JP7178163B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータを備える電力変換装置に関する。

インバータを備える電力変換装置として、例えば、エネルギーの自給自足のため、あるいは電気代の節約のため、太陽光パネルや蓄電池を含む蓄電システムが普及している。この蓄電システムを使用すると、太陽光パネルの発電電力を商用電力系統およびそれに繋がる負荷に給電し、また蓄電池に充電することができる。この蓄電システムは、太陽光パネルまたは蓄電池からの直流電圧をコンバータにより上昇または下降させてインバータの入力電圧とし、インバータはこの直流電力を交流電力に変換して出力する。

蓄電システムに使用されるインバータは、直流電力を入力とし、商用周波数の交流電力に変換する。インバータには、直流電力をオンオフするパルス幅を変調して所望の交流電圧または電流を生成する方式があり、この方式はパルス幅変調（Pulse Width Modulation）制御（以下、ＰＷＭ制御という）方式といわれる。ＰＷＭ制御方式は、出力電圧指令値（所望の交流電圧波形）とインバータの搬送波信号との比較を行って、スイッチングパターンを生成するものである。

インバータの搬送波周波数（以下、ＰＷＭ搬送波周波数または単にＰＷＭ周波数という）は、高くすれば出力電圧波形は理想（所望の交流電圧波形）に近づくが、スイッチング素子のオンオフの回数が多くなり、スイッチング素子の損失が増加し効率が低下する。また、ＰＷＭ搬送波周波数が高くなれば、リプル電流が低減でき、歪みも低減できるが、雑音端子電圧、放射ノイズが増大してしまう。よって、インバータを備える電力変換装置では、これらの要因を考慮してＰＷＭ搬送波周波数が決められる。

特許文献１には、系統に接続されるＰＷＭ方式のインバータを含む電力変換装置の損失を減らす発明が開示されている。系統の交流電源の電圧擾乱に応じて、インバータのＰＷＭ搬送波周波数を、擾乱発生時は高くし、常時は低くする。これにより、常時はインバータのスイッチング損失を低くして運転出来るとしている。

特開平５－３４１８６４号公報

しかし、特許文献１の発明は、電圧擾乱に対応してＰＷＭ搬送波周波数を切り替えるが、切替条件は交流電源（商用電力系統）の擾乱が発生したときで、交流電源の数サイクル程度の期間であり、常時のＰＷＭ搬送波周波数は一定である。そのため、交流電流波形のゼロクロス点付近では歪みが発生しやすい。歪みの発生を抑制するためには、ＰＷＭ搬送波周波数を上昇させればよいが、ＰＷＭ搬送波周波数の上昇は上記したとおり、電力変換装置の変換効率の低下と、雑音端子電圧や放射等のノイズの増加を招くという問題があった。

本発明は、前記従来の課題を鑑みてなされたものであって、スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御することで、直流電力を交流電力に変換するインバータを備えた電力変換装置において、変換効率の低下やノイズの増加を抑制しながらインバータの交流出力に含まれる歪みを低減することを目的とする。

本発明は、直流電力を所望の交流電力に変換するスイッチング素子により構成されるインバータと、スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、制御部は、インバータの出力電圧または出力電流の歪みの大きさに合わせ、ＰＷＭ搬送波周波数を切替または変調してスイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置である。

この構成によれば、インバータの出力電圧値または出力電流の歪みの大きさにあわせてＰＷＭ搬送波周波数を変更するため、ＰＷＭ搬送波周波数を変更した期間の歪みが抑制される。しかも、歪みが大きく問題となる期間のみＰＷＭ搬送波周波数を変更することで、一律にＰＷＭ搬送波周波数を変更する場合と比べて変換効率の低下やノイズの増加を抑制することができる。

また、インバータを備える電力変換装置の制御部は、複数のＰＷＭ搬送波周波数を生成するＰＷＭ周波数生成手段と、インバータの出力電圧または出力電流を検出してＰＷＭ搬送波周波数を切り替えるＰＷＭ切替信号を生成するＰＷＭ切替信号生成手段と、ＰＷＭ切替信号によりＰＷＭ制御に用いるＰＷＭ搬送波周波数を切り替えるＰＷＭ周波数切替手段と、を備え、ＰＷＭ切替信号は、ゼロクロス点付近のＰＷＭ搬送波周波数を、ゼロクロス点付近を除く他の期間のＰＷＭ搬送波周波数に対して相対的に上昇させる信号であることを特徴とする。

