JP2012223011A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低変調率領域と高変調率領域とで制御手法を切り替える場合、制御手法の切り替えに起因してインバータの出力に変動が生じやすいこと。
【解決手段】電流フィードバック制御の操作量としての指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒに応じた指令振幅ＶＰと、指令相電圧位相θｕ，θｖ，θｗと、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｖｒ，ｖｗｒとに基づき、ＰＷＭ信号生成部３４では、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。ここでは、「０〜π／２」の期間において、指令振幅ＶＰに基づき、インバータＩＶの出力電圧が直流電圧源の負極電圧となる期間を指定し、正極電圧となる期間は、上記負極電圧となる期間と正極電圧となる期間との一対の期間の平均電圧を指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに近似させるように設定する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれと回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置にあっては、たとえば下記特許文献１に記載されているように、直流交流変換回路の出力電圧の基本波振幅が直流電圧源の「１／２」以下である領域と「１／２」を上回る領域とでそれぞれ相違する制御手法にて回転機の制御量を制御することが周知である。

特許第４２２０４８１号公報

ただし、上記のように制御手法を切り替える場合、制御手法の切り替えに起因して直流交流変換回路の出力に変動が生じやすい。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機の運転領域の全域において制御性を向上可能な新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれと回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記制御量を制御すべく、前記直流交流変換回路の出力電圧の基本波振幅情報および位相情報と、前記基本波振幅情報および位相情報から定まる基本波の瞬時値情報とを生成する操作量情報生成手段と、前記回転機の回転角度および前記位相情報に応じて定まる前記回転機の端子への印加電圧位相情報、並びに前記基本波振幅情報を入力として、前記直流交流変換回路のスイッチング状態の切り替え位相である第１位相を設定する第１位相設定手段と、前記瞬時値情報を入力として、前記直流交流変換回路の平均出力電圧を前記瞬時値情報から定まる値に制御すべく、前記第１位相に基づき切り替えられた後のスイッチング状態を切り替え前のスイッチング状態に戻すための位相である第２位相を設定する第２位相設定手段と、前記回転機の回転角度が前記第１位相設定手段によって設定される位相となるタイミングおよび前記回転角度が前記第２位相設定手段によって設定される位相となるタイミングに基づき、前記スイッチング状態を切り替え操作する操作手段とを備え、前記第１位相設定手段は、第１位相の直前の前記第２位相を独立変数とする余弦関数および正弦関数のいずれかの値と前記第１位相を独立変数とする前記いずれかの関数の値とについて、それらの差を前記基本波振幅情報に応じて定まる値に一致させることを特徴とする。

直流交流変換回路の出力電圧と正弦関数または余弦関数との積の積分値によって、直流交流変換回路の出力電圧の基本波振幅成分を算出することができる。ここで、上記出力電圧と正弦関数との積の積分値を用いる場合、オン・オフによって定まる一対のスイッチング状態の一方から他方への切替位相と他方から一方への切替位相とのそれぞれを独立変数とする余弦関数同士の差と、基本波振幅によって定まる値との関係を定める式が導出される。一方、上記出力電圧と余弦関数との積の積分値を用いる場合、オン・オフによって定まる一対のスイッチング状態の一方から他方への切替位相と他方から一方への切替位相とのそれぞれを独立変数とする正弦関数同士の差と、基本波振幅によって定まる値との関係を定める式が導出される。上記発明では、この点に鑑み、第１位相設定手段を構築した。そして、基本波振幅情報や位相情報、瞬時値情報は、いずれも変調率の大きさにかかわらず設定可能なものであるため、上記発明では、これらパラメータを操作量としてこれに基づくスイッチング状態の切り替え位相を設定することで、変調率の大きさにかかわらず、制御量の制御が可能となる。

請求項２記載の発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれと回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記制御量を制御するための操作量としての位相情報および前記回転機の回転角度に応じて定まる前記回転機の端子への印加電圧位相情報、並びに前記制御量を制御するための操作量としての前記直流交流変換回路の出力電圧の基本波振幅情報を入力として、前記直流交流変換回路のスイッチング状態の切り替え位相である第１位相を設定する第１位相設定手段と、前記基本波振幅情報および前記位相情報から定まる基本波の瞬時値情報を入力として、前記直流交流変換回路の平均出力電圧を前記瞬時値情報から定まる値に制御すべく、前記第１位相に基づき切り替えられた後のスイッチング状態を切り替え前のスイッチング状態に戻すための位相である第２位相を設定する第２位相設定手段との２つの手段の協働で設定される前記第１位相および前記第２位相からなる前記スイッチング状態の切り替え位相波形が、前記直流交流変換回路の出力電圧の基本波振幅情報および前記印加電圧位相情報を入力として記憶された記憶手段と、前記記憶手段に記憶された前記位相波形を前記基本波振幅情報および前記印加電圧位相情報に応じて参照することで、前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替え操作する操作手段とを備え、前記第１位相設定手段は、第１位相の直前の前記第２位相を独立変数とする余弦関数および正弦関数のいずれかの値と前記第１位相を独立変数とする前記いずれかの関数の値とについて、それらの差を前記基本波振幅情報に応じて定まる値に一致させることを特徴とする。

直流交流変換回路の出力電圧と正弦関数または余弦関数との積の積分値によって、直流交流変換回路の出力電圧の基本波振幅成分を算出することができる。ここで、上記出力電圧と正弦関数との積の積分値を用いる場合、オン・オフによって定まる一対のスイッチング状態の一方から他方への切替位相と他方から一方への切替位相とのそれぞれを独立変数とする余弦関数同士の差と、基本波振幅によって定まる値との関係を定める式が導出される。一方、上記出力電圧と余弦関数との積の積分値を用いる場合、オン・オフによって定まる一対のスイッチング状態の一方から他方への切替位相と他方から一方への切替位相とのそれぞれを独立変数とする正弦関数同士の差と、基本波振幅によって定まる値との関係を定める式が導出される。上記発明では、この点に鑑み、第１位相設定手段を構築した。そして、基本波振幅情報や位相情報、瞬時値情報は、いずれも変調率の大きさにかかわらず設定可能なものであるため、上記発明では、これらパラメータを操作量としてこれに基づくスイッチング状態の切り替え位相を設定することで、変調率の大きさにかかわらず、制御量の制御が可能となる。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記第１位相は、前記基本波が正である領域と負である領域とのいずれか一方の領域において、前記回転機の端子と前記直流電圧源の正極端子との接続への切り替え位相を指定し、いずれか他方の領域において負極端子との接続への切り替え位相を指定する切替状態指定手段を備えることを特徴とする。

