JP2005531270A - 空間ベクトル技法を使用する単一電流センサによるモータ駆動制御 - Google Patents

Abstract

３相ブラシレスＡＣモータのための駆動システムは、単一センサを用いて相のすべてにおいて電流の計測を可能にしながらパワー出力を向上させるためにトランジスタ切り替えパターンを最適化するように構成されている。これは、単一センサ法によって決定される最小状態時間要件を満たすために３つ以上の状態が要求される場合の電圧デマンドベクトルｘを規定し、単一電流検知を依然として可能とさせながら、要求ベクトルｘを生成する３つ以上の状態ベクトルを計算することによって実現される。単一電流検知を用いながら最大出力を与えるようにＰＷＭパターンを最適化するさまざまな方法も開示している。

Description

本発明は電気モータ制御に関し、また詳細には、多相ブラシレスモータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に関する。

電気モータ向けの制御システムでは、モータの巻線を通る電流または相を計測することが必要であり、またこれは、相のすべてに関して個別の電流センサによるか、あるいは直流電源とブリッジ回路およびモータの組み合わせとの間を流れる総瞬時電流を計測するために回路内に配置した単一電流センサによるかのいずれかによって実施されている。単一電流センサシステムでは、必要な電圧を各相に印加するスイッチのＰＷＭパターンをオフセットさせ、かつ適当な点において電流センサをサンプリングすることによって複数のモータ相電流が導出されている。ある種の構成では、これによってＰＷＭパターンに対して制約が課せられ、このため生成可能な最大基本相電圧が制限されることがある。

本発明の目的は、単一電流センサ駆動システムにより生成される基本相電圧の大きさを最大化することである。

したがって本発明は、複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システムであって、前記システムは、１つの駆動回路であって、前記駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって相の各両端に印加される電位を変更するために各相と関連付けされた切替え手段と、巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路がこれらの状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備えており、前記制御手段は、その相のうちの２つに対する切替え手段が単一パルス幅変調周期中に切り替えられる幾つかの状況において、前記２つの相のうちの一方に関連付けされた切替え手段に関する前記周期中のすべての切り替えが、前記２つの相のうちのもう一方に関連付けされた切替え手段に関するいずれの切り替えが開始するよりも前に完了することが可能であるように構成されている駆動システムを提供する。

本発明はさらに、複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システムであって、前記システムは、１つの駆動回路であって、前記駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって巻線の各両端に印加される電位を変更するための切替え手段と、巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路がこれらの状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備えており、各相の切り替えに関連付けされたデッドタイムが存在しており、かつ前記制御手段は、回路が第１の状態時間では第１の状態にあり、かつより短いそれぞれの状態時間では２つの別の状態にあるような周期中において、前記より短い２つの状態時間の間にこれらに関連付けされたデッドタイムの重複を回避するだけの十分な長さのギャップが残されるように構成されている駆動システムを提供する。このことは、高い電圧デマンドにおいて、より短い２つの状態時間でのゼロボルト状態の発生を回避できることを意味している。

本発明はさらに、複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システムであって、前記システムは、１つの駆動回路であって、前記駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路がこれらの状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備えており、前記制御手段は、各相における電流を電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされ、かつパルス幅変調の各周期中で駆動回路がアクティブ状態にある状態時間の合計を前記周期の１００パーセントまで増加させることが可能となるように切替え手段の切り替え時間を制御するように構成されている駆動システムを提供する。

別法としてあるいは追加として、各相は、その周期の全体にわたって一定の切り替え状態（オンかオフのいずれか）に切り替えることができることが好ましい。
本発明はさらにまた、複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システムであって、前記システムは、１つの駆動回路であって、前記駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路がこれらの状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備えており、前記制御手段は各相における電流を電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされるような切替え手段の制御を行うように設計されており、かつ前記制御手段は各周期内の状態の各々において回路により費やされる時間を決定するために空間ベクトル変調を使用するように構成されている駆動システムを提供する。

本発明はさらにまた、複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システムであって、前記システムは、１つの駆動回路であって、前記駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路がこれらの状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備えており、前記制御手段は位各相における電流を電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされるような切替え手段の切り替え時間の制御を行うように設計されており、かつ前記制御手段は、２つの隣接する周期間において、要求電圧が低いときには前記周期内で切替え手段を切り替える順序の変更を禁止するが、要求電圧が高いときにはこうした順序変更を許容するように構成されている駆動システムを提供する。これによって、後続のＰＷＭ周期内において状態に関する急激な順序変更を回避することができ、こうしないとモータ内にノイズや発振が生じる可能性がある。

本発明はさらにまた、複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システムであって、前記システムは、１つの駆動回路であって、前記駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路がこれらの状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備えており、前記制御手段は各相における電流を電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされるような切替え手段の切り替え時間の制御を行うように設計されており、かつ前記制御手段は各相を、各周期内の所定の時刻においてオン時間かオフ時間のいずれかとなるようにそれぞれのオン時間においてオンに切り替わりかつそれぞれのオフ時間においてオフに切り替わるように構成されている駆動システムを提供する。これは、タイミングの少なくとも一部が各周期の間で固定している場合に要求される計算量を低減させるのに役立つことがあり得る。

本発明はまたさらに、複数の位相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システムであって、前記システムは、１つの駆動回路であって、前記駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路がこれらの状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備えており、前記制御手段は各相における電流を電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされるような切替え手段の切り替え時間の制御を行うように設計されており、かつ前記制御手段はパルス幅変調タイミングのレンジを大きくできるように幾つかの動作状態下で電流検知を放棄するように構成されている駆動システムを提供する。これによって、モータの利用可能な最大パワー出力を増大させることができる。

ここで、添付の図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について単に一例として説明する。

システムの概要
図１を参照すると、３相ブラシレスモータ１は、星形ネットワークで接続されている、全体として相Ａ、ＢおよびＣと表した３つのモータ巻線２、４、６を備えている。各コイルの一方の端部２ａ、４ａ、６ａはそれぞれの端子２ｃ、４ｃ、６ｃに接続されている。このコイルのもう一方の端部２ｂ、４ｂ、６ｂは、互いに接続されて、星形の中心７を形成している。駆動回路は３相ブリッジ８を備えている。ブリッジの各アーム１０、１２、１４は、給電レール２０と接地線２２の間に直列に接続させた頂部トランジスタ１６および底部トランジスタ１８の形態をした一対のスイッチを備えている。モータ巻線２、４、６はそれぞれ、トランジスタ１６、１８のそれぞれの相補対からタップ出しされている。トランジスタ１６、１８は、端子２ｃ、４ｃ、６ｃの各々に加えられる電位に対するパルス幅変調が提供されるようにコントローラ２１による制御式でオン／オフが切り替えられており、これによって巻線２、４、６の各々の両端に印加される電位差を、したがってさらに巻線を通って流れる電流を制御している。これは次いで、これらの巻線が発生させる磁界の強さと向きを制御する。

モータ１と接地の間の接地線２２内には抵抗器２４の形態とした電流計測デバイスを設けており、これによってコントローラ２１は巻線２、４、６のすべてを通過する総電流を計測することができる。これらの巻線のそれぞれの電流を計測するためには、巻線の各端子に印加される電圧（したがって、ある特定の相の導通状態）が既知であるＰＷＭ周期内の厳密な時点でこの総電流をサンプリングしなければならない。より詳細には以下で説明する。

最も円滑な動作を実現するには、印加された相電圧（巻線の端子２ｃ、４ｃ、６ｃと星点７との電圧間の電位差）がモータの各電気的な回転に関する１つのサイクルにおいて正弦波の様式で変化する必要がある。しかし、最大端子電圧（装置の端子２ｃ、４ｃ、６ｃにおける電位とＤＣ電源の中点の電位の間の電位差）はｖ_ｄｃ／２（ここでｖ_ｄｃは、正のＤＣ給電レールと接地との間の電圧の差）である。正弦波電圧だけが装置端子に印加されているとすれば、最大ピーク相電圧もｖ_ｄｃ／２となるはずである。しかし図２を参照すると、「過変調」と呼ばれる周知の技法を使用すると実効相電圧を上昇させることが可能である。端子電圧は、その振幅ｖ_０がｖ_ｄｃ／２と比べてより大きい正弦波変動に対してできる限り厳密に追随するようになっている。端子電圧は実際上はｖ_ｄｃ／２を超えることができないため、この結果端子電圧サイクルのピークがクリップされ、端子電圧が各サイクルの部分にわたって一定の±ｖ_ｄｃ／２に留められることになる。図２では、ｖ_ｄｃ／２を１と表した正規化値としてその端子電圧を示している。

本明細書において変調深度はｖ_０／（ｖ_ｄｃ／２）と定義しており、したがって過変調の間では１を超えることになる。
図２には、得られる相電圧サイクル（すなわち、その端子２ｃ、４ｃ、６ｃと星形中心点７との間にある巻線のうちの１つの両端電圧の変動）も表している。ここでも、１という正規化振幅を有する円滑な正弦波線電圧によって生成される相電圧が１であるとして正規化を行っている。過変調がある場合であっても、モータに発振やノイズを生じさせる可能性がある何らかの歪みは存在しているが、その相電圧はかなり円滑な曲線に従っていることが確認できよう。

