率は向上する。なお、この実施形態ではリアクトルＬｉｎのインダクタンスを６ｍＨ、倍電圧用コンデンサＣＨ，ＣＬの容量を１０００μＦ、平滑コンデンサＣＤの容量を１６００μＦとしている。
【００１８】
図２はかかる力率改善のための短絡通電を行った場合の電源電圧波形７１に対応する電流波形７３を、昇圧回路を持たない場合の電流波形７２と併せて示した波形図である。すなわち、交流電源Ｖｉｎの交流電圧が正弦波形を有するものとし、そのゼロクロス点からある一定時間（以下、短絡通電時間という）Ｘだけ昇圧力パルス８１を加えることにより、リアクトルＬｉｎを介して交流電源Ｖｉｎを短絡すると、電流波形を完全な正弦波にすることは不可能であるが従来流れていなかったゼロクロス点直後の位相区間にも電流が流れるようになるので、電源電流の通電角が１１０度から１６０度に広がり、電源電流の利用効率が向上することになって力率は改善される。短絡通電時間は電流波形を整えるという意味で、負荷もしくは入力電力に応じて適切な値を選ぶが、後述するように、入力電力が１０００Ｗのとき約２ｍｓｅｃ、４０００Ｗで約３．３ｍｓｅｃでその途中の入力電力ではこれらの時間を直線補間した値を用いるものとする。
なお、これらの昇圧パルス８１によって短絡通電させるとリアクトルから「ジー」というような不快な騒音が発生するので、これを防止するために昇圧パルス８１に続いて騒音低減パルス８２を昇圧回路３０に加えている。
【００１９】
図３は入力電力が２０００Ｗである場合に、インダクタンスの異なるリアクトルを順次切替接続した場合の力率の変化を示したもので、１ｍＨで約９４％、４ｍＨで約９８％、６ｍＨで９９％、８ｍＨで約９８．５％になっており、特に、６ｍＨで最高値になっている。この実験結果から、入力電力が例えば２０００Ｗで、力率を９８％以上にするためにはインダクタンスが４ｍＨ以上のリアクトルを用いる必要があり、力率角を最大にするという観点ではインダクタンスが６ｍＨのリアクトルを採用すれば良いことが分かる。
【００２０】
しかして、交流電源が１００Ｖクラス電源（１００Ｖ〜１２０Ｖ）で、これを倍電圧整流回路で整流し、１６００μＦ程度の平滑コンデンサで平滑し、さらに、入力電力が２０００Ｗ以下の状態で、電源力率を、例えば、９８％以上に保持するには、インダクタンスが４〜８ｍＨのリアクトル、キヤパシタンスが６００〜１４００μＦの倍電圧用コンデンサを用い、短絡通電の時間を１．５〜３．５ｍｓｅｃとする必要がある。なお、説明を省略するが、これらの回路定数を採用した場合、ＩＥＣクラスＥの限度値に適合することが計算によって確認されている。
【００２１】
かくして、電源力率を向上させると共に、電源高調波をＩＥＣ規格に適合させることが可能な第１の構成の電力変換装置が得られる。
【００２２】
図４は本発明に用いる電力変換装置の第２の構成を示す回路図である。この例は交流電源が２００Ｖクラス電源（２００Ｖ〜２４０Ｖ）であることを前提とした構成例で、図中、従来装置を示す図１９と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、交流電源ＶｉｎとダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流端子との間に、電源電圧が１００Ｖである場合と同様に、リアクトルＬｉｎを接続し、さらに、リアクトルＬｉｎの負荷側の端子間に昇圧回路３０の交流入力端を接続し、この昇圧回路３０の直流出力端にＩＧＢＴが接続されている。また、マイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）を含んで構成される室外制御部２０が、交流電源Ｖｉｎのゼロクロス点の検出と、昇圧回路３０のＩＧＢＴ及びインバータ回路５０を制御する構成になっている。
【００２３】
この図４に示した電力変換装置は、負荷すなわち入力電力が大きいものを対象としているため、時間と電流との関係をシミュレーションすると図５に示すようになる。すなわち、昇圧回路３０を動作させると入力電力の増大に応じて電流のピーク値が増加し、電源電圧が２倍になるため電流波形が急勾配となる。この場合の力率は９４％でその上限が９０％であった従来装置と比較して力率改善効果があるものの依然として低かった。
【００２４】
そこで、リアクトルＬｉｎのインダクタンスの値を種々に変化させてそれぞれ時間と電流との関係をシミュレーション後、実験確認すると図６に示すような結果が得られた。すなわち、リアクトルＬｉｎの値をＬ１＜Ｌ２＜Ｌ３の順に変化させると電流のピーク値、及び時間変化率が減少すると同時に、通電角もＴ１＜Ｔ２＜Ｔ３の順に広がるため力率も向上することが分かった。
【００２５】
