JPH0947100A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 永久磁石形同期電動機をインバータにより駆
動する場合、従来では、基本波の低次高調波を含まない
最大電圧値である空間電圧ベクトルの六角形内接円まで
の電圧値をインバータが出力するのが一般的である。こ
のため、直流電圧を最大限利用できず、弱め界磁制御時
に負のｄ軸電流が多く流れ、機器の損失を増大させると
共に、機器の電流定格を増大させて大形化、コスト上昇
の原因となる。 【解決手段】 弱め界磁制御を行う永久磁石形同期電動
機４の制御装置に関する。電気角で１８０度期間ごとに
オン、オフを行う１パルスのパルスパターンを記憶した
ＲＯＭテーブル７０９と、上記１パルスのパルスパター
ンとＰＷＭ演算器７０７から出力されるパルスパターン
とを切り換える切換スイッチ７１０とを備え、弱め界磁
制御時に、切換スイッチ７１０により選択した１パルス
のパルスパターンを用いてインバータ２を駆動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば電気自動車
の車両駆動用電動機として使用される永久磁石形同期電
動機の制御装置に関し、詳しくは、弱め界磁制御を行う
永久磁石形同期電動機の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は、永久磁石形同期電動機の従来の
制御装置を示している。図において、１は直流電源、２
は三相電圧形インバータ、３は電流センサ、４は永久磁
石形同期電動機、５は電動機４の回転子軸に取り付けら
れた磁極位置検出用の位置センサ、６は速度センサ、
７’はトルク指令値τ^*が入力されてインバータ２に対
するゲートパルス信号を生成し出力する制御回路、８は
直流電圧検出器である。

【０００３】次に、制御回路７’の構成を説明する。ま
ず、電動機４の回転子上の永久磁石が作り出す磁束と同
期して回転する回転座標系において、磁束と同一方向を
ｄ軸とし、これに直交する方向をｑ軸とするｄ−ｑ座標
を考える。

【０００４】制御回路７’は、電流センサ３により検出
した電動機４の相電流Ｉ_U，Ｉ_Wをｄ軸，ｑ軸電流検出値
Ｉ_d，Ｉ_qに変換する三相／二相変換器７０１と、トルク
指令値τ^*にトルク係数Ｋ_Tの逆数を掛けてｑ軸電流指令
値Ｉ_q ^*に変換するｑ軸電流指令演算器７０２と、速度セ
ンサ６により検出した回転角速度ωと直流電圧検出器８
により検出した直流電圧とからｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を演
算するｄ軸電流指令演算器７０３と、ｄ軸,ｑ軸電流検
出値Ｉ_d，Ｉ_qをｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*,Ｉ_q ^*に追従
させる調節動作を行い、かつ、電機子抵抗や同期リアク
タンスによる電圧降下、逆起電圧を電圧補償する直流電
流制御系７０４と、直流電流制御系７０４から出力され
るｄ−ｑ座標上の二相電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を、振幅｜
Ｖ１｜、ｄ軸を基準とした角度δ１（第１の角度指令
値）での極座標形式により表現される電圧指令ベクトル
に変換する極座標変換器７０５と、位置センサ５から出
力される磁極位置検出値θと電圧指令ベクトルの角度δ
１とを加算する加算器７０６と、振幅｜Ｖ１｜及び角度
βを有する電圧指令ベクトルと同じ電圧をインバータ２
が出力するようなゲートパルス信号を演算して出力する
ＰＷＭ演算器７０７とから構成されている。

【０００５】次に、この動作を説明する。電流センサ３
による相電流検出値Ｉ_U，Ｉ_Wは、位置センサ５による磁
極位置検出値θを用いて三相／二相変換器７０１により
ｄ軸，ｑ軸電流検出値Ｉ_d，Ｉ_qに変換される。一方、ト
ルク指令値τ^*はｑ軸電流指令演算器７０２に入力され
てｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に変換され、ｄ軸電流指令演算器
７０３からはｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が出力される。

【０００６】これらのｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*
は、各指令値に各検出値を追従させる調節器と電圧補償
器との機能を持つ直流電流制御系７０４に入力され、ｄ
−ｑ座標上の二相電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*が出力される。
これらの電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*は、極座標変換器７０５
により電圧指令ベクトルＶ１^*（振幅｜Ｖ１｜、角度δ
１）に変換され、ＰＷＭ演算器７０７に入力される。

