JP2016010258A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】損失を抑制しながら、出力の歪を抑制する電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１は、複数のスイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４を所定のスイッチング周波数でスイッチング駆動することにより直流電力を交流電力に変換し、交流出力を供給するインバータ回路１２を有する。電力変換装置１は、交流出力が正弦波となるようにインバータ回路をフィードバック制御する制御装置８を備える。制御装置は、周波数設定部２２を備える。周波数設定部２２は、交流出力の山部および谷部におけるスイッチング周波数を、交流出力のゼロクロス付近におけるスイッチング周波数より低く設定する。よって、山部および谷部におけるスイッチング損失が抑制される。その一方で、交流出力が急速に変化するゼロクロス付近では、交流出力の波形の歪が抑制される。
【選択図】図１

Description

ここに開示される発明は、直流電力を交流電力に変換する直交変換機能を提供する電力変換装置に関する。

特許文献１および特許文献２は、直流電力を交流電力に変換する直交変換機能を提供する電力変換装置を開示する。特許文献１および特許文献２が開示する電力変換装置は、可変のスイッチング周波数を利用している。特許文献１は、負荷が大きいときにスイッチング周波数を低く設定することにより、発熱を抑制している。特許文献２は、ノイズの集中を避けるために、多様な周波数を利用する技術を開示する。

特開平６−１４１４０２号公報 特開２００９−６５７９１号公報

従来技術の構成では、負荷の大きさ、例えば出力電流の大きさに応じてスイッチング周波数が設定されるから、負荷が大きいときには発熱が抑制され、損失が抑制される。しかし、この構成では、負荷が大きいときだけ損失の抑制が図られる。

別の観点では、従来技術の構成では、負荷が大きいときにスイッチング周波数が低くなるから、出力の歪が大きくなる。特に、負荷が大きいときの歪は負荷機器に好ましくない影響を与えることがある。

上述の観点において、または言及されていない他の観点において、電力変換装置にはさらなる改良が求められている。

発明の目的のひとつは、損失を抑制しながら、出力の歪を抑制することができる電力変換装置を提供することである。

発明の目的の他のひとつは、交流出力の１周期の中において、損失を抑制しながら、出力の歪を抑制することができる電力変換装置を提供することである。

ここに開示される発明は上記目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。なお、特許請求の範囲およびこの項に記載した括弧内の符号は、ひとつの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、発明の技術的範囲を限定するものではない。

開示される発明のひとつにより、電力変換装置が提供される。電力変換装置は、複数のスイッチング素子（Ｔｒ１−Ｔｒ４）を所定のスイッチング周波数でスイッチング駆動することにより直流電力を交流電力に変換し、交流出力を供給するインバータ回路（１２）と、交流出力が正弦波となるようにインバータ回路をフィードバック制御する制御装置（８）とを備える。制御装置は、交流出力の山部および谷部におけるスイッチング周波数を、交流出力のゼロクロス付近におけるスイッチング周波数より低く設定する周波数設定部（２２）を備えることを特徴とする。

この発明によると、スイッチング周波数は可変である。スイッチング周波数は、交流出力の１周期の中で変化させられる。スイッチング周波数は、交流出力の山部および谷部におけるスイッチング周波数が、交流出力のゼロクロス付近におけるスイッチング周波数より低くなるように設定される。言い換えると、スイッチング周波数は、交流出力のゼロクロス付近におけるスイッチング周波数が、交流出力の山部および谷部におけるスイッチング周波数より高くなるように設定される。交流出力の山部および谷部においては電流および／または電流が大きいから、スイッチング損失が大きい。しかし、この発明によると、山部および谷部においてスイッチング周波数が低く設定される。よって、山部および谷部におけるスイッチング損失が抑制される。その一方で、交流出力が急速に変化するゼロクロス付近では、スイッチング周波数が高く設定される。よって、フィードバック制御の高い応答性が得られ、交流出力の波形の歪が抑制される。