図７はインダクタンスの異なる数種類のリアクトルを用いて測定した結果であり、入力電力をパラメータとして、リアクトルＬｉｎのインダクタンスと力率との関係を示したものである。同図において、入力電力が２０００Ｗの場合、リアクトルＬｉｎのインダクタンスを６ｍＨから２０ｍＨまでの代表的な値でそれぞれ力率を測定すると約９２．４％から９８．８％まで変化し、特に、リアクトルＬｉｎのインダクタンスを１６ｍＨとしたとき最大力率９９％に到達した。また、力率９８％以上とするにはリアクトルＬｉｎを１４ｍＨ〜２０ｍＨとする必要がある。さらに、入力電力が３０００Ｗの場合、リアクトルＬｉｎのインダクタンスを６ｍＨから２０ｍＨまでの代表的な値でそれぞれ力率を測定すると約８８．５％から９８．８％まで変化し、リアクトルＬｉｎとしてインダクタンスが１４〜２０ｍＨのものを用いることによって、力率を９８％以上に保持できる。
【００２６】
しかして、交流電源が２００Ｖクラス電源でこれを全波整流回路で整流し、１６００μＦ（或いは１４００〜１８００μＦ）程度の平滑コンデンサで平滑し、さらに、入力電力が２０００〜４０００Ｗのとき電源力率を９８％以上に保持するには、インダクタンスが１４〜２０ｍＨのリアクトルを用い、短絡通電時間を入力電力２０００Ｗのとき約２．０〜２．５ｍｓｅｃ、４０００Ｗのとき３〜３．５ｍｓｅｃとする必要がある。
【００２７】
図８は上述した実験結果に基づき、リアクトルＬｉｎとして１６ｍＨのものに固定し、入力電流を１０８６Ｗから２６７３Ｗまでの間の代表的な値に対する昇圧パルス幅（短絡通電時間）Ｘ、直流電圧及び力率の関係を示した図表である。このうち、入力電力と昇圧パルス幅とは図９に示すような直線的な関係を持たせている。因みに、昇圧パルス幅をＸ（ｍｓｅｃ）、入力電力ＰIN（Ｗ）とするとこれらの間に次式の関係が成立する。
Ｘ＝０．０００５×ＰIN＋１．４１ …（１）
この近似式から１０００Ｗ以下、３０００Ｗ以上の入力電力に対する昇圧パルス幅Ｘを決定することができる。
【００２８】
なお、この近似式は電源が１００Ｖクラス電源である場合にも適用できることが実験等によって確認されており、例えば、２０００Ｗで２．４１ｍｓｅｃ、４００Ｗで１．６１ｍｓｅｃの計算値が得られる。実際上は、これらの計算値に対してある程度の幅を持たせ得ることを考慮すれば、２０００Ｗ以下の入力電力に対して約１．５〜３．５ｍｓｅｃの昇圧パルス幅を採用することが実用的と考えられる。
【００２９】
図１０は図４の実施形態（２００Ｖクラス電源）における入力電力と、直流電圧及び力率との関係を示した線図である。同図から明らかなように、各入力電力で力率が最大となるときの直流電圧は２６０Ｖでほぼ一定となる。これは逆に直流電圧が２６０Ｖとなるように昇圧パルス幅Ｘを制御すれば最大力率を確保できるということである。また、入力電力の低下に伴い力率が悪化しているが、これは入力電力２６００Ｗでの力率を重視して計算を行ったためで、リアクトルの定数を変更することによってその改善も可能である。
【００３０】
以上、図４に示した第２の実施形態、すなわち、入力電源電圧が２００Ｖで、順変換部として全波整流回路を用いると共に、平滑コンデンサとして１６００μＦを用いた場合の入力電力、昇圧パルス幅、直流電圧及び力率の関係を説明したが、この第２の実施形態における電源高調波について、以下に説明する。
【００３１】
図１１に示すように、交流電源電圧が正弦波形を持って変化すると、図１９に示した従来の電力変換装置では、その電流はゼロクロス点から所定の時間を経過した時点にて急速に立上がり、その後いったんは減少し、続いて最大値まで増大した後、次のゼロクロス点よりもかなり前の時点にて零になり、次の半サイクルにて負方向の電流が流れるまで零を維持する。これに対して、昇圧回路を設けて高力率を達成する本実施形態では、従来装置と比較して電流の立上がりがゼロクロス点に近付き、いったん増大した後の電流の低下が僅かで、しかも、次のゼロクロス点に相当に近付いてから零になっている。
【００３２】
図１１に示す電圧電流波形は入力電力が２５００Ｗの場合を示したもので、これらの電流波形をフーリェ解析すると図１２に示す高調波解析結果が得られる。これは、電源電圧２００Ｖ、入力電力２５００Ｗ時の従来装置及び本実施形態の高調波解析結果と国内緩和値、ＩＥＣクラスＡの限度値と併せて示したものである。この図１２から明らかなように、従来装置では国内緩和値にも適合していなかった。しかしながら、本実施形態では従来装置に対して大幅に改善され、国内緩和値から最低４４％以上の余裕があることが分かる。今回、解析した実施形態ではＩＥＣクラスＡの限度値には達していないが、ＩＥＣの規格自体も現在審議中であるので、今回は特にＩＥＣ規格には対応しなかった。しかしながら、上記の回路定数でＩＥＣクラスＥの限度値に適合することが計算によって確認されている。
【００３３】
図１３は本発明に用いる電力変換装置の第３の構成を示す回路図及び力率改善制御のパルス波形図である。図中、図４と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施形態は図４に示すリアクトルＬｉｎとして１個のリアクトルに所用のインダクタンス、例えば、１４〜２０ｍＨのインダククタンスを持たせた場合、その形状は大型化し、重量が増大すると共に、振動騒音も大きくなると考えられる。従って、その製造、取扱い、騒音の低減が比較的難しくなる。
【００３４】