上記出力電圧と正弦関数または余弦関数との積の積分値によって基本波振幅成分を算出する式を展開する場合、回転機の端子が直流電圧源の負極側に接続される期間と正極側に接続される期間とのいずれか一方の期間の境界値を独立変数とする余弦関数または正弦関数同士の差についての基本波の一周期あたりの和が基本波振幅から定まる値となる。このため、この関係を利用する場合には、第１位相は、基本波の一周期の間、正極端子との接続への切り替え位相および負極端子との接続への切り替え位相のいずれか一方のみを指定するものとなる。一方、基本波の対称性に鑑みると、直流交流変換回路の出力電圧を基本波を模擬したものとするうえでは、基本波が正の領域と負の領域とのいずれか一方の領域において上記負極側に接続される期間は、いずれか他方の領域において上記正極側に接続される期間と一致させることが望ましい。上記発明では、この点に鑑み、切替状態指定手段を備えることで、直流交流変換回路の出力電圧が基本波を模擬する精度を向上させることができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記基本波振幅情報に応じて定まる値は、固定値であることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記第１位相設定手段は、前記基本波振幅情報に応じて定まる値を、前記基本波の変化に応じて変化させる基本波模擬手段を備えるものであることを特徴とする。

上記発明では、スイッチング状態の切替頻度のばらつきを低減することが可能となり、ひいては制御の応答性を向上させることができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記第１位相設定手段は、前記回転機の回転速度が大きいほど前記基本波振幅情報に応じて定まる値を大きくするスイッチング周波数抑制手段を備えることを特徴とする。

余弦関数同士の差や、正弦関数同士の差を大きくするほど、隣接する一対の第１位相および第２位相間の回転角度間隔が大きくなる。一方、回転速度が大きいほど、単位時間当たりのスイッチング状態の切替回数が大きくなる。上記発明では、この点に鑑み、回転速度が大きいほど上記差を大きくして一周期当たりのスイッチング状態の切替回数を制限することで、回転速度の増加に起因したスイッチング状態の切替回数の増加を抑制することができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記第１位相設定手段は、前記基本波振幅情報および前記印加電圧位相情報を入力として、前記第１位相を仮算出する手段を備えて且つ、前記回転機の回転角度が前記第２位相となる時点において前記仮算出された値を前記第１位相として設定するものであり、前記第２位相設定手段は、前記回転角度が前記第１位相設定手段によって設定された第１位相となる時点において、該時点における回転角度および前記仮算出された第１位相間の角度間隔と、前記時点における回転角度および前記設定する第２位相間の角度間隔との和に対する前記時点における回転角度および前記設定する第２位相間の角度間隔によって定まる前記直流交流変換回路の平均出力電圧と前記瞬時値情報から定まる値とを一致させる手段を備えることを特徴とする。

上記平均出力電圧を瞬時値情報から定まる値にするための一手法としては、前回の第２位相から今回の第２位相までの間隔に対する間の第１位相から今回の第２位相までの間隔の時比率を瞬時値情報に併せることが考えられる。ただし、この場合、基本波の対称性を模擬することが難しくなる。これは基本波の絶対値が漸増する領域とこれに隣接する漸減する領域とで、前回の第２位相同士が対称性を有しないためである。上記発明では、この点に鑑み、第１位相となる時点において、仮算出される第１位相を用いて平均出力電圧相当量を算出することで、対称性の崩れ等を抑制する事ができる。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記第１位相設定手段は、前記基本波振幅情報および前記印加電圧位相情報を入力として、前記第１位相を仮算出する手段を備えて且つ、前記回転機の回転角度が前記第２位相となる時点における前記仮算出された値を前記第１位相として設定するものであり、前記第２位相設定手段は、前記瞬時値情報を入力として前記第２位相を仮算出する手段を備えて且つ、前記回転機の回転角度が前記第１位相となる時点において前記仮算出された値を前記第２位相として設定する切り替え時同期処理と、直前の第１位相と仮算出される第２位相との和に基づき都度定まる位相を、前記第２位相に設定する逐次算出処理とを、前記基本波の符号が同一の領域であって且つ前記基本波が漸増する領域と漸減する領域との一対の領域のいずれにあるかに応じて切り替えることを特徴とする。

上記発明では、同一符号領域であって且つ基本波が漸増する領域と漸減する領域との一対の領域の対称性を確保することが容易となる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記基本波の符号が同一の領域であって且つ該基本波の絶対値が漸増する領域と漸減する領域との境界について、該境界の進角側に移行する直前のスイッチング状態の切り替え位相の記憶値に基づき、前記境界の進角側に移行した直後のスイッチング状態の切り替え位相を、該位相が前記直前の位相と前記境界に対して対称性を保つように設定する対称性保持手段をさらに備えることを特徴とする。

上記発明では、対称性保持手段を備えることで、直流交流変換回路の出力電圧が基本波の対称性を模擬する精度を向上させることができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記第１位相は、前記基本波の符号が互いに逆となる領域同士の１の境界を通過した直後のスイッチング状態の切り替え位相を定めるものであり、前記１の境界に隣接して且つこれよりも進角側の境界について、該境界に隣接して且つこれよりも遅角側の第２位相を、前記１の境界とその直後の第１位相との間の角度間隔に設定する振幅保持手段をさらに備えることを特徴とする。

上記進角側の境界と上記遅角側の第２位相との角度間隔は、対称性に鑑みれば、上記直後の第１位相と１の境界との角度間隔と一致する。しかし、上記進角側の境界と上記遅角側の第２位相との角度間隔を操作量としての瞬時値情報によって定めるなら、上記直後の第１位相と１の境界との角度間隔と不一致が生じることで、基本波振幅情報に対して誤差を生じるおそれがある。特に、上記１の境界から上記進角側の境界へと順次第１位相、第２位相を算出する場合、演算誤差によって、上記進角側の境界と上記遅角側の第２位相との角度間隔と、上記直後の第１位相と１の境界との角度間隔との間に不一致が生じやすい。上記発明では、この点に鑑み、振幅保持手段を備えた。

請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記回転機を流れる電流の極性に基づき、前記第１位相および前記第２位相に対する前記スイッチング状態の切り替えタイミングをシフトさせるシフト手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、シフト手段を備えることで、デッドタイム補償を行なうことが可能となる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる操作信号の生成処理を示すブロック図。 同実施形態にかかるデッドタイム生成部の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるデッドタイム生成部の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるＰＷＭ信号の生成処理の詳細を示すブロック図。 同実施形態にかかるＰＷＭ信号を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるＰＷＭ信号の生成処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるＰＷＭ信号の生成処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるＰＷＭ信号の生成処理の詳細を示すブロック図。 第４の実施形態にかかるＰＷＭ信号の生成処理の詳細を示すブロック図。 同実施形態にかかるパルス数のカウント処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 第５の実施形態にかかるＰＷＭ信号の生成処理の手順を示す流れ図。 第６の実施形態にかかるＰＷＭ信号の生成処理を示すブロック図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。