発明の第１実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 第１実施形態の電圧を示す波形図である。 第１実施形態の電流を示す波形図である。 第１実施形態のスイッチング周波数を示す波形図である。 比較例の電圧を示す波形図である。 比較例の電圧を示す波形図である。 発明の第２実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 第２実施形態の電圧を示す波形図である。 第２実施形態の電流を示す波形図である。 第２実施形態のスイッチング周波数およびゲインを示す波形図である。 発明の第３実施形態の電圧を示す波形図である。 第３実施形態の電流を示す波形図である。 第３実施形態のスイッチング周波数およびゲインを示す波形図である。 発明の第４実施形態の電圧を示す波形図である。 第４実施形態の電流を示す波形図である。 第４実施形態のスイッチング周波数およびゲインを示す波形図である。

図面を参照しながら、ここに開示される発明を実施するための複数の形態を説明する。各形態において、先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。また、後続の実施形態においては、先行する実施形態で説明した事項に対応する部分に百以上の位だけが異なる参照符号を付することにより対応関係を示し、重複する説明を省略する場合がある。各形態において、構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については他の形態の説明を参照し適用することができる。

（第１実施形態）
図１において、発明を実施するための第１実施形態に係る電力変換装置１と、この電力変換装置１を含む電力システム２とが図示されている。電力システム２は、直流電源（ＤＣＰＳ）３と交流負荷（ＡＣＬＤ）４との間に配置された電力変換装置１を備える。電力変換装置１は、インバータ装置とも呼ばれることがある。

直流電源３は、化学的反応を利用する二次電池、直流を出力する半導体太陽光電池、燃料電池、交流発電機の交流出力を直流に変換する発電機など多様な電源機器によって提供することができる。この実施形態では、リチウムイオン電池が直流電源３を提供する。交流負荷４は、例えば交流電力を受けて機能する家庭用の電気機器によって提供される。また、交流負荷４は、電力網、すなわち系統でもよい。例えば、交流負荷４は、商用電力網、家庭内および事業所などの限られた範囲内に構築される構内電力網によって提供される場合がある。これらの場合、電力変換装置１は、系統連系電力変換装置、パワーコンディショナ、系統インバータといった名称で呼ばれる場合がある。

電力変換装置１は、直流電源３に接続される直流端５と、交流負荷４に接続される交流端６とを備える。電力変換装置１は、直流端５に供給される直流電力を交流電力に変換し、交流電力を交流端６から出力する。電力変換装置１は、５０Ｈｚまたは６０ＨｚのＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖを供給する。電力変換装置１は、電力回路７と、制御装置８とを有する。電力回路７は、直交変換を提供するスイッチング回路である。電力回路７は、交流負荷４に求められる相数に応じて、多様な構成をとることができる。電力回路７は、直流電力を単相交流に変換する単相回路である。電力回路７は、直流電力を三相などの多相交流に変換する多相回路によって提供されてもよい。電力回路７は、入力側に配置された直流電源３と出力側に配置された交流負荷４との間に設けられている。

電力回路７は、直流フィルタ回路１１、インバータ回路１２、リアクトル回路１３、交流フィルタ回路１４を有する。直流フィルタ回路１１は、直流端５に接続されている。直流フィルタ回路１１は、直流端５とインバータ回路１２との間に設けられている。直流フィルタ回路１１は、少なくともひとつの平滑コンデンサを含むことができる。図示の例では、２つの平滑コンデンサが設けられている。

インバータ回路１２は、直流端５と交流端６との間に設けられている。インバータ回路１２は、直流フィルタ回路１１とリアクトル回路１３との間に設けられている。インバータ回路１２は、複数のスイッチング素子を有するフルブリッジ回路によって提供される。インバータ回路１２は、複数のスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４と、平滑用コンデンサＣ１０とを有する。スイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４は、電力用ＦＥＴ素子、またはＩＧＢＴ素子によって提供される。インバータ回路１２は、少なくとも直流電力を交流電力に変換可能である。インバータ回路１２は、直流端５から供給された直流電力を交流電力に変換する直交変換機能を少なくとも有する。インバータ回路１２は、直流電力を交流電力に変換する直交変換と、交流電力を直流電力に変換する交直変換とが可能な双方向変換回路によって提供することができる。インバータ回路１２は、交流負荷４が系統である場合、系統の交流電圧の位相と、電力変換装置１から系統へ出力される出力電流の位相とを一致させる運転が可能である。

