JP2010011616A - 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】モータジェネレータの端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備えるインバータを操作することでモータジェネレータの制御量を制御するに際し、回転速度の上昇に伴って制御性を維持することが困難となること。
【解決手段】スイッチング素子の操作信号を規定する１電気角周期分のパターン波形に基づき、インバータを操作する。パターン波形のパルス間隔がデッドタイムよりも短くなる場合、隣接するパルス信号を伸張補正する。ここで、図１０（ａ）は、第１象限におけるパターン波形について、論理「Ｈ」のパルスの間隔がデッドタイムよりも短くなった場合を示し、図１０（ｂ）は、第１象限におけるパターン波形について、論理「Ｌ」のパルスの間隔がデッドタイムよりも短くなった場合を示す。
【選択図】 図１０

Description

本発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置、及び回転機の制御システムに関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧とキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作するＰＷＭ制御を行うものも実用化されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を所望に制御することができる。

ただし、３相電動機の高回転速度領域においては、指令電圧が上昇し、その振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となることで、インバータの実際の出力電圧を指令電圧とすることができなくなる。ここで、３相電動機の高回転速度領域においては、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相電動機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御を行うことも実用化されている。ただし、矩形波制御の電圧利用率は、上記ＰＷＭ制御における指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」の値となる時点での電圧利用率と比較して不連続的に大きいものとなっている。

そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となる場合、電流フィードバック制御のためのｄｑ軸上での指令電圧に基づき算出される位相と、ＲＯＭに格納されたパルスパターンとに基づき、インバータを操作することも提案されている。これにより、電圧利用率を、矩形波制御の電圧利用率へと上昇させていくことができる。

更に、上記文献には、矩形波制御となるまでのパルスパターンを、高調波成分が最小となるように設計することも記載されている。
特開平９−４７１００号公報

ところで、インバータの上側アーム及び下側アームの短絡を防止すべく、上側アームのスイッチング素子及び下側アームのスイッチング素子のいずれか一方に対するオン操作指令タイミングといずれか他方に対するオフ操作指令タイミングとの間には、通常、デッドタイムが設けられる。このため、インバータのスイッチング素子をオン状態とする期間やオフ状態とする期間は、デッドタイムよりも長い期間であることが要求される。ここで、上記パルスパターンによってインバータを操作する場合、３相電動機の回転速度が上昇することで、パルスパターンによって規定される最小パルス間隔がデッドタイム以下となるおそれがある。そしてこの場合には、パルスパターンの指示通りにスイッチング素子を操作することができなくなる。そして、この場合には、３相電動機に印加する電圧が所望の電圧に対して誤差を有するものとなるため、３相電動機の制御性が低下する。

なお、上記パルスパターンを有するものに限らず、操作信号パターンを生成してこれに基づき電力変換回路を操作するものにあっては、回転速度の上昇に伴って回転機の制御性が低下するおそれのあるこうした実情も概ね共通したものとなっている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するに際し、回転機の回転速度の上昇にかかわらず、制御性を維持することのできる回転機の制御装置、及び回転機の制御システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記回転機の所定回転角度間隔における前記スイッチング素子の操作信号パターンを生成する生成手段と、前記回転機の回転速度を入力として、前記操作信号パターンによって規定される前記スイッチング素子のオン状態を実現できるか否かを判断する判断手段と、該判断手段によって実現できないと判断される場合、前記操作信号パターンによって規定される前記電力変換回路の出力電圧に関するフーリエ級数の基本波成分を保持すべく、前記操作信号パターンによって規定される前記スイッチング素子のオン期間を補正する補正手段とを備えることを特徴とする。

スイッチング素子のスイッチング状態の切替指令に対して実際にスイッチング状態が切り替わるまでには遅れが生じる。このため、この遅れ時間は、上記操作信号パターンによって規定される電力変換回路の出力電圧の基本波成分に誤差を生じさせる要因となる。一方、回転機の回転速度が上昇すると、操作信号パターンによって規定されるスイッチング素子のオン時間が短縮されるため、回転速度の上昇に伴って、上記操作信号パターンによって規定されるオン時間に対する上記遅れ時間の割合が増大する。そして、回転速度によっては、上記オン時間がつぶれるおそれがある。この点、上記発明では、補正手段を備えることで、上記操作信号パターンによって規定されるオン時間に対して実際のオン時間が減少する事態を好適に抑制することができる。

なお、上記「オン状態を実現できない」とは、前記オン状態が消失することとしてもよい。また、オン時間が、上記遅れ時間以上となることとしてもよい。また、上記操作信号パターンは、その一対の論理値によって、前記回転機を前記直流電源の正極に接続する旨及び前記回転機を前記直流電源の負極に接続する旨の双方を規定するものであってもよい。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記補正手段は、前記判断手段によって実現できないと判断される１又は複数のオン期間のうちの１つに起因した前記基本波成分のずれを補償すべく、それ以外のオン期間を伸長補正する処理を行うことを特徴とする。

なお、上記発明において、前記判断手段は、前記伸張補正をする都度、前記判断を行う
ものであってもよい。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記所定回転角度が１電気角周期であることを特徴とする。

上記発明では、基本波成分の周期と同一の周期毎に操作信号パターンが生成されるために、基本波成分を適切に設計したり、補正手段による補正を適切に行ったりすることができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記操作信号パターンは、前記所定回転角度の中央に対して対称性を有するものであることを特徴とする。

上記発明では、対称性を有することで、電力変換回路の出力電圧を、正弦波形状の電圧を好適に模擬したものとすることができる。更に、中央に対して対称性を有するものとすることで、電力変換回路の出力電圧を、電気角を直接の独立変数とする正弦関数又は余弦関数を模擬したものとすることができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記操作信号パターンは、前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子及び前記回転機の端子を前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方のオン期間が「１／４」周期で増加、減少を繰り返して且ついずれか他方のオン期間が「１／４」周期で減少、増加を繰り返すものであることを特徴とする。

上記発明では、電力変換回路の出力電圧を、電気角を直接の独立変数とする正弦関数又は余弦関数を好適に模擬したものとすることができる。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記操作信号パターンは、前記所定回転角度の中央から互いに逆方向に等回転角度だけ離間した一対のタイミングのうちの一方が、前記回転機を前記直流電源の正極に接続する旨規定して且つ、前記一対のタイミングのうちの他方が、前記回転機を前記直流電源の負極に接続する旨規定するものであることを特徴とする。

上記発明では、電力変換回路の出力電圧を、電気角を直接の独立変数とする正弦関数を好適に模擬したものとすることができる。このため、電圧利用率の上昇に伴って、操作信号パターンが矩形波制御のためのパターンへと移行する際、パターン波形の急激な変化を抑制しつつも、矩形波制御のためのパターンを電気角の１周期内に正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子とを各１回オン状態とするパターンとすることができる。これに対し、余弦関数を模擬したものとする場合には、電圧利用率の上昇に伴って、操作信号パターンの急激な変化を抑制しつつ矩形波制御のためのパターンへと移行させると、正極側又は負極側のスイッチング素子を、１電気角周期の端部において「π／４」ずつオン状態とするパターンとなる。