車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊ｐ，Ｄ＊ｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の各相を流れる電流（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を検出する電流センサ１６を備えている。また、モータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１８を備えている。さらに、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎを操作する信号が、操作信号ｇ＊ｐ，ｇ＊ｎである。なお、高電圧バッテリ１２を備える高電圧システムと制御装置１４を備える低電圧システムとは互いに絶縁されており、インターフェース１３は、これらを絶縁しつつも通信を可能とするたとえばフォトカプラ等の絶縁手段を備えて構成されている。

図２に、本実施形態にかかる上記操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ，＃＝ｐ，ｎ）の生成処理を示す。

ｄｑ変換部２０は、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、回転２次元座標系におけるｄ軸の実電流ｉｄとｑ軸の実電流ｉｑとに変換する。一方、指令電流設定部２２は、要求トルクＴｒに基づき、ｄ軸の指令電流ｉｄｒとｑ軸の指令電流ｉｑｒとを算出する。フィードバック制御部２４は、ｄ軸の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量として指令電圧ｖｄｒを算出し、フィードバック制御部２６では、ｑ軸の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量として指令電圧ｖｑｒを算出する。ここで、フィードバック操作量は、比例要素および積分要素の出力同士の和とすればよい。なお、この際、非干渉制御や誘起電圧補償項等のフィードフォワード項を加算することで最終的な指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを算出するようにしてもよい。３相変換部２８は、回転２次元座標系の指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換する。

指令振幅算出部３０は、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを入力として、３相の指令電圧ｖ＊ｒの振幅の指令値（指令振幅ＶＰ）を算出する。指令相電圧位相算出部３２は、３相の指令電圧ｖ＊ｒのそれぞれの指令相電圧位相θ＊を算出する。ＰＷＭ信号生成部３４は、指令振幅ＶＰとＵ相の指令相電圧位相θｕとＵ相の指令電圧ｖｕｒとを入力として、インバータＩＶのＵ相の出力電圧が指令電圧ｖｕｒを模擬したものとなるようにＰＷＭ信号ｇｕを算出する。同様に、ＰＷＭ信号生成部３６は、指令振幅ＶＰとＶ相の指令相電圧位相θｖとＶ相の指令電圧ｖｖｒとを入力として、インバータＩＶのＶ相の出力電圧が指令電圧ｖｖｒを模擬したものとなるようにＰＷＭ信号ｇｖを算出する。また、ＰＷＭ信号生成部３８は、指令振幅ＶＰとＷ相の指令相電圧位相θｗとＷ相の指令電圧ｖｗｒとを入力として、インバータＩＶのＷ相の出力電圧が指令電圧ｖｗｒを模擬したものとなるようにＰＷＭ信号ｇｗを算出する。

デッドタイム生成部４０は、ＰＷＭ信号ｇｕに基づき、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎを生成してインバータＩＶに出力する。デッドタイム生成部４２は、ＰＷＭ信号ｇｖに基づき、操作信号ｇｖｐ，ｇｖｎを生成してインバータＩＶに出力する。デッドタイム生成部４４は、ＰＷＭ信号ｇｗに基づき、操作信号ｇｗｐ，ｇｗｎを生成してインバータＩＶに出力する。これらデッドタイム生成部４０〜４４の処理は、ＰＷＭ信号ｇ＊が１である場合に操作信号ｇ＊ｐをオンして且つＰＷＭ信号ｇ＊ｎがゼロである場合に操作信号ｇ＊ｎをオンする処理と、オン操作指令タイミングをＰＷＭ信号ｇ＊のエッジに対してデッドタイムｔｄだけ遅延させる処理とである。

図３に、デッドタイム生成部４０〜４４によって行なわれる操作信号ｇ＊ｐの生成処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、ＰＷＭ信号ｇ＊の立ち下がりタイミングであるか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、操作信号ｇ＊ｐをオフとするとともに、タイマ１を停止させる。

これに対し、ステップＳ１０において否定判断される場合、ステップＳ１４において、ＰＷＭ信号ｇ＊の立ち上がりタイミングであるか否かを判断する。そして、ステップＳ１４において肯定判断される場合、ステップＳ１６において、タイマ１を初期化した後これを起動する。

一方、上記ステップＳ１４において否定判断される場合、ステップＳ１８において、タイマ１の起動中であるか否かを判断する。そして起動中であると判断される場合、ステップＳ２０においてタイマ１をインクリメントする。続くステップＳ２２では、タイマ１の値がデッドタイムｔｄよりも大きくなったか否かを判断する。そして、ステップＳ２２において肯定判断される場合、ステップＳ２４において、操作信号ｇ＊ｐをオンとするとともにタイマ１を停止させる。

なお、上記ステップＳ１２，Ｓ１６，Ｓ２４の処理が完了する場合や、ステップＳ１８、Ｓ２２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図４に、デッドタイム生成部４０〜４４によって行なわれる操作信号ｇ＊ｎの生成処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この図４に示すステップＳ３０〜Ｓ４４の処理は、先の図３に示したステップＳ１０〜Ｓ２４の処理に対応している。これらの相違点は、操作信号ｇ＊ｎがＰＷＭ信号ｇ＊の立ち下がりをトリガとしてＯＮ信号となることによるものである。

図５に、上記ＰＷＭ信号生成部３４〜３８の処理の詳細を示す。

第１位相演算器５０は、指令振幅ＶＰと、指令相電圧位相θ＊とに基づき、スイッチング状態を切り替えるための第１位相θ１を算出する。この第１位相θ１は、インバータＩＶの出力電圧の基本波振幅を指令振幅ＶＰに制御するための操作量である。以下、これについて説明する。

インバータＩＶの出力電圧の基本波振幅が指令振幅ＶＰに一致する条件は、インバータＩＶの出力電圧ｆ（θ）を用いると、以下の式（ｃ１）にて表現できる。

ここで、基本波がθ＝πで点対象且つ、「０≦θ≦π」、「π≦θ≦２π」のそれぞれにおいて、θ＝π／２、３π／２のそれぞれに対して線対称であることを利用すると、以下の式（ｃ２）が成立する。

なお、上記の式（ｃ２）において、ｐｉ（ｉ＝１，２…）は、インバータＩＶの出力電圧のエッジに対応する回転角度について、そのエッジの番号を示す。特に、ｐ２ｋ（ｋ＝１，２…）は、偶数番目のエッジを示し、ｐ２ｋ＋１は、奇数番目のエッジを示す。この式（ｃ２）を変形すると、以下の式（ｃ３）を得る。

