JPS58103878A - Ｐｗｍインバ−タ回路 - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タ回路Info
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- JPS58103878A JPS58103878A JP57213478A JP21347882A JPS58103878A JP S58103878 A JPS58103878 A JP S58103878A JP 57213478 A JP57213478 A JP 57213478A JP 21347882 A JP21347882 A JP 21347882A JP S58103878 A JPS58103878 A JP S58103878A
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- circuit
- inverter
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- output signal
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
輔（光！
本発明は高調波成分が減少した出方信号を発生するパル
ス幅変調インバータ回路に関する。
ス幅変調インバータ回路に関する。
供士要約するご、本発明は高調波成分の減少した出力信
号を発生するパルス幅変調インバータ回路に関する。こ
のインバータ回路は、ろ波された基本パルス幅変調信号
を発生する第７の回路を備えている。この第イの回路に
は第コの回路が電気的に結合されておって、第７の回路
からの信号およびそれと共に被制御信号とろ波された基
本パルス幅変調信号との和を受ける。
号を発生するパルス幅変調インバータ回路に関する。こ
のインバータ回路は、ろ波された基本パルス幅変調信号
を発生する第７の回路を備えている。この第イの回路に
は第コの回路が電気的に結合されておって、第７の回路
からの信号およびそれと共に被制御信号とろ波された基
本パルス幅変調信号との和を受ける。
この第コの回路は高調波成分の減少された出方信号を発
生する。
生する。
戴」婢−轡
パルス幅変調トランジスタ・インバータ回路は周知であ
る。この種の現在知られているインバータ回路は一般に
パルス幅変調波形サイクル当りＪまたは／ｊのパルスで
動作している。勿論サイクル当り任意数のパルスも可能
であることは言うまでもない。所与の出力波形および所
与のサイクル当りのパルス数から高調波成分を算出して
、その結果を品質の尺度である正弦波と比較することが
できる。
る。この種の現在知られているインバータ回路は一般に
パルス幅変調波形サイクル当りＪまたは／ｊのパルスで
動作している。勿論サイクル当り任意数のパルスも可能
であることは言うまでもない。所与の出力波形および所
与のサイクル当りのパルス数から高調波成分を算出して
、その結果を品質の尺度である正弦波と比較することが
できる。
この型のインバータ回路１こおいては、多くの問題が低
高調波成分の正弦波を得ることを困難にしている。これ
ら問題のうちの典型的な問題は、負荷および電源特性な
らびにインバータにおけるスイッチング過渡現象から生
ずるものである。スイッチの非線形性に厘えて可変スイ
ッチング時間が有限であることならびに負荷が、インバ
ータ・トランジスタ回路の正弦波出力に不完全性もしく
は欠陥を斎らしている。
高調波成分の正弦波を得ることを困難にしている。これ
ら問題のうちの典型的な問題は、負荷および電源特性な
らびにインバータにおけるスイッチング過渡現象から生
ずるものである。スイッチの非線形性に厘えて可変スイ
ッチング時間が有限であることならびに負荷が、インバ
ータ・トランジスタ回路の正弦波出力に不完全性もしく
は欠陥を斎らしている。
インバータ回路出力の高調波成分を減少することが望°
ま′しいものであることは、クライン（Ｋ１のｉｎ）の
米国特許第３９’１９４４−号明細書にも記述されてお
り、この目的でこの米国特許明細書化は１つのインバー
タが用いられている。これら一つのインバータは共通の
負荷に電力を供給するように接ηされている。高調波成
分は、インバータを、変成器によって相互接続し、もっ
て高調波電圧を成る程度打ち消すようにすることにより
減少されており、そしてインバータのうちの７つの出力
電力の主成分が変換されることなく直接用いられている
。しかしながら、追って述べる本発明のように、クライ
ン（Ｋ１・ｉｎ）の米国特許明細書には、ろ波された基
本ＰＷＭ信号と、所望波形の信号および該ろ波された基
本ＰＷＭ信号の和の関数である他のインバータからの被
制御信号とを加算することにより高調波成分を減少した
出力信号を発生するインバータ回路に関してはなんら示
唆するところがない。
ま′しいものであることは、クライン（Ｋ１のｉｎ）の
米国特許第３９’１９４４−号明細書にも記述されてお
り、この目的でこの米国特許明細書化は１つのインバー
タが用いられている。これら一つのインバータは共通の
負荷に電力を供給するように接ηされている。高調波成
分は、インバータを、変成器によって相互接続し、もっ
て高調波電圧を成る程度打ち消すようにすることにより
減少されており、そしてインバータのうちの７つの出力
電力の主成分が変換されることなく直接用いられている
。しかしながら、追って述べる本発明のように、クライ
ン（Ｋ１・ｉｎ）の米国特許明細書には、ろ波された基
