JPS6152119A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPS6152119A JPS6152119A JP59173726A JP17372684A JPS6152119A JP S6152119 A JPS6152119 A JP S6152119A JP 59173726 A JP59173726 A JP 59173726A JP 17372684 A JP17372684 A JP 17372684A JP S6152119 A JPS6152119 A JP S6152119A
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- sine wave
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ｃ産業上の利用分野〕
本発明は、周波数および振幅制御のインバータを有する
電源装置に係り、特に上記インバータを制御する基準正
弦波を発生する基準正弦波発生回路の構成に関するもの
である。
電源装置に係り、特に上記インバータを制御する基準正
弦波を発生する基準正弦波発生回路の構成に関するもの
である。
第２図は上記電源装置の一例を示す全体構成図である。
同図において、１は１次巻線１ａが商用電源２に接続さ
れたトランスであり、２次＠線成する整流回路３．平滑
コンデンサ４，５、昇圧チョッパ回路６、主インバータ
７、フィルタ８に接続されている。９はサイリスクを用
いたスイソチ１０．１１より成る切換スイッチ部であり
、出力端子１２に接続された図示しない負荷に対し、直
送回路りとＣＶＣＦ主回路主回路流れかを切換る。一方
、１３は商用型＃ｉ２の停電等の異常時にスイッチ手段
としてのサイリスク１４を介して主インバータフの入力
側に直流電力を出力する補償装置としての蓄電器である
。この装置１３としてフライホイール付発電電動機を用
いてもよい。
れたトランスであり、２次＠線成する整流回路３．平滑
コンデンサ４，５、昇圧チョッパ回路６、主インバータ
７、フィルタ８に接続されている。９はサイリスクを用
いたスイソチ１０．１１より成る切換スイッチ部であり
、出力端子１２に接続された図示しない負荷に対し、直
送回路りとＣＶＣＦ主回路主回路流れかを切換る。一方
、１３は商用型＃ｉ２の停電等の異常時にスイッチ手段
としてのサイリスク１４を介して主インバータフの入力
側に直流電力を出力する補償装置としての蓄電器である
。この装置１３としてフライホイール付発電電動機を用
いてもよい。
ここで、整流回路３はブリッジ接続のダイオード３ａよ
り成り、昇圧チョッパ回路６はチョークコイル６ａとト
ランジスタ６ｂとダイオード６Ｃより成り、主インバー
タ７はブリッジ接続のトランジスタ７ａと、このトラン
ジスタ７ａに並列接続されたダイオード７ｂより成り、
フィルタ８はチョークコイル８ａとコイデンサ８ｂより
成っている。
り成り、昇圧チョッパ回路６はチョークコイル６ａとト
ランジスタ６ｂとダイオード６Ｃより成り、主インバー
タ７はブリッジ接続のトランジスタ７ａと、このトラン
ジスタ７ａに並列接続されたダイオード７ｂより成り、
フィルタ８はチョークコイル８ａとコイデンサ８ｂより
成っている。
一方、１５は商用型ｔＡ２の停電等の異常を検出する異
常検出手段としての電源異常検出装置であり、異常時に
はＨレベルを出力してサイリスク１４を点弧して閉成し
、蓄電器１３から直流電力がＣＶＣＦ主回路主回路流さ
れる。１６は、通常は商用電源２と位相同期し、停電等
の電源異常時には自らほぼ商用電源２と等しい周波数の
正弦波を主インバータ７の出力にもとづき振幅制御した
基準正弦波を出力する基準正弦波発生回路、１７は上記
基（Ｖ正弦波より十分に高い周波数の三角波を出力する
