JP2006230195A - 電気車の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電気車用の２レベルインバータにおいて、磁気騒音の音色変化をなく
すると共に、出力電圧の全域をほぼ連続に制御することにある。
【解決手段】 直流電源と、複数の制御モードにより直流電圧から可変電圧可変
周波数の三相交流相電圧に変換し、その相電圧として正負２値のパルスを出力す
る２レベルの電力変換器を備えた電気車の制御装置において、制御モードには、
パルス幅変調制御モードと１パルス制御モードとの間に過変調制御モードを介在
させ、該過変調制御モードは、出力電圧が大きくなるに従い出力電圧基本波のピ
ークから零クロスに向かって徐々に電圧パルスの周期を長くすると共に、出力電
圧基本波の周期とは非同期にスイッチング制御することによってスイッチング周
波数を連続的に変化させ、出力周波数が大きくなるに従ってスイッチング周波数
を徐々に下げていくようにする。
【選択図】 図１７

Description

本発明は、電気車の制御装置、特に、電気車を駆動する電動機に交流出力を供
給するＰＷＭ（パルス幅変調）インバータの制御技術に関する。

インバータの変調方式について、その一例が非特許文献１に述べられている。
電気鉄道用車輌のインバータでは、図２に示すように、出力電圧基本波周波数
が低いときは出力電圧の大きさと基本波周波数の比を一定に保つ制御を行い（こ
の制御を行う領域を可変電圧可変周波数領域と呼ぶことにする）、出力電圧基本
波周波数が上昇して出力電圧の大きさが最大になると、その最大値電圧を保ちつ
つ周波数制御を行う（この制御を行う領域を定電圧可変周波数領域と呼ぶことに
する）。可変電圧可変周波数領域ではパルス幅変調制御により出力電圧を調整す
るため、出力電圧の半周期を複数の電圧パルスで構成する多パルスモードを用い
る。一方、定電圧可変周波数領域では、電圧利用率を最大限まで高め、装置を小
型化するため、出力電圧の半周期を単一のパルスで構成する１パルスモードを用
いる。

電気車研究会刊「電気車の科学」１９９３年４月号，「最近のインバータ制御技術を評価する」の１４ページ，図−１

スイッチング素子としてＧＴＯサイリスタを用いた従来のインバータ（以下、
ＧＴＯインバータと呼ぶ）では、図３に示すように、出力電圧基本波周波数の上
昇に伴い、その一周期に含まれるパルス数を切換えて徐々に減少させるパルス数
切換え方式の多パルスモードを用いていた。これはＧＴＯサイリスタのスイッチ
ング周波数の上限が数百Ｈｚであるためである。この方式ではパルス数切換えの
際にスイッチング周波数が不連続となるため、パルス数切換えに伴い、磁気騒音
の音色変化が発生し、耳障りであるという問題があった。
また、ＧＴＯインバータにおいては、出力電圧の半周期に三個の電圧パルスを
含む３パルスモードと１パルスモードの出力電圧の間には、ＧＴＯサイリスタの
最小オフ時間の制限に依存した１０％程度の跳躍が存在し、３パルスモードと１
パルスモードの切換え時に電動機の発生トルクに変動が生ずる問題があった。

本発明の課題は、多パルスモードと１パルスモードの組合せにより出力電圧の
大きさを零から最大電圧まで制御する２レベルインバータの交流出力を用いて電
気車を駆動する電動機を制御するに際し、２レベルインバータのスイッチング周
波数の大幅な不連続をなくして耳障りな磁気騒音の音色変化をなくすると共に、
多パルスモードと１パルスモードの出力電圧のギャップを小さくし、出力電圧の
全域をほぼ連続に制御することにある。

上記課題を解決するために、直流電源と、複数の制御モードにより複数のスイ
ッチング素子を制御して直流電源の直流電圧から可変電圧可変周波数の三相交流
相電圧に変換し、その相電圧として正負２値のパルスを出力する２レベルの電力
変換器であって、該電力変換器からの交流出力を電気車を駆動する電動機に供給
して前記電気車を駆動制御する電気車の制御装置において、
制御モードには、出力電圧基本波の半周期に複数の電圧パルスを出力させるパ
ルス幅変調制御モードと、出力電圧基本波の半周期に単一の電圧パルスを出力さ
せる１パルス制御モードとの間に過変調制御モードを介在させ、該過変調制御モ
ードは、出力電圧が大きくなるにしたがい出力電圧基本波のピークから零クロス
に向かって徐々に電圧パルスの周期を長くすると共に、出力電圧基本波の周期と
は非同期にスイッチング制御することによってスイッチング周波数を連続的に変
化させ、出力周波数が大きくなるにしたがいスイッチング周波数を徐々に下げて
いくようにし、
前記電気車を低速域から高速域まで運転するとき、前記パルス幅変調制御モー
ドと、前記過変調制御モードと、前記１パルス制御モードとを順次移行させる。