ここで、本実施形態では、実装の容易さ等の観点から、上記の式（ｃ３）のΣの内部の各項が互いに等しいとして、以下の式（ｃ４）を導く。

上記の式（ｃ４）は、余弦関数の独立変数が０〜πまでの期間については、余弦関数が単調減少関数であるために成立する。ただし、π〜２πまでの期間については、余弦関数が単調増加関数であるために解が存在しなくなる。これは、上記の式（ｃ３）においては生じなかった問題である。そこで本実施形態では、第１位相θ１を、以下の式（ｃ５）によって算出することで、この問題を解決する。
θ１＝ａｒｃｃｏｓ［ｃｏｓ｛ｍｏｄ（θ，π）｝−Ｘ］ …（ｃ５）
ここで本実施形態では、０〜πまでの期間については、第１位相θ１によって立ち上がりエッジの位相を指定して且つ、π〜２πまでの期間については、第１位相θ１によって立ち下がりエッジを指定する。図６に、第１位相θ１によって指定されるエッジに矢印を付した。これは、インバータＩＶの出力電圧の対称性を確保するための設定である。すなわち、第１位相θ１によって０〜πまでの期間については立ち上がりエッジの位相を指定する場合、これはインバータＩＶの出力電圧が「−ＶＤＣ／２」となる期間を定めることとなる。そして、インバータＩＶの出力電圧に基本波の対称性を付与するなら、この期間は、π〜２πまでの期間においてインバータＩＶの出力電圧が「ＶＤＣ／２」となる期間に対応する。ちなみに、これは、上記の式（ｃ３）等からおのずと定まることではなく、本実施形態において対称性を重視した設計を行なうことで実現された設定である。

先の図５に示す第２位相演算器５２は、都度の指令電圧ｖ＊ｒの大きさに基づき、上記第１位相θ１におけるスイッチング状態の切替とは逆の切り替えを行なう位相（第２位相θ２）を設定する。この第２位相θ２は、スイッチング状態がオン・オフの一方から他方に切り替えられた後、他方から一方に再度切り替えられるまでの期間において、インバータＩＶの出力電圧の平均値を、指令電圧ｖ＊ｒに制御するための操作量である。

この操作量を算出する上での最もシンプルな手法は、前回の第２位相から今回設定する第２位相までの期間に対するこれらの間の第１位相と第２位相との期間の時比率を指令電圧ｖ＊ｒとするための時比率に設定することである。ただし、この場合、インバータＩＶの出力電圧の対称性が崩れる。すなわち、たとえば、第１位相θ１によって設定される回転角度θｐ３となる時点において（図６）、回転角度θｐ４に対応する第２位相θ２を設定するに際し、時比率「（θｐ４−θｐ３）／（θｐ４−θｐ２）」が指令電圧ｖ＊ｒとなるように設定されることとなる。一方、θｐ３〜θｐ４に対称な期間であるθｐ７〜θｐ８について、回転角度θｐ７の時点において回転角度θｐ８に対応する第２位相θ２を設定するに際し、時比率「（θｐ８−θｐ７）／（θｐ８−θｐ６）」が指令電圧ｖ＊ｒとなるように設定したのでは、θｐ３〜θｐ４の期間とθｐ７〜θｐ８の期間とが対称とならない（等しくならない）。これは、対称性を保つ上では、時比率「（θｐ９−θｐ８）／（θｐ９−θｐ７）」を回転角度θｐ８の時点における指令電圧ｖ＊ｒに応じて定める必要があるからである。しかし、回転角度θｐ８の時点においては、回転角度θｐ９は未来の情報であり直接的には利用できない。また、このθｐ９を、θｐ２の記憶値に基づき算出する場合、少なくとも「π／２」の期間における第２位相θ２を記憶する必要が生じるため、「π／２」当たりのスイッチング状態の切替回数が多くなる低変調率領域においては、記憶容量を大きくする必要が生じる。

そこで本実施形態では、現在の指令相電圧位相θ＊において、算出される第１位相θ１との間隔および第２位相θ２との間隔「θ１−θ＊＋θ２−θ＊」に対する第１位相θ１および第２位相θ２間の間隔「θ２−θ１」の時比率を、現在の指令相電圧位相θ＊における指令電圧ｖ＊ｒに応じたものとする。これにより、第２位相θ２は、以下の式（ｃ６）にて表現される。

これを変形すると、以下の式（ｃ７）が得られる。

ただし、以下の処理の便宜上、第２位相演算器５２の出力する第２位相θ２は、上記の式（ｃ７）において指令相電圧位相θ＊を減算した値とする。なお、上記の式（ｃ７）は、指令電圧ｖ＊ｒの絶対値が「ＶＤＣ／２」以上となる場合には成立しない。しかし、指令電圧ｖ＊ｒの絶対値が「ＶＤＣ／２」以上となる高変調率領域においては、先の図６のθｐ５〜θｐ６、θｐ１６〜θｐ１７の間隔が大きくなり、第２位相θ２の利用が要求される期間は、上記の式（ｃ７）に基づく第２位相θ２の算出が不可能となる期間と重複しない。

一方、図５に示すＰＷＭパルス演算器５４では、第１位相演算器５０によって都度仮算出される第１位相θ１と、第２位相演算器５２によって都度仮算出される第２位相θ２とに基づき、第１位相θ１、第２位相θ２を確定させてＰＷＭ信号ｇ＊を生成し、これを出力する。

図７に、ＰＷＭパルス演算器５４の行なう処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、以下では、先の図６に示すＰＷＭ信号波形におけるθ＝０°を初期条件として処理の進展の順に説明する。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、初期設定が完了したか否かを判断する。そして、初期設定が未だ完了していない場合、ステップＳ５２において、ＰＷＭ信号ｇ＊をゼロとし、切替指定位相θｍｅｍを現時点における第１位相θ１とし、振幅確保位相θｍｅｍ１をπ―θ１とする。また、「π／４」当たりのスイッチング状態の切替回数をカウントするカウンタｋを１とする。

こうして初期設定が完了すると、ステップＳ５４において、第１規約角度θａを、「０≦θａ＜２π：θａ＝θ＊±２Ｎπ（Ｎは自然数）」とし、第２規約角度θｂを、「０≦θｂ＜π：θｂ＝θ＊±Ｍπ（Ｍは自然数）」とする。そして、ステップＳ５６では、第１規約角度θａがゼロであるか否かを判断する。そしてステップＳ５６で肯定判断される場合、ステップＳ５８において、上記ステップＳ５２と同様の処理を行なう。

これに対し、ステップＳ５６において否定判断される場合、ステップＳ６０において、第１規約角度θａがπであるか否かを判断する。そして、ここで否定判断される場合、ステップＳ６２において、（ア）第２規約角度θｂが０〜π／２までの範囲にある旨の条件、（イ）カウンタｋが２ｎ−２である旨の条件、および（ウ）カウンタｋがゼロである旨の条件の論理和が真であるか否かを判断する。上記「ｎ」は、上記の式（ｃ４）において定義されているものであり、「π／２」当たりのパルス数を示す。ここで、第１規約角度θａがゼロ度から変位し始めた直後では、上記（ア）の条件を満たすために、ステップＳ６４に移行する。ステップＳ６４では、第２規約角度θｂが切替指定位相θｍｅｍよりも小さいか否かを判断する。そしてステップＳ６４において否定判断される場合、第２規約角度θｂが第１位相θ１によって設定された切替指定位相θｍｅｍを横切るタイミングであるとして、ステップＳ６６に移行する。

