JP5572836B2 - 電力変換装置、電力変換方法、及び、プログラム - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置、電力変換方法、及び、プログラムに関するものである。
励磁電流等の励磁の条件を一定とした場合、例えば永久磁石式の同期発電機の出力電圧は回転速度に比例する。永久磁石式の同期発電機の回転数が定格回転数から低下した場合、負荷に印加される電圧と共に電流が減少するため、永久磁石式の同期発電機から発生する電力は、永久磁石式の同期発電機の回転速度の２乗に比例して減少する。
一般に、回転速度の低い状態で、発電機から大きな電力を取り出す場合、昇圧回路が使用される。例えば、交流発電機の出力する交流電力を、ダイオード・ブリッジなどの整流回路で直流電力に変換した後、昇圧チョッパ回路によって電圧を上昇させて負荷に供給する昇圧回路がある。
しかし、この昇圧回路を交流発電機の出力の昇圧に用いると、交流発電機に遅れ力率の電流が流れ、電機子反作用によって出力電圧を下げてしまうことで力率が下がり、交流発電機の性能を十分に発揮できない。
またギアトレイン等の変速機によって例えば風力発電機の様な発電機の回転速度を上げて、発電機の出力電圧を上げることも考えられる。
しかし、機械構成が複雑となり、潤滑システム、冷却システムが必要となる等、エネルギー変換効率や保守上の問題がある。
しかし、機械構成が複雑となり、潤滑システム、冷却システムが必要となる等、エネルギー変換効率や保守上の問題がある。
さらに、別の方法として、交流発電機の出力をＰＷＭ波形に変換し、負荷に供給するアクティブ・コンバータ（ＰＷＭコンバータとも呼ばれる）も存在する。アクティブ・コンバータは、交流発電機の内部起電力と同じ周波数の電圧を発生する。発生した電圧位相が交流発電機より遅れていると、有効電力が交流発電機からアクティブ・コンバータに流れる。
また、アクティブ・コンバータ側の出力電圧を、交流発電機の内部誘導起電圧より大きくすると、交流発電機に流れる電流は進相電流となり、交流発電機の端子電圧を上昇させることができる。アクティブ・コンバータは、交流発電機から大きな電力を取り出す方法として優れた方式の一つであるとされている。
また、アクティブ・コンバータ側の出力電圧を、交流発電機の内部誘導起電圧より大きくすると、交流発電機に流れる電流は進相電流となり、交流発電機の端子電圧を上昇させることができる。アクティブ・コンバータは、交流発電機から大きな電力を取り出す方法として優れた方式の一つであるとされている。
しかし、アクティブ・コンバータは、ＰＷＭの際に高調波電流を発生する。高調波電流が、例えば同期発電機に入り込むと、ダンパー巻き線や誘電体などの異常発熱をする等の問題が起きる。問題の発生防止のため、ローパスフィルタを設ける等、高調波電流が発電機内に入り込まないようにする必要がある。
また、ＰＷＭでは、高周波になるとスイッチング損失が周波数に比例して大きくなる。
また、発電機から大電力を取り出そうとして、アクティブ・コンバータ側の出力電圧を高くすると、電流位相が進みすぎ、結果として力率が悪くなる。アクティブ・コンバータ側の出力電圧を大幅に高くすることはできず、結果として、発電機から取り出せる電力は限られていた。
また、ＰＷＭでは、高周波になるとスイッチング損失が周波数に比例して大きくなる。
また、発電機から大電力を取り出そうとして、アクティブ・コンバータ側の出力電圧を高くすると、電流位相が進みすぎ、結果として力率が悪くなる。アクティブ・コンバータ側の出力電圧を大幅に高くすることはできず、結果として、発電機から取り出せる電力は限られていた。
上述の問題を解決するために、特許文献１に、磁気エネルギー回生スイッチ（以下、「ＭＥＲＳ」と呼称する）を、同期発電機と負荷の間に直列に挿入し、ＭＥＲＳを構成する逆導通型半導体スイッチを、同期発電機の内部誘導起電圧の電圧位相に同期してオン・オフする方法が開示されている。
この方法により、同期発電機の内部のリアクタンス成分に存在する磁気エネルギーを、ＭＥＲＳ回路内のコンデンサに蓄積し、蓄積したエネルギー分の電圧を、同期発電機の端子電圧に重畳することにより、同期発電機内部のリアクタンス電圧を補償して、同期発電機の出力性能を改善することができる。
この方法により、同期発電機の内部のリアクタンス成分に存在する磁気エネルギーを、ＭＥＲＳ回路内のコンデンサに蓄積し、蓄積したエネルギー分の電圧を、同期発電機の端子電圧に重畳することにより、同期発電機内部のリアクタンス電圧を補償して、同期発電機の出力性能を改善することができる。
また、特許文献２において、交流電源と整流回路との間にフルブリッジ型のＭＥＲＳを並列に接続し、フルブリッジ型のＭＥＲＳ回路を構成する４個の逆導通型半導体スイッチを、２組のペアに分け、交流電源の電源周期の半周期毎にペア間でオン・オフを入れ替えるＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路が開示されている。
ＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路は、進相電流を発生させ、交流電源から見た力率を改善し、整流回路の直流出力電圧を上昇させることができる。
ＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路は、進相電流を発生させ、交流電源から見た力率を改善し、整流回路の直流出力電圧を上昇させることができる。
しかし、上述の特許文献１に開示されている、ＭＥＲＳを同期発電機と負荷との間に直列に接続して同期発電機の内部リアクタンスによる電圧降下を補償する技術は、同期発電機に電流が流れることが必要である。
例えば、同期発電機から出力される交流電力を、ダイオード・ブリッジなどの整流回路によって直流電力に変換する際には、同期発電機の出力端子電圧が、ＭＥＲＳの後段に配置されるダイオード・ブリッジなどの整流回路へ電流を流すための電圧より大きいことが必要である。
従って、同期発電機の回転速度が定格より低く、内部誘導起電力が十分でない場合には、全く効果を発揮することができない。
例えば、同期発電機から出力される交流電力を、ダイオード・ブリッジなどの整流回路によって直流電力に変換する際には、同期発電機の出力端子電圧が、ＭＥＲＳの後段に配置されるダイオード・ブリッジなどの整流回路へ電流を流すための電圧より大きいことが必要である。
従って、同期発電機の回転速度が定格より低く、内部誘導起電力が十分でない場合には、全く効果を発揮することができない。
また、特許文献２に開示されている、ＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路では、出力を十分に制御できない問題がある。
例えば風力発電機の様な同期発電機の回転速度が下がる場合、出力電圧とともに、リアクタンスも、出力される交流電力の周波数も、低下する。ＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路では、ＭＥＲＳ回路を構成する４個の逆導通型半導体スイッチを、２組のペアに分け、交流電力の半周期毎にペア間でオン・オフを入れ替える。電流の制御は、交流電力の電圧位相に同期して、ペア間のオン・オフを入れ替えるタイミングを制御する（以下、「スイッチング信号の位相制御」と呼称する）ことで行われるため、同期発電機の出力端子間の短絡電流が大きくなる。スイッチング信号の位相制御では、前述の短絡電流が大きくなるのを止める手段がなかった。
例えば風力発電機の様な同期発電機の回転速度が下がる場合、出力電圧とともに、リアクタンスも、出力される交流電力の周波数も、低下する。ＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路では、ＭＥＲＳ回路を構成する４個の逆導通型半導体スイッチを、２組のペアに分け、交流電力の半周期毎にペア間でオン・オフを入れ替える。電流の制御は、交流電力の電圧位相に同期して、ペア間のオン・オフを入れ替えるタイミングを制御する（以下、「スイッチング信号の位相制御」と呼称する）ことで行われるため、同期発電機の出力端子間の短絡電流が大きくなる。スイッチング信号の位相制御では、前述の短絡電流が大きくなるのを止める手段がなかった。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたもので、交流電源から電力を効率的に引き出して負荷に提供することができる電力変換装置、電力変換方法、及びプログラムを提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明の第一の観点に係る電力変換装置は、
交流電源及びリアクタの直列回路と負荷との間に並列に接続され、前記リアクタの磁気エネルギーをコンデンサに静電エネルギーとして蓄積する静電エネルギー蓄積モードと、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されている場合は当該静電エネルギーを前記リアクタに磁気エネルギーとして回生し、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されていない場合は前記コンデンサを介さずに電流を導通させることで前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積する磁気エネルギー蓄積モードと、を備える磁気エネルギー回生スイッチと、
前記交流電源の交流出力の電源周期の各１周期において、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間が前記交流電源の交流出力の電源周期の半周期未満となるように、前記磁気エネルギー回生スイッチの各モードを前記交流電源の交流出力の電源周期に同期して切り替える制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御する、
ことを特徴とする。
また、前記磁気エネルギー回生スイッチは、インダクタと直列回路を形成し、当該直列回路は、交流電源及びリアクタの直列回路と負荷との間に並列に接続されてもよい。
交流電源及びリアクタの直列回路と負荷との間に並列に接続され、前記リアクタの磁気エネルギーをコンデンサに静電エネルギーとして蓄積する静電エネルギー蓄積モードと、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されている場合は当該静電エネルギーを前記リアクタに磁気エネルギーとして回生し、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されていない場合は前記コンデンサを介さずに電流を導通させることで前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積する磁気エネルギー蓄積モードと、を備える磁気エネルギー回生スイッチと、
前記交流電源の交流出力の電源周期の各１周期において、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間が前記交流電源の交流出力の電源周期の半周期未満となるように、前記磁気エネルギー回生スイッチの各モードを前記交流電源の交流出力の電源周期に同期して切り替える制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御する、
ことを特徴とする。
また、前記磁気エネルギー回生スイッチは、インダクタと直列回路を形成し、当該直列回路は、交流電源及びリアクタの直列回路と負荷との間に並列に接続されてもよい。
例えば、前記磁気エネルギー回生スイッチは、