請求項７記載の発明は、請求項５又は６記載の発明において、前記補正手段は、前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子のオン期間について、特定の象限において実現できないものがある場合、前記特定の象限内における前記実現できないオン期間に隣接するオン期間を伸長補正し、前記回転機の端子を前記負極に接続するスイッチング素子のオン期間について、特定の象限において実現できないものがある場合、前記特定の象限内における前記実現できないオン期間に隣接するオン期間を伸長補正することを特徴とする。

上記発明では、隣接するオン期間を伸張補正することで、生成手段の生成した操作信号パターンについての上記伸張補正に起因した変化を極力抑制することができ、ひいては電流歪を好適に抑制することができる。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記補正手段は、任意の象限において前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子のオン期間の最大値と前記象限において前記回転機の端子を前記負極に接続するスイッチング素子のオン期間の最大値とのうちの小さい方が実現できないと判断される場合、前記スイッチング素子の操作信号を矩形波制御用のものとすることを特徴とする。

回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子のオン期間の最大値と前記象限において前記回転機の端子を前記負極に接続するスイッチング素子のオン期間の最大値とのうちの小さい方が実現できない場合、上記小さい方のオン期間を実現することができない。そしてこうした場合には、矩形波制御を実現することが特に望ましいと考えられる。この点、上記発明では、こうした状況下、矩形波制御を行うことで、回転機の制御性を高く維持することができる。

請求項９記載の発明は、請求項２〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記補正手段は、前記実現できないと判断される１又は複数のオン期間のうちの１つの期間に渡る前記基本波の積分値と、前記伸長補正される期間に渡る前記基本波の積分値とが等しくなるように前記伸長補正を行うことを特徴とする。

上記発明によれば、上記１又は複数のオン期間のうちの１つの期間においてオン状態を実現できないことによる基本波成分の誤差を、伸張補正によって好適に補償することができる。

なお、上記基本波の積分値とは、基本波を示す正弦関数又は余弦関数の積分値のことである。すなわち、例えば請求項６の発明特定事項を有する場合には、電気角を直接の独立変数とする正弦関数（ｓｉｎθ）に係数（≠０）を乗算したものの積分値のことである。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記操作信号パターンのエッジは、デッドタイムとともに、前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子及び前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方のオン指令タイミング及び他方のオフ指令タイミングをそれぞれ規定するものであり、前記判断手段は、前記デッドタイムに基づき前記判断を行うことを特徴とする。

上記発明では、操作信号パターンを、デッドタイムとともに最終的な操作信号を生成するための信号とする。このため、このパターンによって規定されるオン状態を実現できるか否かをデッドタイムによって判断することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記デッドタイムは、前記操作信号パターンのエッジに対して前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子及び前記負極に接続するスイッチング素子の双方の操作信号について、その立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジのいずれか一方をずらすものであり、前記判断手段は、前記オン期間となる角度間隔が前記回転機の電気角速度と前記デッドタイムとの乗算値以下となる場合に前記実現できない旨の判断をすることを特徴とする。

上記発明では、操作信号パターンによって規定される操作信号に対して、デッドタイムが誤差となる。そして、特に、電気角速度にデッドタイムを乗算した値以下の角度間隔しか有しないオン状態は完全につぶれることとなる。この点、上記発明では、こうした事態を好適に判断することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機の制御量を目標制御量に制御すべく、前記電力変換回路の出力電圧の電圧利用率を設定する設定手段を更に備え、前記生成手段は、前記電圧利用率に応じて前記操作信号パターンに関する情報を予め記憶して且つ、前記設定される電圧利用率を入力として該当する操作信号パターンを検索して出力するものであることを特徴とする。

上記発明では、操作信号パターンに関する情報を予め記憶するため、操作信号パターンを予め最適なパターンに適合しておくことができる。

請求項１３記載の発明は、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機に対する要求トルクと前記回転機の回転速度とを入力として、回転２相座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相とノルムとを設定する設定手段と、前記生成手段の出力する操作信号パターンと前記位相とに基づき前記電力変換回路を操作する操作手段とを更に備え、前記生成手段は、前記操作信号パターンに関する情報を予め記憶して且つ、前記設定されるノルムを入力として該ノルムを実現するための操作信号パターンを検索して出力するものであることを特徴とする。

上記発明では、ベクトルのノルムを要求トルクと回転速度とに基づき自由に設計することができる。このため、例えば電流フィードバック制御を行う場合と比較して、操作信号波形の設計の自由度も向上し、ひいては回転機の制御性を高く維持することができる。また、上記発明では、操作信号パターンに関する情報を予め記憶するため、操作信号パターンを予め最適なパターンに適合しておくこともできる。

請求項１４記載の発明は、請求項１３記載の発明において、前記回転機を流れる電流を前記要求トルクに応じた指令値にフィードバック制御するための操作量としての指令電圧に基づき前記電力変換回路を操作する電流フィードバック制御手段を更に備え、前記操作信号パターンに基づく前記要求トルクへの制御は、前記電流フィードバック制御において変調率が「１」となる電圧利用率よりも大きい電圧利用率となる領域で行われることを特徴とする。

電圧利用率が小さい領域では、電流フィードバック制御手段の方が上記操作手段よりもトルク制御の応答性が高い一方、電圧利用率が大きい領域では、電流フィードバック制御手段の方が上記操作手段よりもトルク制御の応答性が低い。上記発明では、この点に着目することで、電圧利用率に応じてより適切な制御を行うことができる。

請求項１５記載の発明は、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システムである。

上記発明では、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置を備えることで、回転機の回転上昇にかかわらず制御性を維持することのできるシステムを実現している。

以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及び昇圧コンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。

図２に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。

図示されるように、本実施形態では、電流フィードバック制御部２０及びトルクフィードバック制御部３０を備えている。以下では、「電流フィードバック制御部２０の処理」、「トルクフィードバック制御部３０の処理」、「電流フィードバック制御部２０の処理とトルクフィードバック制御部３０の処理との切り替え処理」、「トルクフィードバック制御部３０の設計」の順に説明した後、本実施形態の中心部分となる「操作信号生成部３８の処理の詳細」について説明する。
＜電流フィードバック制御部２０の処理＞
モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、２相変換部４０において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。一方、指令電流設定部２２は、要求トルクＴｄに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上の指令電流ｉｑｃを設定する。ここでは、例えば最大トルク制御を実現するように指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを設定すればよい。フィードバック制御部２４は、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｃにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の電圧を算出する。一方、フィードバック制御部２５は、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｃにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の電圧を算出する。詳しくは、フィードバック制御部２４，２５では、比例積分制御を用いて上記算出を行う。