相電圧の基本成分は、その周波数がモータの電気的周波数と整合している電圧成分である。この電圧成分は、これが装置内に有用な動力トルクを発生させる役割をする基本電流成分を生成させるため重要なものである。本発明の目的は、その他の空間および時間周波数における電圧成分の歪みの発生を最小限にしながら、この相電圧成分を最大限にすることである。本明細書では、達成させた基本電圧の大きさをｖ_１／（ｖ_ｄｃ／２）で定義する変調指数（ここで、ｖ_１は実現した相電圧の基本成分の大きさである）を用いて記述する。上述した検討は３相星形結線の巻線に関して提示しているが、デルタ結線の巻線など別の巻線配列、並びに、たとえば３相式や６相式モータ、あるいはさらに４相式や５相式モータなど位相数に関しても同様の要素が当てはまることに留意すべきである。

相電圧の基本成分を最大化するためには、その駆動に関するトランジスタの各々（たとえば３相駆動では、６つのトランジスタスイッチが存在することになる）に関して立ち上がりおよび立ち下がりの切り替え動作のタイミングを最適化しなければならない。これらのスイッチに関するデューティサイクルデマンド（すなわち、ＰＷＭ周期に対するスイッチのオン時間の比）を計算するために使用する変調アルゴリズムは、それ自身では利用可能な最大電圧を決定していない。相電圧の基本成分は、デューティサイクルデマンドを切り替えエッジ位置に変換する最終のスイッチングアルゴリズムによってのみ制限される。変調アルゴリズムの好都合な形態の１つでは、より詳細には以下で説明する空間ベクトル変調（ＳＶＭ）を使用している。しかし、最大相電圧稼働率に影響を及ぼすことなく任意の変調技法（正弦波ー３角波ＰＷＭ、トリプレンインジェクションを伴う正弦波ー３角波ＰＷＭあるいはＳＶＭなど）も等しく利用することも可能である。さまざまな変調スキームの使用に関する主たる違いは生成される電圧の歪み（非基本）成分の量となる。

空間ベクトル変調
図３を参照すると、３相システムの各巻線２、４、６は給電レール２０または接地線２２のいずれかにだけ接続することができ、したがって制御回路の可能な８つの状態が存在する。相のうちの１つが正の電圧にあることを表すのに１を使用し、また接地に接続されている相を表すのに０を使用すると、状態１は、相Ａが１であり、相Ｂが０でありかつ相Ｃが０であることを示している［１００］で表すことができ、状態２は［１１０］と、状態３は［０１０］と、状態４は［０１１］と、状態５は［００１］と、状態６は［１０１］と、状態０は［０００］と、また状態７は［１１１］と表すことができる。状態１から６の各々は、巻線２、４、６のすべてに関する電流の通過が、巻線のうちの１つの通過がある１つの方向でありかつ残りの２つの巻線の通過方向がもう一方の方向であるようになった導通状態である。状態０は巻線のすべてが接地に接続されているゼロボルト状態であり、また状態７は巻線のすべてが給電レールに接続されているゼロボルト状態である。

回路がパルス幅変調を生成させるように制御を受けている場合、各相は通常、各ＰＷＭ周期中に１回オンおよびオフになる。各状態が受けもつ時間の相対的な長さによって、各巻線に発生する磁界の大きさおよび方向、またしたがって回転子に加えられる総トルクの大きさおよび方向が決定される。これらの時間の長さは、上で言及したようなさまざまな変調アルゴリズムによって計算することができる。

図４を参照すると、状態ベクトル変調システムでは、各ＰＷＭ周期内のうち状態のそれぞれにおいて消費される時間は空間ベクトル変調（ＳＶＭ）図の状態ベクトルとして表される。このタイプの図において、単一状態ベクトルはベクトルＳ１からＳ６の方向にあるベクトルであり、またこれらの方向のそれぞれでのベクトルの長さは各ＰＷＭ周期内においてそれぞれの状態にある時間の量を表している。このことは、巻線の所望の任意の電圧をこの図上において電圧の大きさおよび方向を表している電圧ベクトルｖ’に対応した点で表すことが可能であること、またこれを、その長さが各ＰＷＭ周期内の当該状態で消費される時間を意味しているような状態ベクトルｓ１、ｓ２の組み合わせによって表した例で生成させることができることを意味している。図５は、要求される電圧を達成するために使用される、各位相Ａ、ＢおよびＣに関するオン時間がＰＷＭ周期の中心の位置に来ている典型的なデューティサイクルを表している。これによって状態１および２のそれぞれにおいて消費される２つの等しい周期が生成されると共に、サイクルの開始点と終了時点において位相のすべてがＯＦＦであることが保証される。

回路がデューティサイクルの全体にわたって任意の１つの状態のままである場合、その得られる電圧は、その長さがＰＷＭ周期Ｔ_ｐに対応するような、方向Ｓ１からＳ６のうちの１つの方向にあるベクトルによって表される。各デューティサイクル内のさまざまな状態において消費される時間の和は合計するとＰＷＭ周期Ｔ_ｐになるはずであるため、理論的に達成可能な電圧ベクトルのレンジは、方向Ｓ１からＳ６にある長さＴ_ｐのベクトルの点を結んだ図４に表した６角形によって規定される。この６角形の内部の任意の点には、加え合わせると長さがＴ_ｐ以下である２つの状態ベクトルによってその中心から到達することができる。このことは理論的には、それぞれが正しい持続時間として正しく選択された２つの状態に切り替えることによってＰＷＭ周期中の要求された電圧ベクトルを実現することが可能であることを意味している。しかし、実際には可能な電圧ベクトルのレンジを制限するさまざまな要因が存在しており、これについてここで説明する。

図６を参照すると、６つの１次電圧ベクトルの電圧の大きさは２ｖ_ｄｃ／３である。これは、たとえば巻線のうちの１つが給電レールに接続されておりかつ残りの２つが接地に接続されている場合にこの巻線の１つの両端に生成することが可能な最大電圧である。変調指数が１００％であると、すなわち正弦波―３角波ＰＷＭが過変調を有しないと、基本相電圧がｖ_ｄｃ／２となり、これにより半径０．７５Ｔ_ｐの円となる図示したような変調深度軌跡が得られる。

単一電流センサによる空間ベクトル変調
上で言及したように、大部分のシステムは各相内に１つの電流センサを有している。しかし単一電流センサシステムでは、これ以外の制約が存在する。単一電流センサを有するシステムでは、各周期内において最小時間Ｔ_ｍｉｎにわたって少なくとも２つ（３相システムの場合）の非ゼロ状態（すなわち、状態０や状態７以外の状態）が印加されるという要件が存在する。この要件のことを、本明細書では最小状態時間基準と呼ぶことにする。この基準は、電流センサ内の電流を計測してその相のすべてにおける電流を決定できるだけの十分な時間を許容することである。図６の空間ベクトル図において、このことは、図上の所望の点に到達するためには少なくとも２つの異なるベクトルを最小長さＴ_ｍｉｎで使用しなければならないことを意味している。したがって、６つの１次ベクトルのうちの１つから距離Ｔ_ｍｉｎの範囲内にあるベクトル空間の領域では、所望の電圧ベクトルを単に２つの１次ベクトル成分から実現することが不可能である。その代わりにこうした領域では、そのうちの２つが少なくともＴ_ｍｉｎの長さであるような３つ以上の１次ベクトル成分が使用される。これに関する一例を、第１の成分ｓ１、長さがＴ_ｍｉｎの第２の成分ｓ２、並びに長さがＴ_ｍｉｎより短い第３の成分ｓ６を用いてベクトル空間内の点ｘに到達している図６に表している。このことは、１つのデューティサイクル内において、駆動回路は状態Ｓ１、Ｓ２およびＳ６の各々において時間を消費することになるが、Ｓ１およびＳ２の各々における時間は単一電流センサによる電流計測を可能にするだけの十分な長さとなることを意味している。ベクトル空間のうち単一電流センサ要件に起因して除外される部分はＴＸの各領域だけとなる。これらは、Ｔ_ｐ−Ｔ_ｍｉｎを超える１つの状態時間に対応する領域と、Ｔ_ｍｉｎ未満の別の状態時間に対応する領域とである。

図６から、歪みが小さい相電圧に関する理想的で実現可能な最大変調指数は、半径Ｔ_ｐ−Ｔ_ｍｉｎの円によって記述されることが理解できよう。非円形の軌跡を用いることによって変調指数をさらに上昇させることが可能ではあるが、こうすると相電圧に大きな歪みを生じさせることになり、したがって装置に望ましくない大きなトルクリップルが生じることになる。したがって、達成可能な最大変調指数は、４／３（１−Ｔ_ｍｉｎ／Ｔ_ｐ）となる。したがって、たとえばＰＷＭ周期Ｔ_ｐが４９．６μｓでありかつ最小状態時間Ｔ_ｍｉｎが６．４μｓであれば、達成可能な最大変調指数は１．１６となる。

単一電流センサＳＶＭのために必要となる状態を計算するための技法
単一電流センサＳＶＭにおける所与の電圧デマンドベクトルに関する個々の状態ベクトルを計算するために使用することが可能な多くのさまざまな技法が存在している。
これを実施するための２つの実際的な方法について以下に説明する。