第１の交流端子に第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードのカソードと第３のダイオードのカソードと前記コンデンサの正極が接続され、前記第２のダイオードのアノードと第４のダイオードのアノードと前記コンデンサの負極が接続され、前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードは第２の交流端子に接続され、前記第１のダイオードに第１の自己消弧型素子が並列に接続され、前記第２のダイオードに第２の自己消弧型素子が並列に接続され、前記第３のダイオードに第３の自己消弧型素子が並列に接続され、前記第４のダイオードに第４の自己消弧型素子が並列に接続されて構成されるフルブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチであって、
前記制御手段は、
前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期に同期して、前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期の１周期毎に、前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子のペアと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアをＯＮにし、該一方のペアをＯＦＦした後に、他方のペアをＯＮにし、該他方のペアをＯＦＦし、
前記一方のペアのＯＮ及び前記他方のペアのＯＮの時間を調整することで、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御してもよい。
第１の交流端子に第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードのカソードと第３のダイオードのカソードと前記コンデンサの正極が接続され、前記第２のダイオードのアノードと第４のダイオードのアノードと前記コンデンサの負極が接続され、前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードは第２の交流端子に接続され、前記第１のダイオードに第１の自己消弧型素子が並列に接続され、前記第２のダイオードに第２の自己消弧型素子が並列に接続され、前記第３のダイオードに第３の自己消弧型素子が並列に接続され、前記第４のダイオードに第４の自己消弧型素子が並列に接続されて構成されるフルブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチであって、
前記制御手段は、
前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期に同期して、前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期の１周期毎に、前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子のペアと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアをＯＮにし、該一方のペアをＯＦＦした後に、他方のペアをＯＮにし、該他方のペアをＯＦＦし、
前記一方のペアのＯＮ及び前記他方のペアのＯＮの時間を調整することで、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御してもよい。
また、例えば、前記磁気エネルギー回生スイッチは、
第１の交流端子に第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードのカソードと第１のコンデンサの正極と第３のダイオードのカソードが接続され、前記第２のダイオードのアノードと第２のコンデンサの負極と第４のダイオードのアノードが接続され、第２の交流端子に前記第１のコンデンサの負極と前記第２のコンデンサの正極と前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが接続され、第１の自己消弧型素子が前記第１のダイオードに並列に接続され、第２の自己消弧型素子が前記第２のダイオードに並列に接続されて構成される縦ハーフブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチであって、
前記制御手段は、
前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期に同期して、前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期の１周期毎に、前記第１の自己消弧型素子と前記第２の自己消弧型素子のうち、一方の自己消弧形素子をＯＮにし、該一方の自己消弧形素子をＯＦＦした後に、他方の自己消弧形素子をＯＮにし、該他方の自己消弧形素子をＯＦＦし、
前記一方の自己消弧形素子のＯＮ及び前記他方の自己消弧形素子のＯＮの時間を調整することで、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御してもよい。
第１の交流端子に第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードのカソードと第１のコンデンサの正極と第３のダイオードのカソードが接続され、前記第２のダイオードのアノードと第２のコンデンサの負極と第４のダイオードのアノードが接続され、第２の交流端子に前記第１のコンデンサの負極と前記第２のコンデンサの正極と前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが接続され、第１の自己消弧型素子が前記第１のダイオードに並列に接続され、第２の自己消弧型素子が前記第２のダイオードに並列に接続されて構成される縦ハーフブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチであって、
前記制御手段は、
前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期に同期して、前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期の１周期毎に、前記第１の自己消弧型素子と前記第２の自己消弧型素子のうち、一方の自己消弧形素子をＯＮにし、該一方の自己消弧形素子をＯＦＦした後に、他方の自己消弧形素子をＯＮにし、該他方の自己消弧形素子をＯＦＦし、
前記一方の自己消弧形素子のＯＮ及び前記他方の自己消弧形素子のＯＮの時間を調整することで、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御してもよい。
また、例えば、前記交流電源を流れる電流量を測定する電流測定手段を更に備え、
前記制御手段は、前記電流測定手段の測定した電流量が所定の値を超えないように前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御してもよい。
前記制御手段は、前記電流測定手段の測定した電流量が所定の値を超えないように前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御してもよい。
例えば、前記制御手段は、前記電流測定手段の測定した電流と前記交流電源のする電圧がゼロ交差すると前記磁気エネルギー蓄積モードにする。
また、例えば、前記交流電源は複数相の交流電源であり、
相毎に前記磁気エネルギー回生スイッチが配置されてもよい。
相毎に前記磁気エネルギー回生スイッチが配置されてもよい。
また、更に、前記電力変換装置は、前記負荷と前記磁気エネルギー回生スイッチとの間に整流回路を備えてもよい。
また、前記電力変換装置が、前記リアクタを備えてもよい。
また、前記電力変換装置が、前記交流電源を備えてもよい。
また、例えば、前記交流電源は発電機であり、前記リアクタは該発電機の内部リアクタンスであってもよい。
また、例えば、前記交流電源は、運動エネルギーを電気エネルギーに変換して回収することで制動をかける回生ブレーキであり、
前記リアクタは、該回生ブレーキのリアクトルであってもよい。
前記リアクタは、該回生ブレーキのリアクトルであってもよい。
上記目的を達成するため、本発明の第二の観点に係る電力変換方法は、
リアクタの磁気エネルギーをコンデンサに静電エネルギーとして蓄積させる静電エネルギー蓄積ステップと、
前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されている場合は当該静電エネルギーを回生して前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されていない場合は前記コンデンサを介さずに電流を導通させることで前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させる磁気エネルギー蓄積ステップと、
を備え、
交流電源の各一周期において、前記磁気エネルギー蓄積モードが半周期未満になるように、前記静電エネルギー蓄積ステップと磁気エネルギー蓄積ステップとが前記交流電源の出力に同期して切り替わり、
前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間が制御される、
ことを特徴とする。
リアクタの磁気エネルギーをコンデンサに静電エネルギーとして蓄積させる静電エネルギー蓄積ステップと、
前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されている場合は当該静電エネルギーを回生して前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されていない場合は前記コンデンサを介さずに電流を導通させることで前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させる磁気エネルギー蓄積ステップと、
を備え、
交流電源の各一周期において、前記磁気エネルギー蓄積モードが半周期未満になるように、前記静電エネルギー蓄積ステップと磁気エネルギー蓄積ステップとが前記交流電源の出力に同期して切り替わり、
前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間が制御される、
ことを特徴とする。
上記目的を達成するため、本発明の第三の観点に係るプログラムは、
交流電源並びにリアクタの直列回路と負荷との間に接続され、前記リアクタの磁気エネルギーをコンデンサに静電エネルギーとして蓄積させる静電エネルギー蓄積モードと、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されている場合は当該静電エネルギーを回生して前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されていない場合は前記コンデンサを介さずに電流を導通させることで前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させる磁気エネルギー蓄積モードと、を備える磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
コンピュータに
前記交流電源の各一周期において、前記静電エネルギー蓄積モードが半周期未満になるように、前記磁気エネルギー回生スイッチの各モードを前記交流電源の出力に同期して切り替える機能と、
前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御する機能と、
を実現させることを特徴とする。