リアクトル回路１３は、インバータ回路１２と交流出力のための交流端６との間に設けられている。リアクトル回路１３は、インバータ回路１２と交流フィルタ回路１４との間に設けられている。リアクトル回路１３は、リアクトルを提供するノーマルモードのコイルＬ１、Ｌ２と、出力用の平滑コンデンサＣ１を有する。コイルＬ１と、平滑コンデンサＣ１の間には、電流センサ１５が設けられている。電流センサ１５は、交流負荷４に流れる電流を測定する。電流センサ１５の検出信号は制御装置８に入力され、交流負荷４に電流が流れ過ぎて過負荷になることがないように渦電流制限制御に利用される。

交流フィルタ回路１４は、交流端６に接続されている。交流フィルタ回路１４は、リアクトル回路１３と交流端６との間に設けられている。交流フィルタ回路１４は、多段のノイズ除去回路によって提供されている。交流フィルタ回路１４は、複数のコモンモードのノイズ除去用コイルと、コンデンサとを有する。交流フィルタ回路１４は、リアクトル回路１３と交流端６との間に、コモンモードコイル、端子間コンデンサ、接地コンデンサ回路、コモンモードコイル、および端子間コンデンサを有する。

電力回路７は、各部の電圧、電流を検出するための複数のセンサを備える。電力回路７は、直流電圧Ｖｄｃを検出するための電圧センサ回路を備える。電力回路７は、交流電圧Ｖａｃを検出するための電圧センサ回路を備える。

制御装置８は、インバータ回路１２を制御する。制御装置８は、電子制御装置（Electronic Control Unit）である。制御装置８は、少なくともひとつの演算処理装置（ＣＰＵ）と、プログラムとデータとを記憶する記憶媒体としての少なくともひとつのメモリ装置（ＭＭＲ）を有する。制御装置８は、コンピュータによって読み取り可能な記憶媒体を備えるマイクロコンピュータによって提供される。記憶媒体は、コンピュータによって読み取り可能なプログラムを非一時的に格納している。記憶媒体は、半導体メモリまたは磁気ディスクなどによって提供される。制御装置８は、ひとつのコンピュータ、またはデータ通信装置によってリンクされた一組のコンピュータ資源によって提供される。プログラムは、制御装置８によって実行されることによって、制御装置８をこの明細書に記載される装置として機能させ、この明細書に記載される方法を実行するように制御装置８を機能させる。制御装置８は、多様な要素を提供する。それらの要素の少なくとも一部は、機能を実行するための手段と呼ぶことができ、別の観点では、それらの要素の少なくとも一部は、構成的なブロック、またはモジュールと呼ぶことができる。

制御装置８は、交流出力が正弦波となるようにインバータ回路１２をフィードバック制御する。フィードバック制御は、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御など多様な手法によって提供することができる。制御装置８は、比例積分制御（ＰＩ制御）によってインバータ回路１２をフィードバック制御する。制御装置８は、交流出力が正弦波となるように複数のスイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４をスイッチング制御する。制御装置８は、交流出力が正弦波となるようにスイッチング制御のためのデューティ比を変化させる。

さらに、この実施形態では、スイッチング制御のためのスイッチング周波数ｆｓｗ（以下、ＳＷ周波数という）も可変である。制御装置８は、交流出力の１周期の間中にＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる。制御装置８は、交流出力の１周期の間中にＳＷ周波数ｆｓｗを最高値ｆＨと最低値ｆＬとの間で変化させる。制御装置８は、交流出力の１周期の間中に、交流出力の大きさに応答してＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる。制御装置８は、交流出力の１周期の間中に、交流出力が正負に大きい期間におけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力が小さい期間のＳＷ周波数ｆｓｗより低くする。制御装置８は、交流出力が小さい期間におけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力が正負に大きい期間のＳＷ周波数ｆｓｗより高くする。制御装置８は、交流出力の１周期の間中に、交流出力が正負に最大となるときのＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力が最小となるときのＳＷ周波数ｆｓｗより低くする。制御装置８は、交流出力の１周期の間中に、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近におけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力が正負に最大となるときのＳＷ周波数ｆｓｗより高くする。

