CN109525152B - 电机驱动控制方法、装置及电路 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及电机驱动的控制领域，公开了一种电机驱动控制方法、装置、电路及空调器，通过对所述控制器产生的参考电压矢量的幅值与预设值进行比较，在幅值大于或等于预设值的情况下，根据参考电压矢量的角度确定参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，并获取为逆变器供电的直流母线电流，根据直流母线电流和所在扇区确定电机的三相电流，接着获取目标转速，最后根据目标转速和三相电流来生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。对现有的对不能采用的相电流采样计算方案能实现该相电流的获取的准确性，避免了现有技术中的误差过大导致实际电机运行的该相电流存在畸变失真，使得电机运行出现不稳定问题。
Description
技术领域
本发明涉及电机驱动的控制领域，具体涉及一种电机驱动控制方法、装置及电路。
背景技术
现有的对永磁同步电机(PMSM)进行驱动的控制器中，针对逆变器的电流单电阻采样方案，每一个开关矢量只能获取一相电流数值，而且单一非零矢量附近存在单电阻采样的失效区，导致无法在以开关周期采集到三相电流；特别是针对过调制的六方波调制方案时，每一个60°电角度也只能获取一相电流，这样导致电流采样误差过大，从而引起角度估计误差、电流环振荡等情况，造成整个控制器崩溃。
发明内容
本发明的目的是提供一种电机驱动控制方法、装置及电路，目的在于解决现有的针对单电阻采样的控制器采集相电流时在一个逆变器的开关周期内只能采集一相电流导致的电流采样误差大，从而引起整个控制器控制失误导致崩溃问题。
为了实现上述目的，本发明提供一种电机驱动控制方法，电机驱动电路包括控制器和逆变器，其特征在于，控制方法包括：
将控制器产生的参考电压矢量的幅值与预设值进行比较；
在幅值大于或等于预设值的情况下：
根据参考电压矢量的角度确定参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，其中每一个扇区被定义为由逆变器的有效开关电压矢量中的一个有效开关电压矢量作为扇区平分线；
获取为逆变器供电的直流母线电流；
根据直流母线电流和所在扇区确定电机的三相电流；
获取目标转速和为逆变器供电的直流母线电压；
根据目标转速和三相电流来生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。
可选地，根据目标转速和三相电流来生成用于驱动逆变器的调制信号包括：
对目标转速和三相电流进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的电压；以及
根据基于静止坐标系的电压生成参考电压矢量；
根据与参考电压矢量位于同一扇区的有效开关电压矢量生成调制信号。
可选地，根据直流母线电流和所在扇区确定电机的三相电流包括：
获取参考电压矢量位于当前扇区时可直接采样的当前第一相电流；
获取参考电压矢量位于前一个扇区时可直接采样的之前第二相电流；
根据之前第二相电流和当前第一相电流确定参考电压矢量位于当前扇区时的当前第二相电流；
根据当前第一相电流和当前第二相电流确定参考电压矢量位于当前扇区时的当前第三相电流。
可选地，该电机驱动控制方法还包括：
在幅值小于预设值的情况下，使用电压空间矢量脉宽调制SVPWM来生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。
可选地，预设值为二倍直流母线电压除以π。
为了实现上述目的，本发明还提供一种电机驱动控制装置，其特征在于，电机驱动控制装置包括：
逆变器，用于将输入的直流电源转换成三相交流电，以驱动电机运行；
电压采样模块，用于采集为所述逆变器供电的直流母线电压；
电流采样模块，用于采集为所述逆变器供电的直流母线电流；
控制器，被配置成：
将控制器产生的参考电压矢量的幅值与预设值进行比较；
在幅值大于或等于预设值的情况下：
根据参考电压矢量的角度确定参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，其中每一个扇区被定义为由逆变器的有效开关电压矢量中的一个有效开关电压矢量作为扇区平分线；
获取直流母线电流；
根据直流母线电流和所在扇区确定电机的三相电流；
获取当前的目标转速，并对目标转速和三相电流进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的电压；
获取电机的目标转速；
根据目标转速和三相电流来生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。
可选地，根据直流母线电流和所在扇区确定电机的三相电流包括：