交流電源並びにリアクタの直列回路と負荷との間に接続され、前記リアクタの磁気エネルギーをコンデンサに静電エネルギーとして蓄積させる静電エネルギー蓄積モードと、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されている場合は当該静電エネルギーを回生して前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されていない場合は前記コンデンサを介さずに電流を導通させることで前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させる磁気エネルギー蓄積モードと、を備える磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
コンピュータに
前記交流電源の各一周期において、前記静電エネルギー蓄積モードが半周期未満になるように、前記磁気エネルギー回生スイッチの各モードを前記交流電源の出力に同期して切り替える機能と、
前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御する機能と、
を実現させることを特徴とする。
本発明によれば、交流電源から電力を効率的に引き出して負荷に提供することができる電力変換装置、電力変換方法、及びプログラムを提供することができる。
以下、本発明の実施形態に係る電力変換装置１を、交流電源が発電機である場合を例として、図面を参照しながら説明する。
また、本実施形態では、定格出力電圧より低い出力電圧状態の交流発電機から、電力を効率的に引き出して負荷に提供する場合を説明する。
また、本実施形態では、定格出力電圧より低い出力電圧状態の交流発電機から、電力を効率的に引き出して負荷に提供する場合を説明する。
電力変換装置１は、磁気エネルギー回生スイッチ１００（ＭＥＲＳ：Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｅｎｅｒｇｙ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｗｉｔｃｈ）（以下、「ＭＥＲＳ」と呼称する）と、制御手段１０５と、から構成され、ＭＥＲＳ１００を発電機２００と負荷３００との間に接続して使用される。
ＭＥＲＳ１００は、内部にコンデンサＣＭ（図示していない）を備える。
ＭＥＲＳ１００は、コンデンサＣＭに電荷を充電することで静電エネルギーを蓄積し、充電された電荷を放電することで静電エネルギーを回生する。
発電機２００は、等価回路として、交流電源２１０と、抵抗Ｒと、リアクタＬとの直列回路で示されており、発電機２００の直流抵抗は抵抗Ｒ、リアクタンスはリアクタＬに対応する。
発電機２００の出力は、負荷３００に接続されている。
ＭＥＲＳ１００は、例えば、図１に示すように発電機２００と負荷３００の間に、並列に接続される。
負荷３００は、電流が流れることによって電力を消費する。
ＭＥＲＳ１００は、コンデンサＣＭに電荷を充電することで静電エネルギーを蓄積し、充電された電荷を放電することで静電エネルギーを回生する。
発電機２００は、等価回路として、交流電源２１０と、抵抗Ｒと、リアクタＬとの直列回路で示されており、発電機２００の直流抵抗は抵抗Ｒ、リアクタンスはリアクタＬに対応する。
発電機２００の出力は、負荷３００に接続されている。
ＭＥＲＳ１００は、例えば、図１に示すように発電機２００と負荷３００の間に、並列に接続される。
負荷３００は、電流が流れることによって電力を消費する。
ＭＥＲＳ１００は、発電機２００のリアクタＬに蓄積した磁気エネルギーをコンデンサＣＭに静電エネルギーとして蓄積させる静電エネルギー蓄積モードと、コンデンサＣＭに静電エネルギーが蓄積されているは、静電エネルギーを発電機２００の内部のリアクタＬに磁気エネルギーとして回生させ、コンデンサＣＭに静電エネルギーが蓄積されていない場合は、コンデンサＣＭを介さずに電流を導通させることで発電機２００の内部のリアクタＬに磁気エネルギーを蓄積させる磁気エネルギー蓄積モードを備える、スイッチ回路である。
制御手段１０５は、ＭＥＲＳ１００に接続された交流電源２１０が出力する交流出力の電源周期に同期して、ＭＥＲＳ１００の静電エネルギー蓄積モードと磁気エネルギー蓄積モードとを切り替える。
制御手段１０５は、ＭＥＲＳ１００に接続された交流電源２１０が出力する交流出力の電源周期に同期して、ＭＥＲＳ１００の静電エネルギー蓄積モードと磁気エネルギー蓄積モードとを切り替える。
電力変換装置１は、制御手段１０５がＭＥＲＳ１００の静電エネルギー蓄積モードと磁気エネルギー蓄積モードを繰り返し切り替えて発電機２００の出力電圧を昇圧させて、発電機２００の出力する電力を負荷３００に供給する。
以上、電力変換装置１の構成と接続の態様とを説明した。
ここで、ＭＥＲＳ１００の例として、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を、図２を参照して説明する。
ここで、ＭＥＲＳ１００の例として、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を、図２を参照して説明する。
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、コンデンサＣＭと、交流端子ＡＣ１，ＡＣ２と、直流端子ＤＣＰ，ＤＣＮと、から構成される。
逆導通型半導体スイッチＳＷ１は、順方向の電流の点弧・消弧を切り替えるスイッチ部ＳＳＷ１と、スイッチ部ＳＳＷ１と並列に接続されたダイオード部ＤＳＷ１とから構成される。
スイッチ部ＳＳＷ１は、ゲートＧＳＷ１を備え、ゲートＧＳＷ１にＯＮ信号が入力されると点弧されて導通状態（以下、「ＯＮ」と呼称する）になり、ゲートＧＳＷ１にＯＦＦ信号が入力されると消弧されて開放状態（以下、「ＯＦＦ」と呼称する）になる。
スイッチ部ＳＳＷ１は、ゲートＧＳＷ１を備え、ゲートＧＳＷ１にＯＮ信号が入力されると点弧されて導通状態（以下、「ＯＮ」と呼称する）になり、ゲートＧＳＷ１にＯＦＦ信号が入力されると消弧されて開放状態（以下、「ＯＦＦ」と呼称する）になる。
同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２はスイッチ部ＳＳＷ２とダイオード部ＤＳＷ２とから、逆導通型半導体スイッチＳＷ３はスイッチ部ＳＳＷ３とダイオード部ＤＳＷ３とから、逆導通型半導体スイッチＳＷ４はスイッチ部ＳＳＷ４とダイオード部ＤＳＷ４とから構成される。
それぞれの逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、ゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４に印加される信号（以下、「ゲート信号」と呼称する）によって、ＯＮ・ＯＦＦが切り替わる。
それぞれの逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、ゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４に印加される信号（以下、「ゲート信号」と呼称する）によって、ＯＮ・ＯＦＦが切り替わる。
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、例えば、Ｎチャンネル型シリコンパワーＭＯＳＦＥＴであり、ダイオードＤＳＷ１乃至ＤＳＷ４を寄生ダイオードとして内蔵する。
Ｎチャネル型シリコンパワーＭＯＳＦＦＥＴは、ゲートに閾値電圧以上の電圧（以下、「ハイレベル」と呼称する）が印加される間だけ短絡回路として機能し、ゲートに閾値電圧未満の電圧（以下、「ローレベル」と呼称する）が印加されると、ダイオードとして機能する。
Ｎチャネル型シリコンパワーＭＯＳＦＦＥＴは、ゲートに閾値電圧以上の電圧（以下、「ハイレベル」と呼称する）が印加される間だけ短絡回路として機能し、ゲートに閾値電圧未満の電圧（以下、「ローレベル」と呼称する）が印加されると、ダイオードとして機能する。
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の回路の態様は、交流端子ＡＣ１にダイオード部ＤＳＷ１のアノードとダイオード部ＤＳＷ２のカソードが接続され、ダイオード部ＤＳＷ１のカソードとダイオード部ＤＳＷ３のカソードとコンデンサＣＭの正極が接続され、ダイオード部ＤＳＷ２のアノードにはダイオード部ＤＳＷ４のアノードとコンデンサＣＭの負極が接続され、ダイオード部ＤＳＷ３のアノードとダイオード部ＤＳＷ４のカソードは交流端子ＡＣ２に接続される。
以上が、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の構成である。
次に、図３を参照して、ＭＥＲＳ１００としてフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を用いた電力変換装置１の接続例について説明する。
次に、図３を参照して、ＭＥＲＳ１００としてフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を用いた電力変換装置１の接続例について説明する。
図３は、発電機２００の交流出力を、電力変換装置１で昇圧し、ダイオード・ブリッジＤＢで整流して、電池３２０に供給する回路である。
以下、図３に示す構成の電力変換装置１について詳しく説明する。
以下、図３に示す構成の電力変換装置１について詳しく説明する。
図３の電力変換装置１は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０と、制御手段１０５と、を備え、発電機２００と負荷３００の間にフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を並列に接続される。
制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のそれぞれのゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４に、図４（ａ）、（ｂ）に示すゲート信号ＧＳ１乃至ＧＳ４を出力する。
ゲート信号ＧＳ１乃至ＧＳ４は、交流電源２１０の電源周波数と同一の周波数ｆで電源電圧に同期した信号である。ゲート信号ＧＳ１とＧＳ４は互いに同相の信号であり、ゲート信号ＧＳ２とＧＳ３は互いに同相の信号であり、ゲート信号ＧＳ１とＧＳ４とは逆相の信号である。また、ゲート信号のデューティは、５０％未満、即ち、ＯＮ状態の継続時間が、電源電圧の半周期未満である。
引用文献２に開示されているＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路は、電源周期の半周期毎に逆導通型半導体スイッチのＯＮ・ＯＦＦを入れ替えたのに対し、本実施形態の電力変換装置１が逆導通型半導体スイッチをＯＮする継続時間は、電源出力の半周期より短い。
引用文献２に開示されているＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路は、電源周期の半周期毎に逆導通型半導体スイッチのＯＮ・ＯＦＦを入れ替えたのに対し、本実施形態の電力変換装置１が逆導通型半導体スイッチをＯＮする継続時間は、電源出力の半周期より短い。
制御手段１０５は、例えば、図５に示すように、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等から構成され、コンパレータが電圧の極性の変化を検出した場合に、タイマに記憶された時間に相当するパルス幅のパルスを出力する。なお、フリップフロップとタイマの組み合わせに代えて、ワンショット（モノステーブルマルチパルスジェネレータ）等で構成することも可能である。図５に示す構成では、タイマに記憶させる時間を調整することで容易にパルス幅を調整することができる。
図３の発電機２００は、図１で示した構成と同様としている。