（ａ）明示的方法
電圧デマンドの大きさおよび方向が先ず、α−β（ステータ−フレーム）座標で計算される。この結果から次いで、ＳＶＭベクトルが計算される。
第１の技法はベクトルを明示的に計算することである。図７は、ＳＶＭセクター１（すなわち、単一状態ベクトルＳ１とＳ２の間にあるセクター）を、２つの隣接するベクトル（領域Ａ）と、３つの隣接するベクトル（領域Ｂ）と、３つ以上の隣接しないベクトル（領域Ｃ）とが要求される領域に細分した状態で表している。これらのベクトルを明示的に計算するためには、このセクターのうち電圧デマンドベクトルが位置する領域が先ず決定される。次いで各領域ごとに、２つ、３つまたは４つの状態（その領域に応じて決まる）の長さを、電圧デマンドおよびＴ_ｍｉｎなどのシステムパラメータから一意に計算することができる。次いで状態およびその長さがＰＷＭ生成アルゴリズムにわたり、このＰＷＭ生成アルゴリズムによって各相ごとにＰＷＭエッジ位置および電流センササンプル点が計算される。このセクターは、状態ベクトルの長さの計算に使用される的確なアルゴリズムに応じて、図７に表したものとは異なる領域の組になるように細分してもよい。

これ以外のセクターにおいて状態ベクトルを計算するためには、幾つかの異なる方式を使用することができる。その方法の１つは、電圧デマンドベクトルをセクター１内まで回転させ、このセクターに関して状態ベクトルを計算し、次いでこれらの状態ベクトルがその相巻線に正しく印加できるようにこれらの状態ベクトルを元のセクターまで回転させて戻すことである。別の方法は、ＳＶＭ図のあらゆるセクターに関するあらゆる領域ごとに異なる方程式の組をたて、ベクトル空間のあらゆる部分に関して状態ベクトルを直接計算することである。この第１の技法はアルゴリズムの大きさに関してより効率がよく、また第２の技法は実行速度に関してより効率がよくなり得る。

個々の空間ベクトルを変調アルゴリズムによって計算し終えた時点で、ＰＷＭサイクル内でベクトルを印加する順序並びに印加するベクトルの比率をスイッチングアルゴリズムによって決定しなければならない。この選択は、単一電流センサのサンプリングに関する最小状態時間の基準と、１つのＰＷＭサイクルにおけるブリッジ内の各トランジスタ毎の切り替え遷移回数を最小限にするなどの別の実際上の基準とを両方満足しなければならない。これを達成させるためのアルゴリズムは、正しい切り替えシーケンスを決定するために、その電圧デマンドがどのセクターにあるのか、またさらにはセクターのどの領域であるのかを考慮に入れることができることが好ましい。

（ｂ）暗黙方法
別の暗黙方法では、そのシステムが従来の多相電流センサを有しているかのようにして、標準的なＳＶＭアルゴリズムを使用して各相に関するデューティサイクルが先ず計算される。デューティサイクルを決定する方式（たとえば、標準の中心揃え式ＰＷＭ、エッジ揃え式ＰＷＭ、バスクランピング、など）に関しては何らかの選択肢が存在しており、また実際の選択肢は別の要因に応じて決まることになる。しかし、この電圧デマンドベクトルは明示的方法の場合と同じ限界を有さねばならず、このため、電圧デマンドベクトルの有効範囲は多相電流センサを備えたシステムの場合と同じになり得ないことに留意すべきである。

上述の技法を用いた計算が済むと次いで、適当なシフトアルゴリズムを用いてＰＷＭ波形をシフトさせ、各サイクルにおいて電流センサ内で電流をサンプリングするのに十分な時間を可能にさせるように最小状態時間基準を満足させている。波形をシフトさせるこの過程によって、黙示的に新たな空間ベクトルの組が得られることになり、これによりここで最大４つまでのアクティブ空間ベクトルが存在することになり、これは明示的方法の場合に存在するものと正確に同じになる。

暗黙方法の利点はアルゴリズムが簡単なことである。明示的方法の利点は整形した最終のＰＷＭ波形に対する制御が高まることであり、これを活用して別の恩恵を得ることができる。

デッドタイム効果
達成可能な最大変調指数において重要な要因の１つにデッドタイム効果がある。現実の駆動システムでは、ある相脚の上側のトランジスタに対するオフ切り替えと、同じ相脚の下側のトランジスタに対するオン切り替えとの間に、本明細書においてデッドタイムと定義する時間遅延を挿入することが必要であり、またある相脚の下側のトランジスタに対するオフ切り替えと、同じ相脚の上側のトランジスタに対するオン切り替えとの間にも追加の遅延を挿入することが必要である。このデッドタイムの目的は両方のトランジスタが同時にオンになることを防ぐことにあり、同時にオンになるとＤＣバスの両端に損傷を起こさせる可能性がある短絡回路が生じることになる。図８ａは、デッドタイムが挿入されているある相脚の上側と下側のトランジスタに関するコマンド信号の一例を表している。しかし、この駆動機構によって提供される実際の端子電圧は、それに対して接続された相を流れる電流の極性に依存する、というのはこれがデッドタイム中に上側と下側のいずれのダイオードが導通状態にあるかを決定するからである。図８ｂおよび図８ｃは、正の電流極性と負の電流極性のそれぞれに関する１つのＰＷＭサイクルにわたる実現される実際のデューティサイクル、またしたがって平均電圧を表している。

図９ａは、電圧と電流の間の恣意的な位相遅れに関して、典型的に生じるはずの端子電圧を、破線で示した理想線電圧と比較して表している。電流の極性が変化すると、実際の電圧に関してモータの端子の位置に段階状の変化が生じることが理解できよう。電流が正であればその電圧は低下し、一方電流が負であればのその電圧は上昇する。電流と電圧の間の最大の位相遅れは９０度であるから、電圧はそのピークの最上部の近傍にあるときは低下する傾向となり、またその谷の最底部の近くにあるときは上昇する傾向となる。この結果、ピーク対ピークの端子電圧が低下する傾向となる。したがって、これにより得られたピーク対ピークの相電圧を図９ｂに示すように低下させることになる。したがって、デッドタイムは、ある種の状況においてピーク対ピークの相電圧に対して回復不能の損失を生じさせる。

したがって、デッドタイムを考慮に入れると達成可能な最大変調指数は低下する。この例では、Ｔ_ｐが４９．６μｓ、Ｔ_ｍｉｎが６．４μｓ、かつＴ_ｄが０．７５μｓの場合に、理論的な最大変調指数は１．１２となり、デッドタイムがない場合に達成可能な最大電圧の基本成分と比べて３．５％小さくなる。

単一電流センサシステムを用いた最大相電圧基本成分の増加
多重電流センサを備えた従来の駆動システムでは、そのトランジスタパターンは典型的には、たとえば図４に示すような中心揃え式であるか、エッジ揃え式であるかのいずれかである。エッジ揃え式パターンでは、ＰＷＭ周期の開始時点で相のすべてに関して高い側のトランジスタが同時にオンにされており、一方中心揃え式パターンはＰＷＭ周期の中心線の周りで高い側のＰＷＭ波形を等距離に配置している。いずれのケースについても、各ＰＷＭサイクルにおいて各相の上側トランジスタは、それ以外の相の上側のトランジスタのうちのいずれかのトランジスタがオフになる前にオンになることになる。同様に、各ＰＷＭサイクルにおいて各相の下側トランジスタは、それ以外の相の下側トランジスタのうちのいずれかのトランジスタがオンになる前にオフになることになる。（これに関する唯一の例外は、任意の相に関するデューティサイクルが０％か１００％かのいずれかである場合であり、これらのケースではＰＷＭサイクル内の当該相に関して切り替え遷移が存在しないことになる）。このため、立ち上がりエッジ遷移のすべてを立ち下がりエッジ遷移のすべてから分離する想像線、中心線が存在する。

同様の制約は、単一電流センサシステムにおいて満たされると期待される可能性がある。しかし、本明細書において中心線制約と呼ぶこうした制約は、実現可能な相電圧を不必要に低下させることになることが理解されよう。図１０ａは、中心線制約を有する単一電流センサシステムに関する典型的なトランジスタコマンドを表している。図１０ｂは、当該周期に関する対応する被コマンド空間ベクトル状態を表している。この中心線制約によって空間ベクトル状態７がＰＷＭ周期の中心に現れることになることが理解できよう。これはゼロ電圧状態であるため、これによって最大相電圧が低下する。このゼロ電圧状態の幅は、ＰＷＭ発生器の分解能であるＴ_ｔｉｃｋとなる。しかし、デッドタイムを考慮に入れると、巻線に加えられることになる実際のゼロ電圧状態は最悪の状態の場合で幅２Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｔｉｃｋを有することになる。このことを図１０ｃに表している。したがって、実現可能最大電圧ベクトルＶ^＊の長さは最大で２Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｔｉｃｋまで短縮されることになる。