これにより、交流出力が大きいときにはスイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４をスイッチング駆動するためのスイッチング損失が抑制される。一方で、交流出力が小さいときには交流出力の歪が抑制される。交流出力の歪みは、正弦波に対する歪み率によって示すことができる。

制御装置８は、電圧指令値Ｖ＊を設定するための指令値設定部２１を備える。指令値設定部２１は、正弦波の指令値Ｖ＊を設定する。制御装置８は、ＳＷ周波数ｆｓｗを設定するための周波数設定部２２を備える。周波数設定部２２は、後続のパルス幅変調回路に供給する基準波である三角波の周波数を変化させることにより、ＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる。周波数設定部２２は、交流出力の変化に同期して三角波状にＳＷ周波数ｆｓｗを設定する。

周波数設定部２２は、交流出力の１周期の間中に、交流出力の増減と反対となるようにＳＷ周波数ｆｓｗを増減させる。周波数設定部２２は、交流出力が正の最大値にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗ、および負の最大値（絶対値が最大）にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗが、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗより低くなるようにＳＷ周波数ｆｓｗを設定する。逆にいうと、周波数設定部２２は、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗが、交流出力が正の最大値にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗ、および負の最大値（絶対値が最大）にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗより高くなるようにＳＷ周波数ｆｓｗを設定する。

言い換えると、周波数設定部２２は、交流出力の山部および谷部におけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力のゼロクロスにおけるＳＷ周波数ｆｓｗより低く設定している。逆にいうと、周波数設定部２２は、交流出力のゼロクロスにおけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力の山部および谷部におけるＳＷ周波数ｆｓｗより高く設定している。ここで、交流出力は、交流電圧Ｖａｃ、電圧指令値Ｖ＊、交流電流など多様な指標によって示すことができる。この実施形態では、交流出力は指令値Ｖ＊によって示される。

周波数設定部２２は、電圧指令値Ｖ＊の変化に反転的に同期するようにＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に変化させる。周波数設定部２２は、電圧指令値Ｖ＊に反転的に同期した三角波のようにＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる。ＳＷ周波数ｆｓｗは、最大値ｆＨと最低値ｆＬとの間において変化する。周波数設定部２２は、交流出力が正負において最大値となるときにＳＷ周波数ｆｓｗを最小値ｆＬに設定する。周波数設定部２２は、交流出力がゼロクロスするときにＳＷ周波数ｆｓｗを最大値ｆＨに設定する。

制御装置８は、フィードバック制御部２３を備える。フィードバック制御部２３は、比例積分制御によって制御量を設定する。フィードバック制御部２３は、加算器と、比例積分制御部と、乗算器と、除算器と、ゲイン設定部２４とを有する。加算器は、電圧指令値Ｖ＊と電力回路７から検出された出力電圧としての交流電圧Ｖａｃとの偏差を算出する偏差算出部である。比例積分制御部は、ゲイン設定部２４によって設定されるゲインと、加算器において算出された偏差とに基いて比例積分演算を実行する。除算器は、電力回路７から検出される入力電圧としての直流電圧Ｖｄｃの逆数を算出する。乗算器は、比例積分制御部から出力される信号と除算器から出力される信号とを乗算する。フィードバック制御部２３により、交流電圧Ｖａｃを電圧指令値Ｖ＊に追従させて変化させるための制御量が算出される。