この実施形態はこれらの事情を考慮してなされたもので、同図（ａ）に示すように、第１のリアクトルＬｉｎ１と第２のリアクトルＬｉｎ２とを直列に接続したものである。これら第１のリアクトルＬｉｎ１及び第２のリアクトルＬｉｎ２は、それぞれ７．５ｍＨのインダクタンスを有し、形状及び固有振動数が実質的に同一のものを用いている。このように、２個のインダクタンスを直列に接続したものを用いることによって、製造、取扱いが容易化される。また、同図（ｂ）に示したように、昇圧パルス８１の時間幅ｔ１はインダクタンスが１５ｍＨのリアクトルに対応して決定されるが、騒音低減パルス８２の時間幅ｔ２はインダクタンスが７．５ｍＨのリアクトルに対応して決定すれば良い。
【００３５】
なお、第１のリアクトルＬｉｎ１及び第２のリアクトルＬｉｎ２として、インダクタンス、形状及び固有振動数のいずれか一つが同一で、他の二つが異なるものを用いても、形状、重量の低減効果を損なうものではないが、機器の設計に制約がでたり、騒音低減パルス８２の時間幅ｔ２をそれぞれのリアクトルに最適な値の中間値を用いなければならなかったりするため、騒音低減の効果が低下することがあるり、従って、インダクタンス、形状及び固有振動数の等しいものを用いることが有利である。
【００３６】
図１４は本発明に用いる電力変換装置の第４の構成を示す回路図及び力率改善制御のパルス波形図である。図中、図１３と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施形態は、同図（ａ）に示すように、ダイオードＤ１〜Ｄ４でなる全波整流回路を交流電源Ｖｉｎに接続する一方の経路に第１のリアクトルＬｉｎ１を、他方の経路に第２のリアクトルＬｉｎ２をそれぞれ接続したものである。この場合、同図（ｂ）に示した昇圧パルス８１の時間幅ｔ１をインダクタンスが１５ｍＨのリアクトルに対応して決定し、騒音低減パルス８２の時間幅ｔ２をインダクタンスが７．５ｍＨのリアクトルに対応して決定する。これによって、製造、取扱い、騒音の低減が容易になる。
【００３７】
なお、図１４に示した第４の実施形態では、同一のインダクタンスを有するリアクトルＬｉｎ１及び第２のリアクトルＬｉｎ２を一対の電源経路に分散配置したので、一般に「コモンモードフィルタ」と称されるラインフィルタの機能をこれらのリアクトルに併せ持たせることができるという利点もある。
【００３８】
図１５は本発明に係る空気調和機の実施形態の全体的な構成を、部分的にブロックで示した回路図である。この空気調和機は室内機と室外機とでなり、室内機を交流電源１に接続する構成になっている。このうち、室内機においては交流電源１からノイズフィルタ２を介して、マイクロコントロールユニットを内蔵する室内制御部１０に動作電力を供給するようになっている。室内制御部１０にはリモコン装置３からの指令を受信する受信部４、室内温度を検出する温度センサ５、図示省略の室内熱交換器を通して風を循環させる室内ファン６、吹き出し空気の方向を変えるルーバ７及び運転状態を表示する表示器８が接続されている。
【００３９】
一方、室外機においては、交流電源１から、ノイズフィルタ１１を介して、室外制御部２０及び圧縮機駆動電動機６０に動作電力を供給するようになっている（図面の簡単化のために室外制御部２０に対する給電線を省略する）。この場合、ノイズフィルタ１１の負荷側の一方の出力端が、リアクトル１２及び電流検出器１３を介して、全波整流回路４０の一方の交流入力端に接続され、ノイズフィルタ１１の負荷側の他方の出力端が全波整流回路４０の交流入力端に接続されている。また、電流検出器１３の負荷側の交流電源線間に交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器１４が接続されている。そして、電流検出器１３の電流検出信号及びゼロクロス検出器１４のゼロクロス検出信号が室外制御部２０に加えられる。この室外制御部２０は室内制御部１０との間で相互に信号を授受する信号線によって接続されている。
【００４０】
また、電流検出器１３の負荷側と全波整流回路４０との間の交流電源間に、ベースドライブ電源２４及び昇圧回路３０が接続されている。ベースドライブ電源２４は昇圧回路３０をオン、オフ制御するための電源であり、室外制御部２０がホトカプラ２５の発光素子にオン信号を加えたとき、その受光素子を介して昇圧回路３０のＩＧＢＴをターンオンさせるようになっている。室外制御部２０には、さらに、運転モードに応じて冷媒の循環方向を変える四方弁２１、図示省略の室外熱交換器の温度を検出する温度センサ２２、室外熱交換器に風を送り込む室外ファン２３が接続されている。
【００４１】
一方、全波整流回路４０の出力側に平滑コンデンサ４１が接続され、この平滑コンデンサ４１の両端電圧がインバータ回路５０に供給される。インバータ回路５０には圧縮機駆動電動機６０が接続されている。
【００４２】