本ＰＷＭ信号と、所望波形の信号および該ろ波された基
本ＰＷＭ信号の和の関数である他のインバータからの被
制御信号とを加算することにより高調波成分を減少した
出力信号を発生するインバータ回路に関してはなんら示
唆するところがない。
インバータ回路の出力信号に高調波成分が存在すること
に関する問題はまた、タデツク（Ｔａｄｄｅｃ ）他の
米国特許第ｅｏｂｔｏｚｔ号明細書でも論じられている
。この米国特許明細書では、ＡＣ出力の所望出力周波数
よりも相当に高い速度でインバータ回路内のトランジス
タを切換することが教示されている。しかしながらスイ
ッチング周波数を大−ぎくすると、スイッチング損失が
増大し、トランジスタに関する問題を惹起する。以下に
述べる本発明は、この問題を、主インバータ回路に固定
の周波数のスイッチング速度を有するインバータを用い
ることにより解決するものである。
に関する問題はまた、タデツク（Ｔａｄｄｅｃ ）他の
米国特許第ｅｏｂｔｏｚｔ号明細書でも論じられている
。この米国特許明細書では、ＡＣ出力の所望出力周波数
よりも相当に高い速度でインバータ回路内のトランジス
タを切換することが教示されている。しかしながらスイ
ッチング周波数を大−ぎくすると、スイッチング損失が
増大し、トランジスタに関する問題を惹起する。以下に
述べる本発明は、この問題を、主インバータ回路に固定
の周波数のスイッチング速度を有するインバータを用い
ることにより解決するものである。
発明の開示
特定的に述べると、本発明は、高調波成分が減少した出
力信号を発生するパルス幅変−インバータ回路に関する
。このインバータ回路はろ波された基本パルス幅変調信
号を発生する第１の回路を含む。この第１の回路には第
コの回路が電気的に結合されておって該第７の回路の出
力信号ならびにそれと共に、制御された信号（被制御信
号）と上記ろ波された基本パルス幅変調信号とめ和信号
を受ける。それにより第コの回路は、高調波成分が減少
した出力信号を発生する。
力信号を発生するパルス幅変−インバータ回路に関する
。このインバータ回路はろ波された基本パルス幅変調信
号を発生する第１の回路を含む。この第１の回路には第
コの回路が電気的に結合されておって該第７の回路の出
力信号ならびにそれと共に、制御された信号（被制御信
号）と上記ろ波された基本パルス幅変調信号とめ和信号
を受ける。それにより第コの回路は、高調波成分が減少
した出力信号を発生する。
したがって本発明の主たる目的は、パルス幅変調インバ
ータを固定の周波数で動作させ、該固定周波数で動作す
るパルス幅変調インバータからのる波された基本信号に
第一のパルス幅変調信号を加算して、それにより高調波
成分が減少した出力信号を発生することである。
ータを固定の周波数で動作させ、該固定周波数で動作す
るパルス幅変調インバータからのる波された基本信号に
第一のパルス幅変調信号を加算して、それにより高調波
成分が減少した出力信号を発生することである。
本発明の他の目的は、所望波形の信号とＰＷＭインバー
タからのろ波された基本信号との和の関数である上記被
制御信号を発生して、それにより、咳被制御信号とＰＷ
Ｍインバータからのる涙された基本ＰＷＭ信号との和を
とって、高調波成分の減少した出力信号を発生すること
である。
タからのろ波された基本信号との和の関数である上記被
制御信号を発生して、それにより、咳被制御信号とＰＷ
Ｍインバータからのる涙された基本ＰＷＭ信号との和を
とって、高調波成分の減少した出力信号を発生すること
である。
本発明のさらに他の目的は、ろ波基本信号源の固有の回
路特性、例えば信号源回路要素にあけるスイッチング過
渡現象および信号源回路要素におけるスイッチの非線形
性等に起因するろ波された基本信号からの予測し得ない
変動を減少することである。ろ波された基本信号の予測
できない変動の減少は、フィルタを有しない閉ループ回
路の使用ｌこよって達成される。このようにフィルタを
有しない閉ループ回路によれば該フィルタの伝達関数な
らびに波形に対する非線形応答およびフィルタの時定数
に関する問題が回避される。
路特性、例えば信号源回路要素にあけるスイッチング過
渡現象および信号源回路要素におけるスイッチの非線形
性等に起因するろ波された基本信号からの予測し得ない
変動を減少することである。ろ波された基本信号の予測
できない変動の減少は、フィルタを有しない閉ループ回
路の使用ｌこよって達成される。このようにフィルタを
有しない閉ループ回路によれば該フィルタの伝達関数な
らびに波形に対する非線形応答およびフィルタの時定数
に関する問題が回避される。
上の目的を達成するために、本発明は、その好ましい実
施例として高調波成分が減少された出力信号を発生する
パルス幅変調インベータ回路を提供しようとするもので
ある。
施例として高調波成分が減少された出力信号を発生する
パルス幅変調インベータ回路を提供しようとするもので
ある。
このインバータ回路は、フィルタに電気的に結合されて
おって、被制御高調波減少パルス幅変調インバータおよ
び主加算回路に同時にろ波された基本パルス幅変調信号
を供給する主パルス幅変調インバータを備えている。才
たこのインバータ回路はパルス幅変調インバータに電気
的に結合された直流電源を有する。
おって、被制御高調波減少パルス幅変調インバータおよ
び主加算回路に同時にろ波された基本パルス幅変調信号
を供給する主パルス幅変調インバータを備えている。才
たこのインバータ回路はパルス幅変調インバータに電気
的に結合された直流電源を有する。
被制御高調波減少パルス幅変調インバータは、上記加算