制御装置８は、制御量に応じたディーティ比を設定するためのパルス幅変調回路を提供する比較部２５を備える。比較部２５は、周波数設定部２２から出力された三角波と、フィードバック制御部２３から出力された制御量とを比較することにより、デューティ信号を出力する。制御装置８は、スイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４をオンオフ駆動するための駆動部２６を備える。駆動部２６は、スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ４と、スイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ３とを反転的に駆動する。さらに駆動部２６は、スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ４と、スイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ３とが同時にオン状態になることを回避するデッドタイムを設定する。

図２は、電力変換装置１において観測される交流電圧Ｖａｃの電圧波形を示す。図３は、電力変換装置１において観測される交流電流Ｉａｃの電流波形を示す。図４は、ＳＷ周波数ｆｓｗの波形を示す。

周波数設定部２２は、交流電圧Ｖａｃがゼロから正の最大値へ増加する期間においてＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に減少させる。周波数設定部２２は、交流電圧Ｖａｃが正の最大値からゼロへ減少する期間においてＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に増加させる。周波数設定部２２は、交流電圧Ｖａｃがゼロから負の最大値へ増加する期間においてＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に減少させる。周波数設定部２２は、交流電圧Ｖａｃが負の最大値からゼロへ減少する期間においてＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に増加させる。ＳＷ周波数ｆｓｗが最低値となるボトム点は、交流出力のピーク点およびボトム点に対して１／８周期の範囲内（±４５°）にある。

この実施形態では、交流出力の山部および谷部の両方においてＳＷ周波数ｆｓｗが小さい値、すなわち最小値ｆＬに設定される。この結果、スイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４におけるスイッチング損失が抑制される。低いスイッチング周波数は、電圧および／または電流の波形と、正弦波との間の歪み率を大きくする。しかし、電圧および／または電流の変化が緩慢となる山部および谷部では、歪み率の過剰な増加が回避される。

一方、交流出力のゼロクロスにおいてＳＷ周波数ｆｓｗが大きい値、すなわち最大値ｆＨに設定される。この結果、制御装置８が提供するフィードバック制御は高い応答性を示す。よって、ゼロクロス付近では電圧および／または電流の変化が大きく急速であるが、歪み率が抑制される。

なお、可変周波数の条件は出力周波数の１周期、または１／２周期、または１／４周期はその区間の可変するＳＷ周波数ｆｓｗの周期の合計と等しい。理由は周期の１周期、または１／２周期、または１／４周期の切り変わり目がずれると山部および谷部との関係がずれてしまい損失や歪が大きくなるためである。また、周期毎に強制的に周波数を調整しようとすると周波数が急激に変わるのでリップルが大きく出てしまうためである。この構成は、ハイサイドのスイッチング素子とローサイドのスイッチング素子とのスイッチングタイミングの同期を可能とする。ＳＷ周波数ｆｓｗは交流出力の周期と完全に同期して変化させられる。これにより、ＳＷ周波数ｆｓｗはスキップ状の変化のような不連続を生じることなく変化する。

図５は、ＳＷ周波数ｆｓｗを最大値ｆＨに固定した比較例において観測される交流電圧Ｖａｃの電圧波形を示す。図６は、ＳＷ周波数ｆｓｗを最小値ｆＬに固定した比較例において観測される交流電圧Ｖａｃの電圧波形を示す。

図示されるように最大値ｆＨに固定した場合、周期の全域において歪み率が抑制される。しかし、高いＳＷ周波数ｆｓｗは、大きいスイッチング損失を生じさせる。一方、最小値ｆＬに固定した場合、周期の全域において大きい歪み率が発生する。これでは交流出力における高調波成分が多く、交流電力の品質が低い。

交流電圧および／または交流電流の山部および谷部では電圧および／または電流が大きい。このため、スイッチング損失が大きくなる。この実施形態によると、交流電圧および／または交流電流の山部および谷部ではスイッチング周波数ｆｓｗがゼロクロス付近より下げられるから、スイッチング回数が少なくなる。このため、スイッチング損失が低減される。一方、０Ｖおよび／または０Ａの付近、すなわちゼロクロス付近では、スイッチング周波数ｆｓｗが山部および谷部より上げられる。ゼロクロス付近では、電圧および電流が小さいので、スイッチング回数が増えても山部および谷部に比べてスイッチング損失は大きくならない。むしろ、スイッチング周波数ｆｓｗを上げることによって、リップルを小さくして歪み率が改善される。この実施形態によると、図２−図４に図示し説明したように、交流出力の１周期の中において、スイッチング損失の抑制と、歪み率の抑制とを両立することができる。