以上のように構成された空気調和機の実施形態の概略動作について以下に説明する。先ず、リモコン装置３から運転開始、運転モード、室内設定温度、室内ファンの風速、風向等の指令が受信部４を介して室内制御部１０に加えられる。これに応じて室内制御部１０は運転状態等を表示器８に表示し、室内ファン６及びルーバ７の駆動制御を実行すると共に、設定温度と室内温度との偏差に応じて圧縮機駆動電動機６０を駆動する電源周波数（以下、圧縮機周波数と言う）を演算し、運転モード信号と併せて圧縮機周波数信号を室外制御部２０に送信する。
【００４３】
室外制御部２０は運転モード信号に応じて四方弁２１を励磁（又は非励磁）状態とし、圧縮機周波数に従ってインバータ回路５０を制御し、室外ファン２３を駆動すると共に、温度センサ２２の検出信号等によって四方弁２１を制御して除霜運転等を行う。また、室外制御部２０は電流検出器１３による電流検出値が予め設定された制限値を超えないように、圧縮機周波数の補正等も行う。さらに、室外制御部２０は電力変換装置を構成するリアクトル１２を介しての交流電源１の短絡通電をも実行する。この場合、室外制御部２０はゼロクロス検出器１４によって検出されたゼロクロス点を基準にして、上述した昇圧パルス及び騒音低減パルスをホトカプラ２５に加える。この際、ベースドライブ電源２４から昇圧回路３０を構成するＩＧＢＴのオン信号が加えられ、昇圧回路３０はリアクトル１２を介して交流電源１を短絡させる。
【００４４】
この結果、電源力率を向上させると共に、電源高調波をＩＥＣ規格に適合、もしくは、十分に近付けることが可能な空気調和機を提供することができる。
【００４５】
なお、空気調和機の運転を停止させるに際して、運転停止の時点まで昇圧回路３０を動作させ続けると、運転停止直後に過大な電圧がインバータ回路５０に加えられ、これを構成する素子を破壊させる虞れがある。そこで、昇圧回路３０を備えた空気調和機にあっては、運転停止時に、昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、圧縮機を停止させるように制御することとする。
【００４６】
ところで、交流電源が１００Ｖクラス電源で、これを倍電圧整流回路で整流し、得られた直流電圧をインバータ回路により交流電圧に変換して圧縮機駆動電動機に供給した場合、空調負荷の増大に応じて入力電流が制限値に近付きやすくなる。そこで従来は、図１６（ａ）に示すように、入力電流が電流制限値Ａを超えるとインバータ回路５０の出力周波数を低下させていた。また、入力電流が電流制限値よりも小さく設定した解除値Ｃまで低下すると、周波数に制限を加えない通常運転に復帰する制御をしていた。なお、入力電流が制限値を超えてから解除値に低下するまではインバータ回路５０の出力周波数を一定に保持していた。
【００４７】
しかるにこのような制御を実施した場合、入力電流が制限値を超えてからインバータ回路５０の出力周波数を低下させるため、空調負荷によっては入力電流が制限値Ａを超えたり解除値Ｃ以下に降下したりする動作を繰返すことになり、圧縮機周波数が安定しないことがあった。
【００４８】
図１５に示す実施形態においては、図１６（ｂ）に示すように、入力電流の制限値Ａが１５Ａであったとすると、これより低い１４．５Ａを周波数一定制御の開始値Ｂとすると共に、周波数一定制御の解除値Ｃとしている。この場合、入力電流が増加して周波数一定制御の開始値Ｂを超えるとインバータ回路の出力周波数、すなわち、圧縮機波数を７０Ｈz に保持する。そして、圧縮機周波数を７０Ｈz に保持しても入力電流が制限値Ａすなわち１５Ａを超えたとき、入力電流が１５Ａ以下に下がるまで圧縮機周波数を徐々に低下させる。さらに、６０Ｈz まで低下させても解除値Ｃ以下にならないときは圧縮機周波数を６０Ｈz に保持し、６０Ｈz に保持した状態で入力電流が解除値Ｃに到達した段階で通常運転に復帰する制御を行う。この場合、電流制限値Ａと解除値Ｂ又はＣとの差を０．５Ａとしたが、制御の容易性を考慮して１．０Ａとしても良く、あるいは、１．０Ａ以下の適当な値を採用することができる。
【００４９】
かくして、図１６（ｂ）に示すような制御をすることによって、電流が制限値を超えたり、解除値以下に降下したりする動作の繰返し、すなわち、ハンチングを防ぐ効果も得られる。
【００５０】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明に係る、電力変換装置を用いた空気調和機によれば、交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換し、この直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するに当たり、電源側にアクトルを直列に接続すると共に、このリアクトルを介して交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路を設け、この昇圧回路の短絡通電時間を交流電源の電圧、リアクトルのインダクタンス、交流を直流変換する順変換部の回路構成及び入力電力のいずれか一つ又は複数の相違に応じて設定するようにしたので、電源力率を向上させると共に、電源高調波を十分に低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に用いる電力変換装置の第１の構成を示す回路図。