获取参考电压矢量位于当前扇区时可直接采样的当前第一相电流；
获取参考电压矢量位于前一个扇区时可直接采样的之前第二相电流；
根据之前第二相电流和当前第一相电流确定参考电压矢量位于当前扇区时的当前第二相电流；
根据当前第一相电流和当前第二相电流确定参考电压矢量位于当前扇区时的当前第三相电流。
可选地，控制器还用于：
在幅值小于预设值的情况下，使用电压空间矢量脉宽调制SVPWM来生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。
可选地，预设值为二倍直流母线电压除以π。
为了实现上述目的，本发明还提供一种电机驱动电路，电机驱动电路包括整流模块、滤波模块，该电机驱动电路还包括上述的电机驱动控制装置；
整流模块用于对输入到电机驱动电路的交流电进行整流输出脉动直流电；
滤波模块连接整流模块，用于对买的脉动直流电进行滤波，输出平滑直流电，滤波模块连接直流母线，并通过直流母线为电机驱动控制装置进行供电。
通过上述技术方案，本发明的用于单电阻采样的电机驱动控制方法，通过对所述控制器产生的参考电压矢量的幅值与预设值进行比较，在幅值大于或等于预设值的情况下，根据参考电压矢量的角度确定参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，其中每一个扇区被定义为由逆变器的有效空间电压矢量中的一个有效空间电压矢量作为扇区平分线，并获取为逆变器供电的直流母线电流，根据直流母线电流和所在扇区确定电机的三相电流，接着获取目标转速，最后根据目标转速和三相电流来生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。对现有的对不能采用的相电流采样计算方案能实现该相电流的获取的准确性，避免了现有技术中的误差过大导致实际电机运行的该相电流存在畸变失真，使得最终电机运行出现不稳定问题。
本发明的其它特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
附图是用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本发明，但并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1是本发明实施例的用于单电阻采样的电机驱动控制方法的电机驱动电路的电路示意图；
图2是本发明实施例的用于单电阻采样的电机驱动控制方法的流程图；
图3是图1中逆变器的开关管工作对应的非零开关电压矢量示意图；
图4是图1中基于两相静止坐标系的开关电压矢量合成参考电压矢量示意图；
图5是图1中在不同的开关矢量状态下电机的三相绕组和电流采样模块的采样电阻的连接示意图；
图6是图1中六方波调制的波形示意图；
图7是本发明实施例的用于单电阻采样的电机驱动控制装置中矢量运算部的内部框图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。
需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
本发明的实施例提出用于单电阻采样的电机驱动控制方法，该电机为永磁同步电机，如图1所示电机驱动电路简化电路图，该电机驱动电路包括整流模块20、滤波模块80、控制器10、逆变器40、电压采样模块60和电流采样模块50，其中整流模块20将输入的交流电整流成脉动直流电，该电路可以是图中的桥式整流电路；滤波模块80对整流模块20输出的脉动直流电进行滤波，转换成平滑直流电该滤波模块80主要由大容量的电解电容(如400uF/450V)，并通过连接直流母线对逆变器40进行供电；电压采样模块60用于采集上述直流母线电压Vdc输出到控制器10，电流采样模块50主要由单电阻R组成，串联于逆变器40的直流供电回路中，用于采集逆变器40的工作电流并输出到控制器10，控制器10通过计算生成该逆变器40驱动电机70三相绕组的三相电流；控制器根据上述直流母线电压Vdc和相电流进行矢量控制，最终生成驱动逆变器40的六路开关管的PWM信号，以控制逆变器40驱动电机70运行。上述电机驱动电路还可进一步包括PFC模块30，连接于整流模块20和滤波模块80之间，用于对整流模块输出的脉动直流电进行功率因素校正。
如图2所示，基于上述电机驱动电路的基于单电阻采样的可控制方法包括：
步骤S210、对控制器10产生的参考电压矢量Vref的幅值与预设值进行比较；
步骤S220、在幅值大于或等于预设值的情况下，根据参考电压矢量Vref的角度确定参考电压矢量Vref在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，其中每一个扇区被定义为由逆变器40的有效开关电压矢量中的一个有效开关电压矢量作为扇区平分线；
步骤S230、获取为逆变器40供电的直流母线电流Idc；