【０００７】ＰＷＭ演算器７０７では、電圧指令ベクト
ルＶ１^*と同じ電圧をインバータ２が出力するようなパ
ルスパターンのゲートパルス信号を生成し、インバータ
２を駆動する。これにより、インバータ２は電圧指令値
と一致する電圧を出力して電動機４が駆動される。

【０００８】図５は、インバータ２の出力電圧の空間ベ
クトルを示している。この電圧ベクトルはＶ０〜Ｖ７
（Ｖ０，Ｖ７はゼロ電圧ベクトル）まで合計８つあり、
インバータ２のＵ，Ｖ，Ｗ各相について、上アームのス
イッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子を
オフさせる場合を例えば論理“１”、その逆を“０”と
した各相のスイッチングパルスパターンに対応している
ものである。前記ＰＷＭ演算器７０７では、基本波の低
次高調波を含まない最大出力電圧値である、上記電圧ベ
クトルの六角形内接円までの電圧値をインバータ２が出
力するようなパルスパターンを演算する。

【０００９】ここで、ＰＷＭ演算器７０７に与えられる
電圧指令ベクトルの振幅が図５の六角形内接円よりも大
きくなった場合には、永久磁石が作る磁束と逆方向すな
わち負のｄ軸電流を流すことにより、永久磁石による誘
起電圧に対抗する電圧を生じさせる、いわゆる弱め界磁
制御を行っている。

【００１０】一方、電圧ベクトルの六角形内接円よりも
大きな基本波電圧値をインバータ２に出力させる方法と
して、非同期式の正弦波／三角波比較ＰＷＭ方式を過変
調で運転する方法がある。しかし、過変調領域では、出
力電圧値が変調率に対して非線形になり、高調波成分が
増える。また、高速域では基本波周波数と搬送波との比
が小さくなり、ビートなどの障害が発生する。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の制御装置で
は、インバータ２が、基本波の低次高調波を含まない最
大出力電圧値である、電圧ベクトルの六角形内接円まで
の電圧値しか出力しない場合、直流電圧を最大限利用す
ることができず、弱め界磁制御を行って高速で永久磁石
形同期電動機４を回転させる場合に負のｄ軸電流が多く
流れ、インバータ２や電動機４の損失を増大させると共
に、機器の電流定格が増大するためシステム全体の大形
化、コスト高を招くという問題がある。

【００１２】また、電圧ベクトルの六角形内接円以上の
電圧値を非同期式の正弦波／三角波比較ＰＷＭ方式の過
変調で出力する場合、出力電圧値が変調率に対して非線
形になるため、出力電圧指令値の計算が煩雑になり複雑
な演算を実行可能な高価な演算器が必要になる。また、
高速域では基本波周波数と搬送波との比が小さくなるの
でビートなどの障害が発生し、トルク制御が困難になる
等の問題がある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は上記種々の課題
を解決するためになされたもので、請求項１の発明は、
回転子に永久磁石を有する永久磁石形同期電動機を三相
電圧形インバータにより駆動するための制御装置であっ
て、永久磁石が作る磁束と同期して回転する座標系で磁
束と同方向のｄ軸とこのｄ軸に直交する方向のｑ軸とか
らなるｄ−ｑ座標上において、電動機の固定子電流検出
値を座標変換してなるｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出
値を各々ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に追従させ
るように制御を行う直流電流制御系と、この直流電流制
御系から出力されるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値
を電圧指令ベクトルの振幅及び第１の角度指令値に変換
する極座標変換器と、インバータが出力可能な電圧を空
間ベクトルにて表わした際に、ゼロ電圧ベクトル以外の
６つの電圧ベクトルが作る六角形の内接円までの電圧値
を出力させるＰＷＭパルスを演算するＰＷＭ演算器とを
有し、磁束と逆方向の負のｄ軸電流を流して永久磁石に
よる電動機の誘起電圧に対抗する電圧を生じさせること
により弱め界磁制御を行う永久磁石形同期電動機の制御
装置において、電気角で１８０度期間ごとにオン、オフ
を行う１パルスのパルスパターンを出力する手段と、こ
の１パルスのパルスパターンと前記ＰＷＭ演算器から出
力されるパルスパターンとを切り換える切換手段とを備
え、弱め界磁制御時に、上記切換手段により選択した１
パルスのパルスパターンを用いてインバータを駆動する
ものである。

【００１４】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、パルスパターンの記憶手段を備え、インバータの最
大出力電圧値から１パルス時の出力電圧値までを補間す
る電圧値を出力するようなパルスパターンを記憶してお
き、電圧指令ベクトルに応じたパルスパターンを用いて
インバータを駆動するものである。