【図２】 本発明の第１の実施形態の動作を説明するための電圧及び電流波形図。
【図３】 本発明の動作を説明するために、リアクトルのインダクタンスと力率との関係を示した線図。
【図４】 本発明に用いる電力変換装置の第２の構成を示す回路図。
【図５】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、時間と電流との関係を示した線図。
【図６】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、時間と電流との関係を示した線図。
【図７】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、リアクトルのインダクタンスと力率との関係を示した線図。
【図８】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、入力電力、昇圧パルス幅及び力率の関係を示した図表。
【図９】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、入力電力と昇圧パルス幅との関係を示した線図。
【図１０】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、入力電力と直流電圧及び力率との関係を示した線図。
【図１１】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、電源電圧に対する入力電流の変化を示した波形図。
【図１２】 本発明の第２の実施形態の動作を説明するために、従来装置及び本実施形態の高調波解析結果と国内緩和値、ＩＥＣクラスＡの限度値との関係を示したグラフ。
【図１３】 本発明に用いる電力変換装置の第３の構成を示す回路図及び力率改善制御のパルス波形図。
【図１４】 本発明に用いる電力変換装置の第４の構成を示す回路図及び力率改善制御のパルス波形図。
【図１５】 本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置を冷凍サイクルを形成する圧縮機の駆動に用いた空気調和機の実施形態の構成を示す回路図。
【図１６】 本発明に係る空気調和機の実施形態における電流制限制御を説明するための説明図。
【図１７】 空気調和機に使用される従来の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図１８】 図１７に示した電力変換装置を用いて圧縮機を駆動する場合の電源高調波の発生状態をＩＥＣ（国際電気標準会議）のクラスＥの規格と併せて示した図。
【図１９】 空気調和機に使用される従来のもう一つの電力変換装置の構成を示す回路図。
【図２０】 図１９に示した電力変換装置を用いて圧縮機を駆動する場合の電源電圧に対する入力電流の変化を示した波形図。
【符号の説明】
Ｌｉｎ，Ｌｉｎ１，Ｌｉｎ２ リアクトル
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
ＣＨ，ＣＬ 倍電圧用コンデンサ
ＣＤ 平滑コンデンサ
３ リモコン装置
４ 受信部
５ 温度センサ
６ 室内ファン
７ ルーバ
８ 表示器
１０ 室内制御部
１２ リアクトル
１３ 電流検出器
１４ ゼロクロス検出器
２０ 室外制御部
２１ 四方弁
２２ 温度センサ
２３ 室外ファン
２４ ベースドライブ電源
２５ ホトカプラ
３０ 昇圧回路
４０ 全波整流回路
５０ インバータ回路
６０ 圧縮機駆動電動機
Claims (3)
- 電力変換装置を、
交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、
変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、
前記順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、
前記交流電源の半周期内での前記昇圧回路の短絡通電時間を変更制御する制御部と、
を備え、
前記交流電源が１００Ｖクラス電源であり、前記リアクトルのインダクタンスが４〜８ｍＨで、前記順変換部が倍電圧整流回路及び６００〜１０００μＦの容量を持った倍電圧用コンデンサを含み、かつ、前記制御部は、前記交流電源からの入力電力が２０００Ｗ以下であるとき、前記昇圧回路を制御して１．５〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させる、
ものとして構成し、
前記電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するとともに、前記圧縮機の運転を停止する場合、前記昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、前記圧縮機を停止させることを特徴とする空気調和機。 - 電力変換装置を、