回路に、所望波形の信号とろ波された基本パルス幅変調
信号との和の関数である信号を供給する。
回路に、所望波形の信号とろ波された基本パルス幅変調
信号との和の関数である信号を供給する。
被制御高調波減少パルス幅変調インバータは、所望波形
の信号およびろ波された基本パルス幅変調信号を表わす
入力を有する第７の加算回路を備えている。この第１の
加算回路は、第一の加算回路に誤差信号（エラー信号）
を供給し、＃第一の加算回路はこの誤差信号を所与の周
波数の信号と加算する。第一の加算回路は、二次側のイ
ンバータ回路を介して主パルス幅変調インバータおよび
フィルタに結合される出力信号を発生し、それにより高
調波成分が減少した出力信号が得られる。
の信号およびろ波された基本パルス幅変調信号を表わす
入力を有する第７の加算回路を備えている。この第１の
加算回路は、第一の加算回路に誤差信号（エラー信号）
を供給し、＃第一の加算回路はこの誤差信号を所与の周
波数の信号と加算する。第一の加算回路は、二次側のイ
ンバータ回路を介して主パルス幅変調インバータおよび
フィルタに結合される出力信号を発生し、それにより高
調波成分が減少した出力信号が得られる。
本発明の他の目的や利点は添付図面を参照しての以下に
述べる説明から明らかとなろう。
述べる説明から明らかとなろう。
発明を実施するための最良の態様
さて、本発明を具現するＰＷＭ回路をブロックダイヤグ
ラムで示す第１図を参照する。第１図から明らかなよう
に、破線ブロックで示したλつの主たる回路要素群が設
けられている。即ち、−次側もしくは第１の回路ｌ／と
、この回路／／から導体ｌコを介してろ波された基本Ｐ
ＷＭ信号を受けるニー次側もしくは第一の回路３／であ
る。二次側回路は高調波成分が減少した出力信号１０を
発生する。
ラムで示す第１図を参照する。第１図から明らかなよう
に、破線ブロックで示したλつの主たる回路要素群が設
けられている。即ち、−次側もしくは第１の回路ｌ／と
、この回路／／から導体ｌコを介してろ波された基本Ｐ
ＷＭ信号を受けるニー次側もしくは第一の回路３／であ
る。二次側回路は高調波成分が減少した出力信号１０を
発生する。
一次側回路／ｌは直流電源ｉ３を備えており、この電源
１３は導体／ｌを介し主ＰＷＭインバータ／６に接続さ
れ、さらにそこから導体−λを介して低域フィルタコＪ
に電気的に結合されている。該フィルタコ３は上述の導
体ｌコにろ波された基本ＰＷＭ信号を発生する。
１３は導体／ｌを介し主ＰＷＭインバータ／６に接続さ
れ、さらにそこから導体−λを介して低域フィルタコＪ
に電気的に結合されている。該フィルタコ３は上述の導
体ｌコにろ波された基本ＰＷＭ信号を発生する。
本発明のこの好ましい実施例には、主ＰＷＭインバータ
１６を駆動するための固定周波数のＰＷＭ信号信号源／
用いられている。この固定周波数のＰＷＭ信号源は、導
体／１を介して駆動回路／９に電気的に結合されると共
に導体コｌを介し主ＰＷＭインバータ１４に電気的に結
合されている。なお固定周波数ＰＷＭ信号源／７および
駆動回路／９は慣用の設計の電気デバイスであるので詳
細は図示を省いた。インバータ／４Ｇよ、図示されてい
ない手段を用いて、固定のデユーティ・サイクルＩたは
制御可能なデユーティ・サイクルを有するようにプロ、
ダラムすることができる。
１６を駆動するための固定周波数のＰＷＭ信号信号源／
用いられている。この固定周波数のＰＷＭ信号源は、導
体／１を介して駆動回路／９に電気的に結合されると共
に導体コｌを介し主ＰＷＭインバータ１４に電気的に結
合されている。なお固定周波数ＰＷＭ信号源／７および
駆動回路／９は慣用の設計の電気デバイスであるので詳
細は図示を省いた。インバータ／４Ｇよ、図示されてい
ない手段を用いて、固定のデユーティ・サイクルＩたは
制御可能なデユーティ・サイクルを有するようにプロ、
ダラムすることができる。
二次側回路！／は第１の加算回路、ｔｊを有しており、
この加算回路ｊＪは、−次側回路ｌ／の導体ｌコおよび
導体ｉｓを介してフィルター３からろ波された基本ＰＷ
Ｍ信号を受けると共−こ、同時に発電機制御装置（ＧＯ
Ｕ）コロから導・体３ノを介して所望正弦波形の信号を
受け−る。
この加算回路ｊＪは、−次側回路ｌ／の導体ｌコおよび
導体ｉｓを介してフィルター３からろ波された基本ＰＷ
Ｍ信号を受けると共−こ、同時に発電機制御装置（ＧＯ
Ｕ）コロから導・体３ノを介して所望正弦波形の信号を
受け−る。
第１の加算回路５３は導体ｌｊ上のろ波された基本信号
を感知してそれを導体Ｊｌ上の正弦波の所望波形と比較
する。第１の加算回路ｊＪは、導体１＋上ζこ誤差信号
（エラー信号）を発生し、この信号は、破線ブロックで
示されている被制御高調波ＰＷＭインバータＳコのＰＷ
Ｍ波形を発生するのＪご用いられる。この被制御高調波
ＰＷＭインバータＳコは、破線ブロックに示されている
ように、第一の加算回路ｊ６を備えており、この加算回
路ｊ６は導体ｊダを介して上述の誤差信号を受ける。こ
の第一の加算回路！６には、導体Ｓ７を介して所与の周
波数の三角波信号が供給される。第１および第一の加算
回路Ｓ３およびＳ４は双方共に慣用の演算増幅器とする
ことができる。第７の加算回路ｊＪは、利得Ｖｏｕｔｚ
Ｋ （ムｉｎ ”ｉｎ）を有する代°”教諭算器とし
て動作する。ここでＶＯｕｔは導体！参に現れる電圧で
あって第Ｓ図に示した波形「Ｄ」で表される。
を感知してそれを導体Ｊｌ上の正弦波の所望波形と比較
する。第１の加算回路ｊＪは、導体１＋上ζこ誤差信号