基本波発生回路である。１８は上記各発生回路１６．１
７からの出力を比較して制御信号を主インバータ７に出
力するインバータ制御信号発生回路であり、上記各発生
回路１６．１７からの出力を差動入力とするコンパレー
タ１８ａとこのコンパレータ１８ａからの出力パルスを
増幅するベースアンプ１８ｂより構成され、パルス幅変
調されたインバータ制御信号が各トランジスタ７ａのベ
ース端子に出力される。従って、主インバータ７からは
商用電源２から整流回路３を介して入力される直流また
は蓄電器１３からの直流が上記インバータ制御信号によ
り周波数８振幅制御された所定周波数、所定振幅の交流
が出力される。
常検出手段としての電源異常検出装置であり、異常時に
はＨレベルを出力してサイリスク１４を点弧して閉成し
、蓄電器１３から直流電力がＣＶＣＦ主回路主回路流さ
れる。１６は、通常は商用電源２と位相同期し、停電等
の電源異常時には自らほぼ商用電源２と等しい周波数の
正弦波を主インバータ７の出力にもとづき振幅制御した
基準正弦波を出力する基準正弦波発生回路、１７は上記
基（Ｖ正弦波より十分に高い周波数の三角波を出力する
基本波発生回路である。１８は上記各発生回路１６．１
７からの出力を比較して制御信号を主インバータ７に出
力するインバータ制御信号発生回路であり、上記各発生
回路１６．１７からの出力を差動入力とするコンパレー
タ１８ａとこのコンパレータ１８ａからの出力パルスを
増幅するベースアンプ１８ｂより構成され、パルス幅変
調されたインバータ制御信号が各トランジスタ７ａのベ
ース端子に出力される。従って、主インバータ７からは
商用電源２から整流回路３を介して入力される直流また
は蓄電器１３からの直流が上記インバータ制御信号によ
り周波数８振幅制御された所定周波数、所定振幅の交流
が出力される。
以上のように構成された該電源装置において、上記基準
正弦波発生回路１６は従来第３図に示すように４１・ｉ
成されていた。同図において、１９゜２０は第２図に示
したＣＶＣＦ主回路主回路流入力Ｅｉｎおよび交流出力
ＥｏｕＬを降圧して取り出すトランス、２１は上記トラ
ンス１９がらの出力位相を９０°遅らせる９０”移相器
、２２は上記９０°移和器２１の出力とトランス２ｏの
出力を入力とする掛算器、２３はローパスフィルタ、２
４は上記ローパスフィルタ２３がらの直流電圧にもとづ
く周波数で発振し、入力なき場合はほぼ電源周波数で発
振する自走可能な電圧制御発振器（ＶＣＯ） 、２５は
上記電圧制御発振器２４がらの発振周波数の一周期を所
定ビットの２進コードに変換するバイナリカウンタ、２
６はあらがじめデジタル正弦波値（Ｓ ＩＮＯ’ 〜Ｓ
ＩＮ３６０’ ）が記憶されたＲＯＭ、２７は上記Ｒ
ＯＭ２６がらバイナリカウンタ２５のカウント値にもと
づきＳ売み出されたデジタル正弦波値をアナログ変換に
変換する振幅制御可能なり／Ａコンバーク、２８は上記
Ｄ／Ａコンバーク２７の出力レベルを第２図に示したイ
ンバータ制御信号発生回路１８のコンパレータ１８ａの
入力レベルに調整して出力するバッファアンプである。
正弦波発生回路１６は従来第３図に示すように４１・ｉ
成されていた。同図において、１９゜２０は第２図に示
したＣＶＣＦ主回路主回路流入力Ｅｉｎおよび交流出力
ＥｏｕＬを降圧して取り出すトランス、２１は上記トラ
ンス１９がらの出力位相を９０°遅らせる９０”移相器
、２２は上記９０°移和器２１の出力とトランス２ｏの
出力を入力とする掛算器、２３はローパスフィルタ、２
４は上記ローパスフィルタ２３がらの直流電圧にもとづ
く周波数で発振し、入力なき場合はほぼ電源周波数で発
振する自走可能な電圧制御発振器（ＶＣＯ） 、２５は
上記電圧制御発振器２４がらの発振周波数の一周期を所
定ビットの２進コードに変換するバイナリカウンタ、２