交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、
変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、
前記順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、
前記交流電源の半周期内での前記昇圧回路の短絡通電時間を変更制御する制御部と、
を備え、
前記交流電源が２００Ｖクラス電源であり、前記リアクトルのインダクタンスが１４〜２０ｍＨで、前記順変換部は、全波整流回路及び１４００〜１８００μＦの容量を持った平滑コンデンサを含み、かつ、前記制御部は、前記交流電源からの入力電力が４０００Ｗ以下の範囲において前記昇圧回路を制御して１．５〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させる、
ものとして構成し、
前記電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するとともに、前記圧縮機の運転を停止する場合、前記昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、前記圧縮機を停止させることを特徴とする空気調和機。 - 電力変換装置を、
交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、
変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、
前記順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して前記交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、
前記交流電源の半周期内での前記昇圧回路の短絡通電時間を変更制御する制御部と、
を備え、
前記交流電源が２００Ｖクラス電源であり、前記リアクトルのインダクタンスが１４〜２０ｍＨで、前記順変換部は、全波整流回路及び１４００〜１８００μＦの容量を持った平滑コンデンサを含み、かつ、前記制御部は、前記交流電源からの入力電力が４０００Ｗ以下の範囲において前記昇圧回路を制御して１．５〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させ、
前記リアクトルとして１６ｍＨのものを用い、前記制御部は入力電力が２０００Ｗのとき約２．０〜２，５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させ、入力電力が４０００Ｗのとき３．０〜３．５ｍｓｅｃの範囲で前記交流電源を短絡通電させ、入力電力が２０００〜４０００Ｗの途中の値ではこれらの短絡通電時間を直線補間した時間だけ前記交流電源を短絡通電させる、
ものとして構成し、
前記電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するとともに、前記圧縮機の運転を停止する場合、前記昇圧回路の短絡通電動作を停止した後に、前記圧縮機を停止させることを特徴とする空気調和機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15302198A JP4157619B2 (ja) | 1997-09-24 | 1998-06-02 | 空気調和機 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25894697 | 1997-09-24 | ||
| JP9-258946 | 1997-09-24 | ||
| JP15302198A JP4157619B2 (ja) | 1997-09-24 | 1998-06-02 | 空気調和機 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008137075A Division JP4343993B2 (ja) | 1997-09-24 | 2008-05-26 | 空気調和機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11164562A JPH11164562A (ja) | 1999-06-18 |
| JP4157619B2 true JP4157619B2 (ja) | 2008-10-01 |
Family
ID=26481758
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15302198A Expired - Lifetime JP4157619B2 (ja) | 1997-09-24 | 1998-06-02 | 空気調和機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4157619B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004215406A (ja) * | 2002-12-28 | 2004-07-29 | Daikin Ind Ltd | 空気調和装置用モータ駆動装置 |