步骤S240、根据直流母线电流Idc和所在扇区确定电机的三相电流ia、ib和ic；
步骤S250、获取目标转速ωr*；
步骤S260、根据目标转速ωr*和三相电流来生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。
在步骤S210-S220中，针对图1中的电机驱动电路，其逆变器40在工作时，假设A相上管S1导通状态为Sa，即当A相上管S1导通A相下管关闭时Sa＝1，当A相上管S1关闭A相下管导通Sa＝0，S1和S2为严格互补关系。同理B相上管S3导通状态为Sb，C相上管S5导通状态为Sc。
定义开关矢量为S＝SaSbSc，例如当S＝100时，表示A相上管S1导通，BC相上管关闭，针对逆变器40的六个开关管S1-S6的所有开关矢量对应的非零开关电压矢量V001-V110状态图如图3所示。这六个开关电压矢量幅值相等，由这六个开关电压矢量围成六边形，再对此六边形进行划分为6六个扇区，扇区编号分别为1-6，如图中的虚线所示，其中每个扇区相对该扇区所在的开关电压矢量对称，该开关电压矢量为该扇区的平分线，也即每个扇区的边界线与该开关电压矢量夹角为30°。当逆变器40驱动电机70旋转时，其对应的开关电压矢量依次在扇区1-扇区6进行切换或者扇区6-扇区1进行切换，具体取决于电机的旋转方向，如在电机进行正向旋转时，其开关电压矢量按照逆时针即对应的扇区从扇区1-扇区6进行切换。
在控制器10控制输出驱动信号控制逆变器40驱动电机70运行时，其控制器10内部进行矢量控制计算，实现对不同坐标系下的矢量进行变换，具体涉及的矢量变换有三相静止坐标系-两相静止坐标系的Clarke变换(abc/αβ变换)、两相静止坐标系-两相旋转坐标系的Park变换(αβ/dq变换)、两相静止坐标系-三相静止坐标系的Clarke逆变换(αβ/abc变换)、两相旋转坐标系-两相静止坐标系的Park逆变换(dq/αβ变换)，这些具体的矢量变换原理为现有技术，在此不再展开。其中Park逆变换后输出基于两相静止坐标系的电压值Vα、Vβ，通过此电压值Vα、Vβ进一步可生成参考开关电压矢量Vref，其矢量合成的原理参照图4，参考开关电压矢量Vref的角度r基于如下公式确定：
参考电压矢量Vref的幅值通过如下公式确定：
对参考电压矢量Vref的幅值与预设值进行比较，在幅值大于或等于预设值的情况下，才根据参考电压矢量的角度r确定参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区。此预设值根据实验确定为一个与Vdc相关的一个值，如可以确定为2Vdc/π，其中Vdc为电压采样模块60采集的直流母线电压值。当参考电压矢量Vref的幅值大于或等于2Vdc/π时，
通过该参考电压矢量Vref的角度r确定扇区以及实际发出的开关电压矢量如图3所示，具体如下：
当30°<＝r<90°时，扇区号K＝1，实际所发开关电压矢量为V110；
当90°<＝r<150°时，扇区号K＝2，实际所发开关电压矢量为V010；
当150°<＝r<210°时，扇区号K＝3，实际所发开关电压矢量为V011；
当210°<＝r<270°时，扇区号K＝4，实际所发开关电压矢量为V001；
当270°<＝r<330°时，扇区号K＝5，实际所发开关电压矢量为V001；
当330°<＝r<360°时，扇区号K＝6，实际所发开关电压矢量为V101。
因为电机驱动电路供电的电源电压Vac很低如针对220V供电制模式下只有120V左右时，此时直流母线电压Vdc也随之很低，导致生成的参考电压矢量Vref的幅值大于上述预设值，为保证此时逆变器40驱动电机70的功率不发生大的改变，此时控制器10需进入六方波调制模块方式，以此提高直流母线电压利用率；在电源电压Vac正常时，仍采用传统的电压空间矢量调制(SVPWM)方式进行调制输出驱动逆变器40运行的调制信号。
在步骤S220-S240中，通过电流采样模块50采集直流母线电流Idc，并根据上述步骤S220中确定的扇区号来确定三相电流ia、ib和ic值。
控制器10通过电流采样模块50中的逆变器40下桥臂的单电阻R采集直流母线电流Idc，在不同的开关矢量状态下电机70的三相绕组和电流采样模块50的采样电阻R的连接示意图如图5所示，通过该图，可知采样电阻R采集的直流母线电流Idc和三相电流ia、ib和ic在每种开关矢量状态下的关系如下：
在S＝100时，Idc＝-(ib+ic)＝ia；
在S＝110时，Idc＝-ic；
在S＝010时，Idc＝-(ia+ic)＝ib；
在S＝011时，Idc＝-ia；
在S＝001时，Idc＝-(ia+ib)＝ic；
在S＝101时，Idc＝-ib。
通过上述公式可知，在每一种开关矢量状态下，只能直接获取到其中一相电流，如图3中在当前处于第六扇区的开关电压矢量为V100时，只能直接确定一相电流ia，由于另外两相绕组并联，此时可认为ib＝ic＝ia/2。但这样计算得到的电流误差较大，且在扇区切换时有较大的突变。
