JP2013055794A

JP2013055794A - 電力変換装置

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Publication number: JP2013055794A
Application number: JP2011192239A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Amimoto; 健志網本; Tatsuya Okuda; 達也奥田; Takushi Jimichi; 拓志地道
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-09-05
Filing date: 2011-09-05
Publication date: 2013-03-21

Abstract

【課題】昇圧回路と単相インバータを備えて直流を交流に変換するパワーコンディショナなどの電力変換装置において、パワーデバイスのスイッチング損失を低減する。
【解決手段】直流電源１の電圧を昇圧回路２で昇圧してコンデンサに充電した後、単相インバータ４で交流電力に変換して出力する際、昇圧回路２と単相インバータ４の各パワーデバイスをＰＷＭ制御するが、このとき各パワーデバイスのスイッチング周波数を決める２種類の三角波キャリア周波数をその発生手段１７、１８で発生し、制御手段８は交流出力電流の絶対値が閾値を超えた場合には、三角波キャリア周波数の低い方を使用してＰＷＭ制御を行い、交流出力電流の零付近を除く範囲でスイッチング回数を低下させて損失の低減を図り、かつ交流出力電流の零付近で電流リプルの最大振幅が増加するのを防ぐ。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽電池電圧を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関する。

太陽光発電用パワーコンディショナ等に用いられる電力変換装置は、太陽電池電圧を昇圧回路で昇圧し、交流電力を出力するのに十分な直流電圧を発生させて直流母線電圧を平滑するためのコンデンサを充電する。そして、それを直流電圧源として、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴといったスイッチング素子からなるパワーデバイスによって構成された単相インバータで交流電力に変換した後、この単相インバータから出力された交流電流に含まれる高調波ノイズをフィルタによって除去し、ノイズ除去後の交流電力を交流の系統に出力する。この場合の単相インバータ制御には、一定周波数の三角波キャリアと変調波との比較によりパルス幅変調制御を行う、いわゆるＰＷＭ制御法が広く適用されている。

このような太陽光発電用パワーコンディショナ等に使用される電力変換装置において、パワーデバイスのスイッチング動作に伴う損失低減を図るための技術として、従来、昇圧回路と単相インバータを備えるとともに、両者の間に昇圧後のエネルギを蓄積するとともに高周波成分を除くためのエネルギ蓄積用コンデンサを設け、エネルギ蓄積用コンデンサの容量を小さくするとともに、太陽電池電圧が単相インバータで交流電力を系統に出力するのに十分な場合には、昇圧回路を動作させずに単相インバータでＰＷＭ制御を行うことにより交流出力を行う一方、太陽電池電圧が単相インバータで交流電力を系統に出力するのに十分で無い場合には、昇圧回路のパワーデバイスをスイッチング動作させて直流電圧を昇圧し、その際の昇圧区間が部分的に凸形の波形となるようにＰＷＭ制御するとともに、単相インバータは昇圧回路の出力電圧に同期して出力電流の極性を切替える動作を行うようにしたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第４２００２４４号

上記特許文献１記載の従来技術では、昇圧回路と単相インバータとをいずれも系統電圧の全周期において高周波スイッチングする場合に比較して、交流出力電圧の１周期内における昇圧回路および単相インバータの総スイッチング回数が減少するため、スイッチング損失を低減することができる。

