JP2838455B2 - 無停電電源装置 - Google Patents
無停電電源装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、無停電電源装置に関
するもので、特にＰＷＭ制御の搬送波をインバータの入
力電圧を入力として作り、インバータの出力電圧が入力
電圧の変動の影響を受けないようにした無停電電源装置
に関する。
するもので、特にＰＷＭ制御の搬送波をインバータの入
力電圧を入力として作り、インバータの出力電圧が入力
電圧の変動の影響を受けないようにした無停電電源装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、無停電電源装置としては、図４に
示すようなものがあった。図４において、例えば１００
Ｖの交流電源１は、整流器２にて倍電圧整流され、２８
０Ｖでインバータ３に入力する。インバータ３は、この
整流入力を電源とし、内蔵するトランジスタ、ＭＯＳ−
ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の制御素子を制御し、周波数が５０
Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流を出力する。又、リアクトル、
コンデンサを用いて波形補正することもある。このイン
バータ３の出力は、スイッチ回路４を介して負荷６に供
給される。このスイッチ回路４は、通常、閉であり、整
流器２、インバータ３等の故障時に、開とする。この故
障時に交流電源１から負荷６へ電力を供給するための商
用スイッチ回路５が設けられている。この商用スイッチ
回路５は、通常時は、開であり、上記の故障時等に、閉
とする。このように、インバータ３のスイッチ回路４又
は商用スイッチ回路５を介して負荷６に電力を供給す
る。蓄電池７は、交流電源１が停電したときダイオード
９を介してインバータ３の直流電源となる。又、通常
時、蓄電池７は、充電器８を介して１８０Ｖに充電され
る。これら、インバータ３、商用スイッチ回路５、イン
バータスイッチ回路４、充電器８を制御するのが制御手
段１０である。又、負荷６に供給する電圧を検出する電
圧検出回路１１が設けられていて、その出力は、制御手
段１０に入力されている。更に、交流電源１とインバー
タ３を同期させるための同期回路１２が設けられてい
て、その出力は、制御手段１０に入力されている。
示すようなものがあった。図４において、例えば１００
Ｖの交流電源１は、整流器２にて倍電圧整流され、２８
０Ｖでインバータ３に入力する。インバータ３は、この
整流入力を電源とし、内蔵するトランジスタ、ＭＯＳ−
ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の制御素子を制御し、周波数が５０
Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流を出力する。又、リアクトル、
コンデンサを用いて波形補正することもある。このイン
バータ３の出力は、スイッチ回路４を介して負荷６に供
給される。このスイッチ回路４は、通常、閉であり、整
流器２、インバータ３等の故障時に、開とする。この故
障時に交流電源１から負荷６へ電力を供給するための商
用スイッチ回路５が設けられている。この商用スイッチ
回路５は、通常時は、開であり、上記の故障時等に、閉
とする。このように、インバータ３のスイッチ回路４又
は商用スイッチ回路５を介して負荷６に電力を供給す
る。蓄電池７は、交流電源１が停電したときダイオード
９を介してインバータ３の直流電源となる。又、通常
時、蓄電池７は、充電器８を介して１８０Ｖに充電され
る。これら、インバータ３、商用スイッチ回路５、イン
バータスイッチ回路４、充電器８を制御するのが制御手
段１０である。又、負荷６に供給する電圧を検出する電
圧検出回路１１が設けられていて、その出力は、制御手
段１０に入力されている。更に、交流電源１とインバー
タ３を同期させるための同期回路１２が設けられてい
て、その出力は、制御手段１０に入力されている。
【０００３】次に、制御手段１０の内部回路について、
図５を参照しながら説明する。図５において、まず、負
荷６への出力電圧Ｖ0(t)が電圧検出回路１１により検出
され、絶対値変換回路２１（具体的には、整流器）に
て、絶対値信号に変換される。この絶対値信号を積分器
２２で平均値信号に変換する。一方、直流で出力電圧の
設定信号が入力される設定信号入力端子２４が設けられ