図３の負荷３００は、ダイオード・ブリッジＤＢと、電池３２０から構成される。電池３２０は、例えば、鉛蓄電池で、鉛蓄電池の入出力端子間の電圧以上の電圧が印加されると、ダイオード・ブリッジＤＢで整流された電流により電力が充電される。発電機２００の出力電圧を整流した後の電圧が、電池３２０の入出力端子間の電圧未満だと、昇圧をしないと充電することができない。
電力変換装置１は、発電機２００の出力電圧を整流した後の電圧が、電池３２０の入出力端子間の電圧未満の場合でも、制御手段１０５は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えることにより昇圧を行い、電池３２０を充電することができる。また、電力変換装置１は、電池３２０に供給する電流の量を、発電機２００の定格を超えないように調整もする。
負荷３００に供給する電流の量（電力変換装置１の本接続例では、電池３２０に供給する電流の量）を調整することは、特許文献２に開示されているＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路では、できなかったことである。
負荷３００に供給する電流の量（電力変換装置１の本接続例では、電池３２０に供給する電流の量）を調整することは、特許文献２に開示されているＭＥＲＳ共振型交流直流変換回路では、できなかったことである。
以上、電力変換装置１の接続例を説明した。
次に、上記接続例のフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を用いた電力変換装置１の動作を、図６Ａから図６Ｊの各図を参照しながら、詳しく説明する。
次に、上記接続例のフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を用いた電力変換装置１の動作を、図６Ａから図６Ｊの各図を参照しながら、詳しく説明する。
図６Ａから図６Ｊの各図において、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、Ｎチャネル型シリコンパワーＭＯＳＦＦＥＴで示されており、素子に寄生ダイオード（ボディーダイオードとも呼称する）が内蔵されているタイプを想定している。
また、逆導通型半導体スイッチをＯＮ・ＯＦＦする表現とその動作、素子のゲートに印加する電圧を、ハイレベル・ローレベルとする表現とその動作ついては、図２の説明を準用するものとする。
また、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の接続・配置、各部の呼称、制御手段１０５から供給されるゲート信号ＧＳ１乃至ＧＳ４については、図２を準用するものとする。
また、発電機２００は、図３で示した交流電源２１０と抵抗ＲとリアクタＬの直列回路を等価回路としている。
また、負荷３００は、図３で示したダイオード・ブリッジＤＢと、電池３２０から構成されるものとする。
また、逆導通型半導体スイッチをＯＮ・ＯＦＦする表現とその動作、素子のゲートに印加する電圧を、ハイレベル・ローレベルとする表現とその動作ついては、図２の説明を準用するものとする。
また、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の接続・配置、各部の呼称、制御手段１０５から供給されるゲート信号ＧＳ１乃至ＧＳ４については、図２を準用するものとする。
また、発電機２００は、図３で示した交流電源２１０と抵抗ＲとリアクタＬの直列回路を等価回路としている。
また、負荷３００は、図３で示したダイオード・ブリッジＤＢと、電池３２０から構成されるものとする。
電力変換装置１は、図６の各図に示す１０個の状態の動作フェイズを順に繰り返すことで上記磁気エネルギー蓄積モードと静電エネルギー蓄積モードを実現する。以下、それぞれの動作フェイズを、図６の各図を参照しながら、詳しく説明する。
初期時刻Ｔ０において、電力変換装置１は、コンデンサＣＭに十分な電荷が蓄積されており、かつ、交流電源２１０の出力電圧の位相が負であり、動作フェイズが後述の図６Ｊに示す「電流ゼロフェイズＮＰ」であるとする。
「電流ゼロフェイズＮＰ」では、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４はＯＦＦで、コンデンサＣＭには、後述の図６Ｈに示す「充電フェイズＮ」の状態で充電されている。コンデンサＣＭの両端電圧は、Ｖｃｍであるとする。
「電流ゼロフェイズＮＰ」では、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４はＯＦＦで、コンデンサＣＭには、後述の図６Ｈに示す「充電フェイズＮ」の状態で充電されている。コンデンサＣＭの両端電圧は、Ｖｃｍであるとする。
１．放電フェイズＰ（図６Ａ）
交流電源２１０の出力電圧の位相が、負から正になるゼロ交差の近傍の時刻Ｔ１で、電力変換装置１は、図６Ａに示す「放電フェイズＰ」になる。
交流電源２１０の出力電圧の位相が、時刻Ｔ１で負から正になると、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ２とＧＳ３をハイレベルにする。逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３はＯＮになり、コンデンサＣＭに充電されていた電荷が放電され電流が流れる。
コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３―交流電源２１０―リアクタＬ―抵抗Ｒ―ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２―コンデンサＣＭの負極という経路で流れる。
「放電フェイズＰ」では、コンデンサＣＭに充電されていた電荷が放電されることにより、リアクタＬに磁気エネルギーが蓄積される。
交流電源２１０の出力電圧の位相が、負から正になるゼロ交差の近傍の時刻Ｔ１で、電力変換装置１は、図６Ａに示す「放電フェイズＰ」になる。
交流電源２１０の出力電圧の位相が、時刻Ｔ１で負から正になると、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ２とＧＳ３をハイレベルにする。逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３はＯＮになり、コンデンサＣＭに充電されていた電荷が放電され電流が流れる。
コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３―交流電源２１０―リアクタＬ―抵抗Ｒ―ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２―コンデンサＣＭの負極という経路で流れる。
「放電フェイズＰ」では、コンデンサＣＭに充電されていた電荷が放電されることにより、リアクタＬに磁気エネルギーが蓄積される。
２．並列フェイズＰ（図６Ｂ）
コンデンサＣＭに充電されていた電荷が全て放電される時刻Ｔ２で、電力変換装置１は、図６Ｂに示す「並列フェイズＰ」になる。
コンデンサＣＭに充電されていた電荷が全て放電されると、コンデンサＣＭの両端電圧は略ゼロになる。コンデンサＣＭは、ほぼ短絡された状態になり、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の交流端子ＡＣ１と交流端子ＡＣ２の電圧は、ほぼ等しくなる。
電流は、交流電源２１０―リアクタＬ―抵抗Ｒ―交流端子ＡＣ１−ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２―ＯＦＦ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ４のダイオード部ＤＳＷ４―交流端子ＡＣ２―交流電源２１０という経路と、交流電源２１０―リアクタＬ―抵抗Ｒ―交流端子ＡＣ１―ＯＦＦ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のダイオード部ＤＳＷ１―ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３―交流端子ＡＣ２―交流電源２１０という経路の、２つの経路で流れる。
「並列フェイズＰ」では、「放電フェイズＰ」で蓄積された磁気エネルギーに加えて、ＭＥＲＳ１１０内のコンデンサＣＭを介さずに流れる電流により磁気エネルギーがリアクタＬに蓄積される。
コンデンサＣＭに充電されていた電荷が全て放電される時刻Ｔ２で、電力変換装置１は、図６Ｂに示す「並列フェイズＰ」になる。
コンデンサＣＭに充電されていた電荷が全て放電されると、コンデンサＣＭの両端電圧は略ゼロになる。コンデンサＣＭは、ほぼ短絡された状態になり、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の交流端子ＡＣ１と交流端子ＡＣ２の電圧は、ほぼ等しくなる。
電流は、交流電源２１０―リアクタＬ―抵抗Ｒ―交流端子ＡＣ１−ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２―ＯＦＦ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ４のダイオード部ＤＳＷ４―交流端子ＡＣ２―交流電源２１０という経路と、交流電源２１０―リアクタＬ―抵抗Ｒ―交流端子ＡＣ１―ＯＦＦ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のダイオード部ＤＳＷ１―ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３―交流端子ＡＣ２―交流電源２１０という経路の、２つの経路で流れる。
「並列フェイズＰ」では、「放電フェイズＰ」で蓄積された磁気エネルギーに加えて、ＭＥＲＳ１１０内のコンデンサＣＭを介さずに流れる電流により磁気エネルギーがリアクタＬに蓄積される。
３．充電フェイズＰ（図６Ｃ）
上述の「並列フェイズＰ」を一定時間継続させた時刻Ｔ３で、制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３をＯＦＦにし、電力変換装置１は、図６Ｃに示す「充電フェイズＰ」になる。
時刻Ｔ３で、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ２とＧＳ３を、ローレベルとする。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ３はＯＦＦになり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４がＯＦＦになる。
全てのスイッチ部ＳＳＷがＯＦＦになると、リアクタＬに蓄積された磁気エネルギーが電流として流れ出す。電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１のダイオード部ＤＳＷ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ４のダイオード部ＤＳＷ４を介してコンデンサＣＭに流れこみ、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍが上昇する。
「充電フェイズＰ」では、リアクタＬに蓄積された磁気エネルギーの一部が電流となってコンデンサＣＭに流れ、電荷としてコンデンサＣＭに蓄えられる。
上述の「並列フェイズＰ」を一定時間継続させた時刻Ｔ３で、制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３をＯＦＦにし、電力変換装置１は、図６Ｃに示す「充電フェイズＰ」になる。
時刻Ｔ３で、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ２とＧＳ３を、ローレベルとする。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ３はＯＦＦになり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４がＯＦＦになる。