一方、非干渉制御部２６では、実電流ｉｄ，ｉｑ及び電気角速度ωに基づき、上記フィードバック制御部２４，２５の出力をフィードフォワード補正するための項を算出する。これにより、フィードバック制御部２４の出力が非干渉制御部２６によって補正された値が、ｄ軸上の指令電圧ｖｄｃとなる。また、フィードバック制御部２５の出力が非干渉制御部２６によって補正された値が、ｑ軸上の指令電圧ｖｑｃとなる。

３相変換部２８では、回転２相座標系の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに変換する。ＰＷＭ信号生成部２９では、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃと、電源電圧ＶＤＣとに基づき、ＰＷＭ処理によって、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。これは、例えば、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃのそれぞれを電源電圧ＶＤＣにて規格化したものと三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき行えばよい。
＜トルクフィードバック制御部３０の処理＞
トルク推定器４２では、回転２相座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、モータジェネレータ１０のトルクの推定値である推定トルクＴｅを算出する。一方、偏差算出部３２では、推定トルクＴｅに対する要求トルクＴｄの差を算出する。位相設定部３４は、偏差算出部３２の出力の比例積分演算に基づき、インバータＩＶの出力電圧の回転２相座標系での位相δを設定する。ここでは、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが不足する場合に位相δを進角させて且つ、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが過剰となる場合に、位相δを遅角させるようにする。

ノルム設定部３６では、モータジェネレータ１０の電気角速度ωと、要求トルクＴｄとに基づき、回転２相座標系におけるインバータＩＶの出力電圧ベクトルのノルムＶｎを設定する。ここで、ベクトルのノルムは、ベクトルの各成分の２乗の和の平方根によって定義される。

一方、操作信号生成部３８では、上記位相設定部３４の設定する位相δと、電気角速度ωと、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎと、電源電圧ＶＤＣと、回転角度θとに基づき、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。
＜電流フィードバック制御部２０の処理とトルクフィードバック制御部３０の処理との切り替え処理＞
本実施形態では、切替制御部４６によって、電流フィードバック制御部２０による制御を行うか、トルクフィードバック制御部３０による制御を行うかを切り替える。特に、本実施形態では、電圧利用率が小さい領域では、電流フィードバック制御部２０による制御を行い、電圧利用率が大きい領域では、トルクフィードバック制御部３０による制御を行う。これは、電圧利用率が小さい領域では、電流フィードバック制御部２０による制御の方がトルクの応答性が高い反面、電圧利用率が大きい領域では、トルクフィードバック制御部３０による制御の方がトルクの応答性が高いことに鑑みたものである。詳しくは、本実施形態では、電圧利用率が「０．６１」以下である領域において、電流フィードバック制御部２０による制御を行う。これは、電流フィードバック制御部２０による指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを電源電圧ＶＤＣによって実現できる上限の電圧利用率が「０．６１」程度であることを理由としている。
＜トルクフィードバック制御部３０の設計＞
先の図２に示したように、トルクフィードバック制御部３０では、要求トルクＴｄ及び電気角速度ωに基づき、ノルムＶｎを設定した。これにより、要求トルクＴｄが与えられた場合に、比較的自由にノルムＶｎを設定することができる。このため、例えばノルムＶｎを極力小さくすることで、電圧利用率を抑制することができる。そしてこの場合には、操作信号生成部３８の生成する操作信号波形として、よりパルス数の多い波形を選択することなどができ、ひいてはインバータＩＶの出力電圧を正弦波形状の電圧により近づけることができる。このため、インバータＩＶの出力電圧の高調波歪を低減することができ、ひいては高調波電流を抑制することが可能となる。

以下、本実施形態にかかるノルム設定部３６によるノルムＶｎの設定について説明する。図３に、本実施形態において、モータジェネレータ１０の力行時にノルムＶｎに課せられる基本的な制約を示す。図示されるように、本実施形態では、ノルムＶｎを、境界線ＢＬ１〜ＢＬ４によって囲われる領域内とするとの制約が課せられている。ここで、境界線ＢＬ４は、電圧利用率が「０．７８」であること示すものである。これは、矩形波制御の電圧利用率が実現可能な電圧利用率の最大値であることに対応している。以下では、境界線ＢＬ１〜ＢＬ３のそれぞれに対応する条件の導出に先立って、モータジェネレータ１０のトルクＴと電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）とを、ノルムＶｎ、位相δ及び電気角速度ωによって表現する式を導出する。

モータジェネレータ１０のトルクＴは、電機子巻線鎖交磁束数Φ、ｑ軸インダクタンスＬｑ，ｄ軸インダクタンスＬｄ、抵抗Ｒ、及び極対数Ｐを用いて、下記の式（ｃ１）にて表現される。

また、電圧方程式は、以下の式（ｃ２）となる。

上記の式（ｃ２）から、下記の式（ｃ３）を得る。

上記の式（ｃ３）を上記の式（ｃ１）に代入することで、下記の式（ｃ４）を得る。

ここで、図４に示す境界線ＢＬ１に対応する条件である「トルクＴの位相δによる偏微分が正となるとの条件」は、上記の式（ｃ４）に基づき、下記の式（ｃ５ａ）及び（ｃ５ｂ）によって表現される。この条件は、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが不足する場合に、位相δを進角させることによってその不足を低減させて且つ、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが過剰である場合に、位相δを遅角させることによってその過剰分を低減させることを可能とするための条件である。

なお、本実施形態では、位相δは、力行時には、「０≦δ＜π／２」、回生時には、「π／２＜δ≦３π／２」となるように制御設計をするとの前提を設けているため、位相δが「３π／２」以上となる条件を削除した。

また、境界線ＢＬ２に対応する条件である「ｄ軸電流がゼロ以下であるとの条件」は、下記の式（ｃ６）等よって表現される。

また、境界線ＢＬ３に対応する条件である「ｑ軸電流が力行時においてはゼロ以上である旨の条件」は、下記の式（ｃ７）によって表現される。

なお、回生時においては、ｑ軸電流がゼロ以下であるとの条件を課す。

本実施形態では、先の図３に例示するような許容領域内において、ノルムＶｎを設定する。このノルムＶｎは、位相δと電気角速度ωを設定しても一義的には定まらない。このため、ノルムＶｎの設定に際してはある程度の自由度があることとなるため、ノルムＶｎを自由に設計することができる。ここで、インバータＩＶの出力電圧の高調波歪を抑制する観点からは、ノルムＶｎを極力低減することが望ましい。ノルムＶｎを最小とするためには、トルクＴのノルムＶｎによる偏微分係数がゼロとなるとの条件を課すことが要求される。ただし、この場合、上記モデルを用いる場合には、位相δとノルムＶｎとの間に１対１の対応関係を持たせることができないことが発明者らによって見出されている。