【００１５】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、前記記憶手段に記憶されるパルスパターンを、電圧
値ごとに低次高調波を最小とするように予め演算された
パルスパターンとしたものである。

【００１６】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、ｑ軸電流指令値、ｄ軸電流検出値、電動機の回転速
度、直流電圧検出値及び電動機定数に基づいて電圧指令
ベクトルの第２の角度指令値を演算する角度演算器と、
電圧指令ベクトルの角度指令値を切り換える切換手段と
を備え、１パルスのパルスパターンを用いる際に、上記
切換手段により前記第１の角度指令値を上記第２の角度
指令値に切り換えるものである。

【００１７】請求項５の発明は、請求項１または４の発
明において、電圧指令ベクトルの振幅を制限する電圧指
令リミッタを備え、電動機の低速域では、前記リミッタ
の電圧制限値をインバータの最大出力電圧値に設定して
前記ＰＷＭ演算器によるパルスパターンを用い、電動機
の高速域では、前記リミッタの電圧制限値を１パルス時
の出力電圧値に設定して１パルス時のパルスパターンを
用いるものである。

【００１８】ここで、永久磁石形同期電動機を弱め界磁
制御する場合を考えてみる。図５に示したインバータの
出力電圧の空間ベクトル表示を見ると、スイッチング素
子を電気角１８０度期間ごとにオン、オフする１パルス
制御時の出力電圧値の軌跡は六角形の頂点を動き、ＰＷ
Ｍ演算器により演算されたパルスパターンによる最大出
力電圧値の軌跡は六角形の内接円上を動く。図４に示し
た主回路の直流中間電圧値をＥ_Dとした場合、１パルス
時の線間電圧基本波実効値Ｖ０１は数式１によって表わ
される。

【００１９】

【数１】Ｖ０１＝√６／π×Ｅ_D≒０．７７９７Ｅ_D

【００２０】また、電圧ベクトルの六角形内接円上の線
間電圧基本波実効値Ｖ０２は数式２によって表わされ
る。

【００２１】

【数２】Ｖ０２＝１／√２×Ｅ_D≒０．７０７１Ｅ_D

【００２２】これらの数式１，２の比較から明らかなよ
うに、１パルス時の出力電圧値はＰＷＭ演算器からのパ
ルスパターンによる最大出力電圧値よりも約１０％高
い。通常、弱め界磁制御では、インバータが出力し切れ
ない永久磁石形同期電動機の逆起電圧分を、負のｄ軸電
流を流すことで補っている。そのため、１パルス制御時
にはインバータの出力電圧値が約１０％増加することに
より、弱め界磁制御を必要とする速度が高くなり、弱め
界磁制御内の同じ速度では負のｄ軸電流を減らすことが
できる。

【００２３】一般に、永久磁石形同期電動機に流れる電
流Ｉ、インバータの出力電圧Ｖ₁、逆起電圧ｅ₁の関係
は、数式３のようになる。なお、Ｒは巻線抵抗、Ｌは漏
れインダクタンスである。

【００２４】

【数３】Ｖ₁＝ＲＩ₁＋Ｌ（ｄＩ₁／ｄｔ）＋ｅ₁

【００２５】数式３における抵抗Ｒを無視して電流Ｉ₁
について解くと、数式４となる。

【００２６】

【数４】Ｉ₁＝（１／Ｌ）∫（Ｖ₁−ｅ₁）ｄｔ

【００２７】すなわち、Ｖ₁とｅ₁との差分の積分ゲイン
倍された値が、電流Ｉ₁になる。弱め界磁制御を行う永
久磁石形同期電動機では、弱め界磁電流を減らすため
に、通常、ｄ軸インダクタンスＬ_dを大きくしている。
このため、弱め界磁制御を行う高速域で永久磁石形同期
電動機を駆動する場合には、Ｖ₁及びｅ₁の基本波周波数
成分が高く、また上記のようにＬの設計値も大きいた
め、５次、７次調波といった高調波電圧の電流に対する
影響が小さくなる。従って、基本波の低次高調波成分を
含む１パルスを、弱め界磁制御を行う高速域で出力して
も、電流波形が高調波電圧成分によって歪む恐れは少な
くなり、支障を生じない。