（エラー信号）を発生し、この信号は、破線ブロックで
示されている被制御高調波ＰＷＭインバータＳコのＰＷ
Ｍ波形を発生するのＪご用いられる。この被制御高調波
ＰＷＭインバータＳコは、破線ブロックに示されている
ように、第一の加算回路ｊ６を備えており、この加算回
路ｊ６は導体ｊダを介して上述の誤差信号を受ける。こ
の第一の加算回路！６には、導体Ｓ７を介して所与の周
波数の三角波信号が供給される。第１および第一の加算
回路Ｓ３およびＳ４は双方共に慣用の演算増幅器とする
ことができる。第７の加算回路ｊＪは、利得Ｖｏｕｔｚ
Ｋ （ムｉｎ ”ｉｎ）を有する代°”教諭算器とし
て動作する。ここでＶＯｕｔは導体！参に現れる電圧で
あって第Ｓ図に示した波形「Ｄ」で表される。
Ａｉｎは導体／ｊに現れる第３図１こ示した波形「Ｂ」
である。そしてＢｉｎは導体３／に現れ第４図に示した
波形「ｃ」で表される。第一の加算器ｊ６は比較器とし
ての働きをなす。導体ｓｒに現れる第一の加算回路３４
の出方は駆動回路ｊｆに供給される。この駆動回路ｓｑ
は導体４／、４コを介して二次側のＰＷＭインバータ６
３に電気的に結合されている。この二次側のインバータ
６Ｊは高調波インバータとも称することができ、−次側
もしくは主ＰＷＭインバータ／ｌよりも高い周波数で動
作してそれにより一層良好な高調波成分減少を行なうこ
とができる。導体４４１に現れる二次側ＰＷＭインバー
タＡ、？のトリム波形もしくは高調波波形と称すること
ができる出、力信号は第３の加算回路６乙に供給される
。この回路Ａ１は同時に導体／コを介して一次側回路ｌ
／からろ波された基本ＰＷＭ信号を受ける。この奸才し
い実施例における加算回路６６は変成器の形態をしてお
って電力処還比率制御の機能を行なうと共に、トリム波
形の加算手段としての働きをなす。本発明によれば、基
本出力電力の９０％−／７０％のものがＰＷＭインバー
タ１６で処理することができ、他方ＩＯ−の電力が被制
御高調波ＰＷＭインバータ３コによって制御できるよう
にすることを０論んでいる。
である。そしてＢｉｎは導体３／に現れ第４図に示した
波形「ｃ」で表される。第一の加算器ｊ６は比較器とし
ての働きをなす。導体ｓｒに現れる第一の加算回路３４
の出方は駆動回路ｊｆに供給される。この駆動回路ｓｑ
は導体４／、４コを介して二次側のＰＷＭインバータ６
３に電気的に結合されている。この二次側のインバータ
６Ｊは高調波インバータとも称することができ、−次側
もしくは主ＰＷＭインバータ／ｌよりも高い周波数で動
作してそれにより一層良好な高調波成分減少を行なうこ
とができる。導体４４１に現れる二次側ＰＷＭインバー
タＡ、？のトリム波形もしくは高調波波形と称すること
ができる出、力信号は第３の加算回路６乙に供給される
。この回路Ａ１は同時に導体／コを介して一次側回路ｌ
／からろ波された基本ＰＷＭ信号を受ける。この奸才し
い実施例における加算回路６６は変成器の形態をしてお
って電力処還比率制御の機能を行なうと共に、トリム波
形の加算手段としての働きをなす。本発明によれば、基
本出力電力の９０％−／７０％のものがＰＷＭインバー
タ１６で処理することができ、他方ＩＯ−の電力が被制
御高調波ＰＷＭインバータ３コによって制御できるよう
にすることを０論んでいる。
なおこの事例は最悪の事態と称することができよう。
ＰＷＭインバータ６Ｊから導体＆４Ｉに出力される高調
波波形は第３の加算回路６基で、−次側回路／／からの
る波された基本波形信号と加算され、その結果導体１７
番こは、主ＰＷＭインバータ１４の導体／コに現れるろ
波された出力に重畳される高調波ＰＷＭインバータ波形
が現れる。
波波形は第３の加算回路６基で、−次側回路／／からの
る波された基本波形信号と加算され、その結果導体１７
番こは、主ＰＷＭインバータ１４の導体／コに現れるろ
波された出力に重畳される高調波ＰＷＭインバータ波形
が現れる。
ろ波された基本ＰＷＭ信号に重畳される高調波ＰＷＭイ
ン、バータ波形の振幅比率は、第３の加算回路によって
決定されるものであり不変である。
ン、バータ波形の振幅比率は、第３の加算回路によって
決定されるものであり不変である。
直流電源１３は実際上、交流機、整流器およびフィルタ
から構成することができる。整流器は制御可能な８０Ｒ
型のものとすることができる。
から構成することができる。整流器は制御可能な８０Ｒ
型のものとすることができる。
なお、直流電源の構造の詳細は本発明の対象とはなって
いないので図示は割愛しである。直流電源１３の交流機
（図示せず）は導体コアを介して慣用の発電機制御装置
（ＧＯＵ）コロにより制御される。誼Ｇ（３Ｕコロは導
体／４１．コｔを介して受ける直流電源１３の出力をモ
ニタする。同様に、主ＰＷＭインバータ／４も慣用の仕
方でＧＣＵコ４により導体ａ９を介して制御される。
いないので図示は割愛しである。直流電源１３の交流機
（図示せず）は導体コアを介して慣用の発電機制御装置
（ＧＯＵ）コロにより制御される。誼Ｇ（３Ｕコロは導
体／４１．コｔを介して受ける直流電源１３の出力をモ
ニタする。同様に、主ＰＷＭインバータ／４も慣用の仕
方でＧＣＵコ４により導体ａ９を介して制御される。
また、ＧＯＵ ｊ Ａは慣用の仕方モ、第７の加算回路
に導体３１を介して所望の正弦波を供給する。
に導体３１を介して所望の正弦波を供給する。
さらに、ＧＯＵＪ！は導体３コことよって行われる電気
接続により、導体／７Ｊこ現れる高調波成分が減少され
た出力信号を定期的にモニタ（監視）′する。
接続により、導体／７Ｊこ現れる高調波成分が減少され