６はあらがじめデジタル正弦波値（Ｓ ＩＮＯ’ 〜Ｓ
ＩＮ３６０’ ）が記憶されたＲＯＭ、２７は上記Ｒ
ＯＭ２６がらバイナリカウンタ２５のカウント値にもと
づきＳ売み出されたデジタル正弦波値をアナログ変換に
変換する振幅制御可能なり／Ａコンバーク、２８は上記
Ｄ／Ａコンバーク２７の出力レベルを第２図に示したイ
ンバータ制御信号発生回路１８のコンパレータ１８ａの
入力レベルに調整して出力するバッファアンプである。
なお、上記Ｄ／Ａコンバータ２７の振幅制御端子にはオ
ペアンプ２９から基準電源３０により設定される基準電
圧とトランス２０から全波整流器３１．フィルタ３２を
介して入力されるＣＶＣＦ主回路主回路流電圧に対応し
た直流電圧との差動出力が入力されている。
ペアンプ２９から基準電源３０により設定される基準電
圧とトランス２０から全波整流器３１．フィルタ３２を
介して入力されるＣＶＣＦ主回路主回路流電圧に対応し
た直流電圧との差動出力が入力されている。
従来の基準正弦波発生回路１６は以上のように構成され
、商用型ｍｚからの交流入力とＣＶＣＦ主回路主回路流
出力の位相差が９０°移相器２１゜掛算器２２を介して
検出され、ローパスフィルタ２３を介して取り出された
直流分により電圧制御発振器２４から上記位相差にもと
づき自走周波数を増減した発振周波数が得られる。上記
発振周波数はバイナリカウンタ２５により２進コードに
変換され、この２進コードによりＲＯＭ２６からカウン
ト速度に対応した周期でデジタル正弦波値が読み出され
る。Ｄ／Ａコンバータ２７は上記デジタル正弦波値をア
ナログ変換するとともに、ＣＶＣＦ主回路主回路流出力
の所定振幅からの増滅に反比例したオペアンプ２９から
の差動出力にもとづき振幅制御した基準正弦波を出力す
る。
、商用型ｍｚからの交流入力とＣＶＣＦ主回路主回路流
出力の位相差が９０°移相器２１゜掛算器２２を介して
検出され、ローパスフィルタ２３を介して取り出された
直流分により電圧制御発振器２４から上記位相差にもと
づき自走周波数を増減した発振周波数が得られる。上記
発振周波数はバイナリカウンタ２５により２進コードに
変換され、この２進コードによりＲＯＭ２６からカウン
ト速度に対応した周期でデジタル正弦波値が読み出され
る。Ｄ／Ａコンバータ２７は上記デジタル正弦波値をア
ナログ変換するとともに、ＣＶＣＦ主回路主回路流出力
の所定振幅からの増滅に反比例したオペアンプ２９から
の差動出力にもとづき振幅制御した基準正弦波を出力す
る。
従来装置は以上のような構成の基準正弦波発生回路１６
により商用電源２からの交流入力とＣＶＣＦ主回路主回
路流出力の位相差を零にすべく、また商用電源２の停電
等の異常時には自らほぼ電源周波数に等しい正弦波を上
記交流出力の振幅を所定振幅に一致させるように振幅制
御して基準正弦波を得ている。しかしながら、上記従来
構成においては、高価な掛算器２２．ＲＯＭ２６゜Ｄ／
Ａコンバータ２７等を用いなければならず装置がコスト
高となるとともに、回路が複雑となって信頼性が゛低下
するという問題点を有していた。
により商用電源２からの交流入力とＣＶＣＦ主回路主回
路流出力の位相差を零にすべく、また商用電源２の停電
等の異常時には自らほぼ電源周波数に等しい正弦波を上
記交流出力の振幅を所定振幅に一致させるように振幅制
御して基準正弦波を得ている。しかしながら、上記従来
構成においては、高価な掛算器２２．ＲＯＭ２６゜Ｄ／
Ａコンバータ２７等を用いなければならず装置がコスト
高となるとともに、回路が複雑となって信頼性が゛低下
するという問題点を有していた。
本発明は、このような問題点を解消するためになされた
もので基準正弦波発生回路を安価な部品を用いかつ最小
限の部品点数により）１ζ成することにより、低コスト
かつ高信頼性の電源装置を得ることを目的とするもので
ある。