全てのスイッチ部ＳＳＷがＯＦＦになると、リアクタＬに蓄積された磁気エネルギーが電流として流れ出す。電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１のダイオード部ＤＳＷ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ４のダイオード部ＤＳＷ４を介してコンデンサＣＭに流れこみ、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍが上昇する。
「充電フェイズＰ」では、リアクタＬに蓄積された磁気エネルギーの一部が電流となってコンデンサＣＭに流れ、電荷としてコンデンサＣＭに蓄えられる。
４．フリーフェイズＰ（図６Ｄ）
コンデンサＣＭが負荷３００の電圧と同じ電圧まで充電される時刻Ｔ４で、電力変換装置１は、図６Ｄに示す「フリーフェイズＰ」になる。
「フリーフェイズＰ」では、コンデンサＣＭに電流は流れなくなる。電流は、コンデンサＣＭの電圧により、交流電源２１０―リアクタＬ―抵抗Ｒ−ダイオード・ブリッジＤＢ―電池３２０という経路に流れ、電池３２０に電流が供給される。また、回路に流れる電流は、リアクタＬの磁気エネルギーの減少に伴って徐々に減少する。
「フリーフェイズＰ」では、コンデンサＣＭの充電に使われなかったリアクタＬの磁気エネルギーが、負荷３００で消費されることになる。
コンデンサＣＭが負荷３００の電圧と同じ電圧まで充電される時刻Ｔ４で、電力変換装置１は、図６Ｄに示す「フリーフェイズＰ」になる。
「フリーフェイズＰ」では、コンデンサＣＭに電流は流れなくなる。電流は、コンデンサＣＭの電圧により、交流電源２１０―リアクタＬ―抵抗Ｒ−ダイオード・ブリッジＤＢ―電池３２０という経路に流れ、電池３２０に電流が供給される。また、回路に流れる電流は、リアクタＬの磁気エネルギーの減少に伴って徐々に減少する。
「フリーフェイズＰ」では、コンデンサＣＭの充電に使われなかったリアクタＬの磁気エネルギーが、負荷３００で消費されることになる。
５．電流ゼロフェイズＰＮ（図６Ｅ）
「フリーフェイズＰ」で流れていた電流が減少し、電流値が略ゼロになる時刻Ｔ５で、電力変換装置１は、図６Ｅに示す「電流ゼロフェイズＰＮ」になる。
「電流ゼロフェイズＰＮ」では、リアクタＬの磁気エネルギーは全て放出されており、かつ、交流電源２１０の出力電圧が、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍと負荷３００を構成する電池３２０の両端電圧の両方より低いため、回路に電流は流れない。
「フリーフェイズＰ」で流れていた電流が減少し、電流値が略ゼロになる時刻Ｔ５で、電力変換装置１は、図６Ｅに示す「電流ゼロフェイズＰＮ」になる。
「電流ゼロフェイズＰＮ」では、リアクタＬの磁気エネルギーは全て放出されており、かつ、交流電源２１０の出力電圧が、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍと負荷３００を構成する電池３２０の両端電圧の両方より低いため、回路に電流は流れない。
６．放電フェイズＮ（図６Ｆ）
「電流ゼロフェイズＰＮ」で、回路に電流が流れなくなった後、交流電源２１０の出力電圧の位相が正から負になるゼロ交差の近傍の時刻Ｔ６で、電力変換装置１は、図６Ｆに示す「放電フェイズＮ」になる。
交流電源２１０の出力電圧の位相が、時刻Ｔ６で正から負になると、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ１とＧＳ４とをハイレベルにする。逆導通型半導体スイッチＳＷ１のスイッチ部ＳＳＷ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ４がＯＮになる。一方、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３はＯＦＦ状態を維持する。ＯＮしたスイッチ部ＳＳＷ１とＳＳＷ４を介してコンデンサＣＭは電荷を放電し、電流が、コンデンサＣＭの正極―リアクタＬ―抵抗Ｒ―交流電源２１０という経路に流れる。リアクタＬに電流が流れると、リアクタＬは磁気エネルギーを蓄積する。
「放電フェイズＮ」では、「充電フェイズＰ」でコンデンサＣＭに充電されていた電荷が放電されることにより、リアクタＬに磁気エネルギーが蓄積される。
「電流ゼロフェイズＰＮ」で、回路に電流が流れなくなった後、交流電源２１０の出力電圧の位相が正から負になるゼロ交差の近傍の時刻Ｔ６で、電力変換装置１は、図６Ｆに示す「放電フェイズＮ」になる。
交流電源２１０の出力電圧の位相が、時刻Ｔ６で正から負になると、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ１とＧＳ４とをハイレベルにする。逆導通型半導体スイッチＳＷ１のスイッチ部ＳＳＷ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ４がＯＮになる。一方、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３はＯＦＦ状態を維持する。ＯＮしたスイッチ部ＳＳＷ１とＳＳＷ４を介してコンデンサＣＭは電荷を放電し、電流が、コンデンサＣＭの正極―リアクタＬ―抵抗Ｒ―交流電源２１０という経路に流れる。リアクタＬに電流が流れると、リアクタＬは磁気エネルギーを蓄積する。
「放電フェイズＮ」では、「充電フェイズＰ」でコンデンサＣＭに充電されていた電荷が放電されることにより、リアクタＬに磁気エネルギーが蓄積される。
７．並列フェイズＮ（図６Ｇ）
コンデンサＣＭに充電されていた電荷が全て放電される時刻Ｔ７で、電力変換装置１は、図６Ｇに示す「並列フェイズＮ」になる。
コンデンサＣＭに充電されていた電荷が全て放電されると、コンデンサＣＭの両端電圧は略ゼロになる。コンデンサＣＭは、ほぼ短絡された状態になり、古ブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の交流端子ＡＣ１と交流端子ＡＣ２の電圧は、ほぼ等しくなる。
電流は、交流電源２１０―交流端子ＡＣ２―ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ４―ＯＦＦ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のダイオード部ＤＳＷ２―交流端子ＡＣ１―リアクタＬ―抵抗Ｒ―交流電源２１０という経路と、交流電源２１０―交流端子ＡＣ２―ＯＦＦ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のダイオード部ＤＳＷ３―ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のスイッチ部ＳＳＷ１―交流端子ＡＣ１―抵抗Ｒ―リアクタＬ―交流電源２１０という経路の、２つの経路で流れる。
「並列フェイズＮ」では、「並列フェイズＰ」と同様に、「放電フェイズＮ」で蓄積された磁気エネルギーに加えて、ＭＥＲＳ１１０内のコンデンサＣＭを介さずに流れる電流により磁気エネルギーがリアクタＬに蓄積される。
コンデンサＣＭに充電されていた電荷が全て放電される時刻Ｔ７で、電力変換装置１は、図６Ｇに示す「並列フェイズＮ」になる。
コンデンサＣＭに充電されていた電荷が全て放電されると、コンデンサＣＭの両端電圧は略ゼロになる。コンデンサＣＭは、ほぼ短絡された状態になり、古ブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の交流端子ＡＣ１と交流端子ＡＣ２の電圧は、ほぼ等しくなる。
電流は、交流電源２１０―交流端子ＡＣ２―ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ４―ＯＦＦ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のダイオード部ＤＳＷ２―交流端子ＡＣ１―リアクタＬ―抵抗Ｒ―交流電源２１０という経路と、交流電源２１０―交流端子ＡＣ２―ＯＦＦ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のダイオード部ＤＳＷ３―ＯＮ状態の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のスイッチ部ＳＳＷ１―交流端子ＡＣ１―抵抗Ｒ―リアクタＬ―交流電源２１０という経路の、２つの経路で流れる。
「並列フェイズＮ」では、「並列フェイズＰ」と同様に、「放電フェイズＮ」で蓄積された磁気エネルギーに加えて、ＭＥＲＳ１１０内のコンデンサＣＭを介さずに流れる電流により磁気エネルギーがリアクタＬに蓄積される。
８．充電フェイズＮ（図６Ｈ）
上述の「並列フェイズＮ」を一定時間継続させた時刻Ｔ８で、制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１のスイッチ部ＳＳＷ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ４をＯＦＦにするとともに、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３をＯＮにする。電力変換装置１は、図６Ｈに示す「充電フェイズＮ」になる。
時刻Ｔ８で、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ１とＧＳ４をローレベルとし、ゲート信号ＧＳ２とＧＳ３をハイレベルとする。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷ１のスイッチ部ＳＳＷ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ４のＳＳＷ４はＯＦＦになり、かつ、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３をＯＮになる。
リアクタＬに蓄積された磁気エネルギーが電流として流れ出す。電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３を介してコンデンサＣＭに流れこみ、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍが上昇する。
「充電フェイズＰ」と同様に、「充電フェイズＮ」では、リアクタＬに蓄積された磁気エネルギーの一部が、電流となってコンデンサＣＭに流れ、電荷としてコンデンサＣＭに蓄えられる。
上述の「並列フェイズＮ」を一定時間継続させた時刻Ｔ８で、制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１のスイッチ部ＳＳＷ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ４をＯＦＦにするとともに、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３をＯＮにする。電力変換装置１は、図６Ｈに示す「充電フェイズＮ」になる。
時刻Ｔ８で、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ１とＧＳ４をローレベルとし、ゲート信号ＧＳ２とＧＳ３をハイレベルとする。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷ１のスイッチ部ＳＳＷ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ４のＳＳＷ４はＯＦＦになり、かつ、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３をＯＮになる。