た出力信号を定期的にモニタ（監視）′する。
第３の加算回路６６からの導体１りに現れる出力は、フ
ィルタ６１によってろ波されて導体１０に減少した高調
波成分を有する相当ζこ平滑な出力波形となって現れる
。
ィルタ６１によってろ波されて導体１０に減少した高調
波成分を有する相当ζこ平滑な出力波形となって現れる
。
上に述べた構成は、フィルタの時定数が問題とならない
閉ループ構造であることを認識されたい。
閉ループ構造であることを認識されたい。
次に本発明を具現した第１図のインバータ回路に現れる
波形を示す第２図ないし第を図を参照する。
波形を示す第２図ないし第を図を参照する。
なお、第一図ないし第９図に示した波形は、図示を簡便
番こし本発明の動作の理解を容易にする目的から誇張し
て示されている点に注意されたい。
番こし本発明の動作の理解を容易にする目的から誇張し
て示されている点に注意されたい。
第２図には、第１図のＰＷＭインバータ１６から導体コ
コを介して回路点ムに現れる典蓋的なＰＷＭパルス列が
示されている。この図示の波形は、本発明のインバータ
回路の出力とし度い正弦波を発生するのに必要な半サイ
クルもしくは／す０°の矩形波を表わすものである。
コを介して回路点ムに現れる典蓋的なＰＷＭパルス列が
示されている。この図示の波形は、本発明のインバータ
回路の出力とし度い正弦波を発生するのに必要な半サイ
クルもしくは／す０°の矩形波を表わすものである。
第１図と関連して述べたように、回路点ムの信号はフィ
ルタ２Ｊに供給され、骸フィルタコ３は第３図に示す回
路点Ｂの波形を導体１２に発生する。な詔、第３図番こ
示した曲線は、回路点／、コ、、３，４４．！？、４お
よびりにおける′波形の不規則性で以って、スイッチン
グ時間の可変性即ち主ＰＷＭインバータ１６におけるス
イッチング過渡現象の結果としてフィルタλ３がら得ら
れる合成波形に非線形欠陥が存在することを表わそうと
するものである。また電源負荷特性もこの波形欠陥とし
て反映する。所与の出力波形および所与のサイクル当り
のパルス数に対して、高調波成分を計算し、その結果を
通常、品質の尺度としての正弦波と比較する。従来にお
いては、ＰＷＭ ）ランジスタ・インバータは一般にサ
イクル当り固定のパルス数例えばＪパルスまたは／！イ
句レスで作動されている。実際、サイクル当りのパルス
数は任意の数としていた高調波成分を減少し、 ＦＷＭ
インバータにおけるスイッチング過渡現象を補償するた
めに、一般に、切換もしくはスイッチングが行なわれる
角度あるいはＰＷＭインバータの周波数を変えたりある
いは変調する試みが採られていた。しかしながら、スイ
ッチング周波数が増加するとインバータ・トランジスタ
のスイッチング時の過渡損失も増加する。
ルタ２Ｊに供給され、骸フィルタコ３は第３図に示す回
路点Ｂの波形を導体１２に発生する。な詔、第３図番こ
示した曲線は、回路点／、コ、、３，４４．！？、４お
よびりにおける′波形の不規則性で以って、スイッチン
グ時間の可変性即ち主ＰＷＭインバータ１６におけるス
イッチング過渡現象の結果としてフィルタλ３がら得ら
れる合成波形に非線形欠陥が存在することを表わそうと
するものである。また電源負荷特性もこの波形欠陥とし
て反映する。所与の出力波形および所与のサイクル当り
のパルス数に対して、高調波成分を計算し、その結果を
通常、品質の尺度としての正弦波と比較する。従来にお
いては、ＰＷＭ ）ランジスタ・インバータは一般にサ
イクル当り固定のパルス数例えばＪパルスまたは／！イ
句レスで作動されている。実際、サイクル当りのパルス
数は任意の数としていた高調波成分を減少し、 ＦＷＭ
インバータにおけるスイッチング過渡現象を補償するた
めに、一般に、切換もしくはスイッチングが行なわれる
角度あるいはＰＷＭインバータの周波数を変えたりある
いは変調する試みが採られていた。しかしながら、スイ
ッチング周波数が増加するとインバータ・トランジスタ
のスイッチング時の過渡損失も増加する。
追ってさらに明瞭になるように、本発明においては主Ｐ
ＷＭインバータ１６は、固定の周波数で動作するもので
はあるが、第３図のる涙された基本信号には第７図番こ
示した第一のＰＷＭ信号が加算され、その結果として、
第７図の回路点Ｈの出力信号の高調波成分が第を図に示
すように減少することが理解されるであろう。
ＷＭインバータ１６は、固定の周波数で動作するもので
はあるが、第３図のる涙された基本信号には第７図番こ
示した第一のＰＷＭ信号が加算され、その結果として、
第７図の回路点Ｈの出力信号の高調波成分が第を図に示
すように減少することが理解されるであろう。
１ｇノの加算回路３３は同時に導体ｌ！および３／を介
してそれぞ・れ第ダ図および第Ｓ図に回路点ＢおよびＣ
の波形として示されている信号を受ける。導体ｒ４Ｉに
現れる第７の加算回路ｊ３の出力信号、即ち第７図の回
路点りに現れる信号は第３図に示されている。なお第３
図ないし第９図の時間尺は図示を明瞭にする意図から拡
大しである。
してそれぞ・れ第ダ図および第Ｓ図に回路点ＢおよびＣ
の波形として示されている信号を受ける。導体ｒ４Ｉに
現れる第７の加算回路ｊ３の出力信号、即ち第７図の回
路点りに現れる信号は第３図に示されている。なお第３
図ないし第９図の時間尺は図示を明瞭にする意図から拡
大しである。
第一の加算回路Ｓ４は、同時に、第７の加算回路Ｓ３か
らの誤差信号と称することができる第３図に示した信号
および第６図に示した三角波信号を受ける。この第一の
加算回路！６から得られる合成出力信号は、駆動回路Ｓ