（第２実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗだけが可変とされている。これに代えて、この実施形態では、フィードバック制御部２３におけるフィードバック制御演算のためのゲインが可変とされている。図７に図示されるように、制御装置８は、ゲイン設定部２２４を備える。

ゲイン設定部２２４は、フィードバック制御により制御量を決定するためのゲインが、ＳＷ周波数ｆｓｗの変化に同期して変化するようにゲインＧａｉｎを設定する。ゲイン設定部（２２４）を備えるゲイン設定部２２４は、交流出力の１周期の間中に、交流出力の増減と反対となるようにゲインＧａｉｎを増減させる。比例積分演算においてゲインＧａｉｎは、制御量の大きさに対応する。以下の説明では、ゲインの大きさを制御量の大きさとして表現することがある。ゲイン設定部２２４は、交流出力が正の最大値にあるときのゲインＧａｉｎ、および交流出力が負の最大値（絶対値が最大）にあるときのゲインＧａｉｎが、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近にあるときのゲインＧａｉｎより小さくなるようにゲインＧａｉｎを設定する。逆にいうと、ゲイン設定部２２４は、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近にあるときのゲインＧａｉｎが、交流出力が正の最大値にあるときのゲインＧａｉｎ、および負の最大値（絶対値が最大）にあるときのゲインＧａｉｎより大きくなるようにゲインＧａｉｎを設定する。

言い換えると、ゲイン設定部２２４は、交流出力の山部および谷部におけるゲインＧａｉｎを、交流出力のゼロクロス付近におけるゲインＧａｉｎより小さく設定している。逆にいうと、ゲイン設定部２２４は、交流出力のゼロクロス付近におけるゲインＧａｉｎを、交流出力の山部および谷部におけるゲインＧａｉｎより大きく設定している。

ゲイン設定部２２４は、電圧指令値Ｖ＊の変化に対して同期して、反転的に大きさが変化するようにゲインＧａｉｎを徐々に変化させる。ゲイン設定部２２４は、電圧指令値Ｖ＊に対して同期して大きさが反転的に変化する全波整流波形のようにゲインＧａｉｎを変化させる。ゲインＧａｉｎは、最大値ＧＨと最小値ＧＬとの間において変化する。ゲイン設定部２２４は、交流出力が正負において最大値となるときにゲインＧａｉｎを最小値ＧＬに設定する。ゲイン設定部２２４は、交流出力がゼロクロスするときにゲインＧａｉｎを最大値ＧＨに設定する。

図８は、電力変換装置１において観測される交流電圧Ｖａｃの電圧波形を示す。図９は、電力変換装置１において観測される交流電流Ｉａｃの電流波形を示す。図１０は、ＳＷ周波数ｆｓｗの波形と、ゲインＧａｉｎの波形とを示す。

ゲイン設定部２２４は、交流電圧Ｖａｃがゼロから正の最大値へ増加する期間においてゲインＧａｉｎを徐々に減少させる。ゲイン設定部２２４は、交流電圧Ｖａｃが正の最大値からゼロへ減少する期間においてゲインＧａｉｎを徐々に増加させる。ゲイン設定部２２４は、交流電圧Ｖａｃがゼロから負の最大値へ増加する期間においてゲインＧａｉｎを徐々に減少させる。ゲイン設定部２２４は、交流電圧Ｖａｃが負の最大値からゼロへ減少する期間においてゲインＧａｉｎを徐々に増加させる。