そこで、本実施形態では、最小の電流で最大のトルクを実現する最大トルク制御を行うことができるようにノルムＶｎを設定する。これによっても、要求トルクＴｄを実現するうえでノルムＶｎを極力低減することができる。

図４に、本実施形態にかかるノルム設定部３６の詳細を示す。

図示されるように、本実施形態では、最大トルク制御を実行すべく下記の式（ｃ８）にて表現される条件を課す。ここで、最大トルク制御とは、最小の電流で最大のトルクを実現する制御であり、ここでいう最大トルクとは、力行制御時には正の最大トルク、回生制御時には、負であって絶対値が最大のトルクを意味する。

この式は、例えば「埋込磁石同期モータの設計と制御：武田洋次ら オーム社」の２３ページに記載されている。上記の式（ｃ８）から、上記の式（ｃ３）によって電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）を消去することで、ノルムＶｎを、電気角速度ωと位相δとの関数とすることができる。特に、トルクフィードバック制御を行う領域は電気角速度ωが大きい領域のため、抵抗Ｒを無視することで、以下の式（ｃ９）とすることができる。

上記の式（ｃ９）では、ノルムＶｎが、位相δ及び電気角速度ωの関数とされている。以下では、これに基づき、ノルムＶｎを、要求トルクＴｄと電気角速度ωとによって表現することを考える。上記の式（ｃ４）において、抵抗Ｒが小さいとする近似を行うことで、下記の式（ｃ１０）を得る。

上記の式（ｃ１０）における関数ｆは、位相δを独立変数として、電気角速度ωによって規格化されたノルムＶｎ（速度規格化ノルム）を従属変数とするものである。ここで、ノルムＶｎが、電気角速度ωに依存しない関数ｆと電気角速度ωとの積として定義できるのは、上記の式（ｃ９）を根拠としている。すなわち、抵抗Ｒが無視できるとの近似を前提としている。上記の式（ｃ１０）によれば、位相δを独立変数として且つトルクＴを従属変数とする関数ｇを定義することができる。このため、関数ｇの逆関数を用いることで、上記関数ｆの独立変数を位相δからトルクＴに変換することができる。これにより、トルクＴを独立変数として且つ速度規格化ノルム（Ｖｎ／ω）を従属変数とする関数ｈを定義することができる。

図５（ａ）に上記関数ｈを示す。なお、この関数ｈは、必ずしも解析的に求める必要はない。ちなみに、図５（ａ）に示すグラフは、図５（ｂ）示すように、位相δと速度規格化ノルムとの関係を示す関数ｆ、及び位相δとトルクＴとの関係を示す関数ｇを数値計算によって算出することで算出されたものである。これにより、要求トルクＴｄとノルムＶｎとの関係を、ノルムＶｎが先の図４に示した領域内となるようにして、予めマップ化しておくことが可能となる。そしてこれにより、要求トルクＴｄと電気角速度ωが与えられた際に、最小の電流にてモータジェネレータ１０を駆動することができる。

なお、本明細書において、「マップ」とは、離散的な入力値のそれぞれに対して出力値が１つ定義された写像のことである。
＜操作信号生成部３８の処理の詳細＞
図６に、本実施形態にかかる操作信号生成部３８の詳細を示す。図示されるように、操作信号生成部３８は、ノルムＶｎと電源電圧ＶＤＣとに基づき、電圧利用率を算出する電圧利用率算出部３８ａを備えている。電圧利用率算出部３８ａの出力は、パルスパターン選択部３８ｂに取り込まれる。パルスパターン選択部３８ｂは、電圧利用率毎に、各相の一対のスイッチング素子についての１電気角周期分の操作信号を生成するためのパルスパターン（パターン波形）を記憶している。詳しくは、パターン波形は、その互いに相違する論理値によって、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのオン期間と、下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン期間とを指定する。具体的には、本実施形態では、論理値「Ｈ」によって上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのオン期間を規定し、論理値「Ｌ」によって下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン期間を規定する。

特に本実施形態では、パターン波形の論理値を、図示されるように、論理反転タイミングの位相角として記憶する。すなわち、位相角αｉ（ｉ＝２ｎ：ｎ＝１，２，３、…）は、立ち上がりエッジを規定し、位相角αｊ（ｊ＝２ｎ−１ｎ＝１，２，３、…）は、立ち下がりエッジを規定する。このように、偶数でラベリングされた位相角αｉと、奇数でラベリングされた位相角αｊとを用いることで、パターン波形の論理反転タイミングを記憶することができる。ちなみに、本実施形態では、電圧利用率が「０．６１」から「０．７８」の領域について、所定間隔毎に、各別のパターン波形が記憶されている。これは、本実施形態では、電圧利用率が「０．６１」以下の領域では、電流フィードバック制御部２０による制御がなされることに基づいた設定である。

図７に、上記パターン波形を例示する。この例では、位相角α１〜α２２によって規定されるパターン波形を例示している。図示されるように、パターン波形は、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態とされる期間とが半々となる波形となっている。これは、インバータＩＶの出力電圧を電気角の１回転周期で均衡の取れたものとするための設定である。更に、パターン波形は、電気角の１回転周期の中央（１８０°）に対して対称性を有するものとなっている。詳しくは、中央に対して等距離にある一対のタイミングの論理値が逆となるものとなっている。これは、インバータＩＶの出力電圧を、電気角を直接の独立変数とする正弦関数（ｓｉｎθ）に極力近似させるための設定である。換言すれば、位相ずれのない正弦関数に極力近似させるための設定である。

なお、図７に示した例では、第１象限（０〜９０°）及び第２象限（９０°〜１８０°）における論理「Ｈ」のパルス数が５となるものを例示したがこれに限らない。例えば、電圧利用率に応じて、上記パルス数が３、５、７、９，１１等となるように設定してもよい。ここで、正弦波形状の電圧を近似する観点から、第１象限及び第２象限における論理「Ｈ」のパルス数は奇数個として且つ、第３象限及び第４象限における論理「Ｈ」のパルス数は偶数個とする。更に、論理「Ｌ」のパルス間隔は、電気角の「１／４」周期毎に、減少、増加を繰り返して且つ、論理「Ｈ」のパルス間隔は、電気角の「１／４」周期毎に、増加、減少を繰り返す。換言すれば、論理「Ｌ」のパルス間隔は、第１象限及び第４象限において減少して且つ、第２象限及び第３象限において増加し、論理「Ｈ」のパルス間隔は、第１象限及び第４象限において増加して且つ、第２象限及び第３象限において減少する。ここで、象限間で連続するパルスについては、特定の象限におけるパルス間隔を、隣接する象限間にまたがって連続するパルス間隔と定義する。すなわち、第１象限及び第２象限において最もパルス間隔の大きい論理「Ｈ」のパルスのパルス間隔は、位相角α５〜α６のパルス間隔とする。なお、上記パターン波形の設定に際しては、パターン波形のフーリエ級数展開の高調波成分が極力小さくなるように適合することが望ましい。