ており、この設定信号入力端子２４からの設定信号と、
平均値信号とが、誤差増幅器２５で比較され、誤差増幅
信号Ｋ１が出力される。又、全波信号発生器２６が設け
られていて、停電時には内蔵する高周波発振器を分周し
て全波信号を作り、交流電源１が正常時には同期回路１
２の信号により交流電源と位相が同期した全波信号を発
生している。この全波信号発生器２６の出力信号｜Ｓｉ
ｎ（ｗｔ）｜と誤差増幅された誤差増幅信号Ｋ１とが掛
け算器２７で、掛け算される。この掛け算信号と掛け算
信号より高周波の、後述する搬送波作成回路４０により
供給される搬送波ＶC （ｔ）が比較器２８で比較され、
ＰＷＭのパルス幅が決定される。そして、ドライブ回路
２９で、比較器２８の出力信号を受け、インバータ３の
制御素子（３a 〜３d）を駆動する。図３に示すよう
に、搬送波が掛け算信号より高い期間Ｔ１にＨｉｇｈ信
号、低い期間Ｔ２にＬｏｗ信号が比較器２８から出力さ
れ、ドライブ回路２９を介してインバータ３が制御され
る。インバータ３の制御素子３ｄが出力の半サイクルに
ついてオンし、制御素子３ａが上記の信号でオン・オフ
する。インバータ３の入力電圧をＥDC、制御素子３ａの
オン・オフするデューティサイクルをＤ（ｔ）とする
と、負荷への出力電圧Ｖ0 （ｔ）は、 Ｖ0 （ｔ）＝ＥDC・Ｄ（ｔ） ・・・・・・・・（１） となる。即ち、出力電圧は、インバータ３の入力電圧に
比例する。
図５を参照しながら説明する。図５において、まず、負
荷６への出力電圧Ｖ0(t)が電圧検出回路１１により検出
され、絶対値変換回路２１（具体的には、整流器）に
て、絶対値信号に変換される。この絶対値信号を積分器
２２で平均値信号に変換する。一方、直流で出力電圧の
設定信号が入力される設定信号入力端子２４が設けられ
ており、この設定信号入力端子２４からの設定信号と、
平均値信号とが、誤差増幅器２５で比較され、誤差増幅
信号Ｋ１が出力される。又、全波信号発生器２６が設け
られていて、停電時には内蔵する高周波発振器を分周し
て全波信号を作り、交流電源１が正常時には同期回路１
２の信号により交流電源と位相が同期した全波信号を発
生している。この全波信号発生器２６の出力信号｜Ｓｉ
ｎ（ｗｔ）｜と誤差増幅された誤差増幅信号Ｋ１とが掛
け算器２７で、掛け算される。この掛け算信号と掛け算
信号より高周波の、後述する搬送波作成回路４０により
供給される搬送波ＶC （ｔ）が比較器２８で比較され、
ＰＷＭのパルス幅が決定される。そして、ドライブ回路
２９で、比較器２８の出力信号を受け、インバータ３の
制御素子（３a 〜３d）を駆動する。図３に示すよう
に、搬送波が掛け算信号より高い期間Ｔ１にＨｉｇｈ信
号、低い期間Ｔ２にＬｏｗ信号が比較器２８から出力さ
れ、ドライブ回路２９を介してインバータ３が制御され
る。インバータ３の制御素子３ｄが出力の半サイクルに
ついてオンし、制御素子３ａが上記の信号でオン・オフ
する。インバータ３の入力電圧をＥDC、制御素子３ａの
オン・オフするデューティサイクルをＤ（ｔ）とする
と、負荷への出力電圧Ｖ0 （ｔ）は、 Ｖ0 （ｔ）＝ＥDC・Ｄ（ｔ） ・・・・・・・・（１） となる。即ち、出力電圧は、インバータ３の入力電圧に
比例する。
【０００４】搬送波作成回路４０を説明すると、バイア
ス電源Ｂは、掛け算器２７、誤差増幅器２５、比較器２
８等のバイアス電源と共通にされており、通常５〜１５
Ｖに選定されている。抵抗４１、４２と演算増幅器４３
と抵抗４４と増幅用トランジスタ４５によって、定電流
回路が構成され、抵抗４４を介してコンデンサ４９が、
定電流で充電される。スイッチング素子４７の入力端子
４８に高周波のクロック信号が入力すると、スイッチン
グ素子４７は、オンして、コンデンサ４９に充電した電
荷は、スイッチング素子４７を介して放電する。これに
より鋸歯状の搬送波ＶC （ｔ）が出力される。尚、４６
は保護抵抗である。
ス電源Ｂは、掛け算器２７、誤差増幅器２５、比較器２
８等のバイアス電源と共通にされており、通常５〜１５
Ｖに選定されている。抵抗４１、４２と演算増幅器４３
と抵抗４４と増幅用トランジスタ４５によって、定電流
回路が構成され、抵抗４４を介してコンデンサ４９が、
定電流で充電される。スイッチング素子４７の入力端子
４８に高周波のクロック信号が入力すると、スイッチン
グ素子４７は、オンして、コンデンサ４９に充電した電
荷は、スイッチング素子４７を介して放電する。これに
より鋸歯状の搬送波ＶC （ｔ）が出力される。尚、４６
は保護抵抗である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】交流電源が正常のとき