もので基準正弦波発生回路を安価な部品を用いかつ最小
限の部品点数により）１ζ成することにより、低コスト
かつ高信頼性の電源装置を得ることを目的とするもので
ある。
本発明に係る電源装置は、基準正弦波発生回路を、入力
直流電圧の大きさに応じて出力周波数の変化する自走形
歪弦波発振器と、この自走形歪弦波発振器の出力と電源
からの交流入力との位相差を検出し、この位相差に相当
する直流電圧をこの幅を制御する振幅制御回路と、主イ
ンパークの出力の振幅の大きさにもとづきこの振幅制御
回路を制御する振幅検出回路とから構成したものである
。
直流電圧の大きさに応じて出力周波数の変化する自走形
歪弦波発振器と、この自走形歪弦波発振器の出力と電源
からの交流入力との位相差を検出し、この位相差に相当
する直流電圧をこの幅を制御する振幅制御回路と、主イ
ンパークの出力の振幅の大きさにもとづきこの振幅制御
回路を制御する振幅検出回路とから構成したものである
。
本発明においては、自走形歪弦波発振器と位相検出器に
より通常は電源に位相同期し、電源の停電等の異常時に
は電源周波数に等しい正弦波が発生され、振幅制御回路
より振幅検出回路の出力にもとづき振幅が調整された所
定周波数の基準正弦波が出力される。
より通常は電源に位相同期し、電源の停電等の異常時に
は電源周波数に等しい正弦波が発生され、振幅制御回路
より振幅検出回路の出力にもとづき振幅が調整された所
定周波数の基準正弦波が出力される。
第１図は本発明による電源装置の基準正弦波発生回路の
一実施例を示すブロック図であり、第３図と同一または
相当部分には同一符号を用いている。同図において、３
３は通常の位相ロックループ（ＰＬＬ）用ＩＣを用いた
位相検出器、３４は入力直流電圧の大きさに応じて出力
周波数の変化する自走形歪弦波発振器であり、電圧制御
膨潤波数可変正弦波発振用ＩＣ１例えばインターシル社
の８０３８型のＩＣが用いられ、外付けされた抵抗３５
．コンデンサ３６により定められた時定数にもとづく自
走時の周波数が入力直流電圧により増減される。上記位
相検出器３３はトランス１９で降圧された商用電源から
の交流入力と上記自走形歪弦波発振器３４り出力周波数
を入力し、それらの位相差に対応して出力される直流電
圧が抵抗３７、コンデンサ３８で構成されたローパスフ
ィルタ３９を介して自走形歪弦波発振器３４に入力され
ている。なお、自走形歪弦波発振器３４の自走時の発振
周波数は抵抗３５．コデンサ３６により電源周波数にほ
ぼ等しくなるようにあらかじめ設定されζいる。一方、
４０は上記自走形歪弦波発振器３４の出力周波数の振幅
を制御する振幅制御回路であり、抵抗４１を介して負帰
還されたオペアンプ４２とこのオペアンプ４２の反転端
子に抵抗４３を介して接続された電界効果トランジスタ
４４とから構成され、オペアンプ４２の非反転端子には
上記自走形歪弦波発振器３４からの出力周波数が入力さ
れ、電界効果トランジスタ４４のゲート端子にはオペア
ンプ２９からの差動出力が入力されている。なお、本実
施例においては、従来例と同様な全波整流器３１．フィ
ルタ３２．基準電源３０を有するオペアンプ２９により
振幅検出回路４５が構成れている。
一実施例を示すブロック図であり、第３図と同一または
相当部分には同一符号を用いている。同図において、３
３は通常の位相ロックループ（ＰＬＬ）用ＩＣを用いた
位相検出器、３４は入力直流電圧の大きさに応じて出力
周波数の変化する自走形歪弦波発振器であり、電圧制御
膨潤波数可変正弦波発振用ＩＣ１例えばインターシル社
の８０３８型のＩＣが用いられ、外付けされた抵抗３５
．コンデンサ３６により定められた時定数にもとづく自
走時の周波数が入力直流電圧により増減される。上記位
相検出器３３はトランス１９で降圧された商用電源から
の交流入力と上記自走形歪弦波発振器３４り出力周波数