以上説明したように、本発明によれば、多パルスモードと１パルスモードの組
合せにより出力電圧の大きさを零から最大電圧まで制御するインバータの交流出
力を用いて電気車を駆動する電動機を制御するに際し、２レベルインバータの磁
気騒音の不連続な変化をなくすことができると共に、全出力電圧域をほぼ連続に
制御することが可能となる。
また、制御モードに過変調モードを採用することにより、多パルスモードと１
パルスモードの切換時において電流や電気車を駆動する電動機の発生トルクの変
動がなく、スムーズに切換えを行うことのできる２レベルインバータを構成する
ことができる。

以下、本発明の最良の形態を図１から図１７を用いて説明する。

本発明のインバータのＰＷＭモードの構成は図４のようになる。低出力電圧域
ではバイポーラモード（パルス幅変調制御モード），高出力電圧領域では過変調
モード（過変調制御モード），最大出力電圧域では１パルスモード（１パルス制
御モード）で動作する。ここで、多パルスモードは、バイポーラモードと過変調
モードを有する。
図１は、本発明の一実施例を示す構成図であり、電気車駆動用誘導電動機の制
御用変換器として電圧型２レベルインバータを用いた例である。同図において、
６は誘導電動機、５はそれを駆動する２レベル三相ＰＷＭインバータ、９はイン
バータの電源となる直流架線、７，８はインバータ直流入力側のフィルタリアク
トル及びコンデンサである。
図１の多パルス発生手段２，１パルス発生手段３，ＰＷＭモード選択手段４は、
インバータの出力電圧指令Ｅ*と、その周波数指令Ｆｉ*を積分器１で積分するこ
とにより求めた各相の出力電圧基本波の位相θｘ（添字ｘは相を表す添字を総称
するものとする。即ち、ｕ，ｖ，ｗのいずれかの相を表す。）に基づきインバー
タの制御信号を発生する。インバータの制御信号のうち、Ｓ１ｘ，Ｓ２ｘ，Ｓｘ
をスイッチング関数と呼び、インバータの正側アームがオンのとき１，負側アー
ムがオンのとき０と定義する。

まず、インバータの制御信号の発生方法について述べる。図１の多パルス発生
手段２の一例（一相分）を図５に示す。ここではバイポーラモードと過変調モー
ドのスイッチング関数を同一の手段で発生している。出力電圧指令→変調率変換
手段２１では出力電圧指令Ｅ*から変調率Ａ、つまり変調波の振幅を求める。搬
送波振幅を１とすると、バイポーラモードでは０≦Ａ≦１、過変調モードではＡ
＞１である。出力電圧基本波の大きさを電圧指令に一致させるため、Ｅ*とＡを
バイポーラモードでは（数１）、過変調モードでは（数２）で対応させる。

関数ｙ＝sin(ｘ)２２では出力電圧基本波の位相（変調波の位相と等価）θｘ
のｓｉｎを求める。これに変調率Ａを乗じたものが変調波ａｘである。変調波ａ
ｘと搬送波周波数（バイポーラモードのスイッチング周波数と等価）Ｆｃをスイ
ッチング関数演算手段２４に与え、スイッチング関数Ｓ１ｘを求める。スイッチ
ング関数演算手段２４では、振幅１，周波数Ｆｃの三角波である搬送波を発生し、
それと変調波の値を比較してスイッチング関数を発生する。また、三角波を用い
ずに変調波ａｘとパルス間隔から演算によりスイッチング関数を求めてもよい。

