JP2508362B2 - 整流回路 - Google Patents
整流回路Info
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- JP2508362B2 JP2508362B2 JP13080190A JP13080190A JP2508362B2 JP 2508362 B2 JP2508362 B2 JP 2508362B2 JP 13080190 A JP13080190 A JP 13080190A JP 13080190 A JP13080190 A JP 13080190A JP 2508362 B2 JP2508362 B2 JP 2508362B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は整流回路に関するもので、さらに詳しく言え
ばその交流入力電流が正弦波に近似でき、直流出力電圧
の負荷に対する変動が抑制できる整流回路に関するもの
である。
ばその交流入力電流が正弦波に近似でき、直流出力電圧
の負荷に対する変動が抑制できる整流回路に関するもの
である。
従来の技術 近年、交流入力電流が正弦波に近似できる整流回路が
注目されている。このような整流回路の例を第２図によ
り説明する。すなわち、第２図において、交流電源１か
らの交流を整流する整流器４をダイオードD1,D2,D3,D4
が逆並列接続された４個のトランジスタ41,42,43,44で
構成し、かつこの整流器４と交流電源１との間に交流リ
アクトル２と交流入力電流検出器15とを介挿し、基準正
弦波発生回路13によって得られる交流入力電圧に同期し
た基準正弦波Ｓを掛算器12に入力し、誤差増幅器11によ
って得られる直流出力電圧V0と基準電圧Vrefとの間の誤
差電圧Verによって前記基準正弦波Ｓを振幅変調し、こ
の振幅変調波形Saと前記交流入力電流検出器15によって
検出され、増幅器16によって増幅された交流入力電流Ii
の対応値Iaとを誤差増幅器14によって誤差増幅し、この
誤差正弦波Serと基準正弦波Ｓとを比較器17で比較して
前記誤差正弦迫Serを零にする補正正弦波Scを出力さ
せ、この補正正弦波Scと搬送波としての三角波ＶΔとを
比較器18で比較し、駆動回路19を介して前記トランジス
タ41,42,43,44の駆動パルスを得るものである。
注目されている。このような整流回路の例を第２図によ
り説明する。すなわち、第２図において、交流電源１か
らの交流を整流する整流器４をダイオードD1,D2,D3,D4
が逆並列接続された４個のトランジスタ41,42,43,44で
構成し、かつこの整流器４と交流電源１との間に交流リ
アクトル２と交流入力電流検出器15とを介挿し、基準正
弦波発生回路13によって得られる交流入力電圧に同期し
た基準正弦波Ｓを掛算器12に入力し、誤差増幅器11によ
って得られる直流出力電圧V0と基準電圧Vrefとの間の誤
差電圧Verによって前記基準正弦波Ｓを振幅変調し、こ
の振幅変調波形Saと前記交流入力電流検出器15によって
検出され、増幅器16によって増幅された交流入力電流Ii
の対応値Iaとを誤差増幅器14によって誤差増幅し、この
誤差正弦波Serと基準正弦波Ｓとを比較器17で比較して
前記誤差正弦迫Serを零にする補正正弦波Scを出力さ
せ、この補正正弦波Scと搬送波としての三角波ＶΔとを
比較器18で比較し、駆動回路19を介して前記トランジス
タ41,42,43,44の駆動パルスを得るものである。
このような整流回路の動作をさらに詳しく説明する。
直流出力電圧V0は抵抗10−１、10−２、10−３で分圧さ
れて誤差増幅器11の反転入力端子に入力され、その非反
転入力端子に入力された基準電圧Vrefと比較増幅されて
出力に誤差電圧Verを得るように構成する。一方、交流
電源１から同期信号が入力される基準正弦波発生回路13
から得られた基準正弦波Ｓは、前記誤差電圧Verととも
に掛算器12に入力されて振幅変調される。この振幅変調
された基準正弦波Saの振幅は、直流出力電圧V0が大の時
に小になり、直流出力電圧V0が小の時に大になるように
構成する。そして、この振幅変調された基準正弦波Saは
誤差増幅器14の非反転入力端子に入力され、その反転入
力端子には、分流器15で検出された交流入力電流Iiが増
幅器16を介してその対応値Iaに変換されて入力される。
この動作は、交流入力電流Iiが大であれば直流出力電圧
V0は小になるため、前述した振幅変調によって基準正弦
波の振幅を大にし、交流入力電流Iiが小であれば直流出
力電圧V0は大になるため、前述した振幅変調によって基
準正弦波の振幅を小にし、誤差増幅器14に入力される
Sa,Iaを適正なレベルに制御しようというものである。
この誤差増幅器14の出力、すなわち誤差正弦波Serは比
較器17の反転入力端子に入力され、その非反転入力端子
に入力された基準正弦波Ｓと比較されてその出力に誤差
正弦波Serを零にするような補正正弦波Scを出力する。
この補正正弦波Scは比較器18の非反転入力端子に入力さ
れ、その反転入力端子に入力された搬送波としての三角
波ＶΔと比較されてその出力に制御信号を得るように構
成されている。
直流出力電圧V0は抵抗10−１、10−２、10−３で分圧さ
れて誤差増幅器11の反転入力端子に入力され、その非反
転入力端子に入力された基準電圧Vrefと比較増幅されて
出力に誤差電圧Verを得るように構成する。一方、交流
電源１から同期信号が入力される基準正弦波発生回路13
から得られた基準正弦波Ｓは、前記誤差電圧Verととも
に掛算器12に入力されて振幅変調される。この振幅変調
された基準正弦波Saの振幅は、直流出力電圧V0が大の時
に小になり、直流出力電圧V0が小の時に大になるように
構成する。そして、この振幅変調された基準正弦波Saは
誤差増幅器14の非反転入力端子に入力され、その反転入
力端子には、分流器15で検出された交流入力電流Iiが増
幅器16を介してその対応値Iaに変換されて入力される。
この動作は、交流入力電流Iiが大であれば直流出力電圧
V0は小になるため、前述した振幅変調によって基準正弦
波の振幅を大にし、交流入力電流Iiが小であれば直流出
力電圧V0は大になるため、前述した振幅変調によって基
準正弦波の振幅を小にし、誤差増幅器14に入力される
Sa,Iaを適正なレベルに制御しようというものである。
この誤差増幅器14の出力、すなわち誤差正弦波Serは比
較器17の反転入力端子に入力され、その非反転入力端子
に入力された基準正弦波Ｓと比較されてその出力に誤差
正弦波Serを零にするような補正正弦波Scを出力する。
この補正正弦波Scは比較器18の非反転入力端子に入力さ
れ、その反転入力端子に入力された搬送波としての三角
波ＶΔと比較されてその出力に制御信号を得るように構
成されている。
このような制御信号によってトランジスタ41,42,43,4
4のオン、オフ期間を制御すると、交流入力電流Iiを正
弦波状にすることができる。
4のオン、オフ期間を制御すると、交流入力電流Iiを正
弦波状にすることができる。
発明が解決しようとする課題 上記のような整流回路では、負荷電流が増加すると、
それに対応して直流出力電圧V0が小になり、交流入力電
流Iiが大になることを用い、基準正弦波Ｓの振幅を大に
して増幅器14に入力されるSaを適正なレベルに制御して
いるが、広い範囲の負荷変動に対しては追従できず、直
流出力電圧V0が低下するという欠点があった。
それに対応して直流出力電圧V0が小になり、交流入力電
流Iiが大になることを用い、基準正弦波Ｓの振幅を大に
して増幅器14に入力されるSaを適正なレベルに制御して
いるが、広い範囲の負荷変動に対しては追従できず、直
流出力電圧V0が低下するという欠点があった。
課題を解決するための手段 上記課題を解決するため、本発明の整流回路は、交流
電源からの交流を整流する整流器を、ダイオードが逆並
列接続されたトランジスタで構成し、かつこの整流器と
交流電源との間に交流リアクトルと交流入力電流検出器
とを介挿するとともに、負荷電流検出器を設け、交流入
力電圧に同期した基準正弦波を、直流出力電圧と前記負
荷電流検出器の出力に対応させた補正基準電圧との間の
補正誤差電圧によって振幅変調し、この振幅変調波形と
交流入力電流の対応値とから誤差正弦波を出力させると
ともに、この誤差正弦波を零にする補正正弦波と搬送液
とを比較して交流入力電流を正弦波に近似させるような
前記トランジスタの駆動パルスを得ることを特徴とする
ものである。
電源からの交流を整流する整流器を、ダイオードが逆並
列接続されたトランジスタで構成し、かつこの整流器と
交流電源との間に交流リアクトルと交流入力電流検出器
とを介挿するとともに、負荷電流検出器を設け、交流入
力電圧に同期した基準正弦波を、直流出力電圧と前記負
荷電流検出器の出力に対応させた補正基準電圧との間の
補正誤差電圧によって振幅変調し、この振幅変調波形と
交流入力電流の対応値とから誤差正弦波を出力させると
ともに、この誤差正弦波を零にする補正正弦波と搬送液
とを比較して交流入力電流を正弦波に近似させるような
前記トランジスタの駆動パルスを得ることを特徴とする
ものである。
作用 基準正弦波を振幅変調するための誤差電圧を出力させ
るのに用いられる基準電圧を、負荷電流に対応させて変
化させているので、直流出力電圧の負荷に対する変動を
抑制することができる。
るのに用いられる基準電圧を、負荷電流に対応させて変
化させているので、直流出力電圧の負荷に対する変動を
抑制することができる。
実施例 以下、本発明の実施例を第１図により説明する。
第１図において、第２図と同じ機能を備えたものには
同じ符号を付して以下の説明を省略する。本発明の特徴
は、負荷電流ILを検出するための負荷電流検出器５を設
けるとともに、この負荷電流検出器５の出力Ｌと基準電
圧Vrefとを加算器20に入力して補正基準電圧Vref-cを出
力させ、この補正基準電圧Vref-cと直流出力電圧V0の分
圧電圧とを誤差増幅器11に入力して基準正弦波Ｓを振幅
変調するための補正誤差電圧Ver-cを得るようにしたこ
とである。すなわち、負荷電流ILが大になると、前記負
荷電流検出器５の出力Ｌが大になって補正基準電圧V
ref-cは大になるから、補正誤差電圧Ver-cは小になり、
振幅変調によって基準正弦波の振幅を大にすることがで
き、また、負荷電流ILが小になると、前記負荷電流検出
器５の出力Ｌが小になって補正基準電圧Vref-cは小にな
るから、補正誤差電圧Ver-cは大になり、振幅変調によ
って基準正弦波の振幅を小にすることができ、広い範囲
の負荷変動に対しても、調査増幅器14に入力されるSaを
適正なレベルに制御することができ、それに伴う直流出
力電圧V0の低下を小さくすることができる。
同じ符号を付して以下の説明を省略する。本発明の特徴
は、負荷電流ILを検出するための負荷電流検出器５を設
けるとともに、この負荷電流検出器５の出力Ｌと基準電
圧Vrefとを加算器20に入力して補正基準電圧Vref-cを出
力させ、この補正基準電圧Vref-cと直流出力電圧V0の分
圧電圧とを誤差増幅器11に入力して基準正弦波Ｓを振幅
変調するための補正誤差電圧Ver-cを得るようにしたこ
とである。すなわち、負荷電流ILが大になると、前記負
荷電流検出器５の出力Ｌが大になって補正基準電圧V
ref-cは大になるから、補正誤差電圧Ver-cは小になり、
振幅変調によって基準正弦波の振幅を大にすることがで
き、また、負荷電流ILが小になると、前記負荷電流検出
器５の出力Ｌが小になって補正基準電圧Vref-cは小にな
るから、補正誤差電圧Ver-cは大になり、振幅変調によ
って基準正弦波の振幅を小にすることができ、広い範囲
の負荷変動に対しても、調査増幅器14に入力されるSaを
適正なレベルに制御することができ、それに伴う直流出
力電圧V0の低下を小さくすることができる。
発明の効果 実施例において詳述した如く、本発明の整流回路は、
広い範囲の負荷変動に対しても、直流出力電圧の低下を
小さくすることができ、しかも歪の少ない正弦波状の交
流入力電流を得ることができる。
広い範囲の負荷変動に対しても、直流出力電圧の低下を
小さくすることができ、しかも歪の少ない正弦波状の交
流入力電流を得ることができる。
第１図は本発明の整流回路の回路図、第２図は従来の整
流回路の回路図である。 ２……交流リアクトル、３……コンデンサ ４……整流器、５……負荷電流検出器 11,14……誤差増幅器、12……掛算器 13……基準正弦波発生回路 15……交流入力電流検出器 17,18……比較器、20……加算器
流回路の回路図である。 ２……交流リアクトル、３……コンデンサ ４……整流器、５……負荷電流検出器 11,14……誤差増幅器、12……掛算器 13……基準正弦波発生回路 15……交流入力電流検出器 17,18……比較器、20……加算器
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源からの交流を整流する整流器をダ
イオードが逆並列接続されたトランジスタで構成し、か
つこの整流器と交流電源との間に交流リアクトルと交流
入力電流検出器とを介挿するとともに、負荷電流を検出
する負荷電流検出器を設け、基準正弦波発生回路によっ
て得られる交流入力電圧に同期した基準正弦波を、直流
出力電圧と前記負荷電流検出器の出力に対応させた補正
基準電圧との間の補正誤差電圧とともに掛算器に入力し
て振幅変調し、この振幅変調波形と交流入力電流の対応
値とを誤差増幅器に入力して誤差正弦波を出力させ、こ
の誤差正弦波と前記基準正弦波とを比較し、誤差正弦波
を零にする補正正弦波を出力し、この補正正弦波と搬送
波とを比較し、交流入力電流を正弦波に近似させるよう
な前記トランジスタの駆動パルスを得ることを特徴とす
る整流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13080190A JP2508362B2 (ja) | 1990-05-21 | 1990-05-21 | 整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13080190A JP2508362B2 (ja) | 1990-05-21 | 1990-05-21 | 整流回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0426373A JPH0426373A (ja) | 1992-01-29 |
| JP2508362B2 true JP2508362B2 (ja) | 1996-06-19 |
Family
ID=15043030
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13080190A Expired - Lifetime JP2508362B2 (ja) | 1990-05-21 | 1990-05-21 | 整流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2508362B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6084786A (en) * | 1999-01-29 | 2000-07-04 | Hamilton Sundstrand Corporation | Converter system with power factor and DC ripple control |
-
1990
- 1990-05-21 JP JP13080190A patent/JP2508362B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0426373A (ja) | 1992-01-29 |
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