この構成によれば、インバータの出力電圧のゼロクロス点付近のＰＷＭ搬送波周波数を変更するため、歪みの大きいゼロクロス点付近で歪みが抑制され、また、ＰＷＭ搬送波周波数の変更がゼロクロス点付近に限定されるため、損失の増加が抑制される。

また、この制御部のＰＷＭ切替信号は、ゼロクロス点の前後の所定の期間、ＰＷＭ搬送波周波数を第１のＰＷＭ周波数から第１の周波数よりも大きな第２のＰＷＭ周波数に切り替える信号であることを特徴とする。

この構成によれば、出力電圧のゼロクロス点の前後の所定の期間、ＰＷＭ搬送波周波数が切り替えられるので、ゼロクロス点付近で歪みが抑制される。

また、直流電力を所望の交流電力に変換するスイッチング素子により構成されるインバータと、スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、制御部は、第１のＰＷＭ周波数を生成する第１のＰＷＭ周波数生成手段と、第１のＰＷＭ周波数よりも大きな第２のＰＷＭ周波数を生成する第２のＰＷＭ周波数生成手段と、ＰＷＭ周波数を切り替えるＰＷＭ切替信号を生成するＰＷＭ切替信号生成手段と、ＰＷＭ切替信号により第１のＰＷＭ周波数と第２のＰＷＭ周波数との間でＰＷＭ周波数を切り替えるＰＷＭ周波数切替手段とを備え、ＰＷＭ切替信号は、インバータの交流出力電流と理想ＳＩＮ波の電流との差分から出力電流の歪みを検出し、その出力電流の歪みが閾値以上となる期間のＰＷＭ周波数を第１のＰＷＭ周波数から第２のＰＷＭ周波数に切り替える信号であり、さらにインバータの交流出力電流におけるサイクル毎に算出した高調波に応じて閾値を可変することを特徴とする。

この構成によれば、インバータの出力電流の歪みを検出してＰＷＭ搬送波周波数を変更するので、出力電流の歪みを抑制することができる。

さらに、制御部の第２のＰＷＭ周波数は、第１のＰＷＭ周波数の２Ｎ倍（Ｎは自然数）であって、第１のＰＷＭ周波数の信号の立ち上がりまたは立ち下がりで第２のＰＷＭ周波数の信号が立ち下がるように同期がとられていることを特徴とする。

この構成によれば、ゼロクロス点付近のＰＷＭ周波数は、通常の周波数の２Ｎ倍の周波数であるため、ＰＷＭ周波数の切替が滑らかに実行され、ＰＷＭ周波数の切替に伴うスイッチングによるノイズが発生しない。

また、この電力変換装置の制御部は、ＰＷＭ搬送波周波数を生成するＰＷＭ周波数生成手段と、インバータの出力電圧からＰＷＭ搬送波周波数を変調するＰＷＭ変調信号を生成する変調信号生成手段と、ＰＷＭ変調信号に応じてＰＷＭ制御に用いるＰＷＭ搬送波周波数を変調するＰＷＭ周波数変調手段と、を備え、ＰＷＭ変調信号は、インバータの出力電圧に対応したＰＷＭ搬送波周波数に変調する信号であることを特徴とする。

この構成によれば、出力電圧の変化に応じてＰＷＭ搬送波周波数が滑らかに増加または低減するため、周波数の切替により発生する歪みが発生しない。

この電力変換装置のＰＷＭ変調信号は、インバータの出力電圧を絶対値化した信号であり、この信号の最大値のときの周波数を最小値のときの周波数に対して相対的に高くしたことを特徴とする。

この構成によれば、インバータの出力電圧の絶対値の反転信号の最大値であるゼロクロス点付近の周波数は、最小値付近の周波数より高くなるためインバータの交流出力に含まれる歪みが低減される。

以上、本発明によれば、変換効率の低下やノイズの増加を抑制しながらインバータの交流出力に含まれる歪みを低減することができる。

インバータを備えた電力変換装置と商用電力系統および負荷との回路構成図である。 第１の実施形態に係わる制御部のブロック図である。 制御部の機能を説明する図である。 三角波に変換されたＰＷＭ信号と所望の交流電圧波形およびスイッチング素子の動作を１サイクル示した図である。 三角波に変換されたＰＷＭ信号と所望の交流電圧波形およびスイッチング素子の動作を１サイクル示した図である。 スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作を一つにまとめた図である。 第２の実施形態に係わる制御部のブロック図である。 制御部の機能を説明する図である。 第３の実施形態に係わる制御部のブロック図である。 制御部の機能を説明する図である。 従来のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフ動作を一つにまとめた図である。