三角波比較により求めたバイポーラモードと過変調モードによるスイッチング
関数の波形の一例を図６，図７にそれぞれ示す。
本発明のインバータ装置においては、ＩＧＢＴ，大容量パワートランジスタ等
の数ｋＨｚのスイッチングが可能なデバイスをスイッチング素子として用い（こ
こでは総称して以下、ＩＧＢＴインバータと呼ぶ）、多パルスモードにおいては
変調波と搬送波を非同期とする。
図６に示すバイポーラモードおいては、０≦Ａ≦１であるため、搬送波２４２
とスイッチング関数２４３が対応し、また、搬送波２４２と変調波２４１とが同
期していない。さらに、図７に示す過変調モードではＡ＞１であるため、Ａが１
を越える部分では広幅パルスのスイッチング関数２４６が得られ、その他の部分
では搬送波２４５と変調波２４４との比較に従ったスイッチング関数２４６が得
られる。また、この過変調モードにおいても搬送波２４５と変調波２４４とは非
同期で発生している。前記したように、図においては理解のため搬送波と変調波
との比較によりスイッチング関数を得る方式を示したが、変調波ａｘとパルス間
隔から演算によりスイッチング関数を求めることもできる。

これにより、スイッチング周波数はバイポーラモードでは一定となり、また、
過変調モードでは次に述べる１パルスモードでのスイッチング周波数に徐々に近
づけることができる。この多パルスモードでは、変調波と搬送波が非同期である
ため、搬送波周波数は変調波周波数に比べ充分高くする必要があり、経験的には
１０倍程度より高いことが望ましい。

図１の１パルス発生手段により発生するスイッチング関数の波形の例を図８に
示す。出力電圧の基本波３１（振幅はいくらでもよい）の符号が正のときはスイ
ッチング関数Ｓ２ｘの値は１、符号が負のときはＳ２ｘの値は０とする。

次に、高出力電圧域の制御のために、多パルスモードと１パルスモードを組合
わせることについて説明する。過変調方式について書かれた文献として、平成３
年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集Ｎo.１０６「電圧型３相ＰＷＭイン
バータの過変調制御方式」がある。これによると、過変調モードの変調率を極め
て大きくしたものが６ステップインバータの動作、即ち１パルスモードの動作で
あると述べられている。しかしながら、１パルスモードを過変調モードの延長と
いう形で実現（変調率を極めて大きくすることにより１パルスモードを実現）す
ると、以下のような不都合が生ずる。
第一に、過変調モードと１パルスモードが切換わる点がスイッチング周波数に
依存し、任意に設定することができなくなる。第二に、過変調モードの変調波と
搬送波が非同期である場合（以下、非同期ＰＷＭと呼ぶ）には、素子のターンオ
ン，ターンオフ時間の影響により過変調モードと１パルスモードの境界付近で変
調波零クロス近傍のパルスが出たり出なかったりする。結果として出力電圧の正
負間にアンバランスが生じ、インバータの負荷電流に低周波の脈動が重畳される
ビート現象が発生する。第三に、過変調モードは、図７に示すように、出力電圧
波形（後述するスイッチング関数の波形と等価）は変調波(出力電圧基本波と等
価)零クロス近傍のパルス間隔が均一となる、つまりパルス発生周期が均一であ
る部分（等間隔パルス）と、変調波ピークを中心とする広幅パルスの部分に分け
られ、過変調モードの等間隔パルスの部分において過変調モードと１パルスモー
ドの切換えが起こり得る。この場合、インバータの負荷電流が乱れ、過電流によ
るスイッチング素子の破壊や電動機の発生トルクの著しい変動が発生することが
ある。

これらの問題を解決するには、過変調モードと１パルスモードを切換える電圧
（以下、移行電圧と呼ぶ）と、出力電圧基本波のどの位相で切換えるか（以下、
移行位相と呼ぶ）を管理する。
まず、移行電圧の管理について説明する。移行電圧を設定し、それを境界に過
変調モードと１パルスモードを切換える場合、移行電圧の設定値はできるだけ１
パルスモードの出力電圧、即ち１００％に近い値であることが望ましい。過変調
モードの出力電圧の最大値との差が小さいほど、切換時の電動機の発生トルクの
変動が小さくなるからである。
しかしながら、非同期ＰＷＭでは、出力電圧の基本波一周期に含まれる個々の
電圧パルスの幅は各周期毎に異なるものとなり、過変調モードで出力電圧が１０
０％に近づくにつれて出力電圧基本波の零クロス近傍のパルス数が減少すると、
この影響が顕在化して出力電圧の正負間にアンバランスが生じ、インバータの負
荷電流にビート現象が発生する。この様子の一例を図９に示す。

図１０は、出力電圧基本波零クロス近傍の平均パルス数と、ビート現象による
電流脈動の関係の一例である。図７に示すように、変調波の絶対値が１.０以下
の部分が等間隔パルスに相当するので、平均パルス数は（数３）に示す式で与え
られる。また、電流脈動率は（数４）で定義した。

