JPH1094266A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH1094266A JPH1094266A JP8240321A JP24032196A JPH1094266A JP H1094266 A JPH1094266 A JP H1094266A JP 8240321 A JP8240321 A JP 8240321A JP 24032196 A JP24032196 A JP 24032196A JP H1094266 A JPH1094266 A JP H1094266A
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- voltage
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Abstract
(57)【要約】
【課題】交流電圧のピーク値が直流電圧に接近しても変
調周波数が低下したり、電流制御系が不安定になること
なく、直流電圧をできるだけ低く設定して電力変換効率
を向上させる。 【解決手段】補正信号発生手段１６から変調信号Ｃa の
半周期毎に三角波状の変調信号Ｃa のピーク点において
パルス状の補正信号Ｃc が出力され変調信号Ｃaに加算
され、交流電圧のピーク値が直流電圧に接近して制御信
号Ｃが三角波状の変調信号Ｃa のピーク点付近で動作す
るとき、補正信号Ｃc のパルス幅によりＰＷＭ制御手段
１２から出力されるＰＷＭ信号Ｓ1 の最小オフパルスの
幅をデッドタイム回路１４のデッドタイムより大きくな
るようにし、インバータのスイッチ素子を確実にオフさ
せる。
調周波数が低下したり、電流制御系が不安定になること
なく、直流電圧をできるだけ低く設定して電力変換効率
を向上させる。 【解決手段】補正信号発生手段１６から変調信号Ｃa の
半周期毎に三角波状の変調信号Ｃa のピーク点において
パルス状の補正信号Ｃc が出力され変調信号Ｃaに加算
され、交流電圧のピーク値が直流電圧に接近して制御信
号Ｃが三角波状の変調信号Ｃa のピーク点付近で動作す
るとき、補正信号Ｃc のパルス幅によりＰＷＭ制御手段
１２から出力されるＰＷＭ信号Ｓ1 の最小オフパルスの
幅をデッドタイム回路１４のデッドタイムより大きくな
るようにし、インバータのスイッチ素子を確実にオフさ
せる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は主として太陽光発電
や燃料電池などの直流電源から交流電力を得て交流系統
に連系して運転するインバータ装置に関する。
や燃料電池などの直流電源から交流電力を得て交流系統
に連系して運転するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種のインバータ装置として太陽光発
電インバータの一例を図５に示す。太陽電池でなる直流
電源１から出力される直流電力はインバータ３により交
流電力に変換され、リアクトル５、６を介して交流系統
４に供給され連系運転される。コンデンサ２は太陽電池
１と並列に接続され、ＰＷＭ制御に伴うリップル電流を
供給し直流電圧を平滑する。リアクトル５、６とコンデ
ンサ８はＰＷＭ制御に伴うリップル電圧を吸収する。
電インバータの一例を図５に示す。太陽電池でなる直流
電源１から出力される直流電力はインバータ３により交
流電力に変換され、リアクトル５、６を介して交流系統
４に供給され連系運転される。コンデンサ２は太陽電池
１と並列に接続され、ＰＷＭ制御に伴うリップル電流を
供給し直流電圧を平滑する。リアクトル５、６とコンデ
ンサ８はＰＷＭ制御に伴うリップル電圧を吸収する。
【０００３】電流基準回路１０は指令Ｉm と電圧検出器
９を介して検出される交流系統４の交流電圧検出値Ｖa
に基づいて、交流系統４の交流電圧に同期した正弦波
（振幅Ｉm ）の電流基準Ｉ* を出力する。指令Ｉm は直
流電源１から最大電力を引き出すように図示しない装置
から与えられる。電流制御回路１１は電流基準Ｉ* と電
流検出器７を介して検出されたインバータ出力電流Ｉを
比較してその誤差を減少させるように電流制御信号Ｃを
出力する。比較器１２は電流制御信号Ｃとキャリア発生
器１３から出力される三角波の変調信号Ｃa との大小関
係を判定してインバータ３をＰＷＭ制御するためのＰＷ
Ｍ信号Ｓ1 、Ｓ2 を出力する。ＰＷＭ信号Ｓ1 、Ｓ2
は、デッドタイム回路１４a 、１４b と駆動回路１５a
、１５b を介してインバータ３を構成する正側と負側
のスイッチ素子をオン、オフするゲート信号として与え
られ、直流電源１のＰ、Ｎ間にブリッジ接続された正側
と負側のスイッチ素子が同時にオンしないようにデッド
タイムを持ってオン、オフされる。このようにＰＷＭ制
御することにより直流電源１の電力を交流系統４に供給
する連系運転が行われる。
９を介して検出される交流系統４の交流電圧検出値Ｖa
に基づいて、交流系統４の交流電圧に同期した正弦波
（振幅Ｉm ）の電流基準Ｉ* を出力する。指令Ｉm は直
流電源１から最大電力を引き出すように図示しない装置
から与えられる。電流制御回路１１は電流基準Ｉ* と電
流検出器７を介して検出されたインバータ出力電流Ｉを
比較してその誤差を減少させるように電流制御信号Ｃを
出力する。比較器１２は電流制御信号Ｃとキャリア発生
器１３から出力される三角波の変調信号Ｃa との大小関
係を判定してインバータ３をＰＷＭ制御するためのＰＷ
Ｍ信号Ｓ1 、Ｓ2 を出力する。ＰＷＭ信号Ｓ1 、Ｓ2
は、デッドタイム回路１４a 、１４b と駆動回路１５a