リアクタＬに蓄積された磁気エネルギーが電流として流れ出す。電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３を介してコンデンサＣＭに流れこみ、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍが上昇する。
「充電フェイズＰ」と同様に、「充電フェイズＮ」では、リアクタＬに蓄積された磁気エネルギーの一部が、電流となってコンデンサＣＭに流れ、電荷としてコンデンサＣＭに蓄えられる。
９．フリーフェイズＮ（図６Ｉ）
コンデンサＣＭが負荷３００の電圧と同じ電圧まで充電される時刻Ｔ９で、制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３をＯＦＦにし、電力変換装置１は、図６Ｉに示す「フリーフェイズＮ」になる。
時刻Ｔ９で、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ２とＧＳ３を、ローレベルとする。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３はＯＦＦになり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４がＯＦＦになる。
「フリーフェイズＮ」では、コンデンサＣＭに電流は流れなくなる。電流は、コンデンサＣＭの電圧により、交流電源２１０―ダイオード・ブリッジＤＢ―電池３２０−リアクタＬ―抵抗Ｒという経路に流れ、電池３２０に電流が供給される。また、回路に流れる電流は、リアクタＬの磁気エネルギーの減少に伴い徐々に減少する。
「フリーフェイズＮ」では、「フリーフェイズＰ」と同様に、コンデンサＣＭの充電に使われなかったリアクタＬの磁気エネルギーが、負荷３００で消費されることになる。
コンデンサＣＭが負荷３００の電圧と同じ電圧まで充電される時刻Ｔ９で、制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３をＯＦＦにし、電力変換装置１は、図６Ｉに示す「フリーフェイズＮ」になる。
時刻Ｔ９で、制御手段１０５は、ゲート信号ＧＳ２とＧＳ３を、ローレベルとする。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチ部ＳＳＷ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ３のスイッチ部ＳＳＷ３はＯＦＦになり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４がＯＦＦになる。
「フリーフェイズＮ」では、コンデンサＣＭに電流は流れなくなる。電流は、コンデンサＣＭの電圧により、交流電源２１０―ダイオード・ブリッジＤＢ―電池３２０−リアクタＬ―抵抗Ｒという経路に流れ、電池３２０に電流が供給される。また、回路に流れる電流は、リアクタＬの磁気エネルギーの減少に伴い徐々に減少する。
「フリーフェイズＮ」では、「フリーフェイズＰ」と同様に、コンデンサＣＭの充電に使われなかったリアクタＬの磁気エネルギーが、負荷３００で消費されることになる。
１０．電流ゼロフェイズＮＰ（図６Ｊ）
「フリーフェイズＮ」で流れていた電流が減少し、電流値が略ゼロになる時刻Ｔ１０で、電力変換装置１は、図６Ｊに示す「電流ゼロフェイズＮＰ」になる。
「電流ゼロフェイズＮＰ」では、リアクタＬの磁気エネルギーは全て放出されており、かつ、交流電源２１０の出力電圧が、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍと、負荷３００を構成する電池３２０の両端電圧の両方より低いため、回路に電流は流れない。また、交流電源２１０の出力電圧の極性は、「電流ゼロフェイズＰＮ」の場合と逆極性である。
「フリーフェイズＮ」で流れていた電流が減少し、電流値が略ゼロになる時刻Ｔ１０で、電力変換装置１は、図６Ｊに示す「電流ゼロフェイズＮＰ」になる。
「電流ゼロフェイズＮＰ」では、リアクタＬの磁気エネルギーは全て放出されており、かつ、交流電源２１０の出力電圧が、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍと、負荷３００を構成する電池３２０の両端電圧の両方より低いため、回路に電流は流れない。また、交流電源２１０の出力電圧の極性は、「電流ゼロフェイズＰＮ」の場合と逆極性である。
交流電源２１０の出力電圧の位相が、負から正になるゼロ交差の近傍の時刻Ｔ１１で、電力変換装置１は、再び図６Ａに示す「放電フェイズＰ」になり、以後、制御手段１０５は、同様の処理を繰り返す。電力変換装置１は、交流電源２１０の出力電圧を昇圧し、昇圧した電圧を負荷３００に印加して電力を供給することができる。
次に、電力変換装置の動作を、シミュレーションにより説明する。
図７は、図３の回路ブロック図における、次の条件での、計算機シミュレーション結果を示している。
１．発電機２００の等価回路
（１）交流電源２１０の定格出力： １００Ｖｒｍｓ（１４１Ｖｐｅａｋ）、
５０Ｈｚ、１５Ａ、
（２）抵抗Ｒ： ０．５オーム、
（３）リアクタＬ： ３１ｍＨ。
２．コンデンサＣＭの静電容量：１５０マイクロＦ。
３．負荷３００の等価回路
（１）ダイオード・ブリッジＤＢ： 順方向電圧はないものとする、
（２）電池３２０の両端電圧：２００Ｖ。
４．発電機２００の低出力状態
交流電源２１０の出力： ７０Ｖｐｅａｋ、２５Ｈｚ。
５．フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の制御：
交流電源２１０の交流出力の電源位相に同期して、ハイレベルがデューティ比０．３の信号で、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至４を制御。
図７は、図３の回路ブロック図における、次の条件での、計算機シミュレーション結果を示している。
１．発電機２００の等価回路
（１）交流電源２１０の定格出力： １００Ｖｒｍｓ（１４１Ｖｐｅａｋ）、
５０Ｈｚ、１５Ａ、
（２）抵抗Ｒ： ０．５オーム、
（３）リアクタＬ： ３１ｍＨ。
２．コンデンサＣＭの静電容量：１５０マイクロＦ。
３．負荷３００の等価回路
（１）ダイオード・ブリッジＤＢ： 順方向電圧はないものとする、
（２）電池３２０の両端電圧：２００Ｖ。
４．発電機２００の低出力状態
交流電源２１０の出力： ７０Ｖｐｅａｋ、２５Ｈｚ。
５．フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の制御：
交流電源２１０の交流出力の電源位相に同期して、ハイレベルがデューティ比０．３の信号で、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至４を制御。
より詳しくは、図７は、上述の回路定数において、発電機２１０の低出力状態で電力変換装置１での昇圧による効果を示している。
図７は、交流電源２１０に流れる電流Ｉｉｎ、交流電源２１０の出力電圧Ｖｉｎ、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍ、ブルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の交流端子ＡＣ１−ＡＣ２間の電圧Ｖｏｕｔ、負荷３００に流れる電流Ｉｌｏａｄと、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至４の時間変化を示すものである。
ただし、ＩｉｎとＩｌｏａｄは値を１０倍にしてプロットしてある。
横軸は時間である。
また、横軸のＴ０乃至Ｔ１１は、上述の１０の動作フェイズの時刻Ｔ０乃至Ｔ１１に対応している。
図７は、交流電源２１０に流れる電流Ｉｉｎ、交流電源２１０の出力電圧Ｖｉｎ、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍ、ブルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の交流端子ＡＣ１−ＡＣ２間の電圧Ｖｏｕｔ、負荷３００に流れる電流Ｉｌｏａｄと、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至４の時間変化を示すものである。
ただし、ＩｉｎとＩｌｏａｄは値を１０倍にしてプロットしてある。
横軸は時間である。
また、横軸のＴ０乃至Ｔ１１は、上述の１０の動作フェイズの時刻Ｔ０乃至Ｔ１１に対応している。
なお、コンデンサＣＭとリアクタＬは、直列共振回路を形成しており、その共振周波数は、およそ７３Ｈｚである。交流電源２１０から出力される交流電力の周波数２５Ｈｚと比べて２倍以上高い周波数である。よって、交流電源の電源周期の半周期の間に、少なくとも１度の直列共振によるコンデンサＣＭの充放電が完了することができる。
図７より、交流電源２１０に流れる電流Ｉｉｎは、定格電流の１５Ａ内に収まっていることがわかる。
また、時刻Ｔ４でコンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍは、略２００Ｖに達し、時刻Ｔ４から時刻Ｔ５までの間、負荷３００に電流Ｉｌｏａｄが流れていることがわかる。同様に、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍは、時刻Ｔ９で略２００Ｖに達し、時刻Ｔ９から時刻Ｔ１０までの間、負荷３００に電流Ｉｌｏａｄが流れていることがわかる。
図７より、電力変換装置１によって、出力７０Ｖ、定格電流が１５Ａの交流電源２１０を用いて２００Ｖの電池を充電し、また、電流を交流電源２１０の定格内に抑えることができることを示している。
また、時刻Ｔ４でコンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍは、略２００Ｖに達し、時刻Ｔ４から時刻Ｔ５までの間、負荷３００に電流Ｉｌｏａｄが流れていることがわかる。同様に、コンデンサＣＭの両端電圧Ｖｃｍは、時刻Ｔ９で略２００Ｖに達し、時刻Ｔ９から時刻Ｔ１０までの間、負荷３００に電流Ｉｌｏａｄが流れていることがわかる。
図７より、電力変換装置１によって、出力７０Ｖ、定格電流が１５Ａの交流電源２１０を用いて２００Ｖの電池を充電し、また、電流を交流電源２１０の定格内に抑えることができることを示している。
以上より、本実施の形態の電力変換装置１は、電流を交流電源２１０の定格以内になるように制御しつつ、交流電源２１０の出力電圧を昇圧して負荷３００に電力を供給することができる。
また、「電流ゼロフェイズＮＰ」から「放電フェイズＰ」に遷移する場合と、「電流ゼロフェイズＰＮ」から「放電フェイズＮ」に遷移する場合は、逆導通型半導体スイッチのスイッチ部は、電圧と電流の両方が略ゼロでオンに、「並列フェイズＰ」から「充電フェイズＰ」に遷移する場合と、「並列フェイズＮ」から「充電フェイズＮ」に遷移する場合は、逆導通型半導体スイッチのスイッチ部は電圧が略ゼロの状態でオンとオフをしている。いわゆるソフトスイッチングが実現され、スイッチング損失を抑え、ノイズの発生を抑えることができる。
上述のように、本発明に係る電力変換装置によれば、電流を制御しつつ、低電圧の交流発電機から電力を効率的に引き出して負荷に提供することができる。
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。
上述で説明した電力変換装置１は、ＭＥＲＳ１００としてフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を使用したが、図８に示す縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳ１３０であってもよい。
縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳ１３０は、図８に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷ５，ＳＷ６と、ダイオードＤＵ，ＤＸと、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２と、交流端子ＡＣ１，ＡＣ２と、から構成される。
なお、逆導通型半導体スイッチＳＷ５，６は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至４と同様に、ダイオード部ＤＳＷ５，６と、ゲートＧＳＷ５，６を備えたスイッチ部ＳＳＷ５，６が並列に接続されている。図８では、逆導通型半導体スイッチＳＷ５，６は、Ｎチャンネル型シリコンパワーＭＯＳＦＥＴで示されており、素子に寄生ダイオード（ボディーダイオードとも呼称する）が内蔵されているタイプを想定している。
なお、逆導通型半導体スイッチＳＷ５，６は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至４と同様に、ダイオード部ＤＳＷ５，６と、ゲートＧＳＷ５，６を備えたスイッチ部ＳＳＷ５，６が並列に接続されている。図８では、逆導通型半導体スイッチＳＷ５，６は、Ｎチャンネル型シリコンパワーＭＯＳＦＥＴで示されており、素子に寄生ダイオード（ボディーダイオードとも呼称する）が内蔵されているタイプを想定している。
縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳ１３０の回路の態様は、交流端子ＡＣ１にダイオード部ＤＳＷ５のアノードとダイオード部ＤＳＷ６のカソードが接続され、ダイオード部ＤＳＷ５のカソードとコンデンサＣＭ１の正極とダイオードＤＵのカソードが接続され、ダイオード部ＤＳＷ６のアノードにはコンデンサＣＭ２の負極とダイオードＤＸのアノードが接続され、交流端子ＡＣ２にはコンデンサＣＭ１の負極とコンデンサＣＭ２の正極とダイオードＤＵのアノードとダイオードＤＸのカソードが接続される。
ＭＥＲＳ１００として縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳ１３０を用いる場合は、制御手段１０５は、交流電源が出力する交流電圧に同期して逆導通型半導体スイッチＳＷ５，６を制御する。
交流端子ＡＣ１側から交流端子ＡＣ２側に電流が流れている場合、制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ６のみをＯＮすることでリアクタンスに磁気エネルギーを蓄積させ、逆導通型半導体スイッチＳＷ５と逆導通型半導体スイッチＳＷ６を共にＯＦＦすることでコンデンサＣＭ１に静電エネルギーを充電させる。
また、交流端子ＡＣ２側から交流端子ＡＣ１側に電流が流れている場合、制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ５のみをＯＮすることで、リアクタンスに磁気エネルギーを蓄積させ、逆導通型半導体スイッチＳＷ５と逆導通型半導体スイッチＳＷ６を共にＯＦＦすることで、コンデンサＣＭ２に静電エネルギーを充電させる。
また、交流端子ＡＣ２側から交流端子ＡＣ１側に電流が流れている場合、制御手段１０５は、逆導通型半導体スイッチＳＷ５のみをＯＮすることで、リアクタンスに磁気エネルギーを蓄積させ、逆導通型半導体スイッチＳＷ５と逆導通型半導体スイッチＳＷ６を共にＯＦＦすることで、コンデンサＣＭ２に静電エネルギーを充電させる。
制御手段１０５が、上述の制御をすることにより、縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳ１３０は、図６の各図で示したフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０の１０個の動作フェイズと同様の１０個の動作フェイズを順に繰り返し遷移する。ただし、縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳ１３０の場合、電流の通過する経路が異なる。
また、上述の実施形態では、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ６は、スイッチ部とダイオード部からなるＮチャンネル型シリコンパワーＭＯＳＦＥＴとして説明した。しかし、逆導通型半導体ＳＷ１乃至ＳＷ６は、逆導電型のスイッチであればよく、電界効果トランジスタや、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）や、ダイオードとスイッチの組み合わせでもよい。
また、上述の実施の形態においては、ゲート信号の周期とパルス幅を固定値としたが、交流電源２１０の交流出力の周波数が変動する場合、制御手段１０５は、周波数の変動にあわせてゲート信号の周波数やパルス幅を可変できるようにすることが望ましい。
交流電源２１０の交流出力の周波数が変動する場合、例えば、図９に示すように、電流計５００で交流電源２１０を流れる電流を測定して、測定値を制御手段１０５に入力し、図１０に示すフローチャートのように、交流電源２１０の出力電圧と出力電流とを両方を用いて、制御を行うようにしてもよい。例えば、交流電源２１０の出力電圧のゼロ交差点を検出すると共に、出力電流が略ゼロとなる状態を検出して、検出値の周期的な変化に同期して、ゲート信号の周期とパルス幅を設定し、電流が略ゼロとなる状態を検出したら、ゲート信号をハイレベルするように制御してもよい。
また、交流電源２１０の定格電流を記憶手段に記憶し、交流電源２１０の出力電流の最大値を計測し、出力電流の最大値が、交流電源２１０の定格を上回るなら交流電源２１０の出力電流が略ゼロとなる状態を長くし、定格を下回るなら略ゼロとなる状態を短くするように、出力するゲート信号を調整してもよい。
また、交流電源２１０の定格電流を記憶手段に記憶し、交流電源２１０の出力電流の最大値を計測し、出力電流の最大値が、交流電源２１０の定格を上回るなら交流電源２１０の出力電流が略ゼロとなる状態を長くし、定格を下回るなら略ゼロとなる状態を短くするように、出力するゲート信号を調整してもよい。
また、図１１に示すように、交流電源２１０として三相交流を用いることも可能である。三相交流を用いる場合において、三相交流の各相に、本発明に係る電力変換装置を配置する必要はない。
三相の交流電力を出力する交流電源を接続する場合は、図１１に示すように６個の逆導通型半導体スイッチと１つのコンデンサを配置し、各相間に関して上述した制御手段１０５と同様の制御をすれば、実質的に、各相と中性点間に１つのフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０が配置されることになる。
図１２は、交流電源２１０に三相交流を用いた場合の、制御手段１０５の回路構成例である。なお、図１２の構成例では、ワンショット（モノステーブルマルチパルスジェネレータ）を使用した例である。
各相間電圧のゼロ交差に対して上述の制御を同様に行っているものである。
三相の交流電力を出力する交流電源を接続する場合は、図１１に示すように６個の逆導通型半導体スイッチと１つのコンデンサを配置し、各相間に関して上述した制御手段１０５と同様の制御をすれば、実質的に、各相と中性点間に１つのフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０が配置されることになる。
図１２は、交流電源２１０に三相交流を用いた場合の、制御手段１０５の回路構成例である。なお、図１２の構成例では、ワンショット（モノステーブルマルチパルスジェネレータ）を使用した例である。
各相間電圧のゼロ交差に対して上述の制御を同様に行っているものである。
また、例えば、電力変換装置１を発電機の電力変換に使用する場合、発電機が定格運転時は、図１３に示すように磁気エネルギー回生スイッチ１００直列に接続し、低速運転時は図１４に示すように磁気エネルギー回生スイッチ１００を並列に接続すると、よりよい結果を得られる。
また、例えば、図１５に示すように、ＭＥＲＳ１００が電流立ち上がり抑制用のリアクタＬＯを更に備えてもよい。
リアクタＬＯは、電流の立ち上がりを数マイクロ秒の間抑える効果がある。よって、ＭＥＲＳ１００を構成する各素子に大電流が流れることを抑制することができ、各素子の破壊を抑制することができる。
リアクタＬＯは、電流の立ち上がりを数マイクロ秒の間抑える効果がある。よって、ＭＥＲＳ１００を構成する各素子に大電流が流れることを抑制することができ、各素子の破壊を抑制することができる。
また、上記実施形態では、電力変換装置１は発電機２００を接続して使用するとして説明したが、電力変換装置１が発電機２００を備えていてもよい。
同様に、電力変換装置１がダイオード・ブリッジＤＢのような整流手段を備えていてももちろんよい。
同様に、電力変換装置１がダイオード・ブリッジＤＢのような整流手段を備えていてももちろんよい。
この場合、特に、電気自動車や電車など駆動原動機の駆動モータを発電機にしてブレーキトルクを発生する回生制動に効果的である。
例えば、ダイオード・ブリッジＤＢを備えた電力変換装置１を回生制動とバッテリーとの間に接続し、回生制動の出力電圧を昇圧して、整流した電流をバッテリーに供給すればよい。これによって、回生制動の出力電圧が低い場合でも効率よくバッテリーを充電できる。
これは例えば、既存の回路に、本発明の電力変換装置１を並列に接続するだけで効果が得られるので、接続方法も簡単で効果も容易に得られる特徴がある。
もちろん、そもそも回生制動に本発明の電力変換装置１が接続されていてもよい。
例えば、ダイオード・ブリッジＤＢを備えた電力変換装置１を回生制動とバッテリーとの間に接続し、回生制動の出力電圧を昇圧して、整流した電流をバッテリーに供給すればよい。これによって、回生制動の出力電圧が低い場合でも効率よくバッテリーを充電できる。
これは例えば、既存の回路に、本発明の電力変換装置１を並列に接続するだけで効果が得られるので、接続方法も簡単で効果も容易に得られる特徴がある。
もちろん、そもそも回生制動に本発明の電力変換装置１が接続されていてもよい。
同様に、例えば、低落差水力発電、風力発電、潮流発電、海流発電などに適用される発電機において、回転スピードが遅い場合でも、ギアによる増速手段を用いずに、発電電力を増大するために利用可能である。
また、制御手段１０５は、上述した制御をする回路として説明したが、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）やＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の記憶手段を備えたマイクロコンコントローラ（以下、「マイコン」と呼称する。）などのコンピュータであってもよい。
特に、制御手段１０５がマイコンである場合、マイコンの出力する１と０の信号に対して逆導通型半導体スイッチがＯＮ・ＯＦＦするように、逆導通型半導体スイッチとマイコンを組み合わせれば、マイコンの出力で逆導通型半導体スイッチのＯＮ・ＯＦＦを切り替えられるので、部品数が少なく済む。
この場合は、例えば、上述したゲート信号を出力するようなプログラムを、予めマイコンに記憶させればよい。
特に、制御手段１０５がマイコンである場合、マイコンの出力する１と０の信号に対して逆導通型半導体スイッチがＯＮ・ＯＦＦするように、逆導通型半導体スイッチとマイコンを組み合わせれば、マイコンの出力で逆導通型半導体スイッチのＯＮ・ＯＦＦを切り替えられるので、部品数が少なく済む。
この場合は、例えば、上述したゲート信号を出力するようなプログラムを、予めマイコンに記憶させればよい。