図１０より、出力電圧基本波零クロス近傍に少なくとも一個のパルスを確保し
なければ、ビート現象によるインバータの負荷電流の低周波脈動が極めて大きく
なる。
そこで、移行電圧の設定値は、少なくとも一個以上の電圧パルスを出力電圧基
本波零クロス近傍に確保するような値とする。この値は出力電圧基本波周波数Ｆ
i*と多パルスモードの搬送波周波数Ｆｃに依存するので、これらの値から演算に
より求める手段を設けてもよいし、また、出力電圧基本波周波数Ｆｉ*の上限か
ら予め計算により求めて設定するのでもよい。

続いて、移行位相の管理について説明する。過変調モードと１パルスモードを
切換える際の出力電圧基本波の位相によって、切換え直後のインバータの負荷電
流や電動機の発生トルクの過渡的な変動の様子が異なる。電流変動の一例を図１
１に示す。同図（ａ）は、図１２に示すように、Ｕ相の出力電圧基本波の位相で
０゜で三相一括して切換えた場合で、切換直後に電流に過渡的な変動が見られる。
これに対し、同図(ｂ)は、図１３に示すように、Ｕ相の出力電圧基本波の位相で
９０゜で三相一括して切換えた場合であり、電流の過渡的な変動は殆どない。

図１４は、過変調モードから１パルスモードへ三相一括して切換える際の出力
電圧基本波の位相（Ｕ相基準）と過渡的な電流の変動の関係の例である。ここで、
電流変動率は（数５）で定義する。

図１４では、出力電圧基本波の位相で６０゜毎に電流変動率が大きくなってい
る。これは三相のうちいずれかが過変調モードにおいて等間隔パルスのときに過
変調モードと１パルスモードが切換わる場合であり、このときは両モードの混在
による一時的な三相の出力電圧の不平衡が大きくなるために過渡的な電流の変動
も大きくなる。従って、図１５に示すように、全ての相が過変調モードにおいて
広幅パルスとなる部分に移行位相を設定することで、過渡的な電流やトルクの変
動を抑制できる。

ここで、三相一括して過変調モードと１パルスモードを切換えるには、三相全
てが過変調モードの出力電圧が広幅パルスになる区間ができなければならない。
このためには、三相のうち二相の変調波の交点（Ｕ相変調波の位相を基準にして、
３０゜，９０゜，１５０゜，２１０゜，２７０゜，３３０゜）において、変調波
の絶対値が１.０より大きくなければならない。３０゜の場合で考えるとして、
ａｕ＝Ａsin３０゜＞１.０よりＡ＞２、過変調モードでは変調率Ａと出力電圧Ｅ
*の対応は（数２）で与えられるので、Ｅ*＞９５.６％でなければならない。従
って、三相一括で過変調モードと１パルスモードを切換えるためには移行電圧は
９５.６％より大きく、かつ、過変調で出力電圧基本波零クロス近傍に少なくと
も一個の電圧パルスを確保する値となる。

図１６は、上記移行電圧，移行位相の管理を実現するＰＷＭモード選択手段４
の構成例である。モード選択指令発生手段４２では、移行電圧手段４１に設定し
た移行電圧Ｅｃと電圧指令Ｅ*を比較し、多パルスモードか１パルスモードのい
ずれを選択すべきかを表すモード選択指令Ｍｃを発生する。
ここでは、出力電圧指令Ｅ*に基づきモード選択指令Ｍｃを求めることとした
が、出力電圧指令Ｅ*は変調率Ａと一義的に対応しているため、移行電圧に対応
する変調率Ａｃを予め設定しておき、これと変調率Ａを比較してモード選択指令
Ｍｃを発生するとしてもよい。
また、可変電圧可変周波数領域では、出力電圧指令と出力電圧基本波周波数も
一義的に対応するので、移行電圧に対応する出力電圧基本波周波数Ｆｉｃを予め
設定しておき、これと周波数指令Ｆｉ*を比較してモード選択指令Ｍｃを発生し
てもよい。
移行位相管理手段４４では、Ｍｃを参照し、モードの切換えが必要な場合は出
力電圧基本波の位相θｘと移行位相設定手段４３に設定した移行位相θｃを比較
し、θｘがθｃに達していれば、モード選択信号Ｍを切換える。モード選択スイ
ッチ４５，４６，４７では、モード選択信号Ｍに従って多パルス発生手段の出力
Ｓ１ｘと１パルス発生手段の出力Ｓ２ｘのいずれかを選択し、スイッチング関数
Ｓｘを決定する。