中心線制約の排除
この限界を克服するために、本発明は、１つのＰＷＭサイクル中にトランジスタの各々のエッジ切り替え点を割当てているアルゴリズムに対して２つの追加的な要件を適用している。先ず、ある相における上側および下側のトランジスタの立ち上がりエッジか、上側および下側のトランジスタの後続するエッジのいずれかが、これ以外の相におけるトランジスタの遷移の位置の状態によらず、そのＰＷＭサイクル内の任意の点で生じることが許容されねばならないことが要求される、ただしこれが第２の要件に抵触する場合を除く。

第２に、そのサイクルのうち要求電圧ベクトルＶ^＊が３つの空間ベクトルからなる部分において、より短い方の２つのベクトル（これらは互いに同じ長さである場合や同じでない場合がある）は、一方の空間ベクトルのデッドタイムがもう一方のデッドタイムと重複することがないように十分に分離されねばならないことが要求される。図１１ａ、１１ｂおよび１１ｃは、この点を表している。ここで、要求状態ベクトルの定義は、３つの相にある頂部トランジスタの被コマンド状態に対応する状態ベクトルである。この定義によって、底部トランジスタの切り替え、またしたがってデッドタイムを、その相における電流の方向に応じて頂部トランジスタの切り替えの前または後に生じさせることができるため、デッドタイムの少なくとも２倍の長さ（２Ｔ_ｄ）をもつ最長の状態の一部分を、最短の２つの状態間に挿入し、この２つの状態に関するデッドタイムがその相の電流極性の任意の組み合わせに関して重複しないよう保証することが必要となることが理解できよう。さらに、図１０ｃから、相電流Ｉ_Ａ、Ｉ_ＢおよびＩ_Ｃの極性の可能なさまざまな組み合わせを伴う３つの最悪のケースのデッドタイム状態に関して装置の端子に加えられることになる実際の状態はそのサイクルにおけるゼロボルト状態を含まないことが理解できよう。その理由は、Ｓ２とＳ６の間にＳ１状態の挿入を伴う場合であっても、デッドタイムが重複することになるほどこれが狭くなりすぎると、ゼロボルト状態が生じることになるためである。

本発明は空間ベクトルに関して規定しているが、３つの相に関するデューティサイクルは必ずしも空間ベクトル変調を用いて計算する必要はないことに留意すべきである。そのスイッチの各々に関して要求されるデューティサイクルを計算するためには、トランジスタの実際の切り替えパターンが上述の定義に従っている限り、任意の変調スキーム（たとえば、正弦波―３角波ＰＷＭ、三重の注入（トリプレン・インジェクション）を伴う正弦波―３角波ＰＷＭなど）を利用することができる。

端部制約の排除
実際的なシステムでは、各トランジスタをその間でオンに切り替えるための最小時間を有することが必要である。トランジスタがこの最小時間未満でオンに切り替わると、予測不能な結果を生じさせることや、またさらにはトランジスタを損傷する可能性も生じる。この最小トランジスタ・オン時間Ｔ_ＦＥＴの結果として、装置の各相に加えることができるデューティサイクルのレンジが制限されることになる。これを図１０ａに図示しており、この図では、底部トランジスタが最小トランジスタ・オン時間の間でオンに切り替わることを可能にするために頂部トランジスタをＰＷＭ周期の終了前にオフに切り替えねばならないということのために、相Ａに加えることが可能な最大デューティサイクルが制限されている。最小デューティサイクルに関しても、Ｔ_ＦＥＴの間で頂部トランジスタをオンにしなければならないことに起因した同様の制限が存在する。この制約の結果として、最悪のケースの状態では、ＰＷＭ周期の終了点の位置にＴ_ＦＥＴ＋２Ｔ_ｄのゼロ電圧状態が発生することになる。

単一電流センサシステムにおいてこの制約を克服するために、本発明は、各相に関するデューティサイクルが０％または１００％に達することが許容されねばならないことを必要とする。したがって、１つまたは複数の相にある一方のトランジスタが、あるＰＷＭ周期の全体にわたってオンとなり、かつこの相補的トランジスタがＰＷＭ周期の全体にわたってオフとなることが、当該ＰＷＭ周期の間に当該位相で切り替えを全く生じさせることなく可能となる。

Ｔ_ＦＥＴ未満の間でオンに切り替わることができるトランジスタが全くないため、実現可能なデューティサイクルは、０％から両方のトランジスタが１つのＰＷＭ周期において切り替わる最小デューティサイクルまでにおいて、並びに両方のトランジスタが１つのＰＷＭ周期において切り替わる最大デューティサイクルと１００％との間において、不連続なジャンプが存在するはずである。したがって、被コマンドデューティサイクルｄで規定される、ある相脚の頂部トランジスタに関する実現可能デューティサイクルのレンジは、０または１、あるいは次式のレンジ域内のいずれかとなる。

この技法を実現する方法の１つは、各相ごとに標準的な変調技法（たとえば、正弦波―３角波ＰＷＭ、トリプレン・インジェクションを伴う正弦波ー３角波ＰＷＭ、ＳＶＭなど）を用いると共に、各相における利用可能なデューティサイクルデマンドを上で規定した値のレンジに制限することによって所望のデューティサイクルを計算することである。このことは、非常に高い変調指数デマンドでは、端子電圧波形のピークが図１２に示すように０％または１００％のいずれかのデューティサイクルにジャンプすることになるためにこのピークは若干の歪みを受けることを意味している。

この技法を実現する代替的な一方法は、バスクランピングスキームを使用することである。バスクランピングスキームでは、標準変調技法（たとえば、正弦波―３角波ＰＷＭ、トリプレンインジェクションを伴う正弦波―３角波ＰＷＭ、ＳＶＭなど）を用いてその相のすべてに関するデューティサイクルデマンドが計算され、次いで少なくとも１つの相がそのサイクル内の任意の点において０％または１００％のいずれかのデューティサイクルデマンド位置に保持される（すなわち、当該の相は正または負のいずれかのバスにクランピングされる）ようにこれらのすべてを同じ量だけ増加または減少させることによってこれらが修正される。多重電流センサを有する従来のシステムでは、所与の瞬間においてどの相をどのバスにクランピングするかに関する選択について何らかの柔軟性が存在している。しかし単一電流センサシステムでは、そのサイクルのうち３つの空間ベクトル状態が要求される部分（図７の領域Ｂ）において、３つのすべての状態に関して同じ切り替え状態をとり得る相は１つだけであるため、どの相をどのバスにクランピングすべきかに関する選択肢は１つしか存在しない。さらに、３つ以上の隣接しない状態が要求される領域（図７の領域Ｃ）である低い変調指数では、バスクランピングは不可能である。

その理由は３つの隣接しない状態について、図３から理解し得るように、この３つの状態のすべてに関して同じ位置にあるスイッチが存在しないからである。したがって、バスクランピングは高い変調指数においてのみ使用することが可能である。高い変調指数に適したバスクランピングスキームは図１３に図示した６０度分割クランピングスキームとなる。しかし、図７の領域Ｂにある間で正しいバスにクランピングしている限りにおいて、任意のバスクランピングスキームを使用することが可能である。バスクランピング配置をここでは３相システムの空間ベクトルに関して記載しているが、検討を任意の変調システムまで拡張すると共に、任意の位相数まで拡張することが可能である。

バスクランピングを使用している一実現形態である図１３を参照すると、その変調指数が上述のように単一センサシステムでバスクランピングを可能とさせるのには低すぎるときに、バスクランピングと非バスクランピングの間で切り替えを行うための何らかの方法が必要となる。このことは、変調指数の大きさ、電圧デマンドベクトルの大きさ、あるいはさらに装置の回転速度などの変調指数に関する何らかの尺度がある閾値を超えている場合にバスクランピングをオンに切り替え、またこの尺度が再び閾値未満まで低下したときにオフにすることによって達成することが可能である。この閾値には、切り替え閾値に関する２つの動作モード間での発振を防止するためにヒステリシスを組み入れることができ、これがないと音響ノイズその他の問題につながることがある。代替的な一実現形態では、バスクランピングがこれが可能な領域（図７の領域ＡおよびＢ）では自動的に発生し、かつこれが可能でない領域（図７の領域Ｃ）では発生しないような方式でバスクランピングアルゴリズムを構築することも可能となり得る。これを実現するには、１つのサイクル内のゼロ電圧ベクトルのすべてが、ベクトルゼロまたはベクトル７のいずれか（ただし、両方は不可）からその全体がなっており、かつこれらのベクトルのすべて（ゼロ電圧状態および非ゼロ電圧状態）が、バスクランピングが可能な領域において最小数の切り替え状態によってバスクランピングが実現されるような方法で順序付けされるようにそのアルゴリズムを設定する。バスクランピングが不可能な領域では、この技法は自動的に、バスクランピングを組み込まない単一センサ電流検知に適合したＰＷＭパターンとなる。