デを介してＰＷＭインバータ６Ｊに供給され、後者は電
７図に示した波形を有する出力信号を発生する。
らの誤差信号と称することができる第３図に示した信号
および第６図に示した三角波信号を受ける。この第一の
加算回路！６から得られる合成出力信号は、駆動回路Ｓ
デを介してＰＷＭインバータ６Ｊに供給され、後者は電
７図に示した波形を有する出力信号を発生する。
先に述べたように、第７および第一の加算回路は実際上
演算増幅器とすることができるが、第３の加算回路４６
は変成器型の回路である。第１図から明らかなように、
この第一の加算回路４４は第３図に示したる渡された基
本波形信号ならびに第７図に示しである高調波制御ＰＷ
Ｍ信号を受ける。
演算増幅器とすることができるが、第３の加算回路４６
は変成器型の回路である。第１図から明らかなように、
この第一の加算回路４４は第３図に示したる渡された基
本波形信号ならびに第７図に示しである高調波制御ＰＷ
Ｍ信号を受ける。
第を図には第３の加算回路４４からの出力信号が示され
ている。第を図に示した波形は、第３の加算回路６１の
変成器における磁束の和をグラフで表わすものである。
ている。第を図に示した波形は、第３の加算回路６１の
変成器における磁束の和をグラフで表わすものである。
第を図に示した信号、即ち導体６ｊに現れる回路点Ｇの
信号がフィルタ６ｔを通されると、第を図に示した高調
波成分が減少されている出力、信号が得られる。
信号がフィルタ６ｔを通されると、第を図に示した高調
波成分が減少されている出力、信号が得られる。
次に、本発明の°好才しい実施例の単純な変形例を示す
第７０図を参照する。
第７０図を参照する。
第１θ図で用いられている参照数字は第７図において同
じ要素を表わすのに用いられた参照数字と同じである。
じ要素を表わすのに用いられた参照数字と同じである。
なお第一図ないし第９図と関連して述べた波形人ないし
Ｈは、第１０図に示した本発明の実施例の動作にも当て
嵌る。また、これら波形に関して先に述べた説明も第１
Ｏ図の回路に同様に当て嵌る。第ｉｏ図の回路の動作は
、従って、第１図のブロックダイヤグラムで示した装置
の動作と実質的に同じである。しかしながら、第ｉｏ図
の回路図においては、相互接続された電気回路の幾つか
が詳細に示されている。
Ｈは、第１０図に示した本発明の実施例の動作にも当て
嵌る。また、これら波形に関して先に述べた説明も第１
Ｏ図の回路に同様に当て嵌る。第ｉｏ図の回路の動作は
、従って、第１図のブロックダイヤグラムで示した装置
の動作と実質的に同じである。しかしながら、第ｉｏ図
の回路図においては、相互接続された電気回路の幾つか
が詳細に示されている。
第７０図から明らかなように、同図に破線ブロックで示
されている主ＰＷＭインバータ／４は、図示のように、
直流電源１３から砥びる導体／４ＩＩＬ および／ダｂ
間に接続されたトランジスタＧＬ／、Ｑコおよびダイオ
ードＯＲ／、ＯＲコを有している。ダイオードＯＲ／、
ＯＲ２は慣用の仕方で回生電流を処理する。同様にして
、二次側の高調波ＰＷＭインバータ１Ｊも、直流電源／
３からの導体ｌダａおよび／亭す間に接続されたトラン
ジスタＱ、７ 、 ｌ；Ｌ４’およびダイオードＯＲＪ
。
されている主ＰＷＭインバータ／４は、図示のように、
直流電源１３から砥びる導体／４ＩＩＬ および／ダｂ
間に接続されたトランジスタＧＬ／、Ｑコおよびダイオ
ードＯＲ／、ＯＲコを有している。ダイオードＯＲ／、
ＯＲ２は慣用の仕方で回生電流を処理する。同様にして
、二次側の高調波ＰＷＭインバータ１Ｊも、直流電源／
３からの導体ｌダａおよび／亭す間に接続されたトラン
ジスタＱ、７ 、 ｌ；Ｌ４’およびダイオードＯＲＪ
。
０ＲＩＩ を備えている。ダイオードＣＲｊ、ＣＲ４１
もダイオードＯＲ／、ＯＲコと同様に回生１ｉｌｃ流を
処理する。フィルタコ３は図示のように接地接続された
コンデンサＯ／およびインダクタンスＬ／を有する。最
終段出力フィルタ４ｔも同様に接地されたコンデンサＣ
−およびインダクタンスＬコを有している。
もダイオードＯＲ／、ＯＲコと同様に回生１ｉｌｃ流を
処理する。フィルタコ３は図示のように接地接続された
コンデンサＯ／およびインダクタンスＬ／を有する。最
終段出力フィルタ４ｔも同様に接地されたコンデンサＣ
−およびインダクタンスＬコを有している。
第３の加算回路６６は、加算変成器Ｔ／から構成されて
おり、この変成器Ｔ／は、図示のように、主ＰＷＭイン
バータ１４が正弦波のピークで出力電圧の１００％の電
圧を発生するようにタップされている。高調波ＰＷＭイ
ンバータ１１のデユーティ・サイクルで±ｌＯ−の範囲
内のパーセント補正を制御する。最終段出力フィルタロ
１において、その要素ＬコおよびＣコは、高調波ＰＷＭ
インバータ波形をろ波すると共に既述のる波された基本
波形出力を通過するような値ζこ選択されている。
おり、この変成器Ｔ／は、図示のように、主ＰＷＭイン
バータ１４が正弦波のピークで出力電圧の１００％の電
圧を発生するようにタップされている。高調波ＰＷＭイ
ンバータ１１のデユーティ・サイクルで±ｌＯ−の範囲
内のパーセント補正を制御する。最終段出力フィルタロ
１において、その要素ＬコおよびＣコは、高調波ＰＷＭ
インバータ波形をろ波すると共に既述のる波された基本
波形出力を通過するような値ζこ選択されている。
発電機制御回路ＧＯＵは、本発明のインバータ回路に導
体コ１．コ？、Ｊｆｆ、コ９，３／および３コを介して
相互接続されるという点を除き、簡略な形態で示されて
いる。
体コ１．コ？、Ｊｆｆ、コ９，３／および３コを介して