ゲインＧａｉｎの波形は、全波整流された正弦波のような形状である。このため、交流出力がゼロクロスする付近においてゲインＧａｉｎはゆっくりと変化しながら変化方向を反転する。一方、交流出力が正負の最大値となる付近、すなわちピーク点およびボトム点においてゲインＧａｉｎは比較的急激に変化しながら急激に変化方向を反転する。よって、ゲイン設定部２２４は、交流出力のピーク付近においてのみ短い期間だけゲインを低下させる。

この実施形態では、フィードバック制御部２３における制御量（ゲイン）を正弦波状に可変としている。ゲイン設定部２２４は、交流出力の変化に同期して正弦波状に変化するようにゲインを設定する。ゲイン設定部２２４は、交流出力のピーク近傍において、交流出力のゼロクロス近傍に対して相対的に短い期間にわたってゲインＧａｉｎを小さい値に設定する。小さいゲインは、フィードバック制御の応答性を低下させるが、制御の安定性を高める。制御量を小さくすると交流出力、特に交流電圧の歪みは小さくなるが、負荷や入力電圧の急変に対する応答性が低下する。よって、交流出力のピーク近傍における少ない変化に適したゲインが設定される。

その一方で、ゲイン設定部２２４は、交流出力のゼロクロス近傍において、交流出力のピーク近傍に対して相対的に長い期間にわたってゲインＧａｉｎを大きい値に設定する。大きいゲインは、フィードバック制御の応答性を高める。制御量を大きくすると、応答性は良くなるが、交流出力、特に交流電圧の歪みが大きくなる。よって、交流出力のゼロクロス近傍における大きい変化に適したゲインが設定され、ゼロクロス近傍における歪み率が抑制される。

この実施形態では、交流電圧の山部および谷部では制御量を下げ、ゼロクロス付近では制御量を上げる。これによって、交流電圧の山部および谷部では歪を低減し、全体の歪み率を改善する。また、制御量を小さくすることによる応答性の低下は、同じ周期の中に制御量が大きく設定される期間が設けられるから、１周期以内に改善される。

（第３実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、制御量（ゲイン）は正弦波状に変化している。これに代えて、この実施形態では、制御量（ゲイン）は、三角波状に変化させられる。図１１、図１２、図１３は、それぞれ、図２、図３、図４に対応する波形図である。ゲイン設定部２４は、交流出力の変化に同期して三角波状に変化するようにゲインを設定する。この実施形態によると、交流電圧の１周期の全体における歪み率が改善される。

（第４実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗは三角波状に変化している。これに代えて、この実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗは、台形波状に変化させられる。図１４、図１５、図１６は、それぞれ、図２、図３、図４に対応する波形図である。周波数設定部２２は、交流出力の変化に同期して台形波状にＳＷ周波数ｆｓｗを設定する。しかも、台形波形は、ＳＷ周波数ｆｓｗが最高値ｆＨの近傍にある期間において上に向けて凸となる波形を与えられている。

この実施形態によると、ＳＷ周波数ｆｓｗが抑制される期間が、交流出力のピーク点とボトム点とを含む所定の範囲にわたって連続的に広がっている。言い換えると、ＳＷ周波数ｆｓｗが低い期間は、ＳＷ周波数ｆｓｗが高い期間より長い。このため、長期間にわたってスイッチング損失が抑制される。また、上へ凸の曲線をもつ台形波は、ＳＷ周波数ｆｓｗが最高値ｆＨから大幅に下げられる期間を抑制し、歪み率の抑制に寄与する。この実施形態によると、交流電圧の１周期の全体における歪み率が改善される。

（他の実施形態）
ここに開示される発明は、その発明を実施するための実施形態に何ら制限されることなく、種々変形して実施することが可能である。開示される発明は、実施形態において示された組み合わせに限定されることなく、種々の組み合わせによって実施可能である。実施形態は追加的な部分をもつことができる。実施形態の部分は、省略される場合がある。実施形態の部分は、他の実施形態の部分と置き換え、または組み合わせることも可能である。実施形態の構造、作用、効果は、あくまで例示である。開示される発明の技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示される発明のいくつかの技術的範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含むものと解されるべきである。