| JP4163662B2 (ja) * | 2004-06-30 | 2008-10-08 | 日立アプライアンス株式会社 | 電磁誘導加熱装置 |
| JP4682555B2 (ja) * | 2004-07-30 | 2011-05-11 | ダイキン工業株式会社 | 空気調和機及びその制御方法 |
| US7345539B2 (en) * | 2005-02-10 | 2008-03-18 | Raytheon Company | Broadband microwave amplifier |
| JP4674122B2 (ja) * | 2005-06-21 | 2011-04-20 | 京セラ株式会社 | 電源装置 |
| JP4840228B2 (ja) * | 2007-03-30 | 2011-12-21 | ダイキン工業株式会社 | 冷凍装置の電源供給回路、及び冷凍装置の電源供給回路の制御方法 |
| JP5379496B2 (ja) * | 2009-01-22 | 2013-12-25 | 三菱電機株式会社 | オゾン発生装置 |
| CN102388528B (zh) * | 2009-04-08 | 2014-09-03 | 松下电器产业株式会社 | 直流电源装置和逆变器驱动装置及使用其的空调机 |
| JP5572836B2 (ja) * | 2009-08-28 | 2014-08-20 | 株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ | 電力変換装置、電力変換方法、及び、プログラム |
| EP2575250B1 (en) | 2010-08-25 | 2020-03-25 | Fuji Electric Co. Ltd. | Power converter |
| JP6107469B2 (ja) * | 2013-06-27 | 2017-04-05 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
| JP6168211B2 (ja) | 2015-12-28 | 2017-07-26 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2017115621A1 (ja) | 2015-12-28 | 2017-07-06 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6823214B1 (ja) * | 2020-02-06 | 2021-01-27 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 回路基板、回路および空気調和装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4831508A (en) * | 1987-10-20 | 1989-05-16 | Computer Products Inc. | Power supply system having improved input power factor |
| JPH06189562A (ja) * | 1992-12-16 | 1994-07-08 | Fuji Electric Co Ltd | インバータの制御方法 |
| JP3076197B2 (ja) * | 1994-05-16 | 2000-08-14 | コーセル株式会社 | 電源回路 |
| JPH0947084A (ja) * | 1995-07-31 | 1997-02-14 | Fujitsu General Ltd | 空気調和機の制御方法およびその装置 |
| JP2695152B2 (ja) * | 1996-08-09 | 1997-12-24 | 株式会社東芝 | 整流電源装置 |
| JP3872172B2 (ja) * | 1997-06-23 | 2007-01-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1998
- 1998-06-02 JP JP15302198A patent/JP4157619B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11164562A (ja) | 1999-06-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4343993B2 (ja) | 空気調和機 | |
| JP4157619B2 (ja) | 空気調和機 | |
| JP3955285B2 (ja) | モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機 | |