（第１の実施形態）
本発明の実施形態に係わる電力変換装置について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係わるインバータを備えた電力変換装置と商用電力系統および負荷との回路構成図である。

電力変換装置１は、コンバータ２、ゲートドライバ３、スイッチング素子４、リアクトル５、コンデンサ６、電流検出器（ＤＣＣＴ）７、電圧検出器８、ダイオード１０および制御部２０により構成される。この電力変換装置１に負荷１１および商用電力系統１２が接続される。ゲートドライバ３、スイッチング素子４、リアクトル５、コンデンサ６およびダイオード１０は、フルブリッジの系統連系インバータ９として動作し、コンバータ２に繋がる発電装置等（図示せず）、蓄電装置からの直流電力を交流電力に変換して負荷１１および／または商用電力系統１２に供給する一方、商用電力系統１２からの交流電力を直流電力に変換して蓄電装置を充電する。なお、スイッチング素子４には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）のほかＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどが使用される。

なお、本実施形態のインバータ９は、４個のスイッチング素子４のそれぞれに並列にダイオード１０を接続して交流電力を直流電力に変換する整流機能を備えた双方向インバータであるが、双方向の給電が必要とされない実施形態の場合には、直流電力を交流電力に変換する片方向インバータでもよく、当該片方向インバータにも本発明を適用することができる。

コンバータ２は、太陽光パネル等の発電装置により発電された直流電力および／または蓄電装置に蓄えられた直流電力の電圧を、インバータ９の動作に必要な直流電圧に変換する。

ゲートドライバ３は、制御部２０から出力されるスイッチング素子４のオンオフ信号に基づき、スイッチング素子４を駆動する。
リアクトル５およびコンデンサ６は、スイッチング動作によるオンオフ波形を交流波形に変換する。
電流検出器７および電圧検出器８は、インバータ９の出力電圧および出力電流を検出し、それらの信号は制御部２０に入力される。

制御部２０は、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）、信号生成回路および検出回路から構成される。本発明では、制御部２０は、インバータ９の出力電圧値および出力電流の歪みに応じてインバータのＰＷＭ搬送波周波数を所定の期間変更し、スイッチング素子４のオンオフ信号となるＰＷＭ搬送波周波数の信号（以下、ＰＷＭ周波数信号または単にＰＷＭ信号という）を出力する。

図２は、第１の実施形態に係わる制御部のブロック図である。
図２に示す制御部２０は、ゼロクロス検出回路２１、第１のＰＷＭ周波数生成回路２２、第２のＰＷＭ周波数生成回路２３、同期回路２４、ＰＷＭ周波数切替回路（ＰＷＭ周波数切替手段）２５およびマイコン２６から構成される。ゼロクロス検出回路２１およびマイコン２６は、ＰＷＭ切替信号生成手段を構成する。

なお、第１のＰＷＭ周波数生成回路２２および第２のＰＷＭ周波数生成回路２３は、共にスイッチング素子４のオンオフ信号を生成するためのＰＷＭ信号を生成させる回路（本発明の「ＰＷＭ周波数生成手段」に相当）であり、第１のＰＷＭ周波数生成回路２２が第１のＰＷＭ周波数を生成し、第２のＰＷＭ周波数生成回路２３が第１のＰＷＭ周波数と異なる第２のＰＷＭ周波数を生成する。
ゼロクロス検出回路２１は、電力変換装置１の電圧検出器８の信号が入力され、商用電力系統１２に給電される交流電圧のゼロクロス点（０Ｖ）を検出する。

本実施形態では、第２のＰＷＭ周波数生成回路２３の周波数は、第１のＰＷＭ周波数生成回路２２のそれの２倍としている。第１のＰＷＭ周波数生成回路２２の信号の立ち上がりおよび立ち下がりは、第２のＰＷＭ周波数生成回路２３の立ち下がりと同期している。
なお、２つのＰＷＭ周波数生成回路の周波数比は２倍でなくてもよく、電力変換装置１によって偶数倍となるよう任意に決めることができる。