例えば、制御装置が提供する手段と機能は、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、制御装置をアナログ回路によって構成してもよい。

また、上記実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗのボトム点が交流出力の山部および谷部のピーク点とボトム点とに完全に一致してあらわれるようにＳＷ周波数ｆｓｗを変化させている。これに代えて、ＳＷ周波数ｆｓｗのボトム点は、交流出力のピーク点またはボトム点を中心とする前後４５度（±４５°）の電気角の範囲内に設定することができる。同様に、上記実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗのピーク点が交流出力のゼロクロス点に完全に一致してあらわれるようにＳＷ周波数ｆｓｗを変化させている。これに代えて、ＳＷ周波数ｆｓｗのピーク点は、交流出力のゼロクロス点を中心とする前後４５度（±４５°）の電気角の範囲内に設定することができる。例えば、図４には、破線によって＋４５°の例が図示されている。このような構成においても、交流出力のピーク点またはボトム点におけるＳＷ周波数ｆｓｗは、交流出力のゼロクロス点におけるＳＷ周波数ｆｓｗより低く設定される。

また、ＳＷ周波数ｆｓｗおよび制御量（ゲインＧａｉｎ）は、台形波状、矩形波状など多様な波形となるように変化させてもよい。例えば、ＳＷ周波数ｆｓｗは、１／８周期（４５°）ごとに反転する矩形波状に変化させてもよい。

また、上記第４実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗが低い期間は、ＳＷ周波数ｆｓｗが高い期間より長く設定されている。これに代えて、ＳＷ周波数ｆｓｗが低い期間が、ＳＷ周波数ｆｓｗが高い期間より短くなるように、ＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる台形波を設定してもよい。このような設定は、交流出力のピークおよびボトム付近におけるスイッチング損失および歪みと、交流出力のゼロクロス付近におけるスイッチング損失および歪みとのどちらを重要視するかに応じて調節することができる。

上記実施形態では、制御装置８は、電圧のみをフィードバック制御したが、電流もフィードバック制御してもよい。例えば、制御装置８は、交流電圧と交流電流力率改善制御部を備えることができる。

１ 電力変換装置、 ２ 電力システム、 ３ 直流電源、 ４ 交流負荷、
５ 直流端、 ６ 交流端、 ７ 電力回路、 ８ 制御装置、
１１ 直流フィルタ回路、 １２ インバータ回路、
１３ リアクトル回路、 １４ 交流フィルタ回路、 １５ 電流センサ
２１ 指令値設定部、 ２２ 周波数設定部、 ２３ フィードバック制御部、
２４、２２４ ゲイン設定部、 ２５ 比較部、 ２６ 駆動部。

Claims (7)

1. 複数のスイッチング素子（Ｔｒ１−Ｔｒ４）を所定のスイッチング周波数でスイッチング駆動することにより直流電力を交流電力に変換し、交流出力を供給するインバータ回路（１２）と、
   前記交流出力が正弦波となるように前記インバータ回路をフィードバック制御する制御装置（８）とを備え、
   前記制御装置は、
   前記交流出力の山部および谷部における前記スイッチング周波数を、前記交流出力のゼロクロス付近における前記スイッチング周波数より低く設定する周波数設定部（２２）を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記スイッチング周波数が最低値となるボトム点は、前記交流出力のピーク点およびボトム点に対して１／８周期の範囲内（±４５°）にあることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記周波数設定部は、前記交流出力の変化に同期して三角波状に前記スイッチング周波数を設定することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記周波数設定部は、前記交流出力の変化に同期して台形波状に前記スイッチング周波数を設定することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記制御装置は、さらに、前記フィードバック制御により制御量を決定するためのゲインが、前記スイッチング周波数の変化に同期して変化するように前記ゲインを設定するゲイン設定部（２２４）を備えることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の電力変換装置。
6. 前記ゲイン設定部は、前記交流出力の変化に同期して正弦波状に前記ゲインを設定することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記ゲイン設定部は、前記交流出力の変化に同期して三角波状に前記ゲインを設定することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。

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