、１５b を介してインバータ３を構成する正側と負側
のスイッチ素子をオン、オフするゲート信号として与え
られ、直流電源１のＰ、Ｎ間にブリッジ接続された正側
と負側のスイッチ素子が同時にオンしないようにデッド
タイムを持ってオン、オフされる。このようにＰＷＭ制
御することにより直流電源１の電力を交流系統４に供給
する連系運転が行われる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のインバータ
装置では、交流系統４の交流電圧のピーク値と直流電源
１の直流電圧が接近すると、ＰＷＭ制御の変調周波数で
スイッチングが行われず、見掛上の変調周波数が可聴周
波数の範囲まで低下して不快音を発生し、また電流制御
系が不安定になるという問題がある。
装置では、交流系統４の交流電圧のピーク値と直流電源
１の直流電圧が接近すると、ＰＷＭ制御の変調周波数で
スイッチングが行われず、見掛上の変調周波数が可聴周
波数の範囲まで低下して不快音を発生し、また電流制御
系が不安定になるという問題がある。
【０００５】すなわち、通常の運転では電流制御信号は
図６のＣ2 に示すように三角波の変調信号Ｃa のピーク
値より低い値でクロスし、ＰＷＭ信号はＳx2のようにオ
フ期間の幅がデッドタイムより大きくなり、正常にＰＷ
Ｍ制御が行われる。しかし、交流系統４の交流電圧のピ
ーク値と直流電源１の直流電圧が接近すると、交流電圧
のピーク値付近において、電流制御信号は三角波の変調
信号Ｃa のピーク値付近のＣ1 で動作することになり、
ＰＷＭ信号はＳx1のようにオフ期間の幅がデッドタイム
より小さくなり、ついにはオフ期間がなくなり連続して
オン状態となる。このような状態になると見掛上の変調
周波数が低下する。また、直流電圧をＶd 、交流電圧の
ピーク値を√２・Ｖa とし、電圧比Ｋv を
図６のＣ2 に示すように三角波の変調信号Ｃa のピーク
値より低い値でクロスし、ＰＷＭ信号はＳx2のようにオ
フ期間の幅がデッドタイムより大きくなり、正常にＰＷ
Ｍ制御が行われる。しかし、交流系統４の交流電圧のピ
ーク値と直流電源１の直流電圧が接近すると、交流電圧
のピーク値付近において、電流制御信号は三角波の変調
信号Ｃa のピーク値付近のＣ1 で動作することになり、
ＰＷＭ信号はＳx1のようにオフ期間の幅がデッドタイム
より小さくなり、ついにはオフ期間がなくなり連続して
オン状態となる。このような状態になると見掛上の変調
周波数が低下する。また、直流電圧をＶd 、交流電圧の
ピーク値を√２・Ｖa とし、電圧比Ｋv を
【０００６】
【数１】 Ｋv ＝√２・Ｖa ／Ｖd （１） とすると、通常の運転では電圧比Ｋv と変調率Ｍは比例
関係を保ち、電流制御系は安定した運転となる。しか
し、交流電圧のピーク値が直流電圧に接近し、ＰＷＭ信
号のオフ期間の幅がＳx1のように狭くなりデッドタイム
より小さくなると、インバータの出力電圧が不足して電
流制御信号Ｃ1 が更に増加し、図７のＫv1に示すように
電圧比Ｋv が１に近付く手前で比例関係が不連続的に急
変する。この現象は三角波の変調信号Ｃa のピーク値付
近の変化率が減少し丸みを持つことで助長される。
関係を保ち、電流制御系は安定した運転となる。しか
し、交流電圧のピーク値が直流電圧に接近し、ＰＷＭ信
号のオフ期間の幅がＳx1のように狭くなりデッドタイム
より小さくなると、インバータの出力電圧が不足して電
流制御信号Ｃ1 が更に増加し、図７のＫv1に示すように
電圧比Ｋv が１に近付く手前で比例関係が不連続的に急
変する。この現象は三角波の変調信号Ｃa のピーク値付
近の変化率が減少し丸みを持つことで助長される。
【０００７】例えば、変調周波数を２０ｋＨＺ、実質デ
ッドタイムを２〜３μｓ程度とすると、変調周期は５０
μｓとなり約４〜６％のジャンプが生じる。このため電
流制御系が不安定となりハンティング現象を生じる場合
がある。この結果、電流リップルが増加して波形率の悪
化を招き効率が低下する。特に変調周波数が可聴周波数
の範囲まで低下し騒音が増大することは、住宅向け太陽
光発電インバータ装置では問題となる。これを防ぐため
従来は交流電圧のピーク値に対して直流電圧を５〜２０
％程度高くしていた。
ッドタイムを２〜３μｓ程度とすると、変調周期は５０
μｓとなり約４〜６％のジャンプが生じる。このため電
流制御系が不安定となりハンティング現象を生じる場合
がある。この結果、電流リップルが増加して波形率の悪
化を招き効率が低下する。特に変調周波数が可聴周波数
の範囲まで低下し騒音が増大することは、住宅向け太陽
光発電インバータ装置では問題となる。これを防ぐため
従来は交流電圧のピーク値に対して直流電圧を５〜２０
％程度高くしていた。
【０００８】本発明は、上述した問題を改善するために
なされたもので、交流電圧のピーク値が直流電圧に接近
しても変調周波数が低下したり、電流制御系が不安定に
なることなく、直流電圧をできるだけ低く設定して電力
変換効率を向上させたインバータ装置を提供することを
目的とする。
なされたもので、交流電圧のピーク値が直流電圧に接近
しても変調周波数が低下したり、電流制御系が不安定に
なることなく、直流電圧をできるだけ低く設定して電力
変換効率を向上させたインバータ装置を提供することを
目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のインバータ装置は、直流電圧を出力する直
流電源と、前記直流電圧をＰＷＭ制御により交流電圧に
変換し交流系統に連系するインバータと、前記交流系統
の交流電圧に同期した電流基準と前記インバータの出力