を入力し、それらの位相差に対応して出力される直流電
圧が抵抗３７、コンデンサ３８で構成されたローパスフ
ィルタ３９を介して自走形歪弦波発振器３４に入力され
ている。なお、自走形歪弦波発振器３４の自走時の発振
周波数は抵抗３５．コデンサ３６により電源周波数にほ
ぼ等しくなるようにあらかじめ設定されζいる。一方、
４０は上記自走形歪弦波発振器３４の出力周波数の振幅
を制御する振幅制御回路であり、抵抗４１を介して負帰
還されたオペアンプ４２とこのオペアンプ４２の反転端
子に抵抗４３を介して接続された電界効果トランジスタ
４４とから構成され、オペアンプ４２の非反転端子には
上記自走形歪弦波発振器３４からの出力周波数が入力さ
れ、電界効果トランジスタ４４のゲート端子にはオペア
ンプ２９からの差動出力が入力されている。なお、本実
施例においては、従来例と同様な全波整流器３１．フィ
ルタ３２．基準電源３０を有するオペアンプ２９により
振幅検出回路４５が構成れている。
本実施例による電源装置の基準正弦波発生回路は以上の
ようにｈ？ｊ成され、商用電源２の正常時には位相検出
器３３の作用により時定形正弦波発振器３４からは電源
電圧に位相同期した一定振幅の正弦波が、また停電等の
電源異常時にほぼ電源周波数に等しい一定振幅の正弦波
が振幅制御回路４０のオペアンプ４２に出力される。こ
こで、上記オペアンプ４２は、抵抗４１．４３および電
界効果トランリ′尺グ４４の抵抗値をＲｆ、Ｒｉ。
ようにｈ？ｊ成され、商用電源２の正常時には位相検出
器３３の作用により時定形正弦波発振器３４からは電源
電圧に位相同期した一定振幅の正弦波が、また停電等の
電源異常時にほぼ電源周波数に等しい一定振幅の正弦波
が振幅制御回路４０のオペアンプ４２に出力される。こ
こで、上記オペアンプ４２は、抵抗４１．４３および電
界効果トランリ′尺グ４４の抵抗値をＲｆ、Ｒｉ。
ＲｒｅＬとすると、そのゲインは（Ｒ「（・ＬトＲｉ＋
Ｒｆ）／ （Ｒｆｅｔ＋Ｒｉ）となり、電界狗箔旨五・
′ツタの抵抗値の変動にもとづき、入力された正弦波の
振幅を制御する。つまり、ＣＶＣＦ主回路主回路流；を
出力の振幅が小さくなると、オペアンプ２９からの差動
出力は増加し、それにともなって電界効果小うノソ゛ス
フ４４の抵抗値が小さくなるのでオペアンプ４２のゲイ
ンが大きくなり、逆に交流出力の振幅が大きくなると電
界効果トランｉ“°スフ４４の抵抗値が大きくなってオ
ペアンプ４２のゲインは小さくなる。従って上記オペア
ンプ４２からは電源正常時には電源電圧に位相同期し、
電源異常時にはほぼ電源周波数に等しくなる正弦波を、
ＣＶＣＦ主回路主回路流出力振幅が 所定振幅に一致す
るように振幅制御した基準正弦波が出力される。
Ｒｆ）／ （Ｒｆｅｔ＋Ｒｉ）となり、電界狗箔旨五・
′ツタの抵抗値の変動にもとづき、入力された正弦波の
振幅を制御する。つまり、ＣＶＣＦ主回路主回路流；を
出力の振幅が小さくなると、オペアンプ２９からの差動
出力は増加し、それにともなって電界効果小うノソ゛ス
フ４４の抵抗値が小さくなるのでオペアンプ４２のゲイ
ンが大きくなり、逆に交流出力の振幅が大きくなると電
界効果トランｉ“°スフ４４の抵抗値が大きくなってオ
ペアンプ４２のゲインは小さくなる。従って上記オペア
ンプ４２からは電源正常時には電源電圧に位相同期し、
電源異常時にはほぼ電源周波数に等しくなる正弦波を、
ＣＶＣＦ主回路主回路流出力振幅が 所定振幅に一致す
るように振幅制御した基準正弦波が出力される。
、 なお、上記基準正弦波にもとづき周波数・振幅制
御されて主インバータ７から出力される電源電圧に位相
同期した所定周波数、所定振幅の交流出力はフィルタ８
を通ることにより若干位相ずれが〔発明の効果〕 以上説明したように本発明による電ｔＡ’ｉ装置によれ
ば、基準正弦波発生回路を、入力直流電圧の大きさに応