同期回路２４は、マイコン２６で処理されたＰＷＭ切替信号と第１のＰＷＭ周波数生成回路２２の第１のＰＷＭ信号により、切り替えるタイミングを第１のＰＷＭ周波数生成回路２２の信号の立ち上がりまたは立ち下がりで切替が可能となるよう同期をとって、ＰＷＭ周波数切替回路２５に出力する。
ＰＷＭ周波数切替回路２５は、同期回路２４のＰＷＭ切替信号により、第１のＰＷＭ周波数生成回路２２および第２のＰＷＭ周波数生成回路２３のいずれかのＰＷＭ信号を選択する。

マイコン２６は種々の処理を実施しているが、ここでは、ゼロクロス検出回路２１の出力信号からゼロクロス点を検出する。また、予め歪みの発生する期間を電流波形の観測等に基づき確認して、ＰＷＭ周波数を切り替える期間をマイコン２６にプログラムしておく。ゼロクロス点の前後の所定の期間を、例えばゼロクロス点の前後の各２．０ｍｓと設定しておき、ＰＷＭ搬送波周波数を切り替える期間の信号（ＰＷＭ切替信号）として同期回路２４に出力する。さらに、マイコン２６は、ＰＷＭ周波数切替回路２５のＰＷＭ信号を受け、所望の交流信号波形（商用電力系統のＳＩＮ周波数）と比較して、スイッチング素子４のオンオフ信号を生成し、ゲートドライバ３に出力する。

図３は、制御部２０の機能を説明する図である。
ゼロクロス検出回路２１の入力は、インバータ９の出力電圧（図３ａ）である。この出力電圧は、ゼロクロス検出回路２１で処理され、電圧がマイナスになる期間はハイレベルとなる矩形波信号（同ｂ）、すなわち、立ち下がりのゼロクロス点でハイレベルになり次の立ち上がりのゼロクロス点でローレベルに切り替わる信号を出力する。

この矩形波信号がマイコン２６に入力され、マイコン２６は矩形波信号の立ち上がりおよび立下がりの前後の所定の期間がハイレベルとなるＰＷＭ切替信号（同ｃ）を出力する。この所定の期間は、予め歪みの大きい期間を確認した結果、ゼロクロス点付近の歪みが大きく、これを低減するため、ゼロクロス点の前後の時間を設定する期間である。例えば、本実施形態ではゼロクロス点の前後の各１．５～２．０ｍｓの期間を所定の期間として設定している。

ＰＷＭ切替信号は、同期回路２４に入力され、第１のＰＷＭ周波数生成回路２２の出力信号（同ｅ）と同期をとって、ＰＷＭ周波数切替回路２５に出力される（同ｃ’）。
ＰＷＭ周波数切替回路２５の出力信号は、ＰＷＭ切替信号がハイレベルになると、第１のＰＷＭ周波数生成回路２２の信号の立ち下がりのタイミングで第１のＰＷＭ周波数生成回路２２の信号から第２のＰＷＭ周波数生成回路２３の信号（同ｄ）に切り替わる。

次に、ＰＷＭ切替信号がローレベルとなった時点で、第２のＰＷＭ周波数生成回路２３から元の第１のＰＷＭ周波数生成回路２２の周波数に切り替わる（図３ｆ）。
このように第１のＰＷＭ周波数生成回路２２と同期をとることにより、ＰＷＭ信号が滑らかに切り替わることになる。
また、ゼロクロス点付近のＰＷＭ搬送波周波数を周期毎の所定の期間、切り替えることにより歪みを低減する。

ＰＷＭ周波数切替回路２５により切り替えられたＰＷＭ信号は、マイコン２６に入力されて、同じ周波数の三角波に変換される。三角波比較方式の場合、スイッチング素子４の制御信号（オンオフ信号）は、この三角波と所望の交流電圧波形（理想のＳＩＮ波）と比較されて、生成される。

図４は、三角波に変換されたＰＷＭ信号と所望の交流電圧波形およびスイッチング素子の動作を１サイクル示した図である。図４に示す三角波は、ＰＷＭ信号と同じ周波数であり、正弦波は所望の交流電圧波形である。
なお、図４に示すＰＷＭ信号の周波数は、説明のため実際の周波数に比べてかなり低い周波数（６Ｈｚおよび１２Ｈｚ）としたが、実際のＰＷＭ搬送波周波数は１５～２５ｋＨｚである。