しかし、上記の特許文献１記載の従来技術では、昇圧回路と単相インバータの各パワーデバイスのスイッチング周波数を決定するための三角波キャリア周波数については特に言及されておらず、一般的には一定の三角波キャリア周波数を用いてスイッチング動作を行っているため、スイッチング回数を更に削減することが難しく、スイッチング損失の低減には自ずと限界がある。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、昇圧回路と単相インバータを備えた電力変換装置において、交流出力電流の一周期の間に昇圧回路と単相インバータの各パワーデバイスのスイッチング回数を従来よりも削減してスイッチング損失の低減を図るとともに、その際に交流出力電流の零付近のリップルも増加させないようにすることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路により昇圧された電力を充電するエネルギ蓄積用コンデンサと、このエネルギ蓄積用コンデンサに充電された電力を交流電力に変換して出力する単相インバータと、この単相インバータからの交流出力電流の高周波ノイズを取り除くフィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスをＰＷＭ制御する制御手段と、上記各パワーデバイスのスイッチング周波数を決める２種類の互いに異なる三角波キャリア周波数を発生させる三角波キャリア周波数発生手段とを備えている。そして、上記制御手段は、上記エネルギ蓄積用コンデンサの蓄積電力で上記単相インバータをＰＷＭ制御して交流電力に変換出力できる期間では、上記昇圧回路による昇圧なしで上記直流電源からの電力を上記エネルギ蓄積用コンデンサに充電するとともに、上記単相インバータの上記パワーデバイスをＰＷＭ制御する一方、上記エネルギ蓄積用コンデンサの蓄積電力では上記単相インバータをＰＷＭ制御して交流電力に変換出力できない期間では、上記昇圧回路の上記パワーデバイスをＰＷＭ制御して昇圧された電力を上記エネルギ蓄積用コンデンサに充電するとともに、上記昇圧回路の出力電圧に対して上記単相インバータの出力電流の極性を切り替える制御を行うものである。そして、上記制御手段は、上記フィルタから出力される交流出力電流の電流リップルを考慮して予め設定された三角波キャリア周波数切替用の閾値に基づき、上記フィルタの上記交流出力電流の絶対値が上記閾値を超えた場合には上記２種類の三角波キャリア周波数の内、三角波キャリア周波数の低い方を使用して上記ＰＷＭ制御を行うものである。

この発明の電力変換装置によれば、交流出力電流の一周期の間に部分的に三角波キャリア周波数を低下させるので、従来のように三角波キャリア周波数が一定のものを使用する場合よりも、昇圧回路と単相インバータの各パワーデバイスのスイッチング回数を削減でき、スイッチング損失の低減を図ることができる。その際、電流リプルが最も大きくなる交流出力電流の瞬時値が零付近では、三角波キャリア周波数を低下させないので、電流リプルの最大振幅値を大きくすることが無い。これにより、支障なくスイッチング回数を低下させることができ、従来よも更にスイッチング損失の低減を図ることができる。

この発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。この発明の実施の形態１における電力変換装置の動作説明に供する波形図である。この発明の実施の形態２における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。この発明の実施の形態２における電力変換装置の動作説明に供する波形図である。この発明の実施の形態３における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。この発明の実施の形態３における電力変換装置の動作説明に供する波形図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
この実施の形態１における電力変換装置は、太陽電池等の直流電源１に昇圧回路２が接続され、この昇圧回路２の出力側には昇圧後のエネルギを蓄積するとともに高周波ノイズを除くためのエネルギ蓄積用コンデンサ３が接続され、また入力側には昇圧回路２をバイパスさせて直流電源１とエネルギ蓄積用コンデンサ３とを直接に接続するためのバイパス用パワーデバイス７が接続されている。また、エネルギ蓄積用コンデンサ３と並列に単相インバータ４の入力側が接続され、この単相インバータ４の出力側には高周波ノイズを除くためのフィルタ５が接続され、このフィルタ５の出力側が系統６に接続されている。

ここに、昇圧回路２は、直流リアクトル２ａとダイオード２ｂとパワーデバイス２ｃで構成され、単相インバータ４は、４つのパワーデバイス４ａ〜４ｄをフルブリッジ型に接続して構成されている。また、フィルタ５は、リアクトル５ａとコンデンサ５ｂで構成されている。なお、昇圧回路２を構成するパワーデバイス２ｃ、および単相インバータ４を構成する各パワーデバイス４ａ〜４ｄは、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴといったスイッチング素子とこれに逆並列に接続された還流用のダイオードで構成されている。

さらに、この電力変換装置を制御動作させるため、直流電源１の近傍には直流電源電圧Ｖｉを検出するための電圧センサ９および直流電源電流Ｉｉを検出するための電流センサ１０が設置され、エネルギ蓄積用コンデンサ３近傍には母線電圧Ｖｃを検出するための電圧センサ１１が設置されている。また、フィルタ５のリアクトル５ａ近傍にはフィルタ電流Ｉｆを検出するための電流センサ１３が設置され、フィルタ５のコンデンサ５ｂ近傍には交流出力電圧Ｖｏを検出するための電圧センサ１４が設置され、さらに、フィルタ５の出力側には系統６への交流出力電流Ｉｏを検出するための電流センサ１５が設置されている。