【００２８】１パルス制御時に、図４における角度指令
値δ１に代えて用いる第２の角度指令値δ２を、数式５
に示す。

【００２９】

【数５】 δ２＝−ｓｉｎ^-1（ＲＩ_d−ωＬＩ_q ^*）/（√６／π×Ｅ_D）＋π/２（正転時） ＝ｓｉｎ^-1（ＲＩ_d−ωＬＩ_q ^*）/（√６／π×Ｅ_D）＋３π/２（逆転時）

【００３０】第２の角度指令値δ２は、トルク指令値で
あるｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を考慮してあるため、弱め界磁
制御において１パルス制御を行う場合に第２の角度指令
値δ２を選択することにより、トルク精度を損なわずに
永久磁石形同期電動機を駆動することが可能になる。

【００３１】

【発明の実施の形態】以下、図に沿って請求項１〜請求
５に記載した発明の実施形態を説明する。図１はこの実
施形態の全体構成を示すものであり、ここでは図４と異
なる部分を中心に説明する。図１の制御回路７におい
て、７１１は回転角速度ωに応じて電圧指令ベクトルの
振幅｜Ｖ１｜を所定の電圧制限値に制限する電圧指令リ
ミッタであり、このリミッタ７１１を経た振幅｜Ｖ｜が
ＰＷＭ演算器７０７、パルスパターン切換判断回路７０
８、ＲＯＭテーブル７０９に入力されている。なお、パ
ルスパターン切換判断回路７０８の出力信号は、パルス
パターン切換スイッチ７１０及び角度指令切換スイッチ
７１３に加えられている。

【００３２】ここで、角度指令切換スイッチ７１３は、
電圧指令ベクトルの角度（第１の角度指令値）δ１と、
角度演算器７１２から出力される第２の角度指令値δ２
とを切り換えるものであり、パルスパターン切換スイッ
チ７１０は、ＰＷＭ演算器７０７から出力されるパルス
パターンとＲＯＭテーブル７０９から読み出されるパル
スパターンとを切り換えるものである。

【００３３】前記角度演算器７１２は、ｑ軸電流指令値
Ｉ_q ^*、ｄ軸電流検出値Ｉ_d、電動機４の回転角速度ω、
直流電圧検出値Ｅ_D及び電動機定数に基づいて前述の数
式５により第２の角度指令値δ２を演算し、角度指令切
換スイッチ７１３側に出力する。また、ＲＯＭテーブル
７０９には、電気角１８０度期間ごとにオン、オフを繰
り返す、いわゆる１パルスのパルスパターンが格納され
ていると共に、ＰＷＭ演算器７０７により演算されたパ
ルスパターンによるインバータ２の最大出力電圧値から
１パルス時の出力電圧値までを補間する電圧値を出力す
るようなパルスパターンが格納されている。そして、パ
ルスパターン切換判断回路７０８の出力信号と加算器７
０６から出力される角度指令値とに基づいてＲＯＭテー
ブル７０９から選択されたパルスパターンが、パルスパ
ターン切換スイッチ７１０側に出力される。

【００３４】この実施形態において、電圧指令ベクトル
の振幅｜Ｖ｜がＰＷＭ演算器７０７により演算されたパ
ルスパターンによるインバータ２の最大出力電圧値より
も大きく、弱め界磁制御が必要となる場合には、パルス
パターン切換判断回路７０８が切換スイッチ７１０を切
り換え、インバータ２へ出力するパルスパターンを、Ｐ
ＷＭ演算器７０７によるインバータ２の最大出力電圧値
のパルスパターンからＲＯＭテーブル７０９内の１パル
ス時のパルスパターンに切り換える。上述した作用が、
請求項１記載の発明の実施形態によるものである。

【００３５】請求項２記載の発明の実施形態は、パルス
パターンを格納する記憶装置としてのＲＯＭテーブル７
０９を備え、インバータ２の最大出力電圧値から１パル
ス時の出力電圧値までを補間する電圧値を出力するよう
なパルスパターンをＲＯＭテーブル７０９に格納してお
き、電圧指令ベクトルの振幅｜Ｖ｜が上記最大出力電圧
値よりも大きく、１パルス時の出力電圧値よりも小さい
場合に、振幅｜Ｖ｜に対応するパルスパターンを読み出
して切換スイッチ７１０側に出力するものである。この
場合には、パルスパターン切換判断回路７０８の出力に
より切換スイッチ７１０がＲＯＭテーブル７０９側に切
り換えられる。