ステップＳ６６では、カウンタｋが「２ｎ−１」であるか否かを判断する。ステップＳ６６において否定判断される場合、ステップＳ６８において、カウンタｋが奇数であるか否かを判断する。この処理は、切替指定位相θｍｅｍが第１位相θ１であるか否かを判断するためのものである。そしてステップＳ６８において肯定判断される場合、ステップＳ７２に移行する。ステップＳ７２では、第１規約角度θａがπよりも小さい場合、ＰＷＭ信号ｇ＊を１とする。これにより、先の図６のθｐ１においてＰＷＭ信号ｇ＊が立ち上がる。また、ステップＳ７２では、切替指定位相θｍｅｍを、現時点での第２位相θ２に基づき「θｂ＋θ２」に設定する。ここで、第２位相演算器５２の出力する第２位相θ２に第２規約角度θｂを加算したのは、切替指定位相θｍｅｍを上記の式（ｃ２）とするためである。

これに続いて先の図６の回転角度θｐ２となるタイミングでは、ステップＳ６４，Ｓ６６，Ｓ６８のそれぞれで否定判断されるため、ステップＳ７０に移行する。ステップＳ７０では、第１規約角度θａがπよりも小さい場合、ＰＷＭ信号ｇ＊をゼロとするとともに、切替指定位相θｍｅｍをその時点の第１位相θ１に設定し、カウンタｋをインクリメントする。

先の図６の回転角度θｐ３，θｐ４については、回転角度θｐ１，θｐ２のときと同様の処理がなされる。ここで、回転角度θｐ４となることでステップＳ７０では、カウンタｎを「５＝２ｎ−１」に設定する。このため、回転角度θｐ５となる時点では、ステップＳ６６において肯定判断されステップＳ７４に移行する。ステップＳ７４では、ＰＷＭ信号ｇ＊を１とするとともに、切替指定位相θｍｅｍを「π―θｍｅｍ」とし、さらにカウンタｋをゼロとする。ここでの切替指定位相θｍｅｍの設定は、「π／２」に対する回転角度θｐ５とθｐ６との対称性を確保するためのものである。

このステップＳ７４においてカウンタｋがゼロとされるために、次回以降、ステップＳ６２において、第２規約角度θｂが「π／２」を上回ったとしても、上記（ウ）の条件を満たすことで、ステップＳ６４に移行する。そして、回転角度θｐ６となることで、ステップＳ７０において、ＰＷＭ信号ｇ＊をゼロとし、切替指定位相θｍｅｍを第１位相θ１とし、カウンタｋをインクリメントする。

その結果、次回からは、ステップＳ６２において否定判断されることでステップＳ７６に移行する。ステップＳ７６では、カウンタが奇数であるか否かを判断する。そしてステップＳ７６において肯定判断され、ステップＳ７８において第２規約角度θｂが切替指定位相θｍｅｍを横切るタイミングであると判断される場合（回転角度θｐ７となる場合）、ステップＳ８０においてカウンタが「２ｎ−３」であるか否かを判断する。そしてステップＳ８０において否定判断される場合、ステップＳ８２において、ＰＷＭ信号ｇ＊を１とし、カウンタｋをインクリメントする。これにより、先の図６の回転角度θｐ７においてＰＷＭ信号ｇ＊が立ち上がる。ただし、この際、切替指定位相θｍｅｍは更新されない。

次に、先の図６の回転角度θｐ８となる時点では、ステップＳ８４において第２規約角度θｂが「θｍｅｍ＋θ２」を横切ると判断されることとなる。このステップＳ８４の処理は、０〜π／２の期間とπ／２〜πの期間との対称性を確保するためのものである。この処理に示す条件は、「θｐ４−θｐ３」と「θｐ８−θｐ７」とが一致する条件となっている。すなわち、上記のステップＳ７４の処理によって、「π／２−θｐ５」と「θｐ６−π／２」とは等しく、また、余弦関数の対称性より、「θｐ５−θｐ４」と「θｐ７−θｐ６」とも等しくなっている。そしてθｐ７までの対称性が確保されている場合、θｐ８の対称性が上記ステップＳ８４の処理によって満たされることとなる。以下、これについて説明する。

上記の式（ｃ７）によれば、
θｐ４
＝θｐ３＋｛ａｒｃｃｏｓ（ｃｏｓθｐ３−Ｘ）−θｐ３｝Ｃ（θｐ３）…（ｃ８）
が成立する。このため、
θｐ４−θｐ３
＝｛ａｒｃｃｏｓ（ｃｏｓθｐ３−Ｘ）−θｐ３｝Ｃ（θｐ３） …（ｃ９）
この式（ｃ９）を用いると、回転角度θｐ８の時点で、「θｐ４−θｐ３」と「θｐ８−θｐ７」とが一致するなら、以下の式が成立する。
θｐ８―θｐ７
＝｛ａｒｃｃｏｓ（ｃｏｓθｐ３−Ｘ）−θｐ３｝Ｃ（θｐ３）
＝｛ａｒｃｃｏｓ（ｃｏｓ（π−θ８）−Ｘ）−π＋θｐ８｝Ｃ（π−θ８）
＝｛ａｒｃｃｏｓ（−ｃｏｓθｐ８−Ｘ）−π＋θｐ８｝Ｃ（θｐ８）
＝｛θｐ８−ａｒｃｃｏｓ（ｃｏｓθｐ８＋Ｘ）｝Ｃ（θｐ８）
従って、
θｐ８＝θｐ７＋｛θｐ８−ａｒｃｃｏｓ（ｃｏｓθｐ８＋Ｘ）｝Ｃ（θｐ８）
これが、ステップＳ８４において対称性を確保することのできる理由である。なお、ステップＳ８４に再度移行した場合についてもこの処理が果たす機能は同じである。これは、上記の議論を数学的帰納法によって一般化することで結論される。

先の図６の回転角度θｐ８となることで上記ステップＳ８４において否定判断される場合、ステップＳ８６において、ＰＷＭ信号ｇ＊をゼロとし、切替指定位相θｍｅｍをその時点における第１位相θ１とし、カウンタｋをインクリメントする。

続いて、先の図６の回転角度θｐ９となるタイミングでは、ステップＳ８０において肯定判断され、ステップＳ８８において、切替指定位相θｍｅｍを振幅確保位相θｍｅｍ１に設定する。この処理は、インバータＩＶの出力電圧の対称性を確保しつつも、その基本波振幅の制御性を向上させるためのものである。すなわち、０〜πまでの期間において上記の式（ｃ４）の関係を満足するように設定すべき最後の期間は、θｐ１０〜θｐ１１の期間である。ここで、対称性の観点からは、θｐ１１はπとすべきである。しかしθｐ１１をπとする場合には、θｐ１０が第２位相θ２によって定められるため、θｐ１０〜θｐ１１の期間の設定の自由度はないこととなる。そこで、θｐ１０〜θｐ１１の期間を、０〜θｐ１までの期間に設定すべく、πとなる直前の回転角度θｐ１０を、振幅確保位相θｍｅｍ１に設定する。