また、この電力変換装置は、上記の各電圧センサ９、１１、１４および電流センサ１０、１３、１５に基づいて、昇圧回路２および単相インバータ４の各パワーデバイス２ｃ、４ａ〜４ｄを制御動作させるための制御手段８、およびこの制御手段８が昇圧回路２と単相インバータ４の各パワーデバイス２ｃ、４ａ〜４ｄをＰＷＭ制御する際のスイッチング周波数を決定する三角波キャリア周波数を発生する２つの三角波キャリア周波数発生器１７、１８を備えている。なお、制御手段８による制御動作については後に詳述する。また、上記２つの三角波キャリア周波数発生器１７、１８が特許請求の範囲における三角波キャリア周波数発生手段に対応している。

ここで、２つの三角波キャリア周波数発生器１７、１８の内、一方の三角波キャリア周波数発生器１７で発生される三角波キャリア周波数ｆ_Ａは、交流出力電流の零付近でリプル電流の振幅を増加させない程度の周波数になるように設定されている。また、他方の三角波キャリア周波数発生器１８で発生される三角波キャリア周波数ｆ_Ｂは、昇圧回路２と単相インバータ４のスイッチング回数を削減することを考慮して設定されている。したがって、一方の三角波キャリア周波数ｆ_Ａを基準にした場合に、他方の三角波キャリア周波数ｆ_Ｂの方が小さくなるように（ｆ_Ｂ＜ｆ_Ａ）予め設定されている。

次に、上記構成を備えた電力変換装置において、制御手段８による昇圧回路２および単相インバータ４の各パワーデバイス２ｃ、４ａ〜４ｄに対する制御動作について、図２に示す波形図を参照して説明する。

なお、図２（ａ）は直流電源電圧Ｖｉの波形、図２（ｂ）は交流出力電圧Ｖｏの波形、図２（ｃ）は交流出力電流Ｉｏの波形、図２（ｄ）は三角波キャリア周波数の切り替え波形、図２（ｅ）は昇圧回路通流率、図２（ｆ）はバイパス用パワーデバイス７に与えるスイッチング制御信号Ｓ１の波形である。交流出力電圧Ｖｏと交流出力電流Ｉｏの波形は、実際には位相にずれがあるが、ここでは説明の便宜上、同位相としている。

制御手段８は、電圧センサ１１で検出される母線電圧Ｖｃと電圧センサ１４で検出される系統６の交流出力電圧Ｖｏの絶対値とを比較する。そして、図２（ｂ）に示すように、母線電圧Ｖｃが交流出力電圧の絶対値｜Ｖｏ｜以上の場合（Ｖｃ≧｜Ｖｏ｜）（例えば図２でｔｂ〜ｔｃの期間）には、昇圧回路２を動作させる必要がないので、スイッチング制御信号Ｓ１により、バイパス用パワーデバイス７をオンにして導通させ、昇圧回路２による昇圧なしに直流電源１によってエネルギ蓄積用コンデンサ３を充電するバイパス状態にする。

このように、母線電圧Ｖｃが交流出力電圧の絶対値｜Ｖｏ｜以上で（Ｖｃ≧｜Ｖｏ｜）、バイパス用パワーデバイス７がオンされて昇圧回路２がバイパス状態になっている場合、制御手段８は、各センサ１１、１３、１４、１５で検出される母線電圧Ｖｃ、フィルタ電流Ｉｆ、交流出力電圧Ｖｏ、および交流出力電流Ｉｏの各検出値を用いて制御指令値を生成し、この生成した制御指令値と三角波キャリア周波数発生器１７、１８で発生される三角波キャリア（三角波キャリア周波数ｆ_Ａ、ｆ_Ｂ）との比較によって単相インバータ４のパワーデバイス４ａ〜４ｄに対するスイッチング制御信号Ｓ３を生成し、単相インバータ４をＰＷＭ制御して系統６に連係した交流出力電流Ｉｏを生成する。

制御手段８は、この単相インバータ４をＰＷＭ制御する場合、三角波キャリア周波数ｆ_Ａ、ｆ_Ｂが交流出力電流Ｉｏの零付近を挟む前後の位置で切り替わるように制御を行う。そのため、制御手段８は、図２（ｃ）に示すように、電流センサ１５で検出される交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜を、予め交流出力電流Ｉｏのリップルの影響を考慮して設定された閾値Ｉｓｈ（例えば交流出力電流Ｉｏのピークが１０［Ａ］の場合にはＩｓｈ＝２［Ａ］に設定）と比較する。