インバータ３の入力電圧は、整流器２で倍電圧整流さ
れ、２８０Ｖ（交流電源が１００Ｖのとき）であり、停
電したとき蓄電池７からインバータ３に直流電圧１８０
Ｖが供給され、インバータ３の入力電圧は１８０Ｖまで
低下する。又、停電から復電すると、インバータ３の入
力電圧は、１８０Ｖから２８０Ｖまで変動する。そし
て、無停電電源装置は、電源変動をまともに受け、フィ
ードバックの制御系の遅れにより安定するまで時間がか
かるという課題を生じていた。
インバータ３の入力電圧は、整流器２で倍電圧整流さ
れ、２８０Ｖ（交流電源が１００Ｖのとき）であり、停
電したとき蓄電池７からインバータ３に直流電圧１８０
Ｖが供給され、インバータ３の入力電圧は１８０Ｖまで
低下する。又、停電から復電すると、インバータ３の入
力電圧は、１８０Ｖから２８０Ｖまで変動する。そし
て、無停電電源装置は、電源変動をまともに受け、フィ
ードバックの制御系の遅れにより安定するまで時間がか
かるという課題を生じていた。
【０００６】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
であり、入力電圧の変動の影響を受けず、応答の速い無
停電電源装置を提供することを目的とする。
であり、入力電圧の変動の影響を受けず、応答の速い無
停電電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流入力を直
流に変換する整流器と、この直流を電源として再度交流
に変換するインバータと、交流入力が停電時に上記イン
バータに直流を入力する蓄電池と、上記インバータをＰ
ＷＭ制御する制御手段とにより構成された無停電電源装
置において、上記ＰＷＭ制御する制御手段に、上記イン
バータの入力電圧を同じく入力とする積分回路と、クロ
ック信号回路とを備え、上記積分回路と上記クロック回
路とによりＰＷＭ制御する搬送波が作られるものであ
る。
流に変換する整流器と、この直流を電源として再度交流
に変換するインバータと、交流入力が停電時に上記イン
バータに直流を入力する蓄電池と、上記インバータをＰ
ＷＭ制御する制御手段とにより構成された無停電電源装
置において、上記ＰＷＭ制御する制御手段に、上記イン
バータの入力電圧を同じく入力とする積分回路と、クロ
ック信号回路とを備え、上記積分回路と上記クロック回
路とによりＰＷＭ制御する搬送波が作られるものであ
る。
【０００８】
【作用】本発明では、整流器が交流入力を直流に変換
し、インバータがこの直流を電源として再度交流に変換
する。又、蓄電池は交流入力が停電時にインバータに直
流を入力する。そして、このインバータをＰＷＭ制御す
るのが制御手段であり、この制御手段には、インバータ
の入力電圧を同じく入力とする積分回路と、クロック信
号回路とが備えられ、この積分回路とクロック回路とに
よりＰＷＭ制御する搬送波が作られる。
し、インバータがこの直流を電源として再度交流に変換
する。又、蓄電池は交流入力が停電時にインバータに直
流を入力する。そして、このインバータをＰＷＭ制御す
るのが制御手段であり、この制御手段には、インバータ
の入力電圧を同じく入力とする積分回路と、クロック信
号回路とが備えられ、この積分回路とクロック回路とに
よりＰＷＭ制御する搬送波が作られる。
【０００９】
【実施例】本発明の一実施例を図面を参照しながら説明
する。図２は、本発明の一実施例のブロック図である。
図２において、インバータ３の入力電圧が制御手段１０
に入力されている。このインバータ３の入力電圧を制御
手段１０に入力している点が、従来と異なり、それによ
って制御手段１０の内部の搬送波作成回路３０も異な
る。その他の構成は、同一である。
する。図２は、本発明の一実施例のブロック図である。
図２において、インバータ３の入力電圧が制御手段１０
に入力されている。このインバータ３の入力電圧を制御
手段１０に入力している点が、従来と異なり、それによ
って制御手段１０の内部の搬送波作成回路３０も異な
る。その他の構成は、同一である。
【００１０】図１は、制御手段１０でインバータ３を制
御するブロック図を示し、搬送波作成回路３０の構成が
異なる以外、従来のものと同様に構成されている。同等
部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
御するブロック図を示し、搬送波作成回路３０の構成が
異なる以外、従来のものと同様に構成されている。同等