相互接続されるという点を除き、簡略な形態で示されて
いる。
インバータの各々のための制御回路は慣用のものであっ
てよく、従って図示は割愛した。
てよく、従って図示は割愛した。
以上、本発明を図示した特定の実施例と関連して説明し
たが、当該技術分野の専門家には明らかなように、本発
明の精神から逸脱することなくいろんな変更が可能であ
る。
たが、当該技術分野の専門家には明らかなように、本発
明の精神から逸脱することなくいろんな変更が可能であ
る。
Ｍ１図は本発明をＡ現したＰＷＭ回路のブロックダイヤ
グラム、第１図ないし第を図は第１図の回路のいろいろ
な回路点に現れる波形を示す図、そして第１Ｏ図は本発
明の好Ｉしい実施例によるＰＷＭインバータ回路を示す
簡略回路図である。 ／ｌ・・−次側回路、ｊ／・・二次側回路、。
グラム、第１図ないし第を図は第１図の回路のいろいろ
な回路点に現れる波形を示す図、そして第１Ｏ図は本発
明の好Ｉしい実施例によるＰＷＭインバータ回路を示す
簡略回路図である。 ／ｌ・・−次側回路、ｊ／・・二次側回路、。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 り、高調波成分が減少した出力信号を発生するＰＷＭイ
ンバータ回路において、ろ波された基本ＰＷＭ信号を発
生する第１の手段と、前記第１の手段に電気的に結合さ
れて前記信号を受けて、所望波形の信号と前記ろ波され
た基本ｐＨｒＭ信号との和の関数である制御信号との和
である高調波成分が減少した上記出力信号を発生する第
一の手段とを含む高調波成分が減少した出力信号を発生
するＰＷＭインバータ回路。 躊、高調波成分が減少した出力信号を発生するパルス幅
変調インバータ回路において、フィルタに電気的に結合
されてろ波された基本パルス幅変調信号を、同時に、被
制御高調波減少パルス幅変調インバータ手段および主加
算手段に供給するパルス幅変調インバータを備え、前記
被制御高調波減少パルス幅変調インバータ手段は前記主
加算手段に対し、所望波形の信号と前記ろ波された基本
パルス幅変調信号４との和の関数である信号を供給し、
前記主加算手段はフィルタ手段に電気的に結合されてそ
れにより高調波成分が減少した前記出力信号を供給する
パルス幅変調インバータ回路。 み 被制御高調波減少パルス幅変調インバータが、所望
波形の信号とる渡された基本パルス幅変調信号とを供給
される第１の加算手段を備え、咳第１の加算手段は第一
の加算手段に対し誤差信号を供給し、峡第コ加算手段は
該誤差信号と所与の周波数の信号とを加算し、該第一の
加算手段の出力信号は二次側インバータおよび前記主加
算手段を介してフィルタ手段に電気的に結合され、それ
により該フィルタ出力に高調波成分の減少した出力信号
を発生する特許請求の範囲第一項記載のインバータ回路
。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/327,872 US4382275A (en) | 1981-12-07 | 1981-12-07 | PWM Inverter circuit |
| US327872 | 1994-10-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58103878A true JPS58103878A (ja) | 1983-06-21 |
Family
ID=23278443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57213478A Pending JPS58103878A (ja) | 1981-12-07 | 1982-12-07 | Ｐｗｍインバ−タ回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4382275A (ja) |
| JP (1) | JPS58103878A (ja) |
| FR (1) | FR2517901B1 (ja) |
| GB (1) | GB2111328B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013526253A (ja) * | 2010-04-26 | 2013-06-20 | クィーンズ ユニバーシティー アット キングストン | 発電装置のための電力変換器 |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0667205B2 (ja) * | 1983-02-04 | 1994-08-24 | 株式会社日立製作所 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
| JPS60257773A (ja) * | 1984-05-31 | 1985-12-19 | Shinano Denki Kk | インバ−タの制御回路 |
| CA1277704C (en) * | 1985-05-20 | 1990-12-11 | Russel J. Kerkman | Cross coupled current regulator |
| US4937508A (en) * | 1989-05-12 | 1990-06-26 | Sundstrand Corporation | VSCF start system with precision voltage |