そして、交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜が閾値Ｉｓｈ以上の場合（｜Ｉｏ｜≧Ｉｓｈ）には、一方の三角波キャリア周波数発生器１８で発生される三角波キャリア周波数ｆ_Ｂ（＜ｆ_Ａ）をもつ三角波キャリアを選択する。これに対して、交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜が小さくて閾値Ｉｓｈ未満である場合（｜Ｉｏ｜＜Ｉｓｈ）には、他方の三角波キャリア周波数発生器１７で発生される三角波キャリア周波数ｆ_Ａをもつ三角波キャリアを選択する。

一方、制御手段８は、電圧センサ１１で検出される母線電圧Ｖｃと電圧センサ１４で検出される系統６の交流出力電圧Ｖｏの絶対値とを比較した結果、母線電圧Ｖｃが交流出力電圧の絶対値｜Ｖｏ｜未満の場合（Ｖｃ＜｜Ｖｏ｜）（例えば図２でｔａ〜ｔｂ、ｔｃ〜ｔｄの各期間）には、昇圧回路２を動作させる必要があるので、バイパス用パワーデバイス７をオフにして昇圧回路２のバイパス状態を解消し、直流電源１から出力される直流電圧を昇圧回路２により昇圧してエネルギ蓄積用コンデンサ３を充電する状態にする。

すなわち、制御手段８は、母線電圧Ｖｃが交流出力電圧の絶対値｜Ｖｏ｜未満である場合（Ｖｃ＜｜Ｖｏ｜）、バイパス用パワーデバイス７をオフして直流電源１とエネルギ蓄積用コンデンサ３とが直接に接続されるのを遮断した上で、各センサ９、１０、１１、１３、１４、１５で検出される直流電源電圧Ｖｉ、直流電源電流Ｉｉ、母線電圧Ｖｃ、フィルタ電流Ｉｆ、交流出力電圧Ｖｏ、および交流出力電流Ｉｏの各検出値を用いて制御指令値を生成し、この生成した制御指令値と三角波キャリア周波数発生器１７、１８で発生される三角波キャリア（三角波キャリア周波数ｆ_Ａ、ｆ_Ｂ）との比較によって昇圧回路２のパワーデバイス２ｃに対するスイッチング制御信号Ｓ２を生成し、昇圧回路２をＰＷＭ制御して直流電源１から出力される直流電源電圧Ｖｉを昇圧する。その場合、昇圧回路２の通流率は、図２（ｅ）に示すように、系統６への交流電圧波形の周期に同期した部分的に凸形の波形となる。このため、昇圧回路２からの出力電圧波形も部分的に凸形の波形となる。

このように、制御手段８が昇圧回路２をＰＷＭ制御する際、単相インバータ４をＰＷＭ制御する場合と同様に、三角波キャリア周波数ｆ_Ａ、ｆ_Ｂが交流出力電流Ｉｏの零付近を挟む前後の位置で切り替わるように制御を行う。そのため、制御手段８は、電流センサ１５で検出される交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜を、予め電流リップルの影響を考慮して設定された閾値Ｉｓｈ（例えばＩｓｈ＝２［Ａ］）と比較する。そして、交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜が閾値Ｉｓｈ以上の場合（｜Ｉｏ｜≧Ｉｓｈ）には、一方の三角波キャリア周波数発生器１８で発生される三角波キャリア周波数ｆ_Ｂ（＜ｆ_Ａ）をもつ三角波キャリアを選択する。これに対して、交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜が閾値Ｉｓｈ未満である場合（｜Ｉｏ｜＜Ｉｓｈ）には、他方の三角波キャリア周波数発生器１７で発生される三角波キャリア周波数ｆ_Ａをもつ三角波キャリアを選択する。