図４は、所望の交流電圧波形のゼロクロス点の前後の所定の期間のみ、三角波の周波数が２倍となっている。三角波の値と比べ所望の交流電圧波形の電圧値が大きい期間は、スイッチング素子Ｑ１がオンし、三角波の値より所望の交流電圧波形の電圧値が小さい期間は、スイッチング素子Ｑ１はオフになっている。スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と逆の動作である。

図５は、図４と同じ三角波に変換されたＰＷＭ信号と所望の交流電圧波形およびスイッチング素子の動作を１サイクル示した図である。スイッチング素子がＱ１およびＱ２からＱ３およびＱ４に変わり、スイッチング素子Ｑ３がオンオフするタイミングは、図４のスイッチング素子Ｑ１のそれとは逆で、三角波の値と比べ所望の交流電圧波形の電圧値が大きい期間にオフする。
また、図５に示す三角波の位相と図４の三角波の位相の差は１８０°である。

図６は、図４および図５に示したスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作を一つにまとめた図である。図６に示す三角波は２種類あり、位相が１８０°ずれている。

ここで、図６に示すスイッチング素子４の動作とＰＷＭ搬送波周波数が一定である従来の動作とを比較する。図１１は、マイコンから一定周波数のＰＷＭ信号によって所望の交流電圧波形に合わせたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフ動作を一つにまとめた図である。
図１１と比べ、図６ではゼロクロス点付近のスイッチング動作はＰＷＭ搬送波周波数の増加によりオンオフ回数が増加している。これにより、ゼロクロス点付近の歪みが抑制される。

本発明の第１の実施形態によれば、インバータ９により生成される交流出力波形において、比較的歪みが大きいゼロクロス点付近の所定の期間は、ＰＷＭ搬送波周波数を２倍にする一方、比較的歪みが小さいゼロクロス点付近以外のその他の期間のＰＷＭ搬送波周波数を上昇させないでおく（据え置く）ことにより、ＰＷＭ搬送波周波数を全期間にわたり一律に増加させる場合と比べて損失の増加また放射ノイズの発生を抑制しながら、全体として歪みの低減を図ることができる。

（第２の実施形態）
図７は、本発明の第２の実施形態に係わる制御部のブロック図である。第２の実施形態の電力変換装置１の構成は、第１の実施形態で説明した図１の構成と同じである。ただ、図１に示す第１の実施形態の制御部２０とは異なる。図７にその第２の実施形態の制御部３０の構成を示す。
なお、第２の実施形態に係わる電力変換装置は、第１の実施形態の電力変換装置１と同様であるのでその説明は省略する。

図７に示す制御部３０は、差分検出回路３１、第１のＰＷＭ周波数生成回路３２、第２のＰＷＭ周波数生成回路３３、同期回路３４、ＰＷＭ周波数切替回路（ＰＷＭ周波数切替手段）３５、マイコン３６、理想ＳＩＮ波発生回路３７、切替信号生成回路３８から構成される。
ここで、第１のＰＷＭ周波数生成回路（第１のＰＷＭ周波数を生成）３２および第２のＰＷＭ周波数生成回路（第２のＰＷＭ周波数を生成）３３は、共にＰＷＭ周波数生成手段であり、差分検出回路３１、マイコン３６、理想ＳＩＮ波発生回路３７および切替信号生成回路３８は、ＰＷＭ切替信号生成手段を構成する。

差分検出回路３１は、図１に示す電流検出器７からのインバータの出力電流波形と、理想ＳＩＮ波発生回路３７からの理想ＳＩＮ波の電流（理想交流電流波形）とを比較して、その差分を出力する。この差分の出力は、歪みのない理想電流波形と比較しているため、歪み発生の大きさに応じて、大きくなる信号である。
切替信号生成回路３８には、差分検出回路３１から出力される差分信号とマイコン３６から出力される閾値とが入力され、両者を比較して、その差分信号が閾値以上であれば、その期間はハイレベルとなる矩形波信号を出力する。この矩形波信号は、ハイレベルの期間は出力電流の歪みが大きい期間を示す。