これにより、回転角度θｐ１０となることで、ステップＳ６２の上記（イ）の条件を満たすことから、ステップＳ６４，Ｓ６６，Ｓ６８を経てステップＳ７０に移行する。

その後、第１規約角度θａがπとなる場合、ステップＳ６０において肯定判断されることで、ステップＳ９０に移行し、ＰＷＭ信号ｇ＊を１とし、切替指定位相θｍｅｍをθ１とし、振幅確保位相θｍｅｍ１をπ−θ１とし、カウンタｋを１とする。以後、π〜３π／２となる期間においては、０〜π／２となる期間と同様、ステップＳ７０，Ｓ７２，Ｓ７４においてＰＷＭ信号ｇ＊を設定する。ただし、この期間においては、ステップＳ７０では、ＰＷＭ信号ｇ＊を１とし、ステップＳ７２では、ＰＷＭ信号ｇ＊をゼロとし、ステップＳ７４では、ＰＷＭ信号ｇ＊をゼロとする。

同様に、「３π／２〜２π」までの期間においては、「π／２〜π」までの期間と同様の処理を行なう。ただし、ステップＳ８２では、ＰＷＭ信号ｇ＊をゼロとし、ステップＳ８６では、ＰＷＭ信号ｇ＊を１とし、ステップＳ８８では、ＰＷＭ信号ｇ＊を０とする。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）第１位相演算器５０によって設定される第１位相θ１および第２位相演算器５２によって設定される第２位相θ２に基づき、ＰＷＭ信号ｇ＊を生成した。これにより、インバータＩＶの出力線間電圧の基本波振幅が「ＶＤＣ／２」以下の領域から「ＶＤＣ／２」を上回る領域まで単一の制御手法によって制御が可能となる。

（２）第２位相θ２の余弦関数値から第１位相θ１の余弦関数値を減算した値Ｘを、固定値とした。これにより、実装が容易となる。

（３）基本波が正となる領域（０〜π）において第１位相によってインバータＩＶの出力電圧が「−ＶＤＣ／２」となる期間を定めて且つ、基本波が負となる領域（π〜２π）において、第１位相θ１によってインバータＩＶの出力電圧が「ＶＤＣ／２」となる期間を定めた（状態切替指定手段）。これにより、上記正となる領域と上記負となる領域とでインバータＩＶの出力電圧を対称性を有するものとすることができる。

（４）基本波の絶対値が漸減する領域（π／２〜π、３π／２〜２π）において、先の図７のステップＳ８４の処理を用いた。これにより、θ＝π／２、３π／２に対してインバータＩＶの出力電圧の対称性を確保することができる。

（５）基本波の絶対値が漸増する領域と漸減する領域との境界に対して進角側に移行する直前のスイッチング状態の切り替え位相の記憶値に基づき、直後のスイッチング状態の切り替え位相を設定した（ステップＳ７４：対称性保持手段）。これにより、インバータＩＶの出力電圧が基本波の対称性を模擬する精度を向上させることができる。

（６）図６の回転角度θｐ１０を設定するための切替指定位相θｍｅｍを「π―θ１」に設定した（ステップＳ８８：振幅保持手段）。これにより、インバータＩＶの出力電圧の基本波振幅の指令振幅ＶＰへの制御性を向上させることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、デッドタイム生成部４０，４２，４４において生成されるデッドタイム期間における電圧誤差を補償するように、ＰＷＭ信号ｇ＊を設定する。

図８に、本実施形態にかかるＰＷＭ信号ｇ＊の生成処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図８において、先の図７に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ５０において肯定判断される場合、ステップＳ５４ａにおいて、第１規約角度θａ、第２規約角度θｂを設定するのに加えて、相電流ｉ＊の極性に基づき、ＰＷＭ信号ｇ＊がゼロから１に切り替わるタイミングを補正する第１補償量θｄ１と、ＰＷＭ信号ｇ＊が１からゼロに切り替わるタイミングを補正する第２補償量θｄ２とを設定する。

詳しくは、相電流ｉ＊が正の場合、第１補償量θｄ１を、回転速度ｄθ／ｄｔにデッドタイムｔｄを乗算した値に設定するとともに、第２補償量θｄ２をゼロに設定する。これは、相電流ｉ＊が正の場合、デッドタイム期間におけるインバータＩＶの出力電圧が「−ＶＤＣ／２」となることに鑑みたものである。すなわち、この場合、上側アームの操作信号ｇ＊ｐおよび下側アームの操作信号ｇ＊ｎの双方がゼロとなるデッドタイム期間におけるインバータＩＶの出力電圧がＰＷＭ信号ｇ＊のゼロに対応したものとなる。このため、ＰＷＭ信号ｇ＊のゼロから１への切替タイミングにおいて、実際の切替がデッドタイムｔｄに対応する角度ｔｄ・ｄθ／ｄｔだけ遅延することに鑑み、第１補償量θｄ１を「ｔｄ・ｄθ／ｄｔ」に設定する。

一方、相電流ｉ＊が負の場合、第１補償量θｄ１をゼロとするとともに、第２補償量θｄ２を、回転速度ｄθ／ｄｔにデッドタイムｔｄを乗算した値に設定する。これは、相電流ｉ＊が負の場合、デッドタイム期間におけるインバータＩＶの出力電圧が「ＶＤＣ／２」となることに鑑みたものである。すなわち、この場合、上側アームの操作信号ｇ＊ｐおよび下側アームの操作信号ｇ＊ｎの双方がゼロとなるデッドタイム期間におけるインバータＩＶの出力電圧がＰＷＭ信号ｇ＊の１に対応したものとなる。このため、ＰＷＭ信号ｇ＊の１からゼロへの切替タイミングにおいて、実際の切替がデッドタイムｔｄに対応する角度ｔｄ・ｄθ／ｄｔだけ遅延することに鑑み、第２補償量θｄ２を「ｔｄ・ｄθ／ｄｔ」に設定する。

その後、ステップＳ６２において肯定判断される場合、ステップＳ６４ａにおいて、以下の条件１を満たすか否かを判断する。
ＰＷＭ信号ｇ＊が１のとき、θｂ＜θｍｅｍ−θｄ２
ＰＷＭ信号ｇ＊がゼロのとき、θｂ＜θｍｅｍ−θｄ１
この条件１は、先の図７のステップＳ６２の処理を行なう場合と比較して、実際の切替タイミングを第１補償量θｄ１または第２補償量θｄ２だけ進角させるためのものである。