電流検出値とを比較して電流制御信号を出力する電流制
御手段と、前記電流制御信号と一定周波数の三角波状の
変調信号とを比較して前記インバータを制御するための
ゲート信号を出力するＰＷＭ制御手段と、前記変調信号
の半周期毎又は一周期毎に前記三角波状の変調信号の正
又は負のピーク点においてパルス状の補正信号を発生す
る補正信号発生手段を備え、前記補正信号により前記ゲ
ート信号をオフさせる。（請求項１） また、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電圧を
ＰＷＭ制御により所望の直流電圧に昇圧するチョッパ回
路と、交流系統の交流電圧に基づいて電圧基準を決定す
る電圧基準決定手段と、前記電圧基準と前記チョッパ回
路で昇圧された直流電圧の検出値とを比較して前記チョ
ッパ回路を制御する電圧制御手段と、昇圧された直流電
圧をＰＷＭ制御により交流電圧に変換し交流系統に連系
するインバータと、前記交流系統の交流電圧に同期した
電流基準と前記インバータの出力電流検出値とを比較し
て電流制御信号を出力する電流制御手段と、前記電流制
御信号と一定周波数の三角波状の変調信号とを比較して
前記インバータを制御するためのゲート信号を出力する
ＰＷＭ制御手段とを備え、昇圧された直流電圧を交流系
統の交流電圧に基づいて制御する。（請求項２） 更に、前記変調信号の半周期毎又は一周期毎に前記三角
波状の変調信号の正又は負のピーク点においてパルス状
の補正信号を発生する補正信号発生手段を備え、前記補
正信号により前記ゲート信号をオフさせる。（請求項
３） 更に、前記パルス状の補正信号は、前記インバータを構
成するブリッジ接続されたスイッチ素子の直流短絡を防
止するためのデッドタイムより少し大きい時間だけ前記
ゲート信号をオフさせるパルス幅とする。（請求項４） 更に、一定の周期で正負に極性が反転する方形波を積分
して前記三角波状の変調信号を出力するキャリア発生手
段を備え、前記補正信号発生手段は前記方形波の極性が
反転するとき前記パルス状の補正信号を発生し、前記補
正信号を前記変調信号に加算する。（請求項５） 更に、前記信号発生手段は前記方形波の極性が反転する
とき所定の変化率で極性が反転するように波形整形し、
波形整形された方形波を微分して前記パルス状の補正信
号を発生する。（請求項６） 更に、前記補正信号発生手段は前記三角波状の変調信号
の正側のピーク点で第１補正信号を発生すると共に前記
三角波状の変調信号の負側のピーク点で第２補正信号を
発生し、前記インバータの正側のスイッチ素子を制御す
るためのＰＷＭ信号と前記第１補正信号との論理積によ
り前記正側のスイッチ素子を駆動すると共に、前記イン
バータの負側のスイッチ素子を制御するためのＰＷＭ信
号と前記第２補正信号との論理積により前記負側のスイ
ッチ素子を駆動する。（請求項７）
め、本発明のインバータ装置は、直流電圧を出力する直
流電源と、前記直流電圧をＰＷＭ制御により交流電圧に
変換し交流系統に連系するインバータと、前記交流系統
の交流電圧に同期した電流基準と前記インバータの出力
電流検出値とを比較して電流制御信号を出力する電流制
御手段と、前記電流制御信号と一定周波数の三角波状の
変調信号とを比較して前記インバータを制御するための
ゲート信号を出力するＰＷＭ制御手段と、前記変調信号
の半周期毎又は一周期毎に前記三角波状の変調信号の正
又は負のピーク点においてパルス状の補正信号を発生す
る補正信号発生手段を備え、前記補正信号により前記ゲ
ート信号をオフさせる。（請求項１） また、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電圧を
ＰＷＭ制御により所望の直流電圧に昇圧するチョッパ回
路と、交流系統の交流電圧に基づいて電圧基準を決定す
る電圧基準決定手段と、前記電圧基準と前記チョッパ回
路で昇圧された直流電圧の検出値とを比較して前記チョ
ッパ回路を制御する電圧制御手段と、昇圧された直流電
圧をＰＷＭ制御により交流電圧に変換し交流系統に連系
するインバータと、前記交流系統の交流電圧に同期した
電流基準と前記インバータの出力電流検出値とを比較し
て電流制御信号を出力する電流制御手段と、前記電流制
御信号と一定周波数の三角波状の変調信号とを比較して
前記インバータを制御するためのゲート信号を出力する
ＰＷＭ制御手段とを備え、昇圧された直流電圧を交流系
統の交流電圧に基づいて制御する。（請求項２） 更に、前記変調信号の半周期毎又は一周期毎に前記三角
波状の変調信号の正又は負のピーク点においてパルス状
の補正信号を発生する補正信号発生手段を備え、前記補
正信号により前記ゲート信号をオフさせる。（請求項
３） 更に、前記パルス状の補正信号は、前記インバータを構
成するブリッジ接続されたスイッチ素子の直流短絡を防
止するためのデッドタイムより少し大きい時間だけ前記
ゲート信号をオフさせるパルス幅とする。（請求項４） 更に、一定の周期で正負に極性が反転する方形波を積分
して前記三角波状の変調信号を出力するキャリア発生手
段を備え、前記補正信号発生手段は前記方形波の極性が
反転するとき前記パルス状の補正信号を発生し、前記補
正信号を前記変調信号に加算する。（請求項５） 更に、前記信号発生手段は前記方形波の極性が反転する
とき所定の変化率で極性が反転するように波形整形し、
波形整形された方形波を微分して前記パルス状の補正信
号を発生する。（請求項６） 更に、前記補正信号発生手段は前記三角波状の変調信号
の正側のピーク点で第１補正信号を発生すると共に前記
三角波状の変調信号の負側のピーク点で第２補正信号を