また、制御手段８は、昇圧回路２に対する上記の制御に並行して、単相インバータ４に対しては交流出力電流の生成を行うＰＷＭ制御は行わず、単に昇圧回路２で昇圧された出力電圧に対してその出力電流の極性が交互に切り替わる制御を行う。すなわち、交流出力電圧Ｖｏが正側の状態で昇圧回路２が昇圧動作するとき（例えば図２のｔａ〜ｔｂの期間）には、パワーデバイス４ａ、４ｄを共にオン、パワーデバイス４ｂ、４ｃを共にオフにする。交流出力電圧Ｖｏが負側の状態で昇圧回路２が昇圧動作するとき（例えば図２のｔｃ〜ｔｄの期間）には、パワーデバイス４ｂ、４ｃを共にオン、パワーデバイス４ａ、４ｄを共にオフにする。これにより、単相インバータ４から交流出力電流Ｉｏが生成される。

以上のように、この実施の形態１の構成によれば、単相インバータ４に対するスイッチング制御信号Ｓ３や昇圧回路２に対するスイッチング制御信号Ｓ２のスイッチング周波数をｆ_Ａからｆ_Ｂに部分的に低下させることができる。これにより、交流出力電流の１周期におけるスイッチング回数を三角波キャリア周波数発生器１７のみを使用した場合に比べて低下させることができ、結果として、スイッチング損失を低減させることができる。例えば、交流出力が５０Ｈｚで、一方の三角波キャリア周波数発生器１７から出力される三角波キャリア周波数ｆ_Ａが２０ｋＨｚ、他方の三角波キャリア周波数発生器１８から出力される三角波キャリア周波数ｆ_Ｂが１５ｋＨｚであるとすれば、一方の三角波キャリア周波数発生器１７のみを使用する場合と比べて、スイッチング回数を１周期において８８回分だけ減少させることができる。

また、交流出力電流のリプルは、三角波キャリアの周波数が一定であった場合には、交流出力電流Ｉｏが零から遠ざかるにつれて小さくなる傾向にあるため、交流出力電流Ｉｏのリプル振幅が最大となる零付近で三角波キャリア周波数をｆ_Ａに保って低下させないので、交流出力電流Ｉｏの最大リプルを増加させないようにすることができる。

実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２における電力変換装置の全体構成を示す回路図、図４は同電力変換装置の動作説明に供する波形図である。なお、図３および図４において、図１および図２に示した実施の形態１の場合と対応もしくは相当する部分には同一の符号を付す。

この実施の形態２の特徴は、実施の形態１（図１）で示した構成に対して、さらに、三角波キャリア周波数発生器１９が設けられており、この三角波キャリア周波数発生器１９は、その三角波キャリア周波数ｆ_Ｃが三角波キャリア周波数発生器１８の三角波キャリア周波数ｆ_Ｂよりも周波数が低くなるように設定されている。したがって、各三角波キャリア周波数発生器１７、１８、１９の三角波キャリア周波数の関係は、ｆ_Ｃ＜ｆ_Ｂ＜ｆ_Ａとなっている。

また、制御手段８には、図４に示すように、各三角波キャリア周波数発生器１７、１８、１９を選択して切り替えるための第１の閾値Ｉｓｈ１と、この第１の閾値Ｉｓｈ１よりも少し大きな値をもつ第２の閾値Ｉｓｈ２の２つの閾値が予め設定されている。例えば、交流出力電流Ｉｏのピークが１０［Ａ］の場合、Ｉｓｈ１＝２［Ａ］、Ｉｓｈ２＝５［Ａ］に設定されている。

そして、制御手段８は、交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜が第１の閾値Ｉｓｈ１未満であれば（｜Ｉｏ｜＜Ｉｓｈ１）、三角波キャリア周波数発生器１７の三角波キャリア（周波数ｆ_Ａ）を使用し、交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜が第１の閾値Ｉｓｈ１以上で、第２の閾値Ｉｓｈ２未満であれば（Ｉｓｈ１≦｜Ｉｏ｜＜Ｉｓｈ２）、三角波キャリア周波数発生器１８の三角波キャリア（周波数ｆ_Ｂ）を使用し、さらに、交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜が第２の閾値Ｉｓｈ２以上であれば（Ｉｓｈ２≦｜Ｉｏ｜）、三角波キャリア周波数発生器１９の三角波キャリア（周波数ｆ_Ｃ）を使用するように、各三角波キャリア周波数発生器１７、１８、１９を選択することで、昇圧回路２と単相インバータ４に対する各スイッチング制御信号Ｓ２、Ｓ３を生成する。
その他の構成、および作用、効果は、図１および図２に示した実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