これらの実現形態のうちのどれを採用するかの選択は、そのデューティサイクルが０％および１００％に達することが許容されている限り、最大電圧利用率に影響を与えない。いずれのケースにおいても、０％および１００％の周りのデューティサイクルの不連続なジャンプに起因して何らかの歪みが存在することになる。これによるベクトル空間に対する影響を図１４に表している。高い変調指数において、要求電圧軌跡の一部分がベクトル空間のうち、最小トランジスタ・オン時間要件のために実現できない領域内に位置することがあることが理解できよう。このケースでは、その軌跡を電圧波形の歪みが生じる６角形の限界上まで押しつけなければならない。しかし、最小トランジスタ・オン時間連動遅延がＰＷＭ周期と比べて小さければ、その歪みの大きさは小さい。この２つの技法の間では、電流の歪み、また従ってより高次の効果による音響ノイズやトルクリップルに関して何らかの違いが存在する。ある種の音響ノイズやトルクリップル基準を最小限にすることが可能なこれらの実現形態の微妙な変更を想定できることが理解できよう。

低い変調指数における相シーケンス発振
単一電流センサシステムでは、非常に低い変調指数デマンドにおいて、特にシステムがその要求値がシステムおよび計測ノイズと比較して低くなった閉ループ電流制御や速度制御状態にある場合に、音響ノイズの問題が生じる可能性がある。非常に低い変調指数デマンドにおいて、要求電圧ベクトルのノイズが、空間ベクトル図の異なるセクター間で高速の発振を受けるような十分な大きさとなることがある。これらの発振のバンド幅は電流または速度計測システムのバンド幅と等しくなることがあり、また従ってこうした低い変調指数で通常見られるセクター間の遷移レートと比べて周波数がかなり高くなることがある。単一電流センサシステムでは、電流のサンプリングを可能にさせるために、各相に関するＰＷＭ波形がそれ以外の相からオフセットされている。通常の動作では、相に関するＰＷＭの順序は、その内部に電圧デマンドが来ている空間ベクトルセクターによって最も大きなデューティサイクルデマンドを有する相をＰＷＭ周期の開始点の最も近くに加えることが可能であるため、前記空間ベクトルセクターによって決定される。したがって、セクター間の高速の発振はさらに音響ノイズを生じさせるようなＰＷＭ波形の高速の順序変更を生じさせる。変調指数がより高いと、電圧デマンドのノイズ成分は電圧デマンドの平均成分と比べてかなり小さくなり、また高周波数発振は、もはや生じることがない。

図１５を参照するとこの音響ノイズ問題を克服するために、本発明は、低い変調指数におけるＰＷＭ波形の順序変更を停止させることを提唱している。変調指数がある閾値未満であると、ＰＷＭ配列の順序が凍結され、セクター間での変更は生じない。したがって、その内部において、最も大きなＰＷＭデューティサイクルを有する相が実際にＰＷＭ周期における開始のための最終の相となっているような幾つかのセクターが存在することになる。しかし、ＰＷＭ周期および最小状態時間基準に関連して、移行閾値を注意深く選択することによって、そのＰＷＭ順序が変化しない場合の変調指数を十分に低くし、最も大きいデューティサイクルを有する相がＰＷＭ周期の終了前にそのオフ切り替え点に常に到達できることを保証することが可能となる。変調指数の尺度がその閾値（閾値の周りの２つのモード間での発振を防止するためにヒステリシスを組み込むことがある）を超えると、ＰＷＭ波形に対する通常の順序変更が発生することになる。これによって、高い指数における電圧稼働率を損なうことなく低い変調指数における音響ノイズ生成を防止することが可能となる。

変調指数の大きさ自体をその閾値として使用するのではなく、電圧デマンドベクトルの大きさ、またさらには装置の回転速度の大きさなどの変調指数に関連する別の変数を使用することも可能である。

ＰＷＭ順序を固定することは、電流サンプルケースも固定されるという別の利点も有しており、これにより３つの相に関する電流が電流センサの同じサンプルによって決定される。もしこのようになっていないとすると、相シーケンスに依存する電流計測の何らかの誤差の影響（たとえば、電流リップル）が計測された相電流上の高周波数ノイズとして現れることになる。

単一電流検知に対する固定エッジ割当て
図１６を参照しながら、ここでＰＷＭエッジ位置を割当てるための計算要件を軽減させるアルゴリズムについて説明する。すべての位置で電流センサをサンプリングするだけの十分な時間を可能にするためにＰＷＭシフトを利用している上述の単一電流センサアルゴリズムでは、各相のＰＷＭパターンに関する立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの位置を端子電圧デマンドが更新されるごとに計算するという複雑な計算が必要である。

図１６に示すように、計算時間を短縮するために、本発明のこの実施形態は次の動作を実行する。
ステップ１：各相に関するＰＷＭ波形がＰＷＭ周期内に現れることになる順序を決定する。
ステップ２：ステップ１で行った決定に基づいて、各ＰＷＭ波形の一方のエッジを３つの所定の固定位置のうちの１つに割当てる。
ステップ３：固定エッジの位置およびデューティサイクルデマンドに基づいて各ＰＷＭ波形のもう一方のエッジを割当てる。

ステップ１における相シーケンス順序の決定は通常、デューティサイクルデマンドの相対的な大きさ（さらにこれは空間ベクトルセクターに関連する）によって決定されることになる。この実施形態では、最も大きいデューティサイクルデマンドを有する相が先ず初めに来て、残りの相がデューティサイクルデマンドが小さくなる順序で続く。この順序は、上述のように低い変調指数における相シーケンス発振を防止するために順序が固定されているような状況では変更されることがある。

最大電圧においては、２番目に始まる相のデューティサイクルは小さくなるため、これの第２のエッジは第３の相の第１のエッジの開始前に生じることになる。したがって、中心線制約は排除される。

ステップ２における３つの固定エッジ位置の選択はその電流センササンプル点に依存する。固定エッジの位置に関する選択肢の１つは、これらを図１６に示すようにＰＷＭ周期の開始点の近傍に固定することである。固定位置同士の間の距離は、電流センサをサンプリングできるだけの時間を許容するために少なくともＴ_ｍｉｎにしなければならない。デッドタイムの影響および中心線制約を考慮に入れた場合の、３相ブリッジにおける６トランジスタからなるＰＷＭパターンの被コマンドエッジ位置に関する位置の一例を図１３に表している。第１の固定エッジ位置と第２の固定エッジ位置は時間Ｔ_ｍｉｎ＋Ｔ_ｄだけ隔たっており、また第２の固定エッジ位置と第３の固定エッジ位置は時間Ｔ_ｍｉｎ＋２Ｔ_ｄだけ隔たっている。ここで、１つの相が次の相がオンになる前にオフになれるように保証することによって第３の固定エッジ位置の前に追加的なデッドタイムが付加され、これにより中心線制約が排除されていること、並びに最も小さい２つの非ゼロ空間ベクトル間には２Ｔ_ｄの周期が存在していることが理解できよう。

エッジ位置に関して可能な別の選択肢は、３つのエッジ位置のすべてをＰＷＭ周期の最後の位置に配置すること、あるいはそのうちの幾つかを周期の開始位置にかつそのうちの幾つかを周期の終了位置に固定することである。これらの固定位置は、３つの相電流の決定を可能とするために電流センサがＰＷＭ周期内の２つの点においてサンプリングできるように最小状態時間基準を満足しているならば、固定位置の任意の組み合わせが許容される。

図１７を参照すると、別の実施形態では、後続するＰＷＭ周期において左揃え式（すなわち、ＰＷＭ周期の開始位置に固定する）と右揃え式（すなわち、ＰＷＭ周期の終了位置に固定する）との間でエッジのタイミングを交替させている。このことは、後続のＰＷＭ周期においては電流サンプル点が２つの異なる位置間で交替することを意味している。図１７に示すように、相電流は状態間の切り替えの結果として各ＰＷＭ周期中に変化する。したがって、このサンプル点が交替することは、そのリップル内の異なる点において、すなわちそれが異なる大きさにあるときに、電流がサンプリングされることを意味している。これによって、電流リップル、並びに棄却された計測に関するその影響を推定することが可能となる。

左揃え式ＰＷＭは、電流リップル波形のピークの近傍における電流の計測を可能にし、右揃え式ＰＷＭは計測電流リップル波形の谷の近傍における電流の計測を可能にする。この実施形態では、ＡサンプルおよびＤサンプルは相１の電流を読み取っており、一方ＢサンプルおよびＣサンプルは負の相３の電流を読み取っている。理想的には、サンプル点Ａにおける電流リップル特性はサンプル点Ｄにおける電流リップル特性と正反対になり、これによって２つのＰＷＭ周期中における相１の平均電流の決定が可能となる。しかし実際には、サンプルＤはその波形に沿って理想の位置から概ねＴ_ｍｉｎだけオフセットされており、このため平均電流の正確な値を決定することは不可能である。これにも関わらず、この２つの電流読み値の平均によって平均相電流に関して左揃え式ＰＷＭパターンのみの場合と比べてより良好な推定値が与えられることになる。

ＰＷＭ信号の各々に関してそのエッジ位置のうちの１つを固定させることの別の利点の１つは、電流サンプル点を固定とすることができ、またその都度計算をする必要がなくなるため、計算時間要件がさらに軽減されることであることが理解できよう。