発生し、前記インバータの正側のスイッチ素子を制御す
るためのＰＷＭ信号と前記第１補正信号との論理積によ
り前記正側のスイッチ素子を駆動すると共に、前記イン
バータの負側のスイッチ素子を制御するためのＰＷＭ信
号と前記第２補正信号との論理積により前記負側のスイ
ッチ素子を駆動する。（請求項７）
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１、４〜６に対応
するインバータ装置の実施例を図１に示す。図１はイン
バータ装置の要部構成を示したもので、その他は従来
（図５）と同じように構成される。キャリア発生回路１
３は方形波発生回路１３a と積分回路１３b でなり、方
形波発生回路１３a は積分回路１３b から出力される変
調信号Ｃa が正の所定値或いは負の所定値を越えると極
性が反転する一定振幅の方形波信号Ｃb を出力し、積分
回路１３b は方形波信号Ｃb を積分してＰＷＭ制御のた
めの三角波状の変調信号（キャリア信号）Ｃa を出力す
る。比較器１２はコンパレータ１２a とパルス分配回路
１２b を備え、コンパレータ１２a は抵抗１２c を介し
て入力される電流制御回路１１の出力信号Ｃと抵抗１２
d を介して入力される変調信号Ｃa とを比較してＰＷＭ
制御を行うための信号を出力し、パルス分配回路１２b
は該信号に基づいてインバータ３をＰＷＭ制御するため
のＰＷＭ信号Ｓ1 とＳ2 を出力し、デッドタイム回路１
４a 、１４b と駆動回路１５a 、１５b を介してインバ
ータ３の正極側のスイッチ素子と負極側のスイッチ素子
をオン、オフさせてＰＷＭ制御を行う。波形整形回路１
６は方形波信号Ｃb の極性が反転するとき、所定の変化
率で極性が反転する方形波信号Ｃc を出力する。コンデ
ンサ１７と抵抗１８は方形波信号Ｃc を微分してコンパ
レータ１２a に入力するためのものである。
するインバータ装置の実施例を図１に示す。図１はイン
バータ装置の要部構成を示したもので、その他は従来
（図５）と同じように構成される。キャリア発生回路１
３は方形波発生回路１３a と積分回路１３b でなり、方
形波発生回路１３a は積分回路１３b から出力される変
調信号Ｃa が正の所定値或いは負の所定値を越えると極
性が反転する一定振幅の方形波信号Ｃb を出力し、積分
回路１３b は方形波信号Ｃb を積分してＰＷＭ制御のた
めの三角波状の変調信号（キャリア信号）Ｃa を出力す
る。比較器１２はコンパレータ１２a とパルス分配回路
１２b を備え、コンパレータ１２a は抵抗１２c を介し
て入力される電流制御回路１１の出力信号Ｃと抵抗１２
d を介して入力される変調信号Ｃa とを比較してＰＷＭ
制御を行うための信号を出力し、パルス分配回路１２b
は該信号に基づいてインバータ３をＰＷＭ制御するため
のＰＷＭ信号Ｓ1 とＳ2 を出力し、デッドタイム回路１
４a 、１４b と駆動回路１５a 、１５b を介してインバ
ータ３の正極側のスイッチ素子と負極側のスイッチ素子
をオン、オフさせてＰＷＭ制御を行う。波形整形回路１
６は方形波信号Ｃb の極性が反転するとき、所定の変化
率で極性が反転する方形波信号Ｃc を出力する。コンデ
ンサ１７と抵抗１８は方形波信号Ｃc を微分してコンパ
レータ１２a に入力するためのものである。
【００１１】上記構成において、方形波発生回路１３a
から出力される方形波信号Ｃb の極性が反転する度に積
分回路１３b は積分方向を反転し、図２に示すような三
角波状の変調信号Ｃa を出力する。波形整形回路１６は
方形波信号Ｃb の極性が反転するとき、所定の変化率で
極性が反転する整形された方形波信号Ｃc を出力し、コ
ンデンサ１７と抵抗１８によって微分され、図２に示す
ようなパルス状の補正信号Ｃd が三角波Ｃa の正側と負
側のピーク点を増大させるように抵抗１８を介してコン
パレータ１２a に入力され三角波Ｃa に加算される。
から出力される方形波信号Ｃb の極性が反転する度に積
分回路１３b は積分方向を反転し、図２に示すような三
角波状の変調信号Ｃa を出力する。波形整形回路１６は
方形波信号Ｃb の極性が反転するとき、所定の変化率で
極性が反転する整形された方形波信号Ｃc を出力し、コ
ンデンサ１７と抵抗１８によって微分され、図２に示す
ようなパルス状の補正信号Ｃd が三角波Ｃa の正側と負
側のピーク点を増大させるように抵抗１８を介してコン
パレータ１２a に入力され三角波Ｃa に加算される。
【００１２】本実施例によれば、通常の運転では電流制
御信号Ｃが図２に示すＣ2 のレベル以下の範囲で制御さ
れ従来と同様のＰＷＭ制御が行われる。交流系統４の交
流電圧のピーク値と直流電源１の直流電圧が接近する
と、電流制御信号ＣがＣ2 からＣ1 に増大し三角波Ｃa
のピーク点を越えようとするが、本実施例では補正信号
Ｃd が三角波Ｃa のピーク点を増大させるように加算さ
れているので、電流制御信号Ｃ1 が変調信号Ｃa より大
きくなることがなくなり、コンパレータ１２a は確実に
オフ状態のＰＷＭ信号を出力する。また、補正信号Ｃd
のパルス幅をデッドタイムより大きく設定することによ
り、ＰＷＭ信号のオフ状態の最小パルス幅がデッドタイ
ム以下となることがなくなり、パルス抜けを生じること
がなくなり、電圧比Ｋv （交流電圧のピーク値√２・Ｖ
a ／直流電圧Ｖd ）と変調率Ｍとの比例関係は、従来の
ように途中でジャンプすることがなくなり、図７のＫv2
に示すように滑らかに変化しる。
御信号Ｃが図２に示すＣ2 のレベル以下の範囲で制御さ
れ従来と同様のＰＷＭ制御が行われる。交流系統４の交