じて出力周波数の変化する自走形正弦波発振器と、この
自走形正弦波発振器の出力と電源からの交流入力との位
相差を検出し、この位相差に相当する直流電圧をこの自
走形正弦波発振器に入力として供給する位相検出器と、
上記自走形正弦波発振器の出力周波数の振幅を制御する
振幅制御回路と、主インパークの出力の振幅の大きさに
もとづきこの振幅制御回路を制御する振幅検出回路とか
ら構成し、上記振幅検出回路の出力にもとづき振幅が調
整された所定周波数の基準正弦波を出力するようにした
ので、安価な部品を使用でき、かつ部品点数を最小限に
抑えることができるので、低コストかつ高信頼性の電源
装置が得られるという効果がある。
御されて主インバータ７から出力される電源電圧に位相
同期した所定周波数、所定振幅の交流出力はフィルタ８
を通ることにより若干位相ずれが〔発明の効果〕 以上説明したように本発明による電ｔＡ’ｉ装置によれ
ば、基準正弦波発生回路を、入力直流電圧の大きさに応
じて出力周波数の変化する自走形正弦波発振器と、この
自走形正弦波発振器の出力と電源からの交流入力との位
相差を検出し、この位相差に相当する直流電圧をこの自
走形正弦波発振器に入力として供給する位相検出器と、
上記自走形正弦波発振器の出力周波数の振幅を制御する
振幅制御回路と、主インパークの出力の振幅の大きさに
もとづきこの振幅制御回路を制御する振幅検出回路とか
ら構成し、上記振幅検出回路の出力にもとづき振幅が調
整された所定周波数の基準正弦波を出力するようにした
ので、安価な部品を使用でき、かつ部品点数を最小限に
抑えることができるので、低コストかつ高信頼性の電源
装置が得られるという効果がある。
第１図は本発明による電源装置の基準正弦波発生回路の
一実施例を示すブロック図、第２図は電源装置の一例を
示す全体構成図、第３図は従来の基準正弦波発生回路の
一例を示すブロック図である。 ２・・・電源、３・・・整流回路、７・・・主インパー
ク、１３・・・補償装置、１４・・・スイッチ手段、１
５・・・異常検出手段、１６・・・基準正弦波発生回路
、１７・・・基本波発生回路、１８・・・インバータ制
御信号発生回路、３３・・・位相検出器、３４・・・自
走形正弦波発振器、４０・・・振幅制御回路、４５・・
・振幅検出回路、Ｓ・・・主回路。 なお、図中同一または相当部分には同一符号を用いてい
る。 代理人 大 岩 増 雄 （はが２名）４０：坂幅
御Ｊ姉回ｂ ４５：雰浄検出回陸 手続補正書輸発 昭和ｊｉｏ年５月７１日 特許庁長官殿 参
１、事件の表示 特願昭５９−１７３７２６号２、
発明の名称 電源装置 ３、補正をする者 代表者片山仁へ部 ５、補正の対象 特許請求の範囲、発明の詳細な説明、図面の欄。 ６、補正の内容 （１）特許請求の範囲を別紙の通り補正する。 （２）明細書第４頁第６行目「基本波発生回路」とある
のを「三角波発生回路」と補正する。 （３）同書第５頁第１０行目「電源周波数」とあるのを
「（電源周波数）×（バイナリカウンタ１周期数）」と
補正する。 ＩＡ１？書第１０頁第５行目乃至第６行目、第１２０行
目に「出力周波数」とあるのを「出力」と補正する。 （５）図面第２図を別紙の通り補正する。 以上 ２、特許請求の範囲 電源からの交流入力を整流する整流回路とこの整流回路
の出力を所定周波数、所定振幅の交流に変換する主イン
バータとを有する主回路と、上記電源の異常を検出する
異常検出手段と、この異常検出手段の出力により閉成す
るスイッチ手段を介して上記主インバータの入力側に直
流を出力する補償装置と、基準正弦波発生回路の出力と
旦負波発生回路の出力とを比較して制御信号を上記主イ
ンバータに出力するインバータ制御信号発生口、路とを
備えた電源装置において、上記基準正弦波発生回路は、
入力直流電圧の大きさに応じて出力周波数の変化する自
走形正弦波発振器と、この自走形正弦波発振器の出力と