非常に高い変調指数における電流計測の放棄
ここで再び図６を参照すると、本発明の別の実施形態では、高い変調指数において電流検知の要件を排除することによってその最大の変調指数がさらに増大される。具体的には、その電圧ベクトルは図６の外側の６角形の内部の任意の位置をとることが可能であるが、状態時間のうちの１つはＴ_ｐ−Ｔ_ｍｉｎを超えている必要があるため少なくともＴ_ｍｉｎの２つの状態時間に関する要件を満足できない領域ＴＸのうちの１つの内部にこれが来るごとに、３つの相電流を計測することができなくなり、さらに完全な電流制御がもはや可能でなくなる。しかしこの状況は、電圧デマンドベクトルの大きさ、したがって装置の回転速度が非常に大きい場合にしか発生しない。さらに３相系では、計測能力の喪失は、電気的な１回転の間で６回しか発生せず、またこれらの時点の間では依然として完全な電流計測が可能である。このため、３つの相電流計測は非常に高い速度においてのみ喪失されることになり、また１つの電気的サイクル内で喪失されることになるのは計測の一部だけである。サンプル速度の違反を回避するため、その電流サンプル速度を十分に高くし、装置の最大動作速度においても電流計測の喪失が確実に５０％を超えないようにすることが好ましい。さらに、喪失した電流計測には実際の電流計測を割り込ませ、これにより失われた電流計測が発生する頻度はそのシステムの機械的な時定数と比べて高くなる。

電圧ベクトルが図６の領域のうちの１つの内部に来るある種の状況では、単一電流センサアルゴリズムはＰＷＭ波形のうちの少なくとも１つを大きくシフトさせすぎるためその第２のエッジがＰＷＭ周期の終了後に立ち下がる結果となる。ＰＷＭデューティサイクルのすべてをＰＷＭ周期の範囲内に適用できるようにするためには、これらの状況を検出し、たとえば立ち上がりエッジ同士の間の時間を短縮させることによって適当なＰＷＭ波形間でのシフトを低減させることが必要である。これを実施するための１つの方法は、適当なＰＷＭ波形に対するシフトを低下させ、これにより当該波形の第２のエッジがちょうどそのＰＷＭ周期の終了位置に来るようにそのタイミングを変更することである。代替的な方法の１つには、電流の計測ができないサンプルに関しては完全に中心揃え式ＰＷＭに切り替えることがある。ＰＷＭ波形のすべてをＰＷＭ周期が終了する前に確実に終わらせるという同じ目的を達成するための別の変形形態も想起することができる。

３相システムにおいて電圧デマンドベクトルが領域ＴＸのうちの１つの域内に来ているか否かを検出する方法の１つは、３つのデューティサイクルのうちの２番目に大きいものを調べることである。電圧ベクトルは、そのデューティサイクルが、デッドタイムの影響を考慮に入れた後においてＴ_ｍｉｎより小さいか、Ｔ_ｐ−Ｔ_ｍｉｎより大きいかのいずれかであれば、領域ＴＸの内部に来ることになる。

電流の計測ができない時間中は、その電流の推定値を計算してこれを電流コントローラに供給し、これによる電圧デマンドの更新を可能にしなければならない。電流を推定するための最も単純な方法は、ステータの回転電流ベクトルの大きさおよび位相の変化が１つの周期内においてわずかな量であるためこれは本質的に不変であるものと仮定することである。電流ベクトルの実際の大きさおよび位相は、電流サンプルが失われる比率と比べてかなり小さくなる傾向にある装置の速度およびトルクと同じ比率で変化する傾向があるため、この仮定は一般的に有効である。

したがって、相電流を計測することができないときは、電流ベクトルの大きさおよび位相に関する回転子位置を基準とした直前の測定値が電流コントローラに入力され、電流制御アルゴリズムは通常通りに動作する。電流コントローラはその回転子位置を基準とした電圧デマンドの位相および大きさの更新を継続し、またこの結果３つの端子電圧デマンドは位置の最新値を基準として通常の方式で更新されることになる。いずれのケースでも、電流が再び計測可能となると直ぐに、新たに計測された電流が電流コントローラに供給されて、電流コントローラの動作は通常通りに続けられる。

別法として、失われた電流サンプルの間において電流に関するモデルベースの推定法を使用することもできる。この推定法は、印加した電圧、モータ速度、モータパラメータなどの既知のパラメータに基づいて予測電流を計算する。さらに、このモデルベースの推定法は何らかの形態のフィードバック補正を組み込んだ状態観測器として構成することができる。さらに、領域ＴＸ内で３つの相電流のすべてを計測できない場合であっても、これらの領域内の相電流のうちの１つは常に計測することが可能であり、さらにこの情報を用いて電流の推定値をさらに改良することが可能である。

電流コントローラにおける電流の推定値の使用に関する代替的な方式の１つは、失われたサンプルの間においては単に電流制御を中断し、電圧デマンドの位相および大きさに関する直前の値を用い、位置の最新値に基づいてこの３つの端子電圧デマンドを更新することである。しかし、コントローラが何らかの形態の積分動作を含む場合には、コントローラのダイナミックレスポンスはこれが中断されたときに変化することになり、この影響を克服するために何らかの形態の補償が必要となることがある。

単一電流センサシステムにおいて基本相電圧を上昇させるためのＰＷＭアルゴリズムに関する可能な実現形態
デューティサイクルを適用する厳密な方式は、ＰＷＭアルゴリズムを適用するために使用される方法に依存する。１つの方式はＰＷＭサイクルの開始位置においてデューティサイクルを更新することである。このためには、各相の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジの時間を個別に指定することが要求され、これは図Ａ１からＡ３までを参照しながら以下で説明するようにして実現することができる。

先ず、３つの相に関する衝撃係数がそのアルファおよびベータの電圧デマンドから決定される。これらは図４に示したステータのフレーム内にある電圧の２つの成分である。デューティサイクルの実際の選択肢は、使用される変調方法（たとえば、正弦波―３角波ＰＷＭ、第３高調波インジェクションを伴う正弦波―３角波ＰＷＭ、ＳＶＭなど）、許容される過変調の程度および種類など多くの要因に依存することになる。これらは最も大きい、中間および最も短い衝撃係数、相Ａ、相Ｂおよび相Ｃ（３相システムの場合）、を決定するためにソートされる。

次いで、単一電流センサを用いてｄｃリンク電流の計測が可能であるか否か、すなわち最小状態時間基準が満たされているか否かを決定するためのチェックが実施される。これが可能でなければ予測状態観測器を有効にする。これによって、位置（角度）計測を更新している間において電流コントローラの出力が一定（（ｄ，ｑ）軸要求電圧が一定）に保たれる。この状態観測器が動作している間はＤＣリンク電流は無視される。

次いで、３つの位各相に関する上側および下側スイッチについて、トランジスタがオンに切り替えられる時点であるエッジ１、並びにトランジスタがオフに切り替えられる時点であるエッジ２が、以下のようにして決定される。
単一センサＳＶＭシステムでは、図１８に示すように次のようなタイミングが可能である。

相Ａ（最も大きい衝撃係数を有する）：
頂部エッジ１（ＯＮ）：Ｔ_ｄ
頂部エッジ２（ＯＦＦ）：Ｔ_ｄ＋ｄ_ａ
底部エッジ１（ＯＦＦ）：０
底部エッジ２（ＯＮ）：２＊Ｔ_ｄ＋ｄ_ａ
相Ｂ（中間の衝撃係数を有する）：
頂部エッジ１（ＯＮ）：２＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ
頂部２（ＯＦＦ）：２＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ
底部エッジ１（ＯＦＦ）：Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ
底部エッジ２（ＯＮ）：３＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ
相Ｃ（最も小さい衝撃係数を有する）：
頂部エッジ１（ＯＮ）：３＊Ｔ_ｄ＋２＊Ｔ_ｍｉｎ
頂部２（ＯＦＦ）：３＊Ｔ_ｄ＋２＊Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｃ
底部エッジ１（ＯＦＦ）：２＊Ｔ_ｄ＋２＊Ｔ_ｍｉｎ
底部エッジ２（ＯＮ）：４＊Ｔ_ｄ＋２＊Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｃ
次いでｄｃリンク電流サンプルを採取しモータ相電流が計算される。

ｄｃ電流サンプルは次の時点で採取される：
サンプルＳ１：ｔ_ｓ１＝Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ−Ｔ_ｓｐｌ
サンプルＳ２：ｔ_ｓ２＝２＊Ｔ_ｄ＋２＊Ｔ_ｍｉｎ−Ｔ_ｓｐｌ
正のバスクランピングシステムでは、図１９に示すように次のようなタイミングが可能である。

相Ａ（最も大きい衝撃係数を有する）：
頂部ＭＯＳＦＥＴ：ＯＮ
底部ＭＯＳＦＥＴ：ＯＦＦ
相Ｂ（中間の衝撃係数を有する）：
頂部エッジ１（ＯＮ）：Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ
頂部エッジ２（ＯＦＦ）：Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ
底部エッジ１（ＯＦＦ）：Ｔ_ｍｉｎ
底部エッジ２（ＯＮ）：２＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ
相Ｃ（最も小さい衝撃係数を有する）：
頂部エッジ１（ＯＮ）：３＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ
頂部エッジ２（ＯＦＦ）：３＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ＋ｄ_ｃ
底部エッジ１（ＯＦＦ）：２＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ
底部エッジ２（ＯＮ）：４＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ＋ｄ_ｃ
次いでｄｃリンク電流サンプルを採取しモータ位相電流が計算される。