流電圧のピーク値と直流電源１の直流電圧が接近する
と、電流制御信号ＣがＣ2 からＣ1 に増大し三角波Ｃa
のピーク点を越えようとするが、本実施例では補正信号
Ｃd が三角波Ｃa のピーク点を増大させるように加算さ
れているので、電流制御信号Ｃ1 が変調信号Ｃa より大
きくなることがなくなり、コンパレータ１２a は確実に
オフ状態のＰＷＭ信号を出力する。また、補正信号Ｃd
のパルス幅をデッドタイムより大きく設定することによ
り、ＰＷＭ信号のオフ状態の最小パルス幅がデッドタイ
ム以下となることがなくなり、パルス抜けを生じること
がなくなり、電圧比Ｋv （交流電圧のピーク値√２・Ｖ
a ／直流電圧Ｖd ）と変調率Ｍとの比例関係は、従来の
ように途中でジャンプすることがなくなり、図７のＫv2
に示すように滑らかに変化しる。
【００１３】従って、直流電圧が低下してもインバータ
３が確実にスイッチングされ、ＰＷＭ制御の見掛上の変
調周波数が可聴周波数まで低下することもなくなり、不
快感を与えることもなくなる。また、インバータ３の出
力電圧が急変することがなくなるので電流制御系の動作
が不安定になることこともなくなり、リップル電流が少
なくなってリアクトル５、６の電力損失が減少し、直流
電圧を限界値近くまで低く設計することができ、インバ
ータ３のスイッチ素子のスイッチング損失を減少させ、
電力変換効率を向上させることができる。
３が確実にスイッチングされ、ＰＷＭ制御の見掛上の変
調周波数が可聴周波数まで低下することもなくなり、不
快感を与えることもなくなる。また、インバータ３の出
力電圧が急変することがなくなるので電流制御系の動作
が不安定になることこともなくなり、リップル電流が少
なくなってリアクトル５、６の電力損失が減少し、直流
電圧を限界値近くまで低く設計することができ、インバ
ータ３のスイッチ素子のスイッチング損失を減少させ、
電力変換効率を向上させることができる。
【００１４】なお、方形波発生回路１３a から出力され
る方形波信号Ｃa を直接微分してタイミング信号を生成
しワンショットタイマなどで補正信号Ｃc を発生させる
こともできる。
る方形波信号Ｃa を直接微分してタイミング信号を生成
しワンショットタイマなどで補正信号Ｃc を発生させる
こともできる。
【００１５】なお、変調周波数が高く、例えば３０ｋＨ
ｚ以上の場合、半分の周波数（１５ｋＨｚ以上）に低下
しても可聴周波数まで低下しないので、直流電源１の電
圧が低下したとき変調周波数を１／２に低下することを
許容するように構成することができる。
ｚ以上の場合、半分の周波数（１５ｋＨｚ以上）に低下
しても可聴周波数まで低下しないので、直流電源１の電
圧が低下したとき変調周波数を１／２に低下することを
許容するように構成することができる。
【００１６】また、図３に示すように電流制御信号Ｃが
変化してＰＷＭ信号Ｓ1 、Ｓ2 が出力されるとき、三角
波状の変調信号Ｃa の正側と負側のピーク点でデッドタ
イムの幅より少し大きい最小パルス幅だけオフする補正
信号Ｃd1とＣd2を生成し、ＰＷＭ信号Ｓ1 と補正信号Ｃ
d1の論理積Ｓ1 ・Ｃd1を演算してインバータ３の正側の
スイッチ素子を駆動し、ＰＷＭ信号Ｓ2 と補正信号Ｃd2
の論理積Ｓ2 ・Ｃd2を演算してインバータ３の負側のス
イッチ素子を駆動するように構成することができる。こ
の実施例によれば、電流制御信号Ｃが変調信号Ｃa のピ
ーク点を越え、ＰＷＭ信号Ｓ1 がオフ状態とならないと
き、論理積Ｓ1 ・Ｃd1によって最小パルス幅のオフ状態
を確保し、インバータ３の正側のスイッチ素子のみをオ
ン、オフ制御して、電圧比Ｋv と変調率Ｍとの比例関係
を更に１に近付けることができ、電圧利用率を良くする
ことができる。（請求項７） 本発明の請求項２に対応する実施例を図４に示す。この
実施例は、直流電源側に昇圧のためのチョッパ回路１９
を設けその制御部のみを示したもので、その他は従来
（図５）と同じように構成される。コンデンサ２、リア
クトル２１、スイッチ素子２２、ダイオード２３がチョ
ッパ回路１９を構成し、ＰＷＭ制御によりスイッチ素子
２２がオンしたとき、直流電源１からリアクトル２１に
電流が流れて磁気エネルギーが蓄積され、スイッチ素子
２２がオフしたとき、リアクトル２１に流れていた電流
がダイオード２３を介してコンデンサ２へ流れ、リアク
トル２１に蓄積された磁気エネルギーがコンデンサ２へ
移行する。このようにＰＷＭ制御することにより所望の
値に昇圧された直流電圧を得ることができる。
変化してＰＷＭ信号Ｓ1 、Ｓ2 が出力されるとき、三角
波状の変調信号Ｃa の正側と負側のピーク点でデッドタ
イムの幅より少し大きい最小パルス幅だけオフする補正
信号Ｃd1とＣd2を生成し、ＰＷＭ信号Ｓ1 と補正信号Ｃ
d1の論理積Ｓ1 ・Ｃd1を演算してインバータ３の正側の
スイッチ素子を駆動し、ＰＷＭ信号Ｓ2 と補正信号Ｃd2
の論理積Ｓ2 ・Ｃd2を演算してインバータ３の負側のス
イッチ素子を駆動するように構成することができる。こ
の実施例によれば、電流制御信号Ｃが変調信号Ｃa のピ
ーク点を越え、ＰＷＭ信号Ｓ1 がオフ状態とならないと
き、論理積Ｓ1 ・Ｃd1によって最小パルス幅のオフ状態
を確保し、インバータ３の正側のスイッチ素子のみをオ
ン、オフ制御して、電圧比Ｋv と変調率Ｍとの比例関係
を更に１に近付けることができ、電圧利用率を良くする
ことができる。（請求項７） 本発明の請求項２に対応する実施例を図４に示す。この
実施例は、直流電源側に昇圧のためのチョッパ回路１９
を設けその制御部のみを示したもので、その他は従来
（図５）と同じように構成される。コンデンサ２、リア