同期回路３４は、切替信号生成回路３８の信号を第１のＰＷＭ周波数生成回路３２の立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングと同期をとったＰＷＭ切替信号に修正する。ＰＷＭ周波数切替回路３５は、同期回路３４からのＰＷＭ切替信号により、第１のＰＷＭ周波数生成回路３２と第２のＰＷＭ周波数生成回路３３の２つのＰＷＭ信号を切り替える。

すなわち、ＰＷＭ切替信号のハイレベルの期間は、電流の歪みが大きい期間であるため、通常のＰＷＭ信号となる第１のＰＷＭ周波数生成回路３２から２倍のＰＷＭ周波数となっている第２のＰＷＭ周波数生成回路３３のＰＷＭ信号に切り替える。
ＰＷＭ周波数切替回路３５は、切り替えたＰＷＭ信号をマイコン３６に出力する。マイコン３６は、ＰＷＭ信号を三角波に変換し、所望の交流電圧波形と比較して、スイッチング素子４のオンオフのための信号を生成し、ゲートトライバ３に出力する。

図８は、制御部３０の機能を説明する図である。
差分検出回路３１の一方の入力は、インバータ９の出力電流波形（図３ａ）である。この入力信号と他方の入力信号である理想ＳＩＮ波発生回路３７からの理想交流電流波形（同ｂ）との差分（同ｃ）を検出し、切替信号生成回路３８に出力する。切替信号生成回路３８は、マイコン３６から出力される閾値と比較し、差分の信号が閾値以上のとき、ハイレベルとなる矩形波のＰＷＭ切替信号（同ｄ）を出力する。

ＰＷＭ切替信号は、同期回路３４に入力され、第１のＰＷＭ周波数生成回路３２の出力信号（同ｆ）と同期をとって、ＰＷＭ周波数切替回路３５に出力される。
なお、ＰＷＭ切替信号と２つのＰＷＭ周波数生成回路のＰＷＭ信号との関係は、図３の説明と同様となるため省略し、図８では図３に示したタイムチャートは省略した。

ＰＷＭ周波数切替回路３５の出力信号は、ＰＷＭ切替信号がハイレベルになると、第１のＰＷＭ周波数生成回路３２の出力信号（同ｆ）の立ち下がりのタイミングで第１のＰＷＭ周波数生成回路３２の信号から第２のＰＷＭ周波数生成回路３３の信号（同ｅ）に切り替わる。このように第１のＰＷＭ周波数生成回路３２と同期をとることにより、ＰＷＭ信号が滑らかに切り替わることになる。
次に、ＰＷＭ切替信号がローレベルとなる時点で、第２のＰＷＭ周波数生成回路３３から元の第１のＰＷＭ周波数生成回路３２の出力信号に切り替わる。
このように、出力電流の歪みの大きい期間はＰＷＭ搬送波周波数を所定の期間、切り替えることにより歪みを低減し、全期間切り替えた場合と比べて損失の低下を抑えることができる。

ＰＷＭ周波数切替回路３５により切り替えられたＰＷＭ信号は、マイコン３６に入力されて、同じ周波数の三角波に変換される。この三角波と所望の交流電圧波形と比較されて、スイッチング素子４をオンオフする信号が生成される。

なお、ＰＷＭ信号がマイコン３６で変換される三角波の波形と所望の交流電圧波形の関係およびスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４までの動作は、第１の実施形態で説明した図４～図６と同じであるため、説明は省略する。
このように、第２の実施形態では、出力交流波形と理想交流波形との差分検出結果に基づきＰＷＭ周波数の切り替えを実行しているので、第１の実施形態と同様な効果に加えて、歪みが大きい期間に対してのみ、的確にＰＷＭ周波数を上昇させることができる。

（第３の実施形態）
図９は、本発明の第３の実施形態に係わる制御部のブロック図である。
第３の実施形態に係わる電力変換装置も図１で説明した構成と同じなので、説明は省略する。図９に示す制御部４０は、図２および図７に示した制御部とは異なり、変調信号生成回路４１、基準ＰＷＭ周波数生成回路４２、ＰＷＭ周波数変調回路４５、マイコン４６から構成される。