一方、ステップＳ７６において肯定判断される場合、ステップＳ７８ａにおいて上記条件１を充たすか否かを判断する一方、否定判断される場合、ステップＳ８４ａにおいて、以下の条件２を満たすか否かを判断する。
ＰＷＭ信号ｇ＊が１のとき、θｂ＜θｍｅｍ＋θ２−θｄ２
ＰＷＭ信号ｇ＊がゼロのとき、θｂ＜θｍｅｍ＋θ２−θｄ１
この条件２は、先の図７のステップＳ８４の処理を行なう場合と比較して、実際の切替タイミングを第１補償量θｄ１または第２補償量θｄ２だけ進角させるためのものである。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、上記ＰＷＭ信号生成部３４〜３８の処理の詳細を示す。なお、図９において、先の図５に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、パルス数ｎを、回転速度ｄθ／ｄｔが大きいほど小さい値に設定する。詳しくは、スイッチング周波数が予め定められた目標周波数ｆｃに近似するように、パルス数ｎを可変設定する。これは、単位時間当たりのスイッチング状態の切替頻度を極力同一とするための設定である。

具体的には、パルス数を「ｆｃ／｛（４ｄθ／ｄｔ）／２π｝」の整数部分に設定する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、上記ＰＷＭ信号生成部３４〜３８の処理の詳細を示す。なお、図１０において、先の図５に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、電気角の一周期内で余弦関数値同士の差を定める値Ｘを可変とする。詳しくは、基本波の絶対値が大きくなるほど値Ｘを大きくする。

すなわち、パルス数カウント器６０では、図１１に示す処理によって、電気角の「１／４」周期におけるスイッチング回数をカウントする。すなわち、まずステップＳ１００において、電気角θが「π」の整数倍であるか否かを判断する。そして「π」の整数倍である場合、ステップＳ１０２において、パルス数カウンタｍをゼロに設定する。一方、ステップＳ１００において否定判断される場合、ステップＳ１０４において、ＰＷＭ信号ｇ＊の立ち上がりタイミングであるか否かを判断する。そして立ち上がりタイミングであると判断される場合、ステップＳ１０６において、パルス数カウンタｍをインクリメントする。

なお、上記ステップＳ１０２，Ｓ１０６の処理が完了する場合や、ステップＳ１０４において否定判断される場合、この一連の処理を一旦終了する。

先の図１０に示す第１位相演算器５０ｂでは、上記の値Ｘを以下のように設定する。

ここで、（１／２−πＶＰ／４ＶＤＣ）の係数が、値Ｘを基本波の大きさと正の相関を有するようにする部分である。なお、係数の分母は規格化因子である。

図１２（ａ）に、本実施形態にかかるインバータＩＶの出力電圧を示し、図１２（ｂ）に、第１の実施形態にかかるインバータＩＶの出力電圧を示す。図示されるように、本実施形態では、スイッチング状態の切替頻度のムラが少ない。このため、制御の応答性を向上させることができる。

なお、図１３に示すように、本実施形態（破線）と第１の実施形態（実線）とでスイッチング頻度のムラ（標準偏差）に大きな相違が生じるのは変調率の低い領域である。このため、低変調率領域に限って、本実施形態の処理を行なってもよい。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、「π／２」および「３π／２」の両側の一対のスイッチング状態の切替位相の対称性を確保する処理と、「π」でスイッチング状態を切り替える処理とを行なうほかは、第１位相演算器５０および第２位相演算器５２の出力信号に順次従う。

図１４に、本実施形態にかかるＰＷＭ信号ｇ＊の算出処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１４において先の図７に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

図示されるように、この一連の処理におけるステップＳ５２ａ，Ｓ５８ａ，Ｓ９０ａでは、ステップＳ５２，Ｓ５８，Ｓ９０のように振幅確保位相θｍｅｍ１の設定を行なう処理を削除する。また、スイッチング状態の切替は、ステップＳ７０，Ｓ７２，Ｓ７４において行なう。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかる上記操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ，＃＝ｐ，ｎ）の生成処理を示す。なお、図１５において、先の図２に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒと、電気角θとを入力とし、ＰＷＭパルスパターン記憶部７０によってＰＷＭ信号ｇ＊が生成される。ＰＷＭパルスパターン記憶部７０は、様々な要求トルクおよび回転速度によってモータジェネレータ１０を定速度で運転する状況下、先の図７に示した処理によって生成されるＰＷＭ信号ｇ＊を、指令振幅ＶＰおよび指令相電圧位相θ＊毎に記憶したものである。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「基本波模擬手段について」
上記第４の実施形態（図１０）に示したものに限らず、たとえば、図１０の「１＋ｓｉｎ（πｍ／２ｎ）」を、「ｓｉｎ（π（ｍ＋１））／２（ｎ＋１）」としてもよい。

また、スイッチング周波数抑制手段を備えない構成に適用してもよい。

「スイッチング周波数抑制手段について」
単位時間当たりのスイッチング回数の変動を最も小さくすることができるように、パルス数ｎを設定するものに限らない。たとえば、単位時間当たりのスイッチング回数を上限値以下とすべく、モータジェネレータ１０の回転速度が大きくなる場合に、パルス数ｎを制限するものであってもよい。

「対称性保持手段について」
これを備える代わりに、たとえば第２位相演算器５２によって算出される値を採用してもよい。この場合、第２位相θ２によって制御されるＤｕｔｙは、「（１＋Ａｓｉｎ（π／２））／２」や「（１＋Ａｓｉｎ（３π／２））／２」などに設定すればよい。

「第２位相設定手段について」
たとえば、直前の第２位相を記憶する手段を備え、これに続く第１位相となるタイミング（現在の電気角θ）において、直前の第２位相から次の第２位相までの間隔に対する第１位相から次の第２位相までの間隔の比が「（１＋Ａｓｉｎθ）／２」となるように次の第２位相を設定するものであってもよい。さらに、「０〜π／２」の期間や「２π〜３π／２」の期間における第２位相θ２を記憶することで、「π／２〜２π」の期間や「３π／〜２π」の期間において、次の第２位相と、記憶値から推定される次々回の第２位相との間隔に対する第１位相から次の第２位相までの間隔の比が「（１＋Ａｓｉｎθ）／２」となるように次の第２位相を設定するものであってもよい。

「第１位相設定手段について」
上記の式において、「π／２」毎の対称性を考慮することなく、「０≦θ≦２π」の期間においてインバータＩＶの出力電圧と正弦関数との積分値が所定の変調率に等しくなるとの条件によって展開されたものを用いてもよい。この場合、切替状態指定手段を用いることなく、「π＜θ＜２π」において、「ｃｏｓθ２ｋ−ｃｏｓθ２ｋ＋１」が負の規定値と等しくなるようにすることが望ましい。

上記の式（ｃ１）のように、インバータＩＶの出力電圧の正弦関数成分が所定の変調率となるとの条件によって展開されたものを用いるものにも限らない。たとえばインバータＩＶの出力電圧の余弦関数成分が所定の変調率となるとの条件によって展開されたものを用いてもよい。