クトル２１、スイッチ素子２２、ダイオード２３がチョ
ッパ回路１９を構成し、ＰＷＭ制御によりスイッチ素子
２２がオンしたとき、直流電源１からリアクトル２１に
電流が流れて磁気エネルギーが蓄積され、スイッチ素子
２２がオフしたとき、リアクトル２１に流れていた電流
がダイオード２３を介してコンデンサ２へ流れ、リアク
トル２１に蓄積された磁気エネルギーがコンデンサ２へ
移行する。このようにＰＷＭ制御することにより所望の
値に昇圧された直流電圧を得ることができる。
【００１７】上記ＰＷＭ制御は次のように行われる。交
流系統４の交流電圧Ｖa が電圧検出器９で検出され、こ
の検出信号に基づいて電圧基準回路２５が電圧基準Ｖd
* を決定する。電圧制御回路２８は電圧基準Ｖd * と電
圧検出器２７で検出されたコンデンサ２の直流電圧Ｖd
とを比較して電流基準Ｉd * を出力する。電流制御回路
２９は電流基準Ｉd * と電流検出器２０で検出された直
流電流の検出値Ｉd とを比較して電流制御信号を出力
し、ＰＷＭ制御回路３０は電流制御信号と内部に持つ三
角波の変調信号とを比較してＰＷＭ信号を出力し、駆動
回路３１を介してスイッチ素子２２をオン、オフし前述
のようにＰＷＭ制御を行う。
流系統４の交流電圧Ｖa が電圧検出器９で検出され、こ
の検出信号に基づいて電圧基準回路２５が電圧基準Ｖd
* を決定する。電圧制御回路２８は電圧基準Ｖd * と電
圧検出器２７で検出されたコンデンサ２の直流電圧Ｖd
とを比較して電流基準Ｉd * を出力する。電流制御回路
２９は電流基準Ｉd * と電流検出器２０で検出された直
流電流の検出値Ｉd とを比較して電流制御信号を出力
し、ＰＷＭ制御回路３０は電流制御信号と内部に持つ三
角波の変調信号とを比較してＰＷＭ信号を出力し、駆動
回路３１を介してスイッチ素子２２をオン、オフし前述
のようにＰＷＭ制御を行う。
【００１８】この実施例によれば、交流系統４の交流電
圧に応じてインバータ３に入力する直流電圧の値を制御
することができ、インバータ３が直流電圧を交流電圧に
変換する際に、常に適度な制御余裕を持ってＰＷＭ制御
を行うことができ、交流電圧が上昇したときでも変調周
波数が低下したり、電流制御系が不安定になったりする
こともなくなる。
圧に応じてインバータ３に入力する直流電圧の値を制御
することができ、インバータ３が直流電圧を交流電圧に
変換する際に、常に適度な制御余裕を持ってＰＷＭ制御
を行うことができ、交流電圧が上昇したときでも変調周
波数が低下したり、電流制御系が不安定になったりする
こともなくなる。
【００１９】交流電圧（実効値）をＶa 、直流電圧をＶ
d 、ＰＷＭ制御により直流電圧を交流電圧に変換する場
合の変換係数をｋ1 （ｋ1 ＜１）、制御余裕をｋ2 （ｋ
2 ＞０）、直流電圧と交流電圧と間の回路に生じる電圧
降下をＶdropとした場合、（２）式の関係が成立する。
d 、ＰＷＭ制御により直流電圧を交流電圧に変換する場
合の変換係数をｋ1 （ｋ1 ＜１）、制御余裕をｋ2 （ｋ
2 ＞０）、直流電圧と交流電圧と間の回路に生じる電圧
降下をＶdropとした場合、（２）式の関係が成立する。
【００２０】
【数２】 （Ｖd ・ｋ1 −Ｖdrop）＝（１＋ｋ2 ）√２・Ｖa （２） 電圧基準回路２５はデッドタイムを考慮した最大変換係
数ｋ1 と適度な制御余裕ｋ2 が設定されて（２）式の演
算を行い、交流電圧Ｖa に応じて最適な直流電圧Ｖd と
なる電圧基準Ｖd * を出力する。従って、交流電圧のピ
ーク値で適度な制御余裕を持ちＰＷＭ制御でパルス抜け
を生じることがなくなり、変調周波数が低下したり電流
制御系が不安定になったりすることがなくなる。
数ｋ1 と適度な制御余裕ｋ2 が設定されて（２）式の演
算を行い、交流電圧Ｖa に応じて最適な直流電圧Ｖd と
なる電圧基準Ｖd * を出力する。従って、交流電圧のピ
ーク値で適度な制御余裕を持ちＰＷＭ制御でパルス抜け
を生じることがなくなり、変調周波数が低下したり電流
制御系が不安定になったりすることがなくなる。
【００２１】また、図１の回路と図５の回路を併用する
ことにより、最大変換係数をｋ1 を大きく選定すると共
に、制御余裕をｋ2 をゼロに近い小さい値とすることが
でき、直流電圧Ｖd を低く設定することが可能となり、
変換効率を向上させることができる。実験結果では直流
電圧Ｖd を１０％程度低くすることができ、変換効率を
０．３％程度向上させることができた。また、直流電圧
をできるだけ低くして必要最小限の値とすることにより
スイッチングによるＥＭＩノイズも減少させることがで
きる。（請求項３） 以上の説明では三角波の変調信号を用いてＰＷＭ制御を
行う場合について説明したが、マイクロプロセッサを用
いた空間ベクトル制御を用いる場合にも適用することが
できる。
ことにより、最大変換係数をｋ1 を大きく選定すると共
に、制御余裕をｋ2 をゼロに近い小さい値とすることが
でき、直流電圧Ｖd を低く設定することが可能となり、
変換効率を向上させることができる。実験結果では直流
電圧Ｖd を１０％程度低くすることができ、変換効率を
０．３％程度向上させることができた。また、直流電圧
をできるだけ低くして必要最小限の値とすることにより
スイッチングによるＥＭＩノイズも減少させることがで
きる。（請求項３） 以上の説明では三角波の変調信号を用いてＰＷＭ制御を
行う場合について説明したが、マイクロプロセッサを用
いた空間ベクトル制御を用いる場合にも適用することが
できる。
【００２２】
【発明の効果】本発明のインバータ装置によれば、交流
電圧のピーク値と直流電圧が接近しても、ＰＷＭ制御の