【００３６】請求項３記載の発明の実施形態を述べる
と、上述の電圧値を補間するパルスパターンとして、電
圧値ごとに低次高調波である５次、７次、１１次、１３
次調波成分が最小となるように演算されたパルスパター
ンを用いるようにする。図２は、低次高調波を低減させ
るパルスパターンの一例を示している。このパルスパタ
ーンは、１／４サイクルを単位として対称な波形となっ
ている。この波形をフーリエ級数で表わすと数式６のよ
うになる。

【００３７】

【数６】

【００３８】なお、数式６は「半導体電力変換回路」
（社団法人電気学会発行 第５版）の第１３５頁に載っ
ている公知の計算式である。この数式６から、電圧値ご
とに５次、７次、１１次、１３次調波成分が最小となる
ような図２のスイッチング角度α１〜α５を演算し、求
めている。

【００３９】請求項４記載の発明の実施形態は、図１に
おいて、角度演算器７１２が、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*、ｄ
軸電流検出値Ｉ_d、電動機４の回転角速度ω、直流電圧
検出値Ｅ_D及び電動機定数に基づいて前述の数式５によ
り第２の角度指令値δ２を演算し、パルスパターン切換
判断回路７０８が１パルスのパルスパターンを選択した
場合に切換スイッチ７１３を第１の角度指令値δ１から
第２の角度指令値δ２に切り換え、角度指令値δをδ２
として加算器７０６に入力するものである。

【００４０】更に、請求項５記載の発明の実施形態は、
速度センサ６により検出した電動機４の低速域では１パ
ルスを出力しないように、電圧指令リミッタ７１１の電
圧制限値をインバータ２の最大出力電圧値に設定し、ま
た、高速域では１パルスを出力できるように、上記電圧
制限値を１パルス時の出力電圧値に設定するものであ
る。

【００４１】図３は、電圧指令リミッタ７１１の電圧制
限値の一例を示している。図３の速度ｎ１以下では、１
パルスを出力しないように電圧制限値をインバータ２の
最大出力電圧値であるＶ_lim1とする。また、速度ｎ２以
上では、１パルスを出力できるように電圧制限値を１パ
ルス時の出力電圧値であるＶ_lim2とする。更に、速度ｎ
１〜ｎ２の範囲では、電圧制限値を速度に比例させるも
のとする。なお、この例以外に、電圧制限値に速度によ
るヒステリシスを持たせても本請求項の効果を得ること
ができる。

【００４２】

【発明の効果】以上のように請求項１記載の発明では、
永久磁石形同期電動機を弱め界磁制御を用いて高速で運
転する場合にインバータを１パルスにて制御することに
より、弱め界磁電流である負のｄ軸電流を減らして電流
定格の小さい機器の使用を可能とし、機器の小形化、低
コスト化を実現することができる。

【００４３】請求項２記載の発明では、請求項１の発明
において、インバータの最大出力電圧値と１パルス時の
出力電圧値との間の電圧値を補間するパルスパターンを
用いることにより、出力電圧の急激な変化に伴う電流波
形の乱れを防ぎ、電圧指令値に従って１パルス時の出力
電圧値まで連続的に出力電圧値を変化させることができ
る。

【００４４】請求項３記載の発明では、請求項２の発明
において電圧値を補間するパルスパターンとして、低次
高調波を最小とするものを用いることにより、電流波形
の歪みやトルクリプルを最小限にすることができる。

【００４５】請求項４記載の発明では、請求項１の発明
において１パルス制御を行う場合、トルク指令値である
ｑ軸電流指令値を考慮した第２の角度指令値を用いるこ
とにより、電流波形の歪みによる電流検出誤差の影響を
受けずにトルク精度を補償する弱め界磁制御を実現する
ことができる。

【００４６】請求項５記載の発明では、請求項１または
４の発明において、電圧指令リミッタを用いることによ
り、低次高調波電圧による電流波形の歪みの影響が大き
い低速域では低時高調波を含む１パルスのパルスパター
ンを出力せず、低時高調波を含まないＰＷＭ演算器によ
るパルスパターンのみを出力することによって電流波形
の歪みをなくし、低次高調波電圧による電流波形の歪み
の影響が小さく、弱め界磁電流を多く必要とする高速域
では、１パルスのパルスパターンを出力できるように
し、直流電圧を最大限に利用して弱め界磁電流を減少さ
せることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態を示す全体構成図である。