変調信号生成回路（変調信号生成手段）４１には、図１に示す電圧検出器８により検出されたインバータ９の出力電圧が入力され、その出力電圧のうち正の出力電圧を負側に反転（絶対値化した出力電圧を反転）させ、ＰＷＭ変調信号として出力する。具体的には、変調信号生成回路４１は、ゼロクロス点（０°、１８０°、３６０°）を挟んで急峻な上昇から急峻な下降を示す一方、ピーク点（９０°、２７０°）を挟んで緩やかな下降から緩やかな上昇を示す信号を、ＰＷＭ変調信号として出力する。 ＰＷＭ周波数変調回路（ＰＷＭ周波数変調手段）４５は、基準ＰＷＭ周波数生成回路（ＰＷＭ周波数生成手段）４２の矩形波のパルス幅を上記ＰＷＭ変調信号により周波数変調する。

これにより、基準ＰＷＭ周波数生成回路４２の矩形波のパルス幅は、ゼロクロス点（０°、１８０°、３６０°）を最高にその前後の周波数が高い領域と、ピーク点（９０°、２７０°）を最低にその前後の周波数が低い領域にパルス幅が変化する。すなわち、ＰＷＭ変調信号の最大値のときはそのままのパルス幅（基準ＰＷＭ周波数生成回路から出力される矩形波のパルス幅）とし、ＰＷＭ変調信号が減少するにつれてパルス幅を長くする、すなわち周波数の低いＰＷＭ信号を出力する。この場合、ＰＷＭ変調信号の値が最小値のときは２倍のパルス幅（１／２の周波数）とした。

ここで、ＰＷＭ変調信号とＰＷＭ信号の周波数（周期）の関係について説明する。ＰＷＭ変調信号の最大値のときのパルス幅を、基準ＰＷＭ周波数生成回路４２の矩形波のパルス幅のままとする。ＰＷＭ変調信号のＳＩＮ波を反転した値の減少に伴ってパルス幅を広げ、ＰＷＭ変調信号の最小値となった時点で、基準ＰＷＭ周波数生成回路４２の矩形波のパルス幅の２倍となるよう設定しておく。

なお、ＰＷＭ変調信号の最小値では２倍のパルス幅としているが、制限を設ける必要はなく任意である。
また、本実施形態では、ＰＷＭ変調信号の最大値のときはそのままのパルス幅とし、減少するにつれてパルス幅を大きくしているが、逆にＰＷＭ変調信号の最小値のときは基準ＰＷＭ周波数生成回路４２のそのままのパルス幅とし、最大値のときにパルス幅を狭く、すなわち周波数を高くするようにしてもよい。
ＰＷＭ周波数変調回路４５からのＰＷＭ信号は、マイコン４６に入力され、スイッチング素子４のオンオフ信号に変換され、ゲートドライバ３を介してスイッチング素子が駆動される。

図１０は、制御部４０の機能を説明する図である。
変調信号生成回路４１に入力される信号はインバータ９の出力電圧である（図１０ａ）。変調信号生成回路４１は、出力電圧のうち正の出力電圧を負側に反転（絶対値化した出力電圧を反転）させたＰＷＭ変調信号を出力する（同ｂ）。ＰＷＭ周波数変調回路４５に入力されるＰＷＭ信号（同ｃ）から、ＰＷＭ変調信号に応じて、パルス幅を変更したＰＷＭ信号（同ｄ）をマイコン４６に出力する。

なお、ＰＷＭ信号がマイコンで変換される三角波の波形と所望の交流電圧波形との関係およびスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作は、第１の実施形態で説明した図４～図６と同じとなるため、説明は省略する。
ただ、第３の実施形態では、図４～図６に示す所定の周波数が切り替わる三角波の周波数（周期）にはならず、三角波の周波数が可変する波形となるが、三角波と所望の交流電圧波形の比較によるスイッチング素子４の動作は同様となるため、説明は省略する。

このように、第３の実施形態では、変調信号により出力電圧のゼロクロス点付近のＰＷＭ搬送波周波数が他の期間と比べて高くなるようにＰＷＭ周波数を連続的に可変させているので、第１の実施形態と同様な効果に加えて、各点の歪みレベルの大きさに応じて滑らかに対応することができる。