また、コンピュータに上述の制御を実行させるためのプログラムを、フレキシブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ Ｒｅａｄ−Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｋ）、ＭＯ（Ｍａｇｎｅｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｓｋ）などのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、これを別のコンピュータにインストールし、上述の手段として動作させ、あるいは、上述の工程を実行させてもよい。
さらに、インターネット上のサーバ装置が有する外部記憶装置等にプログラムを格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するものとしてもよい。
１ 電力変換装置
１００ 磁気エネルギー回生スイッチ（ＭＥＲＳ）
１０５ 制御手段
１１０ フルブリッジ型ＭＥＲＳ
１３０ 縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳ
ＡＣ１，ＡＣ２ 交流端子
ＤＣＰ，ＤＣＮ 直流端子
ＤＢ ダイオード・ブリッジ
２００ 発電機
２１０ 交流電源
Ｌ，ＬＯ リアクタ
Ｒ 抵抗
３００ 負荷
３２０ 電池
５００ 電流計
ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６ 逆導通型半導体スイッチ
ＳＳＷ１，ＳＳＷ２，ＳＳＷ３，ＳＳＷ４，ＳＳＷ５，ＳＳＷ６ スイッチ部
ＤＳＷ１，ＤＳＷ２，ＤＳＷ３，ＤＳＷ４，ＤＳＷ５，ＤＳＷ６ ダイオード部
ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４，ＧＳＷ５，ＧＳＷ６ ゲート
ＤＵ，ＤＸ ダイオード
ＣＭ，ＣＭ１，ＣＭ２ コンデンサ
１００ 磁気エネルギー回生スイッチ（ＭＥＲＳ）
１０５ 制御手段
１１０ フルブリッジ型ＭＥＲＳ
１３０ 縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳ
ＡＣ１，ＡＣ２ 交流端子
ＤＣＰ，ＤＣＮ 直流端子
ＤＢ ダイオード・ブリッジ
２００ 発電機
２１０ 交流電源
Ｌ，ＬＯ リアクタ
Ｒ 抵抗
３００ 負荷
３２０ 電池
５００ 電流計
ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６ 逆導通型半導体スイッチ
ＳＳＷ１，ＳＳＷ２，ＳＳＷ３，ＳＳＷ４，ＳＳＷ５，ＳＳＷ６ スイッチ部
ＤＳＷ１，ＤＳＷ２，ＤＳＷ３，ＤＳＷ４，ＤＳＷ５，ＤＳＷ６ ダイオード部
ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４，ＧＳＷ５，ＧＳＷ６ ゲート
ＤＵ，ＤＸ ダイオード
ＣＭ，ＣＭ１，ＣＭ２ コンデンサ
Claims (13)
- 交流電源及びリアクタの直列回路と負荷との間に並列に接続され、前記リアクタの磁気エネルギーをコンデンサに静電エネルギーとして蓄積する静電エネルギー蓄積モードと、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されている場合は当該静電エネルギーを前記リアクタに磁気エネルギーとして回生し、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されていない場合は前記コンデンサを介さずに電流を導通させることで前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積する磁気エネルギー蓄積モードと、を備える磁気エネルギー回生スイッチと、
前記交流電源の交流出力の電源周期の各１周期において、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間が前記交流電源の交流出力の電源周期の半周期未満となるように、前記磁気エネルギー回生スイッチの各モードを前記交流電源の交流出力の電源周期に同期して切り替える制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御する、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 前記磁気エネルギー回生スイッチは、インダクタと直列回路を形成し、当該直列回路は、交流電源及びリアクタの直列回路と負荷との間に並列に接続される、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 - 前記磁気エネルギー回生スイッチは、
第１の交流端子に第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードのカソードと第３のダイオードのカソードと前記コンデンサの正極が接続され、前記第２のダイオードのアノードと第４のダイオードのアノードと前記コンデンサの負極が接続され、前記第３のダイオードのアノードと前記第４のカソードは第２の交流端子に接続され、前記第１のダイオードに第１の自己消弧型素子が並列に接続され、前記第２のダイオードに第２の自己消弧型素子が並列に接続され、前記第３のダイオードに第３の自己消弧型素子が並列に接続され、前記第４のダイオードに第４の自己消弧型素子が並列に接続されて構成されるフルブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチであって、
前記制御手段は、
前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期に同期して、前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期の１周期毎に、前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子のペアと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子のペアと、のうち、一方のペアをＯＮにし、該一方のペアをＯＦＦした後に、他方のペアをＯＮにし、該他方のペアをＯＦＦし、
前記一方のペアのＯＮ及び前記他方のペアのＯＮの時間を調整することで、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 - 前記磁気エネルギー回生スイッチは、
第１の交流端子に第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードのカソードと第１のコンデンサの正極と第３のダイオードのカソードが接続され、前記第２のダイオードのアノードと第２のコンデンサの負極と第４のダイオードのアノードが接続され、第２の交流端子に前記第１のコンデンサの負極と前記第２のコンデンサの正極と前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが接続され、第１の自己消弧型素子が前記第１のダイオードに並列に接続され、第２の自己消弧型素子が前記第２のダイオードに並列に接続されて構成される縦ハーフブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチであって、
前記制御手段は、
前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期に同期して、前記交流電源の前記交流出力の前記電源周期の１周期毎に、前記第１の自己消弧型素子と前記第２の自己消弧型素子のうち、一方の自己消弧形素子をＯＮにし、該一方の自己消弧形素子をＯＦＦした後に、他方の自己消弧形素子をＯＮにし、該他方の自己消弧形素子をＯＦＦし、
前記一方の自己消弧形素子のＯＮ及び前記他方の自己消弧形素子のＯＮの時間を調整することで、前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 - 前記交流電源を流れる電流量を測定する電流測定手段を更に備え、
前記制御手段は、前記電流測定手段の測定した電流量が所定の値を超えないように前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 前記制御手段は、前記電流測定手段の測定した電流と前記交流電源のする電圧がゼロ交差すると前記磁気エネルギー蓄積モードにする、
ことを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 前記交流電源は複数相の交流電源であり、
相毎に前記磁気エネルギー回生スイッチが配置される、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 更に、整流回路を、前記負荷と前記磁気エネルギー回生スイッチとの間に備える、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 前記リアクタを備える、
ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 前記交流電源は発電機であり、前記リアクタは該発電機の内部リアクタンスである、
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 前記交流電源は、運動エネルギーを電気エネルギーに変換して回収することで制動をかける回生ブレーキであり、
前記リアクタは、該回生ブレーキのリアクトルである、
ことを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。 - リアクタの磁気エネルギーをコンデンサに静電エネルギーとして蓄積させる静電エネルギー蓄積ステップと、
前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されている場合は当該静電エネルギーを回生して前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されていない場合は前記コンデンサを介さずに電流を導通させることで前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させる磁気エネルギー蓄積ステップと、
を備え、
交流電源の各一周期において、前記磁気エネルギー蓄積モードが半周期未満になるように、前記静電エネルギー蓄積ステップと磁気エネルギー蓄積ステップとが前記交流電源の出力に同期して切り替わり、
前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間が制御される、
ことを特徴とする電力変換方法。 - 交流電源並びにリアクタの直列回路と負荷との間に接続され、前記リアクタの磁気エネルギーをコンデンサに静電エネルギーとして蓄積させる静電エネルギー蓄積モードと、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されている場合は当該静電エネルギーを回生して前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記コンデンサに静電エネルギーが蓄積されていない場合は前記コンデンサを介さずに電流を導通させることで前記リアクタに磁気エネルギーを蓄積させる磁気エネルギー蓄積モードと、を備える磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
コンピュータに
前記交流電源の各一周期において、前記静電エネルギー蓄積モードが半周期未満になるように、前記磁気エネルギー回生スイッチの各モードを前記交流電源の出力に同期して切り替える機能と、
前記磁気エネルギー蓄積モードの継続時間を制御する機能と、
を実現させることを特徴とするプログラム。
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