由于在控制电机70旋转时，其逆变器对应的开关矢量在处于前一个扇区时，其另外一相电流可单独采集，因此此时可根据前一个扇区中可直接采集的电流进行换算，计算得到在当前扇区下的该相电流值，具体如下：
步骤S221、获取参考电压矢量位于当前扇区时可直接采样的当前第一相电流；
步骤S222、获取参考电压矢量位于前一个扇区时可直接采样的之前第二相电流；
步骤S223、根据之前第二相电流和当前第一相电流确定参考电压矢量位于当前扇区时的当前第二相电流；
步骤S224、根据当前第一相电流和当前第二相电流确定参考电压矢量位于当前扇区时的当前第三相电流。
例如当前位于第六扇区的开关矢量100时，可直接采样到当前第一相电流ia(n)，而在逆变器40控制电机70旋转运行时，其逆变器40输出的开关状态对应的开关电压矢量经过的前一个扇区即第5扇区时，其开关电压矢量为V101，即此时开关矢量为S＝101时，可直接采集之前第二相电流ib(n-1)，此时当前第六扇区的当前第二相电流ib(n)可计算为：
ib(n)＝k1*ia(n)+k2*ib(n-1)，其中k1和k2为计算系数。
即此时通过之前第二相电流ib(n-1)和当前第一相电流ia(n)计算得到当前的第二相电流ib(n)。
这里的k1和k2经试验确定，具体可以是：
剩下的当前第三相电流ic(n)即可由其他当前两相电流计算出来，按照上述计算系数k1和k2计算出来的各相电流如下：
ia(n)＝Idc；
ic(n)＝-ia(n)-ib(n)。
同理可得当参考电压矢量Vref位于其他扇区时，各相电流计算如下：
当处于第1扇区时，
ic(n)＝Idc；
ib(n)＝-ia(n)-ic(n)。
当处于第2扇区时，
ib(n)＝Idc；
ia(n)＝-ib(n)-ic(n)。
当处于第3扇区时，
ia(n)＝Idc；
ic(n)＝-ib(n)-ia(n)。
当处于第4扇区时，
ic(n)＝Idc；
ib(n)＝-ic(n)-ia(n)。
当处于第5扇区时，
ib(n)＝Idc；
ia(n)＝-ic(n)-ib(n)。
通过上述方法对不能直接检测的相电流基于其上一个扇区中能检测到的此相电流的之前值重新构建，并在构建时合理的选择计算系数k1和k2分别与低通滤波器截止频率ωfil和开关周期Ts计算而成，由于采用了低通滤波器截止频率ωfil参与对第二相电流的计算，使得最终控制电机70运行时其三相绕组的该相电流平滑过渡，避免了现有计算方法参数该相电流过渡时产生畸变失真导致电机运行的不稳定。
以此实现了该相电流准确获取，从而实现了整个三相电流的获取的准确性，以此实现了控制器10控制逆变器40驱动电机运行的准确稳定。
在步骤S250-S260中，控制器10目标转速ωr*和为逆变器供电的直流母线电压Vdc，并根据目标转速ωr*、直流母线电压Vdc以及三相电流ia、ib和ic来生成用于驱动逆变器的调制信号时具体包括：
S261、对目标转速和三相电流进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的电压；以及
S262、根据基于静止坐标系的电压生成参考电压矢量；
S263、根据参考电压矢量位于同一扇区的有效开关电压矢量生成调制信号。
根据上述步骤确定的三相电流ia、ib和ic以及目标转速ωr*进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的目标电压Vα、Vβ，此矢量变换运行属于现有技术，在此不再展开。
根据与参考电压矢量Vref位于同一扇区的有效开关电压矢量生成调制信号时具体通过六方波调整模式，以此输出驱动逆变器40开关管的开关信号，以驱动电机70按照目标转速ωr*运行。六方波调制不同于电压空间矢量调制(SVPWM)，如图6所示的六方波调制下波形示意图，六方波调制在每个开关周期Ts内全部输出一个开关矢量，因而在一个电机的旋转的电周期Tc中按照6个扇区依次输出固定的六种开关矢量，不同于SVPWM方式下每个开关周期需要多个矢量进行合成。其中A+、B+和C+为逆变器中驱动上管导通的信号波形，Va、Vb和Vc为加载在电机70的三相绕组上的电压波形，因而六方波调制相对电压空间矢量调制要简单。
当母线电压极低时，采用六方波调制方式输出的电机电压幅值可达到0.636被母线电压，而电压空间矢量调制最大只能达到0.577倍直流母线电压，因此六方波调制对母线的电压利用率比电压空间矢量调制要提高10％左右，以此能提升直流母线的电压利用率。
本发明的用于单电阻采样的电机驱动控制方法，通过对所述控制器产生的参考电压矢量的幅值与预设值进行比较，在幅值大于或等于预设值的情况下，根据参考电压矢量的角度确定参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，其中每一个扇区被定义为由逆变器的有效空间电压矢量中的一个有效空间电压矢量作为扇区平分线，并获取为逆变器供电的直流母线电流，根据直流母线电流和所在扇区确定电机的三相电流，接着获取目标转速和为逆变器供电的直流母线电压，最后根据目标转速、直流母线电压以及三相电流来生成用于驱动逆变器的调制信号，以控制电机运行。