なお、上記第１および第２の実施形態では、第２のＰＷＭ周波数を第１のＰＷＭ周波数の２倍としているが、これに限定されず、適宜必要な大きさ（倍数）とすればよい。なお、切り替わりタイミングの同期をとる観点からは、第２のＰＷＭ周波数を第１のＰＷＭ周波数の２Ｎ倍（Ｎは自然数）とすることが好ましい。また、第１のＰＷＭ周波数と第２のＰＷＭ周波数の２つのＰＷＭ周波数の間で周波数の切り替えを行っているが、歪みレベルの大きさに応じて、３つ以上のＰＷＭ周波数の間で周波数の切り替えを行ってもよい。勿論、歪みの大きいゼロクロス点の前後のＰＷＭ周波数（第２のＰＷＭ周波数）を基準に、ゼロクロス点の前後を除く他の期間のＰＷＭ周波数（第１のＰＷＭ周波数）を低下させるようにしてもよい。

また、上記第２の実施形態では、電流検出器７からのインバータの出力電流波形と、理想ＳＩＮ波発生回路３７からの理想ＳＩＮ波の電流（理想交流電流波形）とを比較して、その差分が所定の閾値（固定）以上である場合に、ＰＷＭ周波数を第１のＰＷＭ周波数から第２のＰＷＭ周波数に切り替えているが、理想交流電流波形と比較することなしに次のように構成してもよい。すなわち、電流検出器７で検出した出力電流波形から出力電流の高調波をサイクル毎に計算して、ゼロクロス点付近の電流歪に影響する２次および４次高調波に応じて閾値を可変してもよい。

この場合、閾値のデフォルト値として、例えば第１の実施形態で説明した期間と同様に、ゼロクロス点の前後の各１．５～２．０ｍｓの期間のＰＷＭ周波数を第１のＰＷＭ周波数から第２のＰＷＭ周波数に切り替えるような値に設定しておき、２次および４次高調波の大きさに応じて閾値（換言すれば、ＰＷＭ周波数切り替え期間）を可変する。例えば、２次または４次の高調波レベルが基本波の２％以上２．５％未満であれば、ゼロクロス点の前後の周波数切り替え期間を０．５ｍｓ延長するような閾値に、２．５％以上３．０％未満では１．０ｍｓ延長するような閾値に変更してもよい。

１・・・電力変換装置、２・・・コンバータ、３・・・ゲートドライバ、４・・・スイッチング素子、５・・・リアクトル、６・・・コンデンサ、７・・・電流検出器、８・・・電圧検出器、９・・・インバータ、１０・・・ダイオード、１１・・・負荷、１２・・・商用電力系統、２０、３０、４０・・・制御部、２１・・・ゼロクロス検出回路、２２、３２・・・第１のＰＷＭ周波数生成回路、２３、３３・・第２のＰＷＭ周波数生成回路、２４、３４・・・同期回路、２５、３５・・・ＰＷＭ周波数切替回路、２６、３６、４６・・・マイコン、３１・・・差分検出回路、３７・・・理想ＳＩＮ波発生回路、３８・・・切替信号生成回路、４１・・・変調信号生成回路、４２・・・基準ＰＷＭ周波数生成回路、４５・・・ＰＷＭ周波数変調回路。

Claims (3)

1. 直流電力を所望の交流電力に変換するスイッチング素子により構成されるインバータと、前記スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
   前記制御部は、
   第１のＰＷＭ周波数を生成する第１のＰＷＭ周波数生成手段と、
   前記第１のＰＷＭ周波数よりも大きな第２のＰＷＭ周波数を生成する第２のＰＷＭ周波数生成手段と、
   ＰＷＭ周波数を切り替えるＰＷＭ切替信号を生成するＰＷＭ切替信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ切替信号により前記第１のＰＷＭ周波数と前記第２のＰＷＭ周波数との間でＰＷＭ周波数を切り替えるＰＷＭ周波数切替手段と
   を備え、
   前記ＰＷＭ切替信号は、前記インバータの交流出力電流と理想ＳＩＮ波の電流との差分から出力電流の歪みを検出し、該出力電流の歪みが閾値以上となる期間のＰＷＭ周波数を前記第１のＰＷＭ周波数から前記第２のＰＷＭ周波数に切り替える信号であることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記第２のＰＷＭ周波数は、前記第１のＰＷＭ周波数の２Ｎ倍（Ｎは自然数）であって、前記第１のＰＷＭ周波数の信号の立ち上がりまたは立ち下がりで前記第２のＰＷＭ周波数の信号が立ち下がるように同期がとられていることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置であって、
   前記インバータの交流出力電流におけるサイクル毎に算出した高調波に応じて前記閾値を可変することを特徴とする電力変換装置。

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