部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
【００１１】又、搬送波作成回路３０は、抵抗３１（Ｒ
３１）とコンデンサ３２（Ｃ３２）の積分回路５０を有
し、この搬送波作成回路３０にはインバータ３の入力電
圧が供給されている。この積分回路５０に並列に、抵抗
３３とスイッチング素子３４のクロック回路５１が設け
られ、スイッチング素子３４には、入力端子３５からク
ロック信号が入力するようになっている。
３１）とコンデンサ３２（Ｃ３２）の積分回路５０を有
し、この搬送波作成回路３０にはインバータ３の入力電
圧が供給されている。この積分回路５０に並列に、抵抗
３３とスイッチング素子３４のクロック回路５１が設け
られ、スイッチング素子３４には、入力端子３５からク
ロック信号が入力するようになっている。
【００１２】搬送波作成回路３０は、インバータ３の入
力電圧を受け、積分回路５０の抵抗３１（Ｒ３１）を介
してコンデンサ３２（Ｃ３２）を充電し、このコンデン
サ３２と並列のクロック回路５１のスイッチング素子３
４の入力端子３５にクロック信号を入力させ、スイッチ
ング素子３４をオンさせ、充電電荷を放電し、搬送波を
得ている。このコンデンサ３２の充電電圧Ｖc ( ｔ）
は、入力電圧ＥDC、Ｃ３２、Ｒ３１の積分回路で、 Ｖc ( ｔ）＝ＥDC（１−ｅ-t/(c32R31) ）・・・・・（２） となる。Ｖc ( ｔ）のピーク値を従来の図５と同じピー
ク値（約６Ｖ）に、コンデンサ３２を図５のコンデンサ
４９と同じ値、クロック周波数も同じとして設計する
と、理想的に、定電流でコンデンサ３２を充電したとき
のコンデンサ３２のピーク値と、インバータ３の入力電
圧で積分回路５０のコンデンサ３２の充電を行ったとき
のピーク値との誤差は−１．１％となる。この程度の値
では、精度上問題はほとんどない。
力電圧を受け、積分回路５０の抵抗３１（Ｒ３１）を介
してコンデンサ３２（Ｃ３２）を充電し、このコンデン
サ３２と並列のクロック回路５１のスイッチング素子３
４の入力端子３５にクロック信号を入力させ、スイッチ
ング素子３４をオンさせ、充電電荷を放電し、搬送波を
得ている。このコンデンサ３２の充電電圧Ｖc ( ｔ）
は、入力電圧ＥDC、Ｃ３２、Ｒ３１の積分回路で、 Ｖc ( ｔ）＝ＥDC（１−ｅ-t/(c32R31) ）・・・・・（２） となる。Ｖc ( ｔ）のピーク値を従来の図５と同じピー
ク値（約６Ｖ）に、コンデンサ３２を図５のコンデンサ
４９と同じ値、クロック周波数も同じとして設計する
と、理想的に、定電流でコンデンサ３２を充電したとき
のコンデンサ３２のピーク値と、インバータ３の入力電
圧で積分回路５０のコンデンサ３２の充電を行ったとき
のピーク値との誤差は−１．１％となる。この程度の値
では、精度上問題はほとんどない。
【００１３】一方、比較器２８の入力の搬送波Ｖc (
ｔ）と掛け算器２７の出力信号Ｋ１・｜Ｓｉｎ（ｗｔ）
｜により決定されるデューティサイクルＤ（ｔ）は、 Ｄ（ｔ）＝Ｋ１・｜Ｓｉｎ（ｗｔ）｜／ＶC （ｔ）・・・（３） となる。（放電時間を０とする）式（１）、（２）、
（３）により、負荷６への出力電圧Ｖ0 （ｔ）は、 Ｖ0(ｔ）＝ＥDC・Ｋ１・｜Ｓｉｎ（ｗｔ）｜／( ＥDC( １−ｅ-t/(c32R31) )) ＝Ｋ１・｜Ｓｉｎ（ｗｔ）｜／（１−ｅ-t/(c32R31) ） となる。
ｔ）と掛け算器２７の出力信号Ｋ１・｜Ｓｉｎ（ｗｔ）
｜により決定されるデューティサイクルＤ（ｔ）は、 Ｄ（ｔ）＝Ｋ１・｜Ｓｉｎ（ｗｔ）｜／ＶC （ｔ）・・・（３） となる。（放電時間を０とする）式（１）、（２）、
（３）により、負荷６への出力電圧Ｖ0 （ｔ）は、 Ｖ0(ｔ）＝ＥDC・Ｋ１・｜Ｓｉｎ（ｗｔ）｜／( ＥDC( １−ｅ-t/(c32R31) )) ＝Ｋ１・｜Ｓｉｎ（ｗｔ）｜／（１−ｅ-t/(c32R31) ） となる。
【００１４】即ち、出力電圧Ｖ0 （ｔ）は、インバータ
３の入力電圧の影響を受けないことになる。従って、交
流電源が正常時から停電に、又、停電から復電になって
も出力電圧はインバータ３の変動している入力電圧の影
響を受けない。又、分母のｅ-t/(c32R31) は高周波のク
ロック時間で規制されるため出力電圧Ｖ0 （ｔ）の変化
は小さく、短時間で収束する。
３の入力電圧の影響を受けないことになる。従って、交
流電源が正常時から停電に、又、停電から復電になって
も出力電圧はインバータ３の変動している入力電圧の影
響を受けない。又、分母のｅ-t/(c32R31) は高周波のク
ロック時間で規制されるため出力電圧Ｖ0 （ｔ）の変化