上記態様にてパターン波形を設定することで、インバータＩＶの出力電圧を、１電気角周期毎に、位相ずれのない正弦関数に極力近似させることができる。

ところで、パターン波形に基づき操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する際には、上下アームの短絡を確実に回避すべく、デッドタイムが生成される。以下、これについて詳述する。

図８（ａ）は、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎのいずれかを示し、図８（ｂ）は、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのいずれかの入出力端子の電圧の推移を示す。図示されるように、操作信号が論理「Ｈ」とされることで、入出力端子間の電圧は、漸減し、やがて安定する。このときの電圧は、略ゼロである。ここで、操作信号が論理「Ｈ」となるタイミングから入出力端子間の電圧の安定タイミングまでの所要時間は、オン操作のスイッチング遅れ時間Δｔｏｎである。一方、操作信号が論理「Ｌ」とされることで、入出力端子間の電圧が漸増し、所定の高電圧で安定する。ここで、操作信号が論理「Ｌ」となるタイミングから入出力端子間の電圧が上昇して安定するまでの所要時間は、オフ操作のスイッチング遅れ時間Δｔｏｆｆである。

上記遅れ時間Δｔｏｎ、Δｔｏｆｆがあるにもかかわらず、上下アームの短絡を確実に回避すべく、本実施形態では、図９に示す態様にてデッドタイムを設ける。詳しくは、図９（ａ）は、パターン波形の推移を示し、図９（ｂ）は、上側アームの操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐの推移を示し、図９（ｃ）は、下側アームの操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎの推移を示す。

図示されるように、パターン波形のエッジに対して、上側アームの操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐの立ち上がりエッジや、下側アームの操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎの立ち上がりエッジを、デッドタイムＤＴだけ遅延させる。これに対し、上側アームの操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐの立ち下がりエッジや、下側アームの操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎの立ち下がりエッジは、パターン波形のエッジに同期させる。ここで本実施形態では、デッドタイムＤＴを、上記遅れ時間Δｔｏｎ、Δｔｏｆｆのうちの大きい方とする。

このようにデッドタイムＤＴを設けることで、上下アームの短絡を確実に回避することができる。ただし、この場合、パターン波形のパルス間隔を時間換算した場合に、デッドタイムＤＴ以下となるものについては、そのパルスが消失することとなる。

そこで本実施形態では、パターン波形によって規定されるスイッチング素子のオン期間のうちにデッドタイムＤＴによって消失するものがある場合、パターン波形を補正する処理を行う。以下、これについて詳述する。

図１０（ａ）に、第１、第４象限において、位相角α（ｉ−１）、αｉ間に渡って論理「Ｈ」となるパルスが消失する場合のパターン波形の補正手法を例示する。図示されるように、この場合、消失する論理「Ｈ」パルスに隣接する進角側のパルスの立ち上がりエッジを補正することで、この隣接する進角側の論理「Ｈ」のパルスのパルス間隔を伸張補正する。特に、この伸張補正は、パルスの消失に起因したパターン波形のフーリエ級数の基本波成分の変化を補償するように行う。これは、伸張補正量ｘに渡る基本波成分の積分値が、位相角α（ｉ−１）、αｉの角度間隔に渡る基本波成分の積分値に一致するように伸張補正量ｘを算出することで実現できる。ただし、本実施形態では、この積分値を解析的に求める代わりに、台形近似を行う。

すなわち、伸張補正量ｘに渡る基本波成分の積分値に比例した量は、台形近似によって、「ｘｓｉｎα（ｉ＋１）」と近似できる。また、位相角α（ｉ−１）、αｉの角度間隔に渡る基本波成分の積分値に比例した量は、台形近似によって、「｛αｉ―α（ｉ−１）｝ｓｉｎαｉ」と近似できる。これらが等しいとすることで、下記の式（ｃ１１）を得る。

一方、図１０（ｂ）に、第１、第４象限において、位相角α（ｉ−１）、αｉ間に渡って論理「Ｌ」となるパルスが消失する場合のパターン波形の補正手法を例示する。図示されるように、この場合、消失する論理「Ｌ」パルスに隣接する遅角側のパルスの立ち上がりエッジを補正することで、この隣接する遅角側の論理「Ｌ」のパルスのパルス間隔を伸張補正する。特に、この伸張補正は、パルスの消失に起因したパターン波形のフーリエ級数の基本波成分の変化を補償するように行う。これは、伸張補正量ｘに渡る基本波成分の積分値が、位相角α（ｉ−１）、αｉの角度間隔に渡る基本波成分の積分値に一致するように伸張補正量ｘを算出することで実現できる。ただし、ここでも、この積分値を解析的に求める代わりに、台形近似を行う。

すなわち、伸張補正量ｘに渡る基本波成分の積分値に比例した量は、台形近似によって、「ｘｓｉｎα（ｉ−２）」と近似できる。また、位相角α（ｉ−１）、αｉの角度間隔に渡る基本波成分の積分値に比例した量は、台形近似によって、「｛αｉ―α（ｉ−１）｝ｓｉｎα（ｉ−１）」と近似できる。これらが等しいとすることで、下記の式（ｃ１２）を得る。

ちなみに、台形近似を用いることは、本実施形態のように制御装置１４が正弦関数のマップのみを備えている場合には、特に有効である。すなわち、解析的に積分を行う場合には、余弦関数を計算することとなるが、台形近似を行うことで、正弦関数にて積分値を近似的に求めることができる。

ここで、第１象限と第３象限とは、これら象限の最遅角位置を基準として同一の位相角を有するもの同士で論理値が互いに逆となり、第２象限及び第４象限とも、これら象限の最遅角位置を基準として同一の位相角を有するもの同士で論理値が互いに逆となる。このため、図１１に示すように、第２象限及び第３象限において論理「Ｈ」のパルスが消失する場合には、上記の式（ｃ１２）を用いてパターン波形の立ち下がりエッジを補正することで、パルス間隔を伸張補正し、論理「Ｌ」のパルスが消失する場合には、上記の式（ｃ１１）を用いて、パターン波形の立ち下がりエッジを補正することで、パルス間隔を伸張補正する。すなわち、第２象限及び第３象限において論理「Ｈ」のパルスが消失する場合には、隣接する遅角側のパルスの立ち下がりエッジを遅角側に補正し、第２象限及び第３象限において論理「Ｌ」のパルスが消失する場合には、隣接する進角側のパルスの立ち下がりエッジを進角側に補正する。