「切替状態指定手段について」
これが必須ではないことについては、「第１位相設定手段について」の欄に記載したとおりである。

「操作量情報生成手段について」
電流フィードバック制御のための操作量を算出するものに限らない。たとえばモータジェネレータ１０を流れる電流から推定されるトルクを要求トルクＴｒにフィードバック制御するための操作量として、出力電圧の位相を設定して且つ、要求トルクＴｒと回転速度とに基づき指令振幅を開ループ制御によって設定するものであってもよい。

また、フィードバック制御を行なうものに限らず、開ループ制御を行なうための操作量を算出するものであってもよい。

「回転機について」
回転機としては、ＩＰＭＳＭに限らず、たとえばＳＰＭＳＭ等であってもよい。また、車載主機にも限らない。

２４，２６…フィードバック制御部、５０…第１位相演算器、５２…第２位相演算器。

Claims (11)

1. 直流電圧源の正極および負極のそれぞれと回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記制御量を制御すべく、前記直流交流変換回路の出力電圧の基本波振幅情報および位相情報と、前記基本波振幅情報および位相情報から定まる基本波の瞬時値情報とを生成する操作量情報生成手段と、
   前記回転機の回転角度および前記位相情報に応じて定まる前記回転機の端子への印加電圧位相情報、並びに前記基本波振幅情報を入力として、前記直流交流変換回路のスイッチング状態の切り替え位相である第１位相を設定する第１位相設定手段と、
   前記瞬時値情報を入力として、前記直流交流変換回路の平均出力電圧を前記瞬時値情報から定まる値に制御すべく、前記第１位相に基づき切り替えられた後のスイッチング状態を切り替え前のスイッチング状態に戻すための位相である第２位相を設定する第２位相設定手段と、
   前記回転機の回転角度が前記第１位相設定手段によって設定される位相となるタイミングおよび前記回転角度が前記第２位相設定手段によって設定される位相となるタイミングに基づき、前記スイッチング状態を切り替え操作する操作手段とを備え、
   前記第１位相設定手段は、第１位相の直前の前記第２位相を独立変数とする余弦関数および正弦関数のいずれかの値と前記第１位相を独立変数とする前記いずれかの関数の値とについて、それらの差を前記基本波振幅情報に応じて定まる値に一致させることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 直流電圧源の正極および負極のそれぞれと回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作することで、前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記制御量を制御するための操作量としての位相情報および前記回転機の回転角度に応じて定まる前記回転機の端子への印加電圧位相情報、並びに前記制御量を制御するための操作量としての前記直流交流変換回路の出力電圧の基本波振幅情報を入力として、前記直流交流変換回路のスイッチング状態の切り替え位相である第１位相を設定する第１位相設定手段と、前記基本波振幅情報および前記位相情報から定まる基本波の瞬時値情報を入力として、前記直流交流変換回路の平均出力電圧を前記瞬時値情報から定まる値に制御すべく、前記第１位相に基づき切り替えられた後のスイッチング状態を切り替え前のスイッチング状態に戻すための位相である第２位相を設定する第２位相設定手段との２つの手段の協働で設定される前記第１位相および前記第２位相からなる前記スイッチング状態の切り替え位相波形が、前記直流交流変換回路の出力電圧の基本波振幅情報および前記印加電圧位相情報を入力として記憶された記憶手段と、
   前記記憶手段に記憶された前記位相波形を前記基本波振幅情報および前記印加電圧位相情報に応じて参照することで、前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替え操作する操作手段とを備え、
   前記第１位相設定手段は、第１位相の直前の前記第２位相を独立変数とする余弦関数および正弦関数のいずれかの値と前記第１位相を独立変数とする前記いずれかの関数の値とについて、それらの差を前記基本波振幅情報に応じて定まる値に一致させることを特徴とする回転機の制御装置。
3. 前記第１位相は、前記基本波が正である領域と負である領域とのいずれか一方の領域において、前記回転機の端子と前記直流電圧源の正極端子との接続への切り替え位相を指定し、いずれか他方の領域において負極端子との接続への切り替え位相を指定する切替状態指定手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記基本波振幅情報に応じて定まる値は、固定値であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記第１位相設定手段は、前記基本波振幅情報に応じて定まる値を、前記基本波の変化に応じて変化させる基本波模擬手段を備えるものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記第１位相設定手段は、前記回転機の回転速度が大きいほど前記基本波振幅情報に応じて定まる値を大きくするスイッチング周波数抑制手段を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記第１位相設定手段は、前記基本波振幅情報および前記印加電圧位相情報を入力として、前記第１位相を仮算出する手段を備えて且つ、前記回転機の回転角度が前記第２位相となる時点において前記仮算出された値を前記第１位相として設定するものであり、
   前記第２位相設定手段は、前記回転角度が前記第１位相設定手段によって設定された第１位相となる時点において、該時点における回転角度および前記仮算出された第１位相間の角度間隔と、前記時点における回転角度および前記設定する第２位相間の角度間隔との和に対する前記時点における回転角度および前記設定する第２位相間の角度間隔によって定まる前記直流交流変換回路の平均出力電圧と前記瞬時値情報から定まる値とを一致させる手段を備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記第１位相設定手段は、前記基本波振幅情報および前記印加電圧位相情報を入力として、前記第１位相を仮算出する手段を備えて且つ、前記回転機の回転角度が前記第２位相となる時点における前記仮算出された値を前記第１位相として設定するものであり、
   前記第２位相設定手段は、前記瞬時値情報を入力として前記第２位相を仮算出する手段を備えて且つ、前記回転機の回転角度が前記第１位相となる時点において前記仮算出された値を前記第２位相として設定する切り替え時同期処理と、直前の第１位相と仮算出される第２位相との和に基づき都度定まる位相を、前記第２位相に設定する逐次算出処理とを、前記基本波の符号が同一の領域であって且つ前記基本波が漸増する領域と漸減する領域との一対の領域のいずれにあるかに応じて切り替えることを特徴とする請求項７記載の回転機の制御装置。
9. 前記基本波の符号が同一の領域であって且つ該基本波の絶対値が漸増する領域と漸減する領域との境界について、該境界の進角側に移行する直前のスイッチング状態の切り替え位相の記憶値に基づき、前記境界の進角側に移行した直後のスイッチング状態の切り替え位相を、該位相が前記直前の位相と前記境界に対して対称性を保つように設定する対称性保持手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記第１位相は、前記基本波の符号が互いに逆となる領域同士の１の境界を通過した直後のスイッチング状態の切り替え位相を定めるものであり、
    前記１の境界に隣接して且つこれよりも進角側の境界について、該境界に隣接して且つこれよりも遅角側の第２位相を、前記１の境界とその直後の第１位相との間の角度間隔に設定する振幅保持手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記操作手段は、前記回転機を流れる電流の極性に基づき、前記第１位相および前記第２位相に対する前記スイッチング状態の切り替えタイミングをシフトさせるシフト手段を備えることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

Images