は小さく、短時間で収束する。
【００１５】
【発明の効果】本発明では、インバータの入力電圧を入
力として積分することにより搬送波を作成するので、出
力電圧は入力電圧の変動の影響を受けず、安定するまで
の応答が速いという効果を奏する。
力として積分することにより搬送波を作成するので、出
力電圧は入力電圧の変動の影響を受けず、安定するまで
の応答が速いという効果を奏する。
【図１】この発明の一実施例の制御手段のブロック図で
ある。
ある。
【図２】この発明の一実施例に係る無停電電源装置のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】従来の搬送波と掛け算信号を比較した波形図で
ある。
ある。
【図４】従来の無停電電源装置のブロック図である。
【図５】従来の制御手段のブロック図である。
１ 交流電源 ２ 整流器 ３ インバータ ４ インバータ側のスイッチ回路 ５ 商用側のスイッチ回路 ６ 負荷 ７ 蓄電池 ８ 充電器 ９ ダイオード １０ 制御手段 １１ 電圧検出回路 １２ 同期回路 ５０ 積分回路 ５１ クロック回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西尾 尚 大阪府大阪市東淀川区淡路２丁目14番３ 号 株式会社三社電機製作所内 (56)参考文献 特開 平１−91665（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−202272（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−30689（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H02J 9/06
Claims (1)
- 【請求項１】 交流入力を直流に変換する整流器と、こ
の直流を電源として再度交流に変換するインバータと、
交流入力が停電時に上記インバータに直流を入力する蓄
電池と、上記インバータをＰＷＭ制御する制御手段とに
より構成された無停電電源装置において、上記ＰＷＭ制
御する制御手段に、上記インバータの入力電圧を同じく
入力とする積分回路と、クロック信号回路とを備え、上
記積分回路と上記クロック回路とによりＰＷＭ制御する
搬送波が作られることを特徴とする無停電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4073448A JP2838455B2 (ja) | 1992-02-24 | 1992-02-24 | 無停電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4073448A JP2838455B2 (ja) | 1992-02-24 | 1992-02-24 | 無停電電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05236757A JPH05236757A (ja) | 1993-09-10 |
| JP2838455B2 true JP2838455B2 (ja) | 1998-12-16 |
Family
ID=13518520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4073448A Expired - Fee Related JP2838455B2 (ja) | 1992-02-24 | 1992-02-24 | 無停電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2838455B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6431199B2 (ja) * | 2015-07-24 | 2018-11-28 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源装置 |
-
1992
- 1992-02-24 JP JP4073448A patent/JP2838455B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05236757A (ja) | 1993-09-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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