こうした補正を実施すべく、操作信号生成部３８は、先の図６に示すように、パルスパターン選択部３８ｂの出力する位相角α１、α２のベクトルを補正するパターン補正部３８ｃを備える。そして、こうして補正されたパターン波形に基づき、相補信号生成部３８ｅでは、上下アームの操作信号を生成する。この際、相補信号生成部３８ｅでは、補正部３８ｄにおいて回転角度θが位相δにて補正された信号を利用する。これにより、位相設定部３４の設定する位相δに基づき、パターン波形によって規定される操作信号を好適に出力することができる。

図１２に、本実施形態にかかるパターン波形の補正処理の手順を示す。この処理は、パターン補正部３８ｃによって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、上記パターン波形によって規定される各パルスのパルス間隔ｈｉを算出する。ここで、パルス間隔ｈｉは、「αｉ―α（ｉ−１）」にて定義される。更に、変数ｉを０とする。続くステップＳ１２においては、変数ｉをインクリメントする。続くステップＳ１４においては、パルス間隔ｈｉが、「ωＤＴ」よりも大きいか否かを判断する。そして、パルス間隔ｈｉの方が大きいと判断される場合、ステップＳ１６において、変数ｉがｎであるか否かを判断する。この処理は、パターン波形によって規定される全てのパルス間隔が、デッドタイムによって消失しないか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１６において否定判断される場合、ステップＳ１２に戻る。

これに対し、ステップＳ１４においてパルス間隔ｈｉが「ωＤＴ」以下であると判断される場合、ステップＳ１８において、変数ｉが「１」であるか否かを判断する。この処理は、矩形波制御を実行するか否かを判断するためのものである。すなわち、第１象限においては、論理「Ｌ」のパルス間隔は、徐々に短くなるため、最初のパルス間隔ｈ１が最大となる。このため、最初のパルス間隔ｈ１すら消失する場合には、もはやパターン波形を修正したのでは対処できないため、矩形波制御に移行する（ステップＳ３２）。すなわち、立ち上がりエッジの位相角を「０°」とし、立ち下がりエッジの位相角を「１８０°」とすることで、１電気角周期において上側アームのスイッチング素子と下側アームのスイッチング素子とを各１回オン状態とする。

これに対し、ステップＳ１８において否定判断される場合には、ステップＳ２０に移行する。ステップＳ２０では、変数ｉが奇数であるか否かを判断する。この処理は、消失するパルスが論理「Ｌ」のパルスであるのか否かを判断するためのものである。そして、消失するパルスが論理「Ｌ」のパルスであると判断される場合、ステップＳ２２において、パルス間隔ｈｉが第１象限又は第４象限にあるか否かを判断する。この処理は、上記の式（ｃ１２）を用いて伸張補正を行うか否かを判断するためのものである。

一方、ステップＳ２０において否定判断される場合には、消失するパルスが論理「Ｈ」のパルスであると判断し、ステップＳ２６に移行する。ステップＳ２６においては、パルス間隔ｈｉが第１象限又は第４象限のものであるか否かを判断する。この処理は、上記の式（ｃ１１）を用いて伸張補正を行うか否かを判断するためのものである。

そして、ステップＳ２２において肯定判断される場合や、ステップＳ２６において否定判断される場合には、ステップＳ２４において、上記の式（ｃ１２）に基づき、位相角α（ｉ−１）を進角補正する。これに対し、ステップＳ２２において否定判断される場合や、ステップＳ２６において肯定判断される場合には、ステップＳ２８において、上記の式（ｃ１１）に基づき、位相角α（ｉ＋１）を遅角補正する。

そして、ステップＳ２４、Ｓ２８の処理が完了する場合には、ステップＳ３０において、位相角αｉ、α（ｉ−１）を消去し、α（ｉ＋１）〜αｎを順次、α（ｉ−１）〜α（ｎ−２）とする。そして、ステップＳ３０の処理が完了する場合、上記ステップＳ１０に戻る。

なお、上記ステップＳ３２の処理が完了する場合や、ステップＳ１６において肯定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）パターン波形によって規定されるパルスに消失するものがある場合、パターン波形に関するフーリエ級数の基本波成分を保持すべく、パルスを補正した。これにより、パルスパターン選択部３８ｂによって選択されたパターン波形に関する基本波成分を維持することができる。

（２）消失パルスに起因した基本波成分のずれを補償すべく、消失パルスに隣接するパルスを伸長補正した。これにより、パルスパターン選択部３８ｂによって選択されたパターン波形の変更を極力抑制しつつも、選択されたパターン波形に関する基本波成分を維持することができる。

(３)パルスパターン選択部３８ｂによって、１電気角周期分のパターン波形に関する情報を記憶した。これにより、基本波成分の周期と同一の周期毎にパターン波形が生成されるため、基本波成分を適切に設計したり、上記補正を適切に行ったりすることができる。

（４）パターン波形を、１電気角周期の中央に対して対称性を有するものとした。これにより、インバータＩＶの出力電圧を、正弦波形状の電圧を好適に模擬したものとすることができる。

（５）パターン波形を、論理「Ｈ」のパルスのパルス間隔が「１／４」周期で増加、減少を繰り返して且つ論理「Ｌ」のパルスのパルス間隔が「１／４」周期で減少、増加を繰り返すものとした。これにより、インバータＩＶの出力電圧を、電気角を直接の独立変数とする正弦関数又は余弦関数を好適に模擬したものとすることができる。

（６）パターン波形を、１電気角周期の中央から互いに逆方向に等回転角度だけ離間した一対のタイミングのうちの一方と他方とで論理値が逆の信号とした。これにより、インバータＩＶの出力電圧を、電気角を直接の独立変数とする正弦関数を好適に模擬したものとすることができる。このため、電圧利用率の上昇に伴って、操作信号パターンが矩形波制御のためのパターンへと移行する際、パターン波形の急激な変化を抑制しつつも、矩形波制御のためのパターンを電気角の１周期内に上側アームのスイッチング素子と下側アームのスイッチング素子とを各１回オン状態とするパターンとすることができる。

（７）特定の象限におけるパターン波形の論理「Ｈ」のパルスに消失するものがある場合、その象限内における消失パルスに隣接する論理「Ｈ」のパルスを伸長補正し、特定の象限におけるパターン波形の論理「Ｌ」のパルスに消失するものがある場合、その象限内における消失パルスに隣接する論理「Ｌ」のパルスを伸張補正した。これにより、パターン波形についての上記伸張補正に起因した変化を極力抑制することができ、ひいては電流歪を好適に抑制することができる。

（８）任意の象限における論理「Ｈ」のパルスのパルス間隔の最大値と、論理「Ｌ」のパルスのパルス間隔の最大値とのうちの小さい方が消失すると判断される場合、位相角「０°」から「１８０°」までを論理「Ｈ」とする矩形波制御を行った。これにより、パターン波形によって規定されるパルスの実現が過度に困難な状況下にあっても、モータジェネレータ１０の制御性を高く維持することができる。