移行位相の管理については、次のような方法によるものでもよい。各相の変調
波の絶対値をとり、三相全て１.０より大きくなっていれば、その時点で全ての
相が過変調の広幅パルスの部分にあることになる。従って、そのような時点で多
パルス発生手段と１パルス発生手段の出力を切換える。

以上により、多パルスモードと１パルスモードの出力電圧のギャップを従来の
ＧＴＯインバータでの１０％程度から１〜２％程度にまで小さくして、出力電圧
の大きさを零から最大電圧までほぼ連続に制御し、また、多パルスモードと１パ
ルスモードの切換時において電流や電動機の発生トルクの変動なく、スムーズに
切換えを行うことのできる２レベルインバータを構成することができる。
また、本発明での出力電圧基本波周波数とスイッチング周波数の関係は、図１
７のようになり、図３の従来のインバータの変調方式のような大きな不連続は存
在せず、磁気騒音の不連続な音色変化をなくすことができる。

本発明は、多パルスモードと１パルスモードの組合せにより出力電圧の大きさ
を零から最大電圧まで制御するインバータの交流出力を用いて電気車を駆動する
電動機を制御し、電気車を駆動制御することに利用可能である。

本発明の一実施形態を示す構成図 車輌用インバータの運転特性を示す図 従来のインバータの変調方式の例を示す図 本発明によるインバ−タの運転特性を示す図 多パルス発生手段の構成の一例を示す図 バイポーラモードの変調波，搬送波，スイッチング関数を示す図 過変調モードの変調波，搬送波，スイッチング関数を示す図 出力電圧の基本波と１パルスモードのスイッチング関数を示す図 ビート現象発生の様子を示す図 出力電圧基本波零クロス近傍の平均パルス数と電流脈動の関係図 モード切換え直後の過渡的な電流変動の様子が移行位相により異なることを示す図 図１１（ａ）の切換えタイミングを示す図 図１１（ｂ）の切換えタイミングを示す図 移行位相とモード切換え直後の過渡的な電流変動の関係を示す図 移行位相設定可能区間を示す図 ＰＷＭモード選択手段の構成の一例を示す図 本発明におけるインバータの出力電圧基本波周波数とスイッチング周波数の関係を示す図

符号の説明

１…積分器、２…多パルス発生手段、３…１パルス発生手段、４…ＰＷＭモード
選択手段、５…２レベル三相ＰＷＭインバータ、６…誘導電動機、７…フィルタ
リアクトル、８…平滑コンデンサ、９…直流架線、２１…周波数指令→変調波振
幅基準変換手段、２２…関数ｙ＝sin(ｘ）、２３…スイッチング周波数、２４…
スイッチング関数演算手段、２４１，２４４…変調波ａｘ、２４２，２４５…搬
送波ｃ、２４３，２４６…スイッチング関数Ｓ１ｘ、３１…出力電圧基本波、４
１…移行電圧設定手段、４２…モード選択指令発生手段、４３…移行位相設定手
段、４４…移行位相管理手段、４５，４６，４７…モード選択スイッチ

Claims (1)

1. 直流電源と、複数の制御モードにより複数のスイッチング素子を制御して前記
   直流電源の直流電圧から可変電圧可変周波数の三相交流相電圧に変換し、その相
   電圧として正負２値のパルスを出力する２レベルの電力変換器であって、該電力
   変換器からの交流出力を電気車を駆動する電動機に供給して前記電気車を駆動制
   御する電気車の制御装置において、
   前記制御モードには、出力電圧基本波の半周期に複数の電圧パルスを出力させ
   るパルス幅変調制御モードと、出力電圧基本波の半周期に単一の電圧パルスを出
   力させる１パルス制御モードとの間に過変調制御モードを介在させ、
   該過変調制御モードは、出力電圧が大きくなるにしたがい出力電圧基本波のピ
   ークから零クロスに向かって徐々に電圧パルスの周期を長くすると共に、出力電
   圧基本波の周期とは非同期にスイッチング制御することによってスイッチング周
   波数を連続的に変化させ、出力周波数が大きくなるにしたがいスイッチング周波
   数を徐々に下げていくようにし、
   前記電気車を低速域から高速域まで運転するとき、前記パルス幅変調制御モー
   ドと、前記過変調制御モードと、前記１パルス制御モードとを順次移行させるこ
   とを特徴とする電気車の制御装置。
   
   

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