由于通过对不能采样的相电流根据不同的扇区进行不同重构计算，相对现有的对不能采用的相电流采样计算方案能实现该相电流的获取的准确性，避免了现有技术中的误差过大导致实际电机运行的该相电流存在畸变失真，使得最终电机运行出现不稳定问题。
本发明的实施例还提出一种基于单电阻采样的电机驱动控制装置，该电机驱动控制装置应用于电机驱动电路，该电机驱动电路如图1所示，包括整流模块20、滤波模块80，其中整流模块20将输入的交流电整流成脉动直流电，该电路可以是图中的桥式整流电路；滤波模块80对整流模块20输出的脉动直流电进行滤波，转换成平滑直流电该滤波模块80主要由大容量的电解电容(如400uF/450V)，并通过连接直流母线对逆变器40进行供电，还可以进一步包括PFC模块30，连接于整流模块20和滤波模块80之间，用于对整流模块输出的脉动直流电进行功率因素校正。
该电机70驱动控制装置包括：逆变器40，用于将输入的直流母线电源转换成三相交流电，以驱动电机70运行；
电压采样模块60，用于采集对逆变器40供电的直流母线电压Vdc；
电流采样模块50，用于采集直流母线电流Idc；
控制器10，用于根据直流母线电压Vdc和直流母线电流Idc进行计算，最后生成驱动逆变器40工作的调制信号，控制器10包括：
六方波电流重构部13，被配置成：对控制器产生的参考电压矢量Vref的幅值与预设值进行比较，在幅值大于或等于预设值的情况下，根据参考电压矢量Vref的角度确定参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，其中每一个扇区被定义为由逆变器40的有效开关电压矢量中的一个有效开关电压矢量作为扇区平分线；获取为逆变器供电的直流母线电流Idc，根据直流母线电流Idc和所在扇区确定电机70的三相电流。
矢量运算部11，被配置成：获取当前的目标转速ωr*，并对目标转速ωr*和三相电流进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的电压Vα、Vβ；
六方波调制部12，被配置成：根据基于静止坐标系的电压生成参考电压矢量Vref，并根据参考电压矢量Vref位于同一扇区的有效开关电压矢量生成调制信号。
针对图1中的电机驱动电路，其逆变器40在工作时，假设A相上管S1导通状态为Sa，即当A相上管S1导通A相下管关闭时Sa＝1，当A相上管S1关闭A相下管导通Sa＝0，S1和S2为严格互补关系。同理B相上管S3导通状态为Sb，C相上管S5导通状态为Sc。
定义开关矢量为S＝SaSbSc，例如当S＝100时，表示A相上管S1导通，BC相上管关闭，针对逆变器40的六个开关管S1-S6的所有开关矢量对应的非零开关电压矢量V001-V110状态图如图3所示。这六个开关电压矢量幅值相等，由这六个开关电压矢量围成六边形，再对此六边形进行划分为6六个扇区，扇区编号分别为1-6，如图中的虚线所示，其中每个扇区相对该扇区所在的开关电压矢量对称，该开关电压矢量为该扇区的平分线，也即每个扇区的边界线与该开关电压矢量夹角为30°。当逆变器40驱动电机70旋转时，其对应的开关电压矢量依次在扇区1-扇区6进行切换或者扇区6-扇区1进行切换，具体取决于电机的旋转方向，如在电机进行正向旋转时，其开关电压矢量按照逆时针即对应的扇区从扇区1-扇区6进行切换。
在控制器10控制输出驱动信号控制逆变器40驱动电机70运行时，其控制器10内部进行矢量变换计算，实现对不同坐标系下的矢量进行转换，
其中Park逆变换后输出基于两相静止坐标系的电压值Vα、Vβ，通过此电压值Vα、Vβ进一步可生成参考电压矢量Vref，其矢量合成的原理参照图4，参考电压矢量Vref的角度r基于如下公式确定：
参考电压矢量Vref的幅值通过如下公式确定：
对参考电压矢量Vref的幅值与预设值进行比较，在幅值大于或等于预设值的情况下，才根据参考电压矢量的角度r确定参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区。此预设值根据实验确定为一个与Vdc相关的一个值，如可以确定为2Vdc/π，其中Vdc为电压采样模块60采集的直流母线电压值。当参考电压矢量Vref的幅值大于或等于2Vdc/π时，
通过该参考电压矢量Vref的角度r确定扇区以及实际发出的开关电压矢量如图3所示，具体如下：
当30°<＝r<90°时，扇区号K＝1，实际所发开关电压矢量为V110；
当90°<＝r<150°时，扇区号K＝2，实际所发开关电压矢量为V010；
当150°<＝r<210°时，扇区号K＝3，实际所发开关电压矢量为V011；
当210°<＝r<270°时，扇区号K＝4，实际所发开关电压矢量为V001；