以上のように、この実施の形態２の構成によれば、制御手段８は、交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜を予め設定された第１、第２の各閾値Ｉｓｈ１、Ｉｓｈ２と比較することで各三角波キャリア周波数発生器１７〜１９の三角波キャリア周波数ｆ_Ａ、ｆ_Ｂ、ｆ_Ｃを切替えるので、実施の形態１と比較して、交流出力電流の１周期におけるスイッチング回数をさらに低下させることができ、スイッチング損失を低減することができる。

その場合でも、交流出力電流のリプル振幅が最大となる零付近では、各三角波キャリア周波数発生器１７の三角波キャリア周波数ｆ_Ａが選択されて、三角波キャリア周波数を低下させないので、交流出力電流の最大リプルを増加させないようにすることができる。

なお、この実施の形態２では、第１、第２の各閾値Ｉｓｈ１、Ｉｓｈ２を設定するとともに、これに応じて３つの三角波キャリア周波数発生器１７、１８、１９を設けることで、各三角波キャリア周波数ｆ_Ａ、ｆ_Ｂ、ｆ_Ｃを選択切り替えするようにしているが、これに限らず、さらに３つ以上の閾値を設定するとともに、これに応じて４つ以上の三角波キャリア周波数発生器を設けて三角波キャリア周波数を選択切り替えできるようにすることも可能である。

実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３における電力変換装置の全体構成を示す回路図、図６は同電力変換装置の動作説明に供する波形図である。なお、図５および図６において、図３および図４に示した実施の形態２の場合と対応もしくは相当する部分には同一の符号を付す。

この実施の形態３の電力変換装置の特徴は、実施の形態２（図３）で示した構成部分から、バイパス用パワーデバイス７が省略されている。このため、制御手段８からは、実施の形態２のようなバイパス用パワーデバイス７をオン／オフ制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１は出力されない。

この場合、昇圧回路２のパワーデバイス２ｃをＰＷＭ制御して昇圧を行わない場合には、昇圧回路２の直流リアクトル２ａとダイオード２ｂを通してエネルギ蓄積用コンデンサ３の充電を行う。
その他の構成、および作用、効果は、図３および図４に示した実施の形態２の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

この実施の形態３の構成によれば、昇圧回路２による昇圧を行わない場合、バイパス用パワーデバイス７を使用する場合と比べて、直流リアクトル２ａとダイオード２ｂの導通損失が増加するものの、実施の形態２のようにバイパス用パワーデバイス７を制御する必要がないので、制御手段８による制御動作が容易になるとともに、部品点数を削減できるので、コスト削減を図ることができる。

なお、この実施の形態３の電力変換装置では、実施の形態２（図３）で示した構成部分からバイパス用パワーデバイス７を省略しているが、これに限らず、実施の形態１（図１）で示した構成部分からバイパス用パワーデバイス７を省略することも可能で、この実施の形態３の場合と同様な効果を得ることができる。

また、上記の各実施の形態１〜３では、フィルタ５の出力側に設けた電流センサ１５で検出される交流出力電流の絶対値｜Ｉｏ｜を閾値Ｉｓｈと比較することで三角波キャリア周波数発生器１７、１８の切り替えを行っているが、フィルタ５内に設けた電流センサ１３で検出されるリアクトル５ａを流れるフィルタ電流Ｉｉの絶対値｜Ｉｉ｜を閾値Ｉｓｈと比較することで三角波キャリア周波数発生器１７、１８の切り替えを行うことも可能である。これにより、フィルタ５のコンデンサ５ｂに流れる無効電流も含めた単相インバータ４から出力される電流で制御することができるので、単相インバータ４の各パワーデバイス４ａ〜４ｄに流れる電流により近い値で制御することができる。

また、上記の各実施の形態１〜３のパワーデバイス２ｃ、４ａ〜４ｄ、７やダイオード２ｂとして、ワイドバンドギャップ半導体を適用すると、更にスイッチング損失や導通損失が低減するため、一層高効率化を達成できることは言うまでもない。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオードは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子やダイオードの小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオードを用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。更に電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオードの高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。なお、スイッチング素子及びダイオードの両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよく、この実施の形態１〜３に記載の効果を得ることができる。