ｄｃ電流サンプルは次の時点で採取される：
サンプルＳ１：ｔ_ｓ１＝Ｔ_ｍｉｎ−Ｔ_ｓｐｌ
サンプルＳ２：ｔ_ｓ２＝Ｔ_ｄ＋２＊Ｔ_ｍｉｎ−Ｔ_ｓｐｌ
負のバスクランピングシステムでは、図２０に示すように次のようなタイミングが可能である。

相Ａ（最も大きい衝撃係数を有する）：
頂部エッジ１（ＯＮ）：Ｔ_ｄ
頂部エッジ２（ＯＦＦ）：Ｔ_ｄ＋ｄ_ａ
底部エッジ１（ＯＦＦ）：０
底部エッジ２（ＯＮ）：２＊Ｔ_ｄ＋ｄ_ａ
相Ｂ（中間の衝撃係数を有する）：
頂部エッジ１（ＯＮ）：２＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ
頂部エッジ２（ＯＦＦ）：２＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ
底部エッジ１（ＯＦＦ）：Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ
底部エッジ２（ＯＮ）：３＊Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ＋ｄ_ｂ
相Ｃ（最も小さい衝撃係数を有する）：
頂部ＭＯＳＦＥＴ：ＯＦＦ
底部ＭＯＳＦＥＴ：ＯＮ
次いでｄｃリンク電流サンプルを採取しモータ相電流が計算される。

ｄｃ電流サンプルは次の時点で採取される：
サンプルＳ１：ｔ_ｓ１＝Ｔ_ｄ＋Ｔ_ｍｉｎ−Ｔ_ｓｐｌ
サンプルＳ２：ｔ_ｓ２＝２＊Ｔ_ｄ＋２＊Ｔ_ｍｉｎ−Ｔ_ｓｐｌ
制御信号は図３に示している。

上で言及した各量の定義は以下の通りである：
Ｔ_ｄ＝デッドタイム（連動遅延）
Ｔ_ｍｉｎ＝最小重複時間
Ｔ_ｓｐｌ＝ハードウェアサンプル時間
ｄ_ａ、ｄ_ｂ、ｄ_ｃ＝相Ａ、Ｂ、Ｃの衝撃係数

本発明によるモータの駆動回路を表した図である。 モータの１回の電気的サイクル中に図１のモータ内の線電圧および相電圧が時間と共に変化する様子を表した図である。 図１の回路のトランジスタに関する可能なさまざまな状態を表した図である。 図１の回路の動作を記述するために使用される空間ベクトル変調図である。 図１の回路で使用される可能な変調を表した状態タイミング図である。 図１のシステムの動作の態様を表した空間ベクトル図である。 図１のシステムの動作の別の態様を表した空間ベクトル図である。 図８ａは、図１のシステムのＰＷＭ信号に対するデッドタイムの影響を表した状態タイミング図である。図８ｂは、図１のシステムのＰＷＭ信号に対するデッドタイムの影響を表した状態タイミング図である。図８ｃは、図１のシステムのＰＷＭ信号に対するデッドタイムの影響を表した状態タイミング図である。 図９ａは、図１のシステムの線電圧および相電圧に対するデッドタイムの影響を表したグラフである。図９ｂは、図１のシステムの線電圧および相電圧に対するデッドタイムの影響を表したグラフである。 図１０ａは、図１のシステムを動作させる第１の方法を表したタイミング図である。図１０ｂは、図１のシステムを動作させる第１の方法を表したタイミング図である。図１０ｃは、図１のシステムを動作させる第１の方法を表したタイミング図である。 図１１ａは、図１のシステムを動作させる第２の方法を表したタイミング図である。図１１ｂは、図１のシステムを動作させる第２の方法を表したタイミング図である。図１１ｃは、図１のシステムを動作させる第２の方法を表したタイミング図である。 図１のシステムの別の動作モードにおいて端子電圧が時間と共に変化する様子を表したグラフである。 図１のシステムの別の動作モードにおいてバスクランピングの可能性について表した図である。 図１２および１３の動作モードの効果を表した状態ベクトル図である。 図１のシステムにおいて位相シーケンス発振を抑制する方法を表した図である。 本発明の別の実施形態によるスイッチングアルゴリズムを表したタイミング図である。 本発明の別の実施形態によるスイッチングアルゴリズムを表したタイミング図である。 本発明の別の実施形態によるスイッチングアルゴリズムを表したタイミング図である。 本発明の別の実施形態によるスイッチングアルゴリズムを表したタイミング図である。 本発明の別の実施形態によるスイッチングアルゴリズムを表したタイミング図である。

Claims (57)