当270°<＝r<330°时，扇区号K＝5，实际所发开关电压矢量为V001；
当330°<＝r<360°时，扇区号K＝6，实际所发开关电压矢量为V101。
因为电机驱动电路供电的电源电压Vac很低如针对220V供电制模式下只有120V左右时，此时直流母线电压Vdc也随之很低，导致生成的参考电压矢量Vref的幅值大于上述预设值，为保证此时逆变器40驱动电机70的功率不发生大的改变，此时控制器10需进入六方波调制模块方式，以此提高直流母线电压利用率；在电源电压Vac正常时，仍采用传统的电压空间矢量调制(SVPWM)方式进行调制输出驱动逆变器40运行的调制信号。
控制器10通过电流采样模块50中的逆变器40下桥臂的单电阻R采集直流母线电流Idc，在不同的开关矢量状态下电机70的三相绕组和电流采样模块50的采样电阻R的连接示意图如图5所示，通过该图，可知采样电阻R采集的直流母线电流Idc和三相电流ia、ib和ic在每种开关矢量状态下的关系如下：
在S＝100时，Idc＝-(ib+ic)＝ia；
在S＝110时，Idc＝-ic；
在S＝010时，Idc＝-(ia+ic)＝ib；
在S＝011时，Idc＝-ia；
在S＝001时，Idc＝-(ia+ib)＝ic；
在S＝101时，Idc＝-ib。
通过上述公式可知，在每一种开关矢量状态下，只能直接获取到其中一相电流，如图3中在当前处于第六扇区的开关电压矢量为V100时，只能直接确定一相电流ia，由于另外两相绕组并联，此时可认为ib＝ic＝ia/2。但这样计算得到的电流误差较大，且在扇区切换时有较大的突变。
由于在控制电机70旋转时，其逆变器对应的开关矢量在处于前一个扇区时，其另外一相电流可单独采集，因此此时可根据前一个扇区中可直接采集的电流进行换算，计算得到在当前扇区下的该相电流值，具体如下：
获取参考电压矢量位于当前扇区时可直接采样的当前第一相电流；
获取参考电压矢量位于前一个扇区时可直接采样的之前第二相电流；根据前次第二相电流确定当前第二相电流；
根据之前第二相电流和当前第一相电流确定参考电压矢量位于当前扇区时的当前第二相电流；
根据当前第一相电流和当前第二相电流确定参考电压矢量位于当前扇区时的当前第三相电流。
例如当前位于第六扇区的开关矢量100时，可直接采样到当前第一相电流ia(n)，而在逆变器40控制电机70旋转运行时，其逆变器40输出的开关状态对应的空间开关电压矢量经过的前一个扇区即第5扇区时，其空间开关电压矢量为V101，即此时开关矢量为S＝101时，可直接采集前次第二相电流ib(n-1)，此时当前的第六扇区的当前第二相电流ib(n)可计算为：
ib(n)＝k1*ia(n)+k2*ib(n-1)，其中k1和k2为计算系数。
即此时通过前次第二相电流ib(n-1)和当前的第一相电流ia(n)计算得到当前的第二相电流ib(n)。
这里的k1和k2经试验确定，具体可以是：
剩下的第三相电流ic(n)即可由前面两相计算出来，按照上述计算系数k1和k2计算出来的各相电流如下：
ia(n)＝Idc；
ic(n)＝-ia(n)-ib(n)。
同理可得当参考电压矢量Vref位于其他扇区时，各相电流计算如下：
当处于第1扇区时，
ic(n)＝Idc；
ib(n)＝-ia(n)-ic(n)。
当处于第2扇区时，
ib(n)＝Idc；
ia(n)＝-ib(n)-ic(n)。
当处于第3扇区时，
ia(n)＝Idc；
ic(n)＝-ib(n)-ia(n)。
当处于第4扇区时，
ic(n)＝Idc；
ib(n)＝-ic(n)-ia(n)。
当处于第5扇区时，
ib(n)＝Idc；
ia(n)＝-ic(n)-ib(n)。
通过上述六方波电流重构部13对不能直接检测的相电流基于其上一个扇区中能检测到的此相电流的前次值重新构建，并在构建时合理的选择计算系数k1和k2分别与低通滤波器截止频率ωfil和开关周期Ts计算而成，由于采用了低通滤波器截止频率ωfil参与对第二相电流的计算，使得最终控制电机70运行时其三相绕组的该相电流平滑过渡，避免了现有计算方法参数该相电流过渡时产生畸变失真导致电机运行的不稳定，以此实现了该相电流准确获取，从而实现了整个三相电流的获取的准确性，以此实现了控制器10控制逆变器40驱动电机运行的准确稳定。
矢量运算部11的内部框图如图7所示，矢量运算部11具体包括：
Clarke变换器116：用于对输入的三相电流进行Clarke变换以生成基于两相静止坐标系的电流值Iα和Iβ；
Park变换器115，用于根据电流值Iα和Iβ进行Park变换以生成基于两相旋转坐标系的电流值Id和Iq；
位置/速度观测器114，用于对电机的转子位置进行估计以获得电机的转子角度估计值θr和电机速度估计值ωr；
速度调节器111，用于根据电机目标转速值ωr*、电机速度估计值计算Q轴给定电流值Iq*和D轴给定电流值Id*；