（９）消失すると判断されるパルス間隔に渡る基本波の積分値と、伸長補正される期間に渡る基本波の積分値とが等しくなるように伸長補正を行った。これにより、消失パルスに起因する基本波成分の誤差を、伸張補正によって好適に補償することができる。

（１０）パターン波形によって規定されるパルスが消失するか否かを、デッドタイムに基づき判断した。これにより、パルスが消失するか否かを好適に判断することができる。

(１１)パターン波形のエッジに対して上側アームのスイッチング素子の操作信号の立ち上がりエッジと下側アームのスイッチング素子の操作信号の立ち上がりエッジとの双方をデッドタイムだけずらして且つ、パルス間隔ｈｉが「ωＤＴ」以下となる場合にパルスが消失すると判断した。これにより、パルスが消失するか否かを好適に判断することができる。

(１２)要求トルクＴｄと電気角速度ωとを入力として、回転２相座標系におけるインバータＩＶの出力電圧ベクトルの位相δとノルムＶｎとを設定し、設定されるノルムＶｎに基づき、これを実現するためのパターン波形を予め記憶されたもののうちから検索して出力するようにした。これにより、ベクトルのノルムを要求トルクＴｄと電気角速度ωとに基づき自由に設計することができる。このため、例えば電流フィードバック制御を行う場合と比較して、パターン波形の設計の自由度も向上し、ひいてはモータジェネレータ１０の制御性を高く維持することができる。また、パターン波形を予め記憶するため、パターン波形を予め最適なパターンに適合しておくこともできる。

(１３)電流フィードバック制御において変調率が「１」となる電圧利用率よりも大きい電圧利用率となる領域において、トルクフィードバック制御部３０による制御を行った。これにより、電圧利用率に応じてより適切な制御を行うことができる。

（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・実現できないと判断される１又は複数のオン期間のうちの１つの期間に渡る基本波成分の積分値と、伸張補正される期間に渡る基本波成分の積分値とを一致させるように伸張補正期間を算出する手法としては、上記実施形態で例示したように、台形近似を用いるものに限らない。例えば、積分演算を直接行ってもよい。

・パターン波形としては、基本波成分として、電気角の１周期に渡る正弦関数を仮定するものに限らず、例えば余弦関数を仮定するものであってもよい。この場合、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐをオン状態とする期間が、「１／４」周期毎に減少、増加を繰り返して且つ、下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎをオン状態とする期間が、「１／４」周期毎に増加、減少を繰り返すものとなる。このため、この場合であっても、同一象限内において実現できないと判断される１又は複数のオン期間のうちの１つに隣接する期間を伸長補正する手法を用いることで適切な補正を行うことができる。特に、こうした処理は、電気角の小さい値に対応する期間から順に実現可能であるか否かを判断し、実現できないと判断される都度伸張補正することで行うことができる。

・パターン波形としては、１電気角周期に渡るスイッチング素子の操作信号を規定するものに限らない。例えば、２電気角周期に渡る操作信号を規定するものであってもよい。

・上記実施形態では、電気角の小さい側から順にパターン波形の論理「Ｈ」期間や論理「Ｌ」期間を実現できるか否かを判断し、実現できないと判断される都度、隣接する期間を伸張補正したがこれに限らない。例えば、１電気角周期内において、論理「Ｈ」期間や論理「Ｌ」期間のうちの短いものから順に実現できるか否かの判断を行い、その判断結果に応じて伸張補正を行ってもよい。

・スイッチング素子のパターン波形を生成する生成手段としては、予め記憶されたパターン情報から電圧利用率に応じたものを検索して出力する手段に限らない。例えば、正弦波形状の指令電圧とキャリアとの大小関係の比較に基づき操作信号を生成する周知のＰＷＭ処理を行うものであってもよい。こうした周知のＰＷＭ処理は、通常、キャリアの１周期毎に操作信号を生成するものであるが、これに代えて、指令電圧をキャリアの１周期毎に更新しつつも例えば１電気角周期毎に操作信号を生成するようにするなら、ＰＷＭ処理によって規定されるオン期間を実現できない場合にこれを補償することができる。

・デッドタイムの生成手法としては、先の図８に例示したものに限らない。例えば、パターン波形のエッジに対して、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの操作信号の立ち下がりエッジと下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ、Ｓｗｎの操作信号の立ち下がりエッジとをデッドタイムだけずらしてもよい。更に、パターン波形のエッジに対して、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ、Ｓｗｎとの双方の操作信号についてのいずれか一方のエッジをずらす手法にも限らない。例えば、パターン波形の各エッジに対して、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ、Ｓｗｎとの双方の操作信号をデッドタイムの半分ずつずらしてもよい。ただし、この場合、パターン波形の各論理「Ｈ」又は論理「Ｌ」の期間が、「ωＤＴ／２」以下となることで、この期間を実現できないと判断することが望ましい。

・上記実施形態では、パターン波形によって規定されるオン期間が消失する場合を、同オン期間を実現できない場合と定義したが、これに限らない。例えば、スイッチング素子がオン状態とされるまでの遅延によって、そのオン期間が所定以上減少する場合にも、伸張補正を行ってもよい。この場合、所定以上減少することで「オン期間を実現できない」と判断されたオン期間そのものを伸張補正することもできる。

・操作信号生成部３８において、インバータＩＶの入力電圧が一定とみなせるなら、電圧利用率に代えて、ノルム設定部３６の出力するノルムのみを、操作信号波形を検索するパラメータとしてもよい。

・位相設定部３４による実際のトルク（推定トルクＴｅ）の要求トルクＴｄへのフィードバック制御の操作量としての位相δの設定手法としては、これらの差の比例積分制御によって位相δを設定するものに限らない。例えば、要求トルクＴｄと推定トルクＴｅとの差の積分制御や比例積分微分制御によって位相δを設定してもよい。

・電圧利用率に応じてパターン波形を生成する生成手段としては、上記実施形態やその変形例で例示したものにも限らない。例えば、上記特許文献１において、電圧のノルムに加えて、電源電圧を入力としてパルスパターンを検索する手段としてもよい。

・フィードバック制御部２５，２５としては、比例積分制御を行うものに限らず、例えば積分制御や、比例積分微分制御等を行うものであってもよい。

・ＰＷＭ信号生成部２９としては、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃとキャリアとを比較することで操作信号を生成するものに限らず、例えば指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを２相変調処理した信号とキャリアとを比較することで操作信号を生成するものであってもよい。ただし、この場合、電流フィードバック制御部２０による制御を、電圧利用率「０．７１」まで行うようにすることが望ましい。

・上記実施形態では、電流フィードバック制御部２０において、非干渉制御部２６を用いたが、これを用いなくても、フィードバック制御部２４，２５の出力を用いることで指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを算出することはできる。