| JP4784207B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| US6181583B1 (en) | Power supply device and air conditioner using the same | |
| JP3422218B2 (ja) | コンバータ | |
| EP2908416A2 (en) | Motor driving device and air conditioner including the same | |
| JP4033628B2 (ja) | 電源装置及びその電源装置を用いた空気調和機 | |
| JP2000278955A (ja) | 電源装置及びこの電源装置を用いた空気調和機 | |
| JP2004320981A (ja) | モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機 | |
| JP3519540B2 (ja) | 直流電源装置及び空気調和機 | |
| JPH11289766A (ja) | 電源装置 | |
| JP2003106616A (ja) | インバータエアコン | |
| JP4095865B2 (ja) | 電動機駆動装置および電動機応用装置 | |
| JP3774298B2 (ja) | 電動機制御装置及び冷凍サイクル装置 | |
| JP2000308353A (ja) | 電源装置 | |
| JP3258137B2 (ja) | 電動機駆動装置 | |
| JP2008228511A (ja) | 電源装置 | |
| WO2022091186A1 (ja) | 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 | |
| JP3560454B2 (ja) | 電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置 | |
| JP2000224858A (ja) | 電源装置 | |
| JP4229675B2 (ja) | コンバータ装置、空気調和装置及び系統連系システム | |
| KR20160026529A (ko) | 모터 구동장치 및 이를 구비하는 공기조화기 | |
| KR102002118B1 (ko) | 전력변환장치 및 이를 포함한 공기조화기 | |
| Nakahara et al. | A Three-Phase Voltage Doubler Topology Consisted of Small Number of Switching Devices with Low Switching Frequency |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050127 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050127 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070820 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070824 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071016 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080325 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20080519 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080526 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080704 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080714 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110718 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110718 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120718 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120718 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130718 Year of fee payment: 5 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |