JP3590175B2 - Ｐｗｍコンバ−タ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電源を直流電源に変換するＰＷＭコンバータに係り、特に交流電源のピーク電圧より低い直流電源を供給するＰＷＭコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は従来技術の説明のための主回路構成を示すもので、１は系統電源、２は系統インピーダンス、３は変流器、４はスイッチング素子とそれに逆並列接続されるダイオードからブリッジ構成されたＰＷＭ変換器、５はコンデンサ、６は直流負荷である。
すなわち、交流電源である系統電源１を入力とするＰＷＭ変換器４と、ＰＷＭ変換器４の直流側に並列接続されるコンデンサ５とより、直流負荷６に給電するものである。
ここで、ＰＷＭ変換器４は図示しない制御回路によりそのスイッチング素子が駆動されるものであって、変流器３により電源電流Ｉｓが検出され、コンデンサ５の両端電圧である直流電圧Ｖｄが得られ、その直流電圧Ｖｄが一定になるように、しかも電源電流Ｉｓが高調波成分を含まずかつ基本波力率が１となるように、スイッチング素子のオンオフ制御が行われるものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この種のＰＷＭコンバータにおいては、直流電圧Ｖｄが電源電圧Ｖｓのピーク値より低く設定される場合、電源電流Ｉｓの高調波電流は抑制できても基本波力率を１とすることができない、という不具合を有するものであった。
しかして本発明の目的とするところは、電源電圧のピーク値より直流電圧を低くしても、高調波成分を含まない基本波力率１の電源電流が得られる格別なＰＷＭコンバータを、提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであって、つぎの如く構成して成る。すなわち、
単相交流電源の一方の電源側がダイオードブリッジを介して接続され他方の電源側が交流リアクトルを介して接続されるＰＷＭ変換器と、ＰＷＭ変換器の直流側に並列接続される第１のコンデンサと、ダイオードブリッジの直流側に並列接続される第２のコンデンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサの正負両端間にそれぞれ巻線が接続される相間リアクトルとを備えるとともに、
その制御回路を、直流電圧指令と第２のコンデンサの直流電圧との差を増幅して基本波ピーク電流指令を得る第１の信号発生手段と、基本波ピーク電流指令と電源電圧とより単相交流電源に同相の基本波電流指令を得る第２の信号発生手段と、基本波電流指令と電源電流との差より基本波電圧指令を得る第３の信号発生手段と、電源電流より高調波成分を検出する手段と、高調波成分より高調波電圧指令を得る第４の信号発生手段とを具備して構成し、
基本波電圧指令と高調波電圧指令を加算して電圧指令となしＰＷＭ変換器を駆動するようにしたものである。
【０００５】
かかる解決手段により、ＰＷＭコンバータは、直流電圧が直流電圧指令と同一電圧になるように基本波電圧制御を行い、また電源電流高調波成分を減少させるように高調波電圧制御を行うものとなる。
したがって、ＰＷＭ変換器は基本波および高調波電圧源として動作し、交流電源の一部を分担する如くに効用され、ダイオードブリッジの直流側電圧を低くでき、高調波電流が除去されかつ基本波力率が１となる電源電流を流し得る、作用効果を奏するものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】
特に、その制御回路の具体例は、
（イ） 直流電圧指令より直流電圧を減算し電圧偏差を得る第１の減算器、
（ロ） 第１の減算器出力の電圧偏差を増幅して基本波ピーク電流指令を得る増幅器、
（ハ） 増幅器出力の基本波ピーク電流指令と電源電圧とより基本波電流指令を得る掛算器、
（ニ） 掛算器出力の基本波電流指令より電源電流を減算して電流偏差を得る第２の減算器、
（ホ） 第２の減算器出力の電流偏差をＫ１ 倍して基本波電圧指令を得る第１のゲイン、
（ヘ） 電源電流より高調波成分より検出する高調波成分検出器、
（ト） 高調波成分検出器出力の高調波成分をＫ２ 倍して高調波電圧指令を得る第２のゲイン、
（チ） 第１のゲイン出力の基本波電圧指令と第２のゲイン出力の高調波電圧指令を加算して電圧指令を得る加算器、
（リ） 加算器出力の電圧指令を入力としてＰＷＭ変換器のスイッチング素子を駆動するゲイン駆動器
を設けて成るものである。
さらに、本発明を図面を参照して、詳細説明する。
【０００７】
【実施例】
図１は図４に類して表した本発明の一実施例の主回路構成を示すもので、４′はＰＷＭ変換器、５′，９はコンデンサ、６′は直流負荷、７はダイオードＤ１ 〜Ｄ４ からなるダイオードブリッジ、８は交流リアクトル、１０は相間リアクトルである。
すなわち、ＰＷＭ変換器４′は、系統電源１の一方をダイオードブリッジ７を介して入力し、系統電源１の他方を交流リアクトル８を介して入力し、ＰＷＭ変換器４′の直流側にコンデンサ９を並列接続してなる。
また、ダイオードブリッジ７の直流側にコンデンサ５′および直流負荷６′が並列接続されてなる。
さらには、コンデンサ５′，９の正負間に相間リアクトル１０が配されてなるものである。
【０００８】
図２は図１の各部波形を示すものであって、ＶｃはＰＷＭ変換器４′と交流リアクトル８の合成電圧、ＩＤ１，ＩＤ３はダイオードブリッジ７のダイオードＤ１ ，ダイオードＤ１ と同一極性側に接続されるダイオードＤ３ に流れるダイオード電流、Ｉｓは系統電源１に流れる電源電流、Ｖｓは電源電圧をそれぞれ示す。
かかる図１および図２を、図３を参照して説明する。
【０００９】
図３は本発明の一実施例の制御回路を示すもので、１１，１４は減算器、１２は増幅器、１３は掛算器、１５，１８はゲイン、１６は加算器、１７は高調波成分検出器、１９はゲート駆動器である。
図３において、減算器１１は直流電圧指令Ｖｄ＊とコンデンサ５′両端の直流電圧Ｖｄとを比較し、電圧偏差ΔＶを増幅器１２に出力する。
増幅器１２は、電圧偏差ΔＶを増幅して基本波ピーク電流指令Ｉｍを、掛算器１３に出力する。
掛算器１３は、電源電圧Ｖｓと基本波ピーク電流指令Ｉｍを掛け算し、系統電源１と同相の基本波電流指令Ｉ＊を得て、減算器１４に出力する。
【００１０】
減算器１４は、基本波電流指令Ｉ＊と電源電流Ｉｓとを比較し、電流偏差ΔＩをゲイン１５に出力する。
ゲイン１５は、電流偏差ΔＩにＫ１ 倍のうえ基本波電圧指令Ｖａ＊として、加算器１６に出力する。
さらに、高調波成分検出器１７は電源電流Ｉｓを入力し、電源電流の電流高調波成分Ｉｈをゲイン１８に出力する。
ゲイン１８は、電流高調波成分ＩｈにＫ２ 倍のうえ高調波電圧指令Ｖｈ＊として、加算器１６に出力する。
加算器１６は、基本波電圧指令Ｖａ＊と高調波電圧指令Ｖｈ＊とを加算し、電圧指令Ｖ＊を得る。
ゲート駆動器１９は電圧指令Ｖ＊によりＰＷＭ変換器４′のスイッチング素子を駆動し得る、ことは明らかである。
【００１１】
かようなＰＷＭ変換器４′の制御により、ＰＷＭ変換器４′と交流リアクトル８の合成電圧Ｖｃは電圧指令Ｖ＊と同一波形となり、例えば図示のような波形となる。
このとき、ダイオードブリッジ７のダイオード電流ＩＤ１，ＩＤ３は図示の如き正弦波半波の波形となり、電源電流Ｉｓは正弦波状で基本波力率１の波形が得られるものとなる。
ここで、ＰＷＭ変換器４′が基本波電圧制御を行うと、コンデンサ９にエネルギーが蓄積されるものの、相間リアクトル１０を通してコンデンサ５′に送られ、コンデンサ５′，９の直流電圧はほぼ同一となる。
【００１２】
なお相間リアクトル１０は、ＰＷＭ変換器４′のスイッチングに基づくリップル電流をコンデンサ５′に流さないようにするためのものであって、小さいインダクタンス値のもので十分である。
また、ゲート駆動器１９は、具体的には電圧指令Ｖ＊を入力して、ヒステリシス回路を通して「１」または「０」の信号を発生し、ＰＷＭ変換器４′のスイッチング素子を駆動するものであってよい。
さらにまた、図１に示される回路構成においては、ダイオードブリッジおよび相間リアクトルが安価なものであって、そのコストアップ分は僅かなものであることは勿論である。
【００１３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ＰＷＭ変換器により基本波および高調波電圧制御を行うことにより、ダイオードブリッジの直流電圧を交流電源電圧より下げ得るとともに、高調波電流を抑制した基本波力率１の電源電流が得られる簡便な構成の装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の一実施例の主回路構成を示す回路図である。
【図２】図２は図１の各部波形を示す図である。
【図３】図３は本発明の一実施例の制御回路構成を示す系統図である。
【図４】図４は従来例の主回路構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 系統電源
２ 系統インピーダンス
３ 変流器
４ ＰＷＭ変換器
４′ ＰＷＭ変換器
５ コンデンサ
５′ コンデンサ
６ 直流負荷
６′ 直流負荷
７ ダイオードブリッジ
８ 交流リアクトル
９ コンデンサ
１０ 相間リアクトル
１２ 増幅器
１３ 掛算器
１５ ゲイン
１７ 高周波成分検出器
１８ ゲイン
１９ ゲート駆動器
Ｖｓ 電源電圧
Ｉｓ 電源電流
Ｖｄ 直流電圧
Ｖｄ＊ 直流電圧指令
Ｖｃ 合成電圧
ＩＤ１ ダイオード電流
ＩＤ３ ダイオード電流
ΔＶ 電圧偏差
Ｉｍ 基本波ピーク電流指令
Ｉ＊ 基本波電流指令
ΔＩ 電流偏差
Ｖａ＊ 基本波電圧指令
Ｉｈ 電流高調波成分
Ｖｈ＊ 高調波電圧指令
Ｖ＊ 電圧指令
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電源を直流電源に変換するＰＷＭコンバータに係り、特に交流電源のピーク電圧より低い直流電源を供給するＰＷＭコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は従来技術の説明のための主回路構成を示すもので、１は系統電源、２は系統インピーダンス、３は変流器、４はスイッチング素子とそれに逆並列接続されるダイオードからブリッジ構成されたＰＷＭ変換器、５はコンデンサ、６は直流負荷である。
すなわち、交流電源である系統電源１を入力とするＰＷＭ変換器４と、ＰＷＭ変換器４の直流側に並列接続されるコンデンサ５とより、直流負荷６に給電するものである。
ここで、ＰＷＭ変換器４は図示しない制御回路によりそのスイッチング素子が駆動されるものであって、変流器３により電源電流Ｉｓが検出され、コンデンサ５の両端電圧である直流電圧Ｖｄが得られ、その直流電圧Ｖｄが一定になるように、しかも電源電流Ｉｓが高調波成分を含まずかつ基本波力率が１となるように、スイッチング素子のオンオフ制御が行われるものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この種のＰＷＭコンバータにおいては、直流電圧Ｖｄが電源電圧Ｖｓのピーク値より低く設定される場合、電源電流Ｉｓの高調波電流は抑制できても基本波力率を１とすることができない、という不具合を有するものであった。
しかして本発明の目的とするところは、電源電圧のピーク値より直流電圧を低くしても、高調波成分を含まない基本波力率１の電源電流が得られる格別なＰＷＭコンバータを、提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであって、つぎの如く構成して成る。すなわち、
単相交流電源の一方の電源側がダイオードブリッジを介して接続され他方の電源側が交流リアクトルを介して接続されるＰＷＭ変換器と、ＰＷＭ変換器の直流側に並列接続される第１のコンデンサと、ダイオードブリッジの直流側に並列接続される第２のコンデンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサの正負両端間にそれぞれ巻線が接続される相間リアクトルとを備えるとともに、
その制御回路を、直流電圧指令と第２のコンデンサの直流電圧との差を増幅して基本波ピーク電流指令を得る第１の信号発生手段と、基本波ピーク電流指令と電源電圧とより単相交流電源に同相の基本波電流指令を得る第２の信号発生手段と、基本波電流指令と電源電流との差より基本波電圧指令を得る第３の信号発生手段と、電源電流より高調波成分を検出する手段と、高調波成分より高調波電圧指令を得る第４の信号発生手段とを具備して構成し、
基本波電圧指令と高調波電圧指令を加算して電圧指令となしＰＷＭ変換器を駆動するようにしたものである。
【０００５】
かかる解決手段により、ＰＷＭコンバータは、直流電圧が直流電圧指令と同一電圧になるように基本波電圧制御を行い、また電源電流高調波成分を減少させるように高調波電圧制御を行うものとなる。
したがって、ＰＷＭ変換器は基本波および高調波電圧源として動作し、交流電源の一部を分担する如くに効用され、ダイオードブリッジの直流側電圧を低くでき、高調波電流が除去されかつ基本波力率が１となる電源電流を流し得る、作用効果を奏するものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】
特に、その制御回路の具体例は、
（イ） 直流電圧指令より直流電圧を減算し電圧偏差を得る第１の減算器、
（ロ） 第１の減算器出力の電圧偏差を増幅して基本波ピーク電流指令を得る増幅器、
（ハ） 増幅器出力の基本波ピーク電流指令と電源電圧とより基本波電流指令を得る掛算器、
（ニ） 掛算器出力の基本波電流指令より電源電流を減算して電流偏差を得る第２の減算器、
（ホ） 第２の減算器出力の電流偏差をＫ１ 倍して基本波電圧指令を得る第１のゲイン、
（ヘ） 電源電流より高調波成分より検出する高調波成分検出器、
（ト） 高調波成分検出器出力の高調波成分をＫ２ 倍して高調波電圧指令を得る第２のゲイン、
（チ） 第１のゲイン出力の基本波電圧指令と第２のゲイン出力の高調波電圧指令を加算して電圧指令を得る加算器、
（リ） 加算器出力の電圧指令を入力としてＰＷＭ変換器のスイッチング素子を駆動するゲイン駆動器
を設けて成るものである。
さらに、本発明を図面を参照して、詳細説明する。
【０００７】
【実施例】
図１は図４に類して表した本発明の一実施例の主回路構成を示すもので、４′はＰＷＭ変換器、５′，９はコンデンサ、６′は直流負荷、７はダイオードＤ１ 〜Ｄ４ からなるダイオードブリッジ、８は交流リアクトル、１０は相間リアクトルである。
すなわち、ＰＷＭ変換器４′は、系統電源１の一方をダイオードブリッジ７を介して入力し、系統電源１の他方を交流リアクトル８を介して入力し、ＰＷＭ変換器４′の直流側にコンデンサ９を並列接続してなる。
また、ダイオードブリッジ７の直流側にコンデンサ５′および直流負荷６′が並列接続されてなる。
さらには、コンデンサ５′，９の正負間に相間リアクトル１０が配されてなるものである。
【０００８】
図２は図１の各部波形を示すものであって、ＶｃはＰＷＭ変換器４′と交流リアクトル８の合成電圧、ＩＤ１，ＩＤ３はダイオードブリッジ７のダイオードＤ１ ，ダイオードＤ１ と同一極性側に接続されるダイオードＤ３ に流れるダイオード電流、Ｉｓは系統電源１に流れる電源電流、Ｖｓは電源電圧をそれぞれ示す。
かかる図１および図２を、図３を参照して説明する。
【０００９】
図３は本発明の一実施例の制御回路を示すもので、１１，１４は減算器、１２は増幅器、１３は掛算器、１５，１８はゲイン、１６は加算器、１７は高調波成分検出器、１９はゲート駆動器である。
図３において、減算器１１は直流電圧指令Ｖｄ＊とコンデンサ５′両端の直流電圧Ｖｄとを比較し、電圧偏差ΔＶを増幅器１２に出力する。
増幅器１２は、電圧偏差ΔＶを増幅して基本波ピーク電流指令Ｉｍを、掛算器１３に出力する。
掛算器１３は、電源電圧Ｖｓと基本波ピーク電流指令Ｉｍを掛け算し、系統電源１と同相の基本波電流指令Ｉ＊を得て、減算器１４に出力する。
【００１０】
減算器１４は、基本波電流指令Ｉ＊と電源電流Ｉｓとを比較し、電流偏差ΔＩをゲイン１５に出力する。
ゲイン１５は、電流偏差ΔＩにＫ１ 倍のうえ基本波電圧指令Ｖａ＊として、加算器１６に出力する。
さらに、高調波成分検出器１７は電源電流Ｉｓを入力し、電源電流の電流高調波成分Ｉｈをゲイン１８に出力する。
ゲイン１８は、電流高調波成分ＩｈにＫ２ 倍のうえ高調波電圧指令Ｖｈ＊として、加算器１６に出力する。
加算器１６は、基本波電圧指令Ｖａ＊と高調波電圧指令Ｖｈ＊とを加算し、電圧指令Ｖ＊を得る。
ゲート駆動器１９は電圧指令Ｖ＊によりＰＷＭ変換器４′のスイッチング素子を駆動し得る、ことは明らかである。
【００１１】
かようなＰＷＭ変換器４′の制御により、ＰＷＭ変換器４′と交流リアクトル８の合成電圧Ｖｃは電圧指令Ｖ＊と同一波形となり、例えば図示のような波形となる。
このとき、ダイオードブリッジ７のダイオード電流ＩＤ１，ＩＤ３は図示の如き正弦波半波の波形となり、電源電流Ｉｓは正弦波状で基本波力率１の波形が得られるものとなる。
ここで、ＰＷＭ変換器４′が基本波電圧制御を行うと、コンデンサ９にエネルギーが蓄積されるものの、相間リアクトル１０を通してコンデンサ５′に送られ、コンデンサ５′，９の直流電圧はほぼ同一となる。
【００１２】
なお相間リアクトル１０は、ＰＷＭ変換器４′のスイッチングに基づくリップル電流をコンデンサ５′に流さないようにするためのものであって、小さいインダクタンス値のもので十分である。
また、ゲート駆動器１９は、具体的には電圧指令Ｖ＊を入力して、ヒステリシス回路を通して「１」または「０」の信号を発生し、ＰＷＭ変換器４′のスイッチング素子を駆動するものであってよい。
さらにまた、図１に示される回路構成においては、ダイオードブリッジおよび相間リアクトルが安価なものであって、そのコストアップ分は僅かなものであることは勿論である。
【００１３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ＰＷＭ変換器により基本波および高調波電圧制御を行うことにより、ダイオードブリッジの直流電圧を交流電源電圧より下げ得るとともに、高調波電流を抑制した基本波力率１の電源電流が得られる簡便な構成の装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の一実施例の主回路構成を示す回路図である。
【図２】図２は図１の各部波形を示す図である。
【図３】図３は本発明の一実施例の制御回路構成を示す系統図である。
【図４】図４は従来例の主回路構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 系統電源
２ 系統インピーダンス
３ 変流器
４ ＰＷＭ変換器
４′ ＰＷＭ変換器
５ コンデンサ
５′ コンデンサ
６ 直流負荷
６′ 直流負荷
７ ダイオードブリッジ
８ 交流リアクトル
９ コンデンサ
１０ 相間リアクトル
１２ 増幅器
１３ 掛算器
１５ ゲイン
１７ 高周波成分検出器
１８ ゲイン
１９ ゲート駆動器
Ｖｓ 電源電圧
Ｉｓ 電源電流
Ｖｄ 直流電圧
Ｖｄ＊ 直流電圧指令
Ｖｃ 合成電圧
ＩＤ１ ダイオード電流
ＩＤ３ ダイオード電流
ΔＶ 電圧偏差
Ｉｍ 基本波ピーク電流指令
Ｉ＊ 基本波電流指令
ΔＩ 電流偏差
Ｖａ＊ 基本波電圧指令
Ｉｈ 電流高調波成分
Ｖｈ＊ 高調波電圧指令
Ｖ＊ 電圧指令
Claims (1)
- 単相交流電源を得るＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ変換器のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを具備するＰＷＭコンバータにおいて、
単相交流電源の一方の電源側がダイオードブリッジを介して接続され他方の電源側が交流リアクトルを介して接続されるＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ変換器の直流側に並列接続される第１のコンデンサと、前記ダイオードブリッジの直流側に並列接続される第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサの正負両端間にそれぞれ巻線が接続される相間リアクトルとを備えるとともに、
前記制御回路を、直流電圧指令と第２のコンデンサの直流電圧との差を増幅して基本波ピーク電流指令を得る第１の信号発生手段と、該基本波ピーク電流指令と電源電圧とより単相交流電源に同相の基本波電流指令を得る第２の信号発生手段と、該基本波電流指令と電源電流との差より基本波電圧指令を得る第３の信号発生手段と、前記電源電流より高調波成分を検出する手段と、該高調波成分より高調波電圧指令を得る第４の信号発生手段とを具備して構成し、
前記基本波電圧指令と高調波電圧指令を加算して電圧指令となし前記ＰＷＭ変換器を駆動するようにしたことを特徴とするＰＷＭコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34599895A JP3590175B2 (ja) | 1995-12-11 | 1995-12-11 | Ｐｗｍコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34599895A JP3590175B2 (ja) | 1995-12-11 | 1995-12-11 | Ｐｗｍコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09163750A JPH09163750A (ja) | 1997-06-20 |
| JP3590175B2 true JP3590175B2 (ja) | 2004-11-17 |
Family
ID=18380446
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34599895A Expired - Fee Related JP3590175B2 (ja) | 1995-12-11 | 1995-12-11 | Ｐｗｍコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3590175B2 (ja) |
-
1995
- 1995-12-11 JP JP34599895A patent/JP3590175B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09163750A (ja) | 1997-06-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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