変調周波数が可聴周波数まで低下することがなくなり、
安定した電流制御を行うことができ、また、直流電圧を
必要最小限に設定することができ、電力変換効率を向上
させることができる。
電圧のピーク値と直流電圧が接近しても、ＰＷＭ制御の
変調周波数が可聴周波数まで低下することがなくなり、
安定した電流制御を行うことができ、また、直流電圧を
必要最小限に設定することができ、電力変換効率を向上
させることができる。
【図１】本発明の請求項１、４〜６に対応する実施例の
構成図。
構成図。
【図２】上記実施例の作用を説明するための波形図。
【図３】本発明の請求項７に対応する実施例の作用を説
明するための波形図。
明するための波形図。
【図４】本発明の請求項２に対応する実施例の構成図。
【図５】従来のインバータ装置の構成図。
【図６】従来のインバータ装置の問題点を説明するため
の波形図。
の波形図。
【図７】電圧比Ｋv と変調率Ｍの関係を示す特性図。
１…直流電源 ２…コンデンサ
（直流） ３…インバータ ４…交流系統 ５、６…リアクトル ７…電流検出器
（交流） ８…コンデンサ（交流） ９…電圧検出器
（交流） １０…電流基準回路 １１…電流制御回
路 １２…比較器 １３…キャリア発
生回路 １３a …方形波発生回路 １３b …積分回路 １４a 、１４b …デッドタイム回路 １５a 、１５b …
駆動回路 １６…波形整形回路 １７…コンデンサ １８…抵抗 １９…チョッパ回
路 ２０…電流検出器（直流） ２１…リアクトル ２２…スイッチ素子 ２３…ダイオード ２５…電圧基準回路 ２７…電圧検出器
（直流） ２８…電圧制御回路 ２９…電流制御回
路 ３０…ＰＷＭ制御回路 ３１…駆動回路
（直流） ３…インバータ ４…交流系統 ５、６…リアクトル ７…電流検出器
（交流） ８…コンデンサ（交流） ９…電圧検出器
（交流） １０…電流基準回路 １１…電流制御回
路 １２…比較器 １３…キャリア発
生回路 １３a …方形波発生回路 １３b …積分回路 １４a 、１４b …デッドタイム回路 １５a 、１５b …
駆動回路 １６…波形整形回路 １７…コンデンサ １８…抵抗 １９…チョッパ回
路 ２０…電流検出器（直流） ２１…リアクトル ２２…スイッチ素子 ２３…ダイオード ２５…電圧基準回路 ２７…電圧検出器
（直流） ２８…電圧制御回路 ２９…電流制御回
路 ３０…ＰＷＭ制御回路 ３１…駆動回路
Claims (7)
- 【請求項１】直流電圧を出力する直流電源と、前記直流
電圧をＰＷＭ制御により交流電圧に変換し交流系統に連
系するインバータと、前記交流系統の交流電圧に同期し
た電流基準と前記インバータの出力電流検出値とを比較
して電流制御信号を出力する電流制御手段と、前記電流
制御信号と一定周波数の三角波状の変調信号とを比較し
て前記インバータを制御するためのゲート信号を出力す
るＰＷＭ制御手段と、前記変調信号の半周期毎又は一周
期毎に前記三角波状の変調信号の正又は負のピーク点に
おいてパルス状の補正信号を発生する補正信号発生手段
を備え、前記補正信号により前記ゲート信号をオフさせ
ることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】直流電圧を出力する直流電源と、前記直流
電圧をＰＷＭ制御により所望の直流電圧に昇圧するチョ
ッパ回路と、交流系統の交流電圧に基づいて電圧基準を
決定する電圧基準決定手段と、前記電圧基準と前記チョ
ッパ回路で昇圧された直流電圧の検出値とを比較して前
記チョッパ回路を制御する電圧制御手段と、昇圧された
直流電圧をＰＷＭ制御により交流電圧に変換し交流系統
に連系するインバータと、前記交流系統の交流電圧に同
期した電流基準と前記インバータの出力電流検出値とを
比較して電流制御信号を出力する電流制御手段と、前記
電流制御信号と一定周波数の三角波状の変調信号とを比
較して前記インバータを制御するためのゲート信号を出
力するＰＷＭ制御手段とを備え、昇圧された直流電圧を
交流系統の交流電圧に基づいて制御することを特徴とす
るインバータ装置。 - 【請求項３】請求項２に記載のインバータ装置におい
て、前記変調信号の半周期毎又は一周期毎に前記三角波
状の変調信号の正又は負のピーク点においてパルス状の
補正信号を発生する補正信号発生手段を備え、前記補正
信号により前記ゲート信号をオフさせることを特徴とす
るインバータ装置。 - 【請求項４】請求項１又は請求項３に記載のインバータ
装置において、前記パルス状の補正信号は、前記インバ
ータを構成するブリッジ接続されたスイッチ素子の直流
短絡を防止するためのデッドタイムより少し大きい時間
だけ前記ゲート信号をオフさせるパルス幅とすることを
特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】請求項１又は請求項３に記載のインバータ
装置において、一定の周期で正負に極性が反転する方形
波を積分して前記三角波状の変調信号を出力するキャリ
ア発生手段を備え、前記補正信号発生手段は前記方形波
の極性が反転するとき前記パルス状の補正信号を発生
し、前記補正信号を前記変調信号に加算することを特徴
とするインバータ装置。 - 【請求項６】請求項５に記載のインバータ装置におい
て、前記信号発生手段は前記方形波の極性が反転すると
き所定の変化率で極性が反転するように波形整形し、波
形整形された方形波を微分して前記パルス状の補正信号
を発生することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項７】請求項１又は請求項３に記載のインバータ