1. 駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、
   巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、
   一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路が前記状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備え、
   前記制御手段は、前記各相における電流を前記電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされ、かつパルス幅変調の各周期中で駆動回路がアクティブ状態にある状態時間の合計を前記周期の１００パーセントまで増加させることが可能となるように切替え手段の切り替え時間を制御するように構成されている、
   複数の位相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システム。
2. 前記制御手段は、前記周期に対する要求電圧を決定するステップと、前記要求電圧を提供するために前記駆動回路がその間に複数のアクティブ状態の各々の状態にあることを必要とする状態時間を計算するステップと、前記状態時間の合計が総周期の最小スイッチオン時間内にあれば、アクティブ状態時間の合計が前記総周期に等しくなるように前記状態時間のうちの１つを増加させるステップと、を行うように構成されている、請求項１に記載のシステム。
3. 前記制御手段はバスクランピングを使用するように構成されている、請求項１に記載のシステム。
4. ３相モータ用であると共に、前記駆動回路は６つのアクティブ状態を有しており、前記制御手段は、各相において前記電流センサから電流を決定できるようにするために１つの周期内で３つの状態が必要となる要求電圧に関して、バスクランピングが前記３つの状態の各々に適合するように構成されている、請求項３に記載のシステム。
5. 前記制御手段は、要求電圧がバスクランピングを可能にするには小さすぎる場合の周期を特定し、前記周期に対しては非バスクランピング方式を使用するように構成されている、請求項３または請求項４に記載のシステム。
6. 前記制御手段は、各周期に関する変調指数を監視することによって前記周期を特定するように構成されている請求項５に記載のシステム。
7. 前記制御手段は、要求電圧の大きさを監視することによって前記周期を特定するように構成されている請求項５に記載のシステム。
8. 前記制御手段は、前記モータの回転速度を監視することによって前記周期を特定するように構成されている、請求項５に記載のシステム。
9. 前記バスクランピング動作モードと前記非バスクランピング動作モードの間での発振を防止するためにヒステリシスが設けられている、請求項５から８のいずれかに記載のシステム。
10. 前記制御手段は、各周期内の状態の各々において回路が費やす時間を決定するために空間ベクトル変調を使用するように構成されている前記請求項のいずれかに記載のシステム。
11. 駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、
    巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、
    一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路が前記状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備え、
    前記制御手段は、前記各相における電流を前記電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされるような切替え手段の制御を行うように設計されており、かつ前記制御手段は各周期内の状態の各々において前記回路により費やされる時間を決定するために空間ベクトル変調を使用するように構成されている、
    複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システム。
12. 前記制御手段は、可能なすべての電圧デマンドベクトルに対応する位置を含んでいる単一状態ベクトルによって分割された多数のセクターを有する空間ベクトル領域を規定するステップと、前記セクターのうちの少なくとも１つの範囲内で、要求電圧ベクトルが前記電流センサを用いて前記各相における電流の計測が可能となるだけの十分な長さの２つの状態ベクトルから作成可能であるような領域、およびこうした電流計測を可能とさせるためには要求電圧ベクトルを３つ以上の状態ベクトルから作成する必要がある領域を規定するステップと、を行うように構成されている、請求項１１に記載のシステム。
13. 前記制御手段はさらに、前記セクターのうちの少なくとも１つの範囲内で、こうした電流計測を可能とさせるために、前記電圧デマンドベクトルを３つの状態ベクトルから作成する必要がある領域と、前記電圧デマンドベクトルを４つの状態ベクトルから作成する必要がある領域と、を規定するように構成されている、請求項１２に記載のシステム。
14. 前記制御手段は、前記領域を前記領域の各セクターごとに規定するように構成されている、請求項１２または請求項１３に記載のシステム。
15. 前記制御手段は、各電圧デマンドベクトルごとにどのセクターおよびどの領域にそのデマンドベクトルが該当するかを決定するステップと、各セクターの各領域ごとにどのアクティブ状態が要求電圧を生成させるために必要であるかを規定するステップと、前記領域内における前記電圧デマンドベクトルの位置から適当なアクティブ状態の各々に対する状態時間を計算するステップと、を行うように構成されている、請求項１４に記載のシステム。
16. 前記制御手段は、前記領域を前記セクターの１つだけに関して規定するステップと、各電圧デマンドベクトルから前記１つのセクター内の対応する電圧デマンドベクトルと前記デマンドベクトルを前記１つのセクターにもってくるための回転の度合いとを決定するステップと、前記対応する電圧デマンドベクトルに関して状態時間を計算するステップと、前記回転の度合いに基づいて実際の電圧デマンドベクトルに関する状態時間にこれらを変換するステップと、を行うように構成されている、請求項１２または請求項１３に記載のシステム。
17. 前記制御手段は、前記電流センサを用いて前記各相に関する電流計測を可能とすることを要することなく状態ベクトルを計算し、次いで得られた状態ベクトルがこうした電流計測を可能にするか否かを決定するステップと、これが否である場合に、こうした電流計測を可能にする状態ベクトルを生成させるようにシフトアルゴリズムを適用するステップと、を行うように構成されている、請求項１１に記載のシステム。
18. 駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、
    巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、
    一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路が前記状態間で切り替わる時間を制御するために前記切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備え、
    前記制御手段は前記各相における電流を前記電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされるような前記切替え手段の切り替え時間の制御を行うように設計されており、かつ前記制御手段は、２つの隣接する周期間において、前記要求電圧が低いときには前記周期内で前記切替え手段を切り替える順序の変更を禁止するが、前記要求電圧が高いときにはこうした順序変更を許容するように構成されている、
    複数の位相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システム。
19. 前記制御手段は、それ未満では前記順序変更が禁止される前記システムのパラメータの閾値を規定するように構成されている、請求項１８に記載のシステム。
20. 前記パラメータは変調指数である、請求項１９に記載のシステム。
21. 前記制御手段は、前記順序変更が防止されるように前記順序変更を禁止するように構成されている、請求項１８から２０のいずれかに記載のシステム。
22. 前記制御手段は、前記順序の変更にヒステリシスを設けることによって前記順序変更を禁止するように構成されている、請求項１８から２０のいずれかに記載のシステム。
23. 前記制御手段は、前記順序変更が許容される第１の状態と前記順序変更が防止される第２の状態との間の切り替えに関してヒステリシスを設けるように構成されている、請求項２２に記載のシステム。
24. 駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、
    巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、
    一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路が前記状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備え、
    前記制御手段は前記各相における電流を前記電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされるような前記切替え手段の切り替え時間の制御を行うように設計されており、かつ前記制御手段は各相を、各周期内の所定の時刻においてオン時間かオフ時間のいずれかとなるようにそれぞれのオン時間においてオンに切り替わりかつそれぞれのオフ時間においてオフに切り替わるように構成されている、
    複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システム。
25. 前記制御手段は、前記所定の時刻に関して固定されている時刻において前記電流センサを用いて前記電流をサンプリングするように構成されている、請求項２４に記載のシステム。
26. 前記所定の時刻はすべての周期において同じである、請求項２４または請求項２５に記載のシステム。
27. 前記所定の時刻は後続する周期における所定の時刻の複数組の間で変更される、請求項２４または請求項２５に記載のシステム。
28. 後続する周期が所定のオン時間と所定のオフ時間の間で交替している、請求項２７に記載のシステム。
29. 前記所定のオン時間が周期の開始点の近傍にありかつ前記所定のオフ時間が前記周期の終了点の近傍にある、請求項２８に記載のシステム。
30. 前記電流サンプル点も後続する周期における所定の時刻の複数組の間で変更される、請求項２７から２９のいずれかに記載のシステム。
31. 前記電流検知手段は、後続する周期間における検知した電流の差を用いて電流の計測時の電流リップルを補償するように構成されている、請求項３０に記載のシステム。
32. 前記電流検知手段は、後続する周期において検知した電流の平均値を用いて前記電流を計測するように構成されている、請求項３１に記載のシステム。
33. 駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって各相に印加される電位を変更するための切替え手段と、
    巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、
    一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路が前記状態間で切り替わる時間を制御するために前記切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備え、
    前記制御手段は前記各相における電流を前記電流センサによって決定できるだけの十分な時間が十分な数のアクティブ状態において費やされるような前記切替え手段の切り替え時間の制御を行うように設計されており、かつ前記制御手段はパルス幅変調タイミングのレンジを大きくできるように幾つかの動作状態下で電流検知を放棄するように構成されている、
    複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システム。
34. 前記電流計測手段は、高い電圧デマンドにおいて電流検知を放棄するように構成されている、請求項３３に記載のシステム。
35. 前記制御手段は、前記電流計測手段の動作を可能とさせるために１つの周期内において前記各相に関する前記切り替え時間を計算するステップと、前記切り替え時間のいずれかが前記周期が終了した後に来ることになるか否かを決定するステップと、これが諾である場合に、これらのすべてが前記周期内に来るように電流検知を少なくとも部分的に放棄して切り替え時間をシフトするステップと、を行うように構成されている、請求項３４に記載のシステム。
36. 前記制御手段はその内部において、電流検知を少なくとも部分的に放棄しなければならない少なくとも１つのシステムパラメータのレンジを規定しており、かつ、前記パラメータが前記レンジ域内に来ている場合に前記制御手段は電流検知を少なくとも部分的に放棄するように構成されている請求項３４に記載のシステム。
37. 前記パラメータは状態時間のうちの１つである、請求項３６に記載のシステム。
38. 前記状態時間は、前記周期内における２番目に長い状態時間である、請求項３７に記載のシステム。
39. 前記レンジは、Ｔ_ｐが前記周期の長さでありかつＴ_ｍｉｎが電流検知に必要な最小状態時間であるとして、Ｔ_ｍｉｎ未満の時間であるか、あるいはＴ_ｐ−Ｔ_ｍｉｎを超える時間である、請求項３８に記載のシステム。
40. 前記電流計測が放棄されている周期において、前記電流計測手段は前記電流を推定するように構成されている、請求項３３から３９のいずれかに記載のシステム。
41. 前記電流計測手段は、前記電流が最終の測定値であると推定するように構成されている、請求項４０に記載のシステム。
42. 前記電流計測手段は、少なくとも１つの変数に基づいて前記電流を推定するように構成されている、請求項４０に記載のシステム。
43. 前記変数は前記システムの少なくとも一部分における電流である、請求項４２に記載のシステム。
44. 前記システムの前記一部分は、前記相のうちの１つである、請求項４３に記載のシステム。
45. 前記制御手段は、電流検知が放棄されたときに周期中の電流制御を中断するように構成されている、請求項３３または請求項３４に記載のシステム。
46. 前記制御手段は、電流検知が放棄されたときに直前の周期の場合の回転子位置を基準として前記電圧デマンドに関する同じ大きさおよび位相の関係を与えるために、前記切替え手段の切り替えタイミングを制御するように構成されている、請求項４５に記載のシステム。
47. 駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって相の各両端に印加される電位を変更するために前記各相と関連付けされた切替え手段と、
    巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、
    一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路が前記状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備え、
    前記制御手段は、その相のうちの２つに対する前記切替え手段が単一パルス幅変調周期中に切り替えられる幾つかの状況において、前記２つの相のうちの一方に関連付けされた前記切替え手段に関する前記周期中のすべての切り替えが、前記２つの相のうちのもう一方に関連付けされた切替え手段に関するいずれの切り替えが開始するよりも前に完了することが可能であるように構成されている、
    複数の相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システム。
48. 前記各相に関連付けされた前記切替え手段は複数のスイッチを備えている、請求項４７に記載のシステム。
49. 駆動回路を複数の状態の間で切り替えることによって巻線の各両端に印加される電位を変更するための切替え手段と、
    前記巻線を通って流れる瞬時総電流を検出できるように接続された電流センサと、
    一連のパルス幅変調周期の各々において前記駆動回路が前記状態間で切り替わる時間を制御するために切替え手段を制御するパルス幅変調した駆動信号を提供するように設計された制御手段と、を含む駆動回路を備え、
    前記各相の切り替えに関連付けされたデッドタイムが存在しており、かつ前記制御手段は、回路が第１の状態時間では第１の状態にあり、かつより短いそれぞれの状態時間では２つの別の状態にあるような周期中において、前記より短い２つの状態時間の間にこれらに関連付けされたデッドタイムの重複を回避するだけの十分な長さのギャップが残されるように構成されている、
    複数の位相を備えた多相ブラシレスモータのための駆動システム。
50. 前記ギャップは、前記デッドタイムの長さの少なくとも２倍である請求項４９に記載のシステム。
51. 前記より短い２つの状態時間の間にあるギャップ内において、前記制御手段は、前記駆動回路を前記第１の状態に切り替えるように構成されている、請求項４８または請求項４９に記載のシステム。
52. 前記３つの状態がすべてのアクティブ状態である、請求項４９から５１のいずれかに記載のシステム。
53. 前記位相は、星型形式で接続されている、前記請求項のいずれかに記載のシステム。
54. 前記モータは、３つの相を有している、前記請求項のいずれかに記載のシステム。
55. 前記切替え手段は、その各々が前記相のうちの１つに関連付けされている複数の切替え手段を備えている、前記請求項のいずれかに記載のシステム。
56. 前記複数の切替え手段の各々は、その各々がそれぞれの相を複数の電位のうちの１つに接続させるように動作可能な一対のスイッチを備えている、請求項５５に記載のシステム。
57. 添付の図面のうちの図６、図７、図８および９、図１０ａ、１０ｂおよび１０ｃ、図１１ａ、１１ｂおよび１１ｃ、図１２および１４、図１３、図１５、図１６、図１７、図１８、図１９、あるいは図２０を参照しながら実質的に本明細書に記載された多相電気モータ用駆動システム。

Images