上記交流入力との位相差を検出し、この位相差に相当す
る直流電圧をこの自走形正弦波発振器に入力として供給
する位相検出器と、自走形正弦波発振器の出力正五改の
振幅を制御する振幅制御回路と、主インバータの出力の
振幅の大きさにもとづきこの振幅制御回路を制御する振
幅検出回路とから構成し、上記振幅検出回路の出力にも
とづき振幅が調整された所定周波数の基準正弦波を出力
するようにしたことを特徴とする電源装置。
一実施例を示すブロック図、第２図は電源装置の一例を
示す全体構成図、第３図は従来の基準正弦波発生回路の
一例を示すブロック図である。 ２・・・電源、３・・・整流回路、７・・・主インパー
ク、１３・・・補償装置、１４・・・スイッチ手段、１
５・・・異常検出手段、１６・・・基準正弦波発生回路
、１７・・・基本波発生回路、１８・・・インバータ制
御信号発生回路、３３・・・位相検出器、３４・・・自
走形正弦波発振器、４０・・・振幅制御回路、４５・・
・振幅検出回路、Ｓ・・・主回路。 なお、図中同一または相当部分には同一符号を用いてい
る。 代理人 大 岩 増 雄 （はが２名）４０：坂幅
御Ｊ姉回ｂ ４５：雰浄検出回陸 手続補正書輸発 昭和ｊｉｏ年５月７１日 特許庁長官殿 参
１、事件の表示 特願昭５９−１７３７２６号２、
発明の名称 電源装置 ３、補正をする者 代表者片山仁へ部 ５、補正の対象 特許請求の範囲、発明の詳細な説明、図面の欄。 ６、補正の内容 （１）特許請求の範囲を別紙の通り補正する。 （２）明細書第４頁第６行目「基本波発生回路」とある
のを「三角波発生回路」と補正する。 （３）同書第５頁第１０行目「電源周波数」とあるのを
「（電源周波数）×（バイナリカウンタ１周期数）」と
補正する。 ＩＡ１？書第１０頁第５行目乃至第６行目、第１２０行
目に「出力周波数」とあるのを「出力」と補正する。 （５）図面第２図を別紙の通り補正する。 以上 ２、特許請求の範囲 電源からの交流入力を整流する整流回路とこの整流回路
の出力を所定周波数、所定振幅の交流に変換する主イン
バータとを有する主回路と、上記電源の異常を検出する
異常検出手段と、この異常検出手段の出力により閉成す
るスイッチ手段を介して上記主インバータの入力側に直
流を出力する補償装置と、基準正弦波発生回路の出力と
旦負波発生回路の出力とを比較して制御信号を上記主イ
ンバータに出力するインバータ制御信号発生口、路とを
備えた電源装置において、上記基準正弦波発生回路は、
入力直流電圧の大きさに応じて出力周波数の変化する自
走形正弦波発振器と、この自走形正弦波発振器の出力と
上記交流入力との位相差を検出し、この位相差に相当す
る直流電圧をこの自走形正弦波発振器に入力として供給
する位相検出器と、自走形正弦波発振器の出力正五改の
振幅を制御する振幅制御回路と、主インバータの出力の
振幅の大きさにもとづきこの振幅制御回路を制御する振
幅検出回路とから構成し、上記振幅検出回路の出力にも
とづき振幅が調整された所定周波数の基準正弦波を出力
するようにしたことを特徴とする電源装置。
Claims (1)
- 電源からの交流入力を整流する整流回路とこの整流回路
の出力を所定周波数、所定振幅の交流に変換する主イン
バータとを有する主回路と、上記電源の異常を検出する
異常検出手段と、この異常検出手段の出力により閉成す
るスイツチ手段を介して上記主インバータの入力側に直
流を出力する補償装置と、基準正弦波発生回路の出力と
基本波発生回路の出力とを比較して制御信号を上記主イ
ンバータに出力するインバータ制御信号発生回路とを備
えた電源装置において、上記基準正弦波発生回路は、入
力直流電圧の大きさに応じて出力周波数の変化する自走
形正弦波発振器と、この自走形正弦波発振器の出力と上
記交流入力との位相差を検出し、この位相差に相当する