【図２】請求項３記載の発明の実施形態におけるパルス
パターンの説明図である。

【図３】請求項５記載の発明の実施形態における電圧制
限値の説明図である。

【図４】従来技術を示す全体構成図である。

【図５】インバータの出力電圧の空間ベクトルを示す図
である。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ 三相電圧形インバータ ３ 電流センサ ４ 永久磁石形同期電動機 ５ 位置センサ ６ 速度センサ ７ 制御回路 ７０１ 三相／二相変換器 ７０２ ｑ軸電流指令演算器 ７０３ ｄ軸電流指令演算器 ７０４ 直流電流制御系 ７０５ 極座標変換器 ７０６ 加算器 ７０７ ＰＷＭ演算器 ７０８ パルスパターン切換判断回路 ７０９ ＲＯＭテーブル ７１０，７１３ 切換スイッチ ７１１ 電圧指令リミッタ ７１２ 角度演算器

フロントページの続き (72)発明者 中山 智晴 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 (72)発明者 花澤 昌彦 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 (72)発明者 麻生 剛 神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日産 自動車株式会社内 (72)発明者 菊池 俊雄 神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日産 自動車株式会社内 (72)発明者 北田 眞一郎 神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日産 自動車株式会社内

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 回転子に永久磁石を有する永久磁石形同
   期電動機を三相電圧形インバータにより駆動するための
   制御装置であって、 永久磁石が作る磁束と同期して回転する座標系で磁束と
   同方向のｄ軸とこのｄ軸に直交する方向のｑ軸とからな
   るｄ−ｑ座標上において、電動機の固定子電流検出値を
   座標変換してなるｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値を
   各々ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に追従させるよ
   うに制御を行う直流電流制御系と、 この直流電流制御系から出力されるｄ軸電圧指令値及び
   ｑ軸電圧指令値を電圧指令ベクトルの振幅及び第１の角
   度指令値に変換する極座標変換器と、 インバータが出力可能な電圧を空間ベクトルにて表わし
   た際に、ゼロ電圧ベクトル以外の６つの電圧ベクトルが
   作る六角形の内接円までの電圧値を出力させるようなＰ
   ＷＭパルスを演算するＰＷＭ演算器とを有し、 磁束と逆方向の負のｄ軸電流を流して永久磁石による電
   動機の誘起電圧に対抗する電圧を生じさせることにより
   弱め界磁制御を行う永久磁石形同期電動機の制御装置に
   おいて、 電気角で１８０度期間ごとにオン、オフを行う１パルス
   のパルスパターンを出力する手段と、 この１パルスのパルスパターンと前記ＰＷＭ演算器から
   出力されるパルスパターンとを切り換える切換手段とを
   備え、 弱め界磁制御時に、上記切換手段により選択した１パル
   スのパルスパターンを用いてインバータを駆動すること
   を特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の永久磁石形同期電動機の
   制御装置において、 パルスパターンの記憶手段を備え、インバータの最大出
   力電圧値から１パルス時の出力電圧値までを補間する電
   圧値を出力するようなパルスパターンを記憶しておき、
   電圧指令ベクトルに応じたパルスパターンを用いてイン
   バータを駆動することを特徴とする永久磁石形同期電動
   機の制御装置。
3. 【請求項３】 請求項２記載の永久磁石形同期電動機の
   制御装置において、 前記記憶手段に記憶されるパルスパターンが、電圧値ご
   とに低次高調波を最小とするように予め演算されたパル
   スパターンであることを特徴とする永久磁石形同期電動
   機の制御装置。
4. 【請求項４】 請求項１記載の永久磁石形同期電動機の
   制御装置において、 ｑ軸電流指令値、ｄ軸電流検出値、電動機の回転速度、
   直流電圧検出値及び電動機定数に基づいて電圧指令ベク
   トルの第２の角度指令値を演算する角度演算器と、電圧
   指令ベクトルの角度指令値を切り換える切換手段とを備
   え、 １パルスのパルスパターンを用いる際に、上記切換手段
   により前記第１の角度指令値を上記第２の角度指令値に
   切り換えることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制
   御装置。
5. 【請求項５】 請求項１または４記載の永久磁石形同期
   電動機の制御装置において、 電圧指令ベクトルの振幅を制限する電圧指令リミッタを
   備え、 電動機の低速域では、前記リミッタの電圧制限値をイン
   バータの最大出力電圧値に設定して前記ＰＷＭ演算器に
   よるパルスパターンを用い、電動機の高速域では、前記
   リミッタの電圧制限値を１パルス時の出力電圧値に設定
   して１パルス時のパルスパターンを用いることを特徴と
   する永久磁石形同期電動機の制御装置。