| US4937720A (en) * | 1989-10-13 | 1990-06-26 | Sundstrand Corporation | PWM inverter circuit analytically compensating for DC link distortion |
| US5016157A (en) * | 1989-10-30 | 1991-05-14 | Sundstrand Corporation | VSCF system with DC link harmonics control |
| US4964027A (en) * | 1989-12-05 | 1990-10-16 | Sundstrand Corporation | High efficiency power generating system |
| US5043857A (en) * | 1990-04-11 | 1991-08-27 | Sundstrand Corporation | Real-time control of PWM inverters by pattern development from stored constants |
| US4977492A (en) * | 1990-04-25 | 1990-12-11 | Sundstrand Corporation | Suppression of switching harmonics |
| US5053939A (en) * | 1990-08-27 | 1991-10-01 | Sundstrand Corporation | Control of PWM inverters by pattern development from stored constants relating D.C. link harmonics to output distortion |
| US5198971A (en) * | 1991-08-15 | 1993-03-30 | Recker Bradley J | Separation control for multiphase plural inverter system |
| US5343023A (en) * | 1991-08-23 | 1994-08-30 | Miller Electric Mfg. Co. | Induction heater having a power inverter and a variable frequency output inverter |
| US5218520A (en) * | 1991-11-27 | 1993-06-08 | Rozman Gregory I | Vscf system with reduced dc link ripple |
| US5343379A (en) * | 1992-11-06 | 1994-08-30 | Sundstrand Corporation | Control method for inverters having dwell times between switch conduction periods |
| US5383107A (en) * | 1992-11-06 | 1995-01-17 | Sundstrand Corporation | Harmonic control for an inverter by use of an objective function |
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| CA2392078C (en) | 1999-11-03 | 2005-02-22 | Nexicor Llc | Hand held induction tool |
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| JPS5510079A (en) * | 1978-07-10 | 1980-01-24 | Fuji Electric Co Ltd | Electric power operation of auxiliary in steam power plant |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1981
- 1981-12-07 US US06/327,872 patent/US4382275A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
- 1982-12-06 GB GB08234703A patent/GB2111328B/en not_active Expired
- 1982-12-07 JP JP57213478A patent/JPS58103878A/ja active Pending
- 1982-12-07 FR FR828220481A patent/FR2517901B1/fr not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2111328B (en) | 1985-06-19 |
| US4382275A (en) | 1983-05-03 |
| FR2517901A1 (fr) | 1983-06-10 |
| FR2517901B1 (fr) | 1989-06-30 |
| GB2111328A (en) | 1983-06-29 |
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