直流電圧をこの自走形正弦波発振器に入力として供給す
る位相検出器と、自走形正弦波発振器の出力周波数の振
幅を制御する振幅制御回路と、主インバータの出力の振
幅の大きさにもとづきこの振幅制御回路を制御する振幅
検出回路とから構成し、上記振幅検出回路の出力にもと
づき振幅が調整された所定周波数の基準正弦波を出力す
るようにしたことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59173726A JPS6152119A (ja) | 1984-08-21 | 1984-08-21 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59173726A JPS6152119A (ja) | 1984-08-21 | 1984-08-21 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6152119A true JPS6152119A (ja) | 1986-03-14 |
Family
ID=15966001
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59173726A Pending JPS6152119A (ja) | 1984-08-21 | 1984-08-21 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6152119A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63244124A (ja) * | 1987-03-30 | 1988-10-11 | Nissin Electric Co Ltd | 瞬時電圧低下補償装置 |
| JP2016010258A (ja) * | 2014-06-25 | 2016-01-18 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52114936A (en) * | 1976-03-19 | 1977-09-27 | Sanken Electric Co Ltd | Nonnservice interruption power supply device |
| JPS57119633A (en) * | 1981-01-16 | 1982-07-26 | Tokyo Shibaura Electric Co | Battery power converter control system |
-
1984
- 1984-08-21 JP JP59173726A patent/JPS6152119A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52114936A (en) * | 1976-03-19 | 1977-09-27 | Sanken Electric Co Ltd | Nonnservice interruption power supply device |
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| JPS63244124A (ja) * | 1987-03-30 | 1988-10-11 | Nissin Electric Co Ltd | 瞬時電圧低下補償装置 |
| JP2016010258A (ja) * | 2014-06-25 | 2016-01-18 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換装置 |
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