・要求トルクと回転速度を入力として、回転２相座標系におけるインバータＩＶの出力電圧ベクトルの位相とノルムとを設定する設定手段としては、上記実施形態で例示したものに限らない。例えば、ノルム設定部３６として、要求トルクＴｄに代えて位相δを入力としてノルムＶｎを設定するものであってもよい。これは、ノルム設定部３６を、上記の式（ｃ９）に基づき設計することで実現することができる。

・回転機の制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。

・突極機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。例えば、同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）であってもよい。

・回転機としては、突極機に限らず、非突極機であってもよい。この際、位相δ及びノルムＶｎによってトルクを表現したモデルについて、ノルムＶｎによるトルクＴの偏微分係数がゼロとなる条件の下、ノルムＶｎと位相δとが１対１に対応する関係を有するなら、この条件を満たすノルムＶｎに基づき操作信号を生成してもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、回転機としては、車両の駆動系を構成するものにも限らない。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるインバータの操作信号の生成に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる電圧ベクトルノルムの設定手法を示す図。 同実施形態にかかる電圧ベクトルノルムの設定手法を示す図。 同実施形態にかかるトルクと速度規格化ノルムとの関係を示す図。 同実施形態にかかる操作信号生成部の処理の詳細を示すブロック図。 同実施形態にかかるパターン波形の一例を示すタイムチャート。 スイッチング素子のオン状態とオフ状態との切替に要する時間を示すタイムチャート。 上記実施形態にかかるデッドタイムの生成手法を示す図。 同実施形態にかかるパターン波形の補正手法を説明するタイムチャート。 同実施形態にかかるパターン波形の補正態様を例示するタイムチャート。 同実施形態にかかるパターン波形の補正処理手順を示す流れ図。

符号の説明

１０…モータジェネレータ、１２…高圧バッテリ、１４…制御装置（電力変換回路の制御装置の一実施形態）、２０…電流フィードバック制御部、３０…トルクフィードバック制御部、３４…位相設定部、３６…ノルム設定部、３８…操作信号生成部、３８ａ…電圧利用率算出部、３８ｂ…パルスパターン選択部、３８ｃ…パターン補正部、ＩＶ…インバータ、ＣＶ…コンバータ。

Claims (15)

1. 回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記回転機の所定回転角度間隔における前記スイッチング素子の操作信号パターンを生成する生成手段と、
   前記回転機の回転速度を入力として、前記操作信号パターンによって規定される前記スイッチング素子のオン状態を実現できるか否かを判断する判断手段と、
   該判断手段によって実現できないと判断される場合、前記操作信号パターンによって規定される前記電力変換回路の出力電圧に関するフーリエ級数の基本波成分を保持すべく、前記操作信号パターンによって規定される前記スイッチング素子のオン期間を補正する補正手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記補正手段は、前記判断手段によって実現できないと判断される１又は複数のオン期間のうちの１つに起因した前記基本波成分のずれを補償すべく、それ以外のオン期間を伸長補正する処理を行うことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記所定回転角度が１電気角周期であることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記操作信号パターンは、前記所定回転角度の中央に対して対称性を有するものであることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記操作信号パターンは、前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子及び前記回転機の端子を前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方のオン期間が「１／４」周期で増加、減少を繰り返して且ついずれか他方のオン期間が「１／４」周期で減少、増加を繰り返すものであることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記操作信号パターンは、前記所定回転角度の中央から互いに逆方向に等回転角度だけ離間した一対のタイミングのうちの一方が、前記回転機を前記直流電源の正極に接続する旨規定して且つ、前記一対のタイミングのうちの他方が、前記回転機を前記直流電源の負極に接続する旨規定するものであることを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記補正手段は、前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子のオン期間について、特定の象限において実現できないものがある場合、前記特定の象限内における前記実現できないオン期間に隣接するオン期間を伸長補正し、前記回転機の端子を前記負極に接続するスイッチング素子のオン期間について、特定の象限において実現できないものがある場合、前記特定の象限内における前記実現できないオン期間に隣接するオン期間を伸長補正することを特徴とする請求項５又は６記載の回転機の制御装置。
8. 前記補正手段は、任意の象限において前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子のオン期間の最大値と前記象限において前記回転機の端子を前記負極に接続するスイッチング素子のオン期間の最大値とのうちの小さい方が実現できないと判断される場合、前記スイッチング素子の操作信号を矩形波制御用のものとすることを特徴とする請求項７記載の回転機の制御装置。
9. 前記補正手段は、前記実現できないと判断される１又は複数のオン期間のうちの１つの期間に渡る前記基本波の積分値と、前記伸長補正される期間に渡る前記基本波の積分値とが等しくなるように前記伸長補正を行うことを特徴とする請求項２〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記操作信号パターンのエッジは、デッドタイムとともに、前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子及び前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方のオン指令タイミング及び他方のオフ指令タイミングをそれぞれ規定するものであり、
    前記判断手段は、前記デッドタイムに基づき前記判断を行うことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記デッドタイムは、前記操作信号パターンのエッジに対して前記回転機の端子を前記正極に接続するスイッチング素子及び前記負極に接続するスイッチング素子の双方の操作信号について、その立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジのいずれか一方をずらすものであり、
    前記判断手段は、前記オン期間となる角度間隔が前記回転機の電気角速度と前記デッドタイムとの乗算値以下となる場合に前記実現できない旨の判断をすることを特徴とする請求項１０記載の回転機の制御装置。
12. 前記回転機の制御量を目標制御量に制御すべく、前記電力変換回路の出力電圧の電圧利用率を設定する設定手段を更に備え、
    前記生成手段は、前記電圧利用率に応じて前記操作信号パターンに関する情報を予め記憶して且つ、前記設定される電圧利用率を入力として該当する操作信号パターンを検索して出力するものであることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
13. 前記回転機に対する要求トルクと前記回転機の回転速度とを入力として、回転２相座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相とノルムとを設定する設定手段と、
    前記生成手段の出力する操作信号パターンと前記位相とに基づき前記電力変換回路を操作する操作手段とを更に備え、
    前記生成手段は、前記操作信号パターンに関する情報を予め記憶して且つ、前記設定されるノルムを入力として該ノルムを実現するための操作信号パターンを検索して出力するものであることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
14. 前記回転機を流れる電流を前記要求トルクに応じた指令値にフィードバック制御するための操作量としての指令電圧に基づき前記電力変換回路を操作する電流フィードバック制御手段を更に備え、
    前記操作信号パターンに基づく前記要求トルクへの制御は、前記電流フィードバック制御において変調率が「１」となる電圧利用率よりも大きい電圧利用率となる領域で行われることを特徴とする請求項１３記載の回転機の制御装置。
15. 請求項１〜１４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、
    前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システム。

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