电流调节器112，用于根据电机速度估计值ωr、Q轴给定电流值Iq*、D轴给定电流值Id*、电流值Id和Iq生成Q轴给定电压值V q和D轴给定电压值V d；
Park逆变换器113，用于根据转子角度估计值θr、Q轴给定电压值V q和D轴给定电压值V d进行Park逆变换以生成基于静止坐标系的电压值Vα和Vβ。
关于上述进行坐标系转换的具体公式为现有技术，在此不再展开。
控制器10目标转速ωr*和为逆变器供电的直流母线电压Vdc，并根据目标转速ωr*、直流母线电压Vdc以及三相电流ia、ib和ic来生成用于驱动逆变器的调制信号时具体包括：
对目标转速和三相电流进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的电压；以及
根据基于静止坐标系的电压生成参考电压矢量；
根据参考电压矢量位于同一扇区的有效开关电压矢量生成调制信号。
根据与参考电压矢量Vref位于同一扇区的有效开关电压矢量生成调制信号时具体通过六方波调整模式，以此输出驱动逆变器40开关管的开关信号，以驱动电机70按照目标转速ωr*运行。六方波调制不同于电压空间矢量调制(SVPWM)，如图6所示的六方波调制下波形示意图，六方波调制在每个开关周期Ts内全部输出一个开关矢量，因而在一个电机的旋转的电周期Tc中按照6个扇区依次输出固定的六种开关矢量，不同于SVPWM方式下每个开关周期需要多个矢量进行合成。其中A+、B+和C+为逆变器中驱动上管导通的信号波形，Va、Vb和Vc为加载在电机70的三相绕组上的电压波形，因而六方波调制相对电压空间矢量调制要简单。
当母线电压极低时，采用六方波调制方式输出的电机电压幅值可达到0.636被母线电压，二SVPWM最大只能达到0.577倍直流母线电压，因此六方波调制对母线的电压利用率比SVPWM要提高10％左右，以此能提升直流母线的电压利用率。
本发明的基于单电阻采样的电机驱动控制装置，通过六方波电流重构部对控制器产生的参考电压矢量Vref的幅值与预设值进行比较，在幅值大于或等于预设值的情况下，根据参考电压矢量Vref的角度确定参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，其中每一个扇区被定义为由逆变器的有效开关电压矢量中的一个有效开关电压矢量作为扇区平分线；获取为逆变器供电的直流母线电流Idc，根据直流母线电流Idc和所在扇区确定电机70的三相电流，接着获取当前的目标转速ωr*，并对目标转速ωr*和三相电流进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的电压Vα、Vβ，最后从电压采样模块60获取直流母线电压Vdc，根据基于静止坐标系的电压生成参考电压矢量Vref；根据参考电压矢量Vref位于同一扇区的有效开关电压矢量生成调制信号，以根据调制信号控制逆变器驱动电机运行。由于通过对不能采样的相电流根据不同的扇区进行不同重构计算，相对现有的对不能采用的相电流采样计算方案能实现该相电流的获取的准确性，避免了现有技术中的误差过大导致实际电机运行的该相电流存在畸变失真，使得最终电机运行出现不稳定问题。
本发明还提出一种电机驱动电路，该电机驱动电路如图1所示，包括整流模块20、滤波模块80和上述的基于单电阻采样的电机驱动控制装置，还可以进一步包括PFC模块30，连接于整流模块20和滤波模块80之间，用于对整流模块输出的脉动直流电进行功率因素校正。
本发明还提出一种变频空调器，该变频空调器包括上述的电机驱动电路。
值得说明的是上述电机驱动电路除了用于变频空调器，还可以用在其他变频控制的家电如变频冰箱、变频洗衣机等家电设备上。
本发明的实施例还提供了计算机程序产品，包括程序指令，该程序指令被控制器执行时使得控制器能够实现上述实施例中的任意的用于单电阻采样的电机驱动控制方法。
本发明的实施例还提供了存储介质，其上存储有计算机可读指令，该计算机可读指令被控制器执行时使得控制器能够执行上述实施例中的任意的用于单电阻采样的电机驱动控制方法。
本领域技术人员可以理解实现上述实施方式方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一个(可以是单片机，芯片等)或处理器(processor)执行本申请各个实施方式所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
在本说明书的描述中，参考术语“第一实施例”、“第二实施例”、“示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体方法、装置或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、方法、装置或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
Claims (8)
1.一种电机驱动控制方法，电机驱动电路包括控制器和逆变器，其特征在于，所述控制方法包括：