装置において、前記補正信号発生手段は前記三角波状の
変調信号の正側のピーク点で第１補正信号を発生すると
共に前記三角波状の変調信号の負側のピーク点で第２補
正信号を発生し、前記インバータの正側のスイッチ素子
を制御するためのＰＷＭ信号と前記第１補正信号との論
理積により前記正側のスイッチ素子を駆動すると共に、
前記インバータの負側のスイッチ素子を制御するための
ＰＷＭ信号と前記第２補正信号との論理積により前記負
側のスイッチ素子を駆動することを特徴とするインバー
タ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8240321A JPH1094266A (ja) | 1996-09-11 | 1996-09-11 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8240321A JPH1094266A (ja) | 1996-09-11 | 1996-09-11 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1094266A true JPH1094266A (ja) | 1998-04-10 |
Family
ID=17057737
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8240321A Pending JPH1094266A (ja) | 1996-09-11 | 1996-09-11 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1094266A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009261223A (ja) * | 2008-03-26 | 2009-11-05 | Mitsuba Corp | モータ制御回路 |
| JP2010011616A (ja) * | 2008-06-26 | 2010-01-14 | Denso Corp | 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム |
| JP5903636B2 (ja) * | 2010-02-26 | 2016-04-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム |
| JP2017121135A (ja) * | 2015-12-28 | 2017-07-06 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 共振回避可能なインバータ装置 |
| JP2017181138A (ja) * | 2016-03-29 | 2017-10-05 | 一般財団法人電力中央研究所 | 太陽光発電設備の異常診断方法、異常診断装置、及び異常診断プログラム |
| CN112532121A (zh) * | 2020-12-03 | 2021-03-19 | 中国电子科技集团公司第二十四研究所 | 三相无刷电机驱动电路、三相无刷电机驱动器及补偿方法 |
-
1996
- 1996-09-11 JP JP8240321A patent/JPH1094266A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009261223A (ja) * | 2008-03-26 | 2009-11-05 | Mitsuba Corp | モータ制御回路 |
| JP2010011616A (ja) * | 2008-06-26 | 2010-01-14 | Denso Corp | 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム |
| JP5903636B2 (ja) * | 2010-02-26 | 2016-04-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム |
| EP2541750A4 (en) * | 2010-02-26 | 2017-11-29 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power conversion apparatus, grid connection apparatus, and grid connection system |
| JP2017121135A (ja) * | 2015-12-28 | 2017-07-06 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 共振回避可能なインバータ装置 |
| JP2017181138A (ja) * | 2016-03-29 | 2017-10-05 | 一般財団法人電力中央研究所 | 太陽光発電設備の異常診断方法、異常診断装置、及び異常診断プログラム |
| CN112532121A (zh) * | 2020-12-03 | 2021-03-19 | 中国电子科技集团公司第二十四研究所 | 三相无刷电机驱动电路、三相无刷电机驱动器及补偿方法 |
| CN112532121B (zh) * | 2020-12-03 | 2022-10-18 | 中国电子科技集团公司第二十四研究所 | 三相无刷电机驱动电路、三相无刷电机驱动器及补偿方法 |
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