１直流電源、２昇圧回路、２ａ直流リアクトル、２ｂダイオード、
２ｃパワーデバイス、３エネルギ蓄積用コンデンサ、４単相インバータ、
４ａ〜４ｄパワーデバイス、５フィルタ、５ａリアクトル、５ｂコンデンサ、
６系統、７バイパス用パワーデバイス、８制御手段、
９，１１，１４電圧センサ、１０，１３，１５電流センサ、
１７，１８，１９三角波キャリア周波数発生器。

Claims

直流電源の電圧をパワーデバイスを用いて昇圧する昇圧回路と、上記昇圧回路により昇圧された電力を充電するエネルギ蓄積用コンデンサと、上記エネルギ蓄積用コンデンサに充電された電力をパワーデバイスを用いて交流電力に変換して出力する単相インバータと、上記単相インバータからの交流出力電流の高周波ノイズを取り除くフィルタと、上記昇圧回路と上記単相インバータの各パワーデバイスをＰＷＭ制御する制御手段と、上記各パワーデバイスのスイッチング周波数を決める２種類の互いに異なる三角波キャリア周波数を発生させる三角波キャリア周波数発生手段とを備え、
上記制御手段は、上記エネルギ蓄積用コンデンサの蓄積電力で上記単相インバータをＰＷＭ制御して交流電力に変換出力できる期間では、上記昇圧回路による昇圧なしで上記直流電源からの電力を上記エネルギ蓄積用コンデンサに充電するとともに、上記単相インバータの上記パワーデバイスをＰＷＭ制御する一方、上記エネルギ蓄積用コンデンサの蓄積電力では上記単相インバータをＰＷＭ制御して交流電力に変換出力できない期間では、上記昇圧回路の上記パワーデバイスをＰＷＭ制御して昇圧された電力を上記エネルギ蓄積用コンデンサに充電するとともに、上記昇圧回路の出力電圧に対して上記単相インバータの出力電流の極性を切り替える制御を行うと共に、
上記制御手段は、上記フィルタから出力される交流出力電流の電流リップルを考慮して予め設定された三角波キャリア周波数切替用の閾値に基づき、上記フィルタの上記交流出力電流の絶対値が上記閾値を超えた場合には上記２種類の三角波キャリア周波数の内、三角波キャリア周波数の低い方を使用して上記ＰＷＭ制御を行う電力変換装置。
上記三角波キャリア周波数発生手段は、請求項１記載の構成に代えて、上記フィルタから出力される交流出力電流の電流リップルを考慮して予め設定されたｎ種類（ｎは３以上の整数）の互いに異なる三角波キャリア周波数を発生させるものであり、また上記制御手段には、三角波キャリア周波数切替用の（ｎ−１）個の互いに異なる閾値が設定されており、上記フィルタの上記交流出力電流の絶対値が、最も低い閾値よりも低い範囲では上記ｎ種類の三角波キャリア周波数の内、最も高い三角波キャリア周波数を使用し、上記フィルタの上記交流出力電流の絶対値が上記各閾値を越える度に順次低い三角波キャリア周波数を使用して上記ＰＷＭ制御を行う請求項１記載の電力変換装置。
上記エネルギ蓄積用コンデンサと上記直流電源の正極側とを接続するバイパス用パワーデバイスを備え、上記制御手段は、上記エネルギ蓄積用コンデンサの蓄積電力で上記単相インバータをＰＷＭ制御して交流電力に変換出力できる期間では、上記バイパス用パワーデバイスを導通して上記昇圧回路をバイパスさせて上記直流電源からの電力を上記エネルギ蓄積用コンデンサに充電する一方、上記エネルギ蓄積用コンデンサの蓄積電力では上記単相インバータでＰＷＭ制御して交流電力に変換出力できない期間では、上記バイパス用パワーデバイスを非導通にして上記昇圧回路により昇圧された電力を上記エネルギ蓄積用コンデンサに充電する制御を行う請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
上記制御手段は、上記フィルタの上記交流出力電流の絶対値の代わりに、上記フィルタを構成するリアクトルに流れる電流の絶対値に基づいて上記三角波キャリア周波数を切り替える請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記昇圧回路と上記単相インバータのパワーデバイスは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項５に記載の電力変換装置。
上記バイパス用パワーデバイスは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項３又は請求項４に記載の電力変換装置。
上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項７に記載の電力変換装置。