将所述控制器产生的参考电压矢量的幅值与预设值进行比较；
在所述幅值大于或等于所述预设值的情况下：
根据所述参考电压矢量的角度确定所述参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，其中每一个扇区被定义为由所述逆变器的有效开关电压矢量中的一个有效开关电压矢量作为扇区平分线；
获取为所述逆变器供电的直流母线电流；
根据所述直流母线电流和所述所在扇区确定所述电机的三相电流；
获取所述电机的目标转速；
根据所述目标转速和所述三相电流来生成用于驱动所述逆变器的调制信号，以控制所述电机运行；
所述根据所述直流母线电流和所述所在扇区确定所述电机的三相电流包括：
获取所述参考电压矢量所在的当前扇区中的有效开关电压矢量，根据所述当前扇区中的有效开关电压矢量、由可直接采样的所述直流母线电流获得当前第一相电流；
获取所述参考电压矢量所在的前一个扇区中的有效开关电压矢量，根据所述前一个扇区中的有效开关电压矢量、由可直接采样的所述直流母线电流获得之前第二相电流；
根据所述之前第二相电流和所述当前第一相电流确定所述参考电压矢量位于当前扇区时的当前第二相电流；
根据所述当前第一相电流和所述当前第二相电流确定所述参考电压矢量位于当前扇区时的当前第三相电流。
2.如权利要求1所述的电机驱动控制方法，其特征在于，所述根据所述目标转速和所述三相电流来生成用于驱动所述逆变器的调制信号包括：
对所述目标转速和所述三相电流进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的参考电压；以及
根据所述基于静止坐标系的电压生成所述参考电压矢量；
根据与所述参考电压矢量位于同一扇区的有效开关电压矢量生成所述调制信号。
3.如权利要求1所述的电机驱动控制方法，其特征在于，还包括：
在所述幅值小于所述预设值的情况下，使用电压空间矢量脉宽调制SVPWM来生成用于驱动所述逆变器的调制信号，以控制所述电机运行。
4.如权利要求1所述的电机驱动控制方法，其特征在于，所述预设值为二倍直流母线电压除以π。
5.一种电机驱动控制装置，其特征在于，所述电机驱动控制装置包括：
逆变器，用于将输入的直流电转换成三相交流电，以驱动所述电机运行；
电压采样模块，用于采集为所述逆变器供电的直流母线电压；
电流采样模块，用于采集为所述逆变器供电的直流母线电流；
控制器，被配置成：
将所述控制器产生的参考电压矢量的幅值与预设值进行比较；
在所述幅值大于或等于所述预设值的情况下：
根据所述参考电压矢量的角度确定所述参考电压矢量在连续的具有相同扇区角的多个扇区中所在的扇区，其中每一个扇区被定义为由所述逆变器的有效开关电压矢量中的一个有效开关电压矢量作为扇区平分线；
获取所述直流母线电流；
根据所述直流母线电流和所述所在扇区确定所述电机的三相电流；
获取当前的目标转速，并对所述目标转速和所述三相电流进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的电压；
获取所述电机的目标转速；
根据所述目标转速和所述三相电流来生成用于驱动所述逆变器的调制信号，以控制所述电机运行；
所述根据所述直流母线电流和所述所在扇区确定所述电机的三相电流包括：
获取所述参考电压矢量所在的当前扇区中的有效开关电压矢量，根据所述当前扇区中的有效开关电压矢量、由可直接采样的所述直流母线电流获得当前第一相电流；
获取所述参考电压矢量所在的前一个扇区中的有效开关电压矢量，根据所述前一个扇区中的有效开关电压矢量、由可直接采样的所述直流母线电流获得之前第二相电流；
根据所述之前第二相电流和所述当前第一相电流确定所述参考电压矢量位于当前扇区时的当前第二相电流；
根据所述当前第一相电流和所述当前第二相电流确定所述参考电压矢量位于当前扇区时的当前第三相电流。
6.如权利要求5所述的电机驱动控制装置，其特征在于，所述根据所述目标转速和所述三相电流来生成用于驱动所述逆变器的调制信号包括：
对所述目标转速和所述三相电流进行矢量变换运算，以生成基于静止坐标系的电压；以及
根据所述基于静止坐标系的电压生成所述参考电压矢量；
根据与所述参考电压矢量位于同一扇区的有效开关电压矢量生成所述调制信号。
7.如权利要求5所述的电机驱动控制装置，其特征在于，所述预设值为二倍所述直流母线电压除以π。
8.一种电机驱动电路，所述电机驱动电路包括整流模块、滤波模块，其特征在于，所述电机驱动电路还包括权利要求5-7任一项所述的电机驱动控制装置；
所述整流模块用于对输入到所述电机驱动电路的交流电进行整流输出脉动直流电；
所述滤波模块连接所述整流模块，用于对所述脉动直流电进行滤波，输出平滑直流电，所述滤波模块连接直流母线，并通过所述直流母线为所述电机驱动控制装置进行供电。
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