CN113872478B - 电机转速调节方法、装置、设备和存储介质 - Google Patents

电机转速调节方法、装置、设备和存储介质 Download PDF

Info

Publication number
CN113872478B
CN113872478B CN202111135925.3A CN202111135925A CN113872478B CN 113872478 B CN113872478 B CN 113872478B CN 202111135925 A CN202111135925 A CN 202111135925A CN 113872478 B CN113872478 B CN 113872478B
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
time length
duration
determining
minimum
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202111135925.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113872478A (zh
Inventor
刘文龙
黄招彬
赵鸣
龙谭
胡斌
曾贤杰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
GD Midea Air Conditioning Equipment Co Ltd
Foshan Shunde Midea Electric Science and Technology Co Ltd
Original Assignee
GD Midea Air Conditioning Equipment Co Ltd
Foshan Shunde Midea Electric Science and Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by GD Midea Air Conditioning Equipment Co Ltd, Foshan Shunde Midea Electric Science and Technology Co Ltd filed Critical GD Midea Air Conditioning Equipment Co Ltd
Priority to CN202111135925.3A priority Critical patent/CN113872478B/zh
Publication of CN113872478A publication Critical patent/CN113872478A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113872478B publication Critical patent/CN113872478B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control

Abstract

本申请公开了一种电机转速调节方法、装置、设备和存储介质。该方法包括：在脉宽调制的第一模式下，基于上一PWM周期的三相电流值计算当前的三相占空比；基于三相占空比确定进入脉宽调制的不可观测区；将控制模式由第一模式切换至六步方波法控制的第二模式；在第二模式下，基于导通角调整电机的转速。可以在过调制区不受限于最大占空比调节电机的转速，可以在满足电流采样的前提下，提高电机的转速调节能力，进而可以在母线电压不变的情形下，增大电机的输出转矩，提高电源电压利用率。

Description

电机转速调节方法、装置、设备和存储介质
技术领域
本申请涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种电机转速调节方法、装置、设备和存储介质。
背景技术
随着节能降耗技术的积极推广，电机控制的节能技术日益受到重视。例如，变频空调器采用具有损耗小、效率高的永磁同步电机(Permanent Magnetic SynchronousMachine，PMSM)。
变频器驱动永磁同步电机时，变频器的三相桥式逆变器可以采用SVPWM(SpaceVector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制)方式控制。SVPWM源于交流电动机定子磁链跟踪的思想，易于数字控制器的实现，且输出电流波形好、直流环节电压利用率高等优点。
传统的SVPWM控制系统中，由于需要测量三相的交流电信号作为反馈，实现电流的闭环控制，即变频器的交流侧需要设置三个电流传感器，导致成本高、结构复杂及体积大，不利于集成化。采用单电流传感器来完成三相电流的重构成为研究的热点。
在实际应用中，为了提高三相桥式逆变器的输出电压，以在电机控制中增大电机的最大输出转矩，往往需要采用过调制技术。然而，由于发生过调制现象时，空间矢量落在不可观测区，为了保证每个PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)周期可以采样到两相相电流值，需要在不可观测区进行移相处理，保证一个PWM内采样到两相相电流。通过判断占空比的中间相，将中间相进行移相，来保证电流采样窗口，其中，最大相的占空比设置要保证电流采样的要求，其对应的最大占空比输出为(Tpwm-Tmin)/Tpwm，其中，Tpwm为PWM周期的时长，Tmin为电流采样的最小采样时长，因此，受限于最大占空比，电机的转速将无法上升，导致电压利用率有所损失。
发明内容
有鉴于此，本申请实施例提供了一种电机转速调节方法、装置、设备和存储介质，旨在满足电流采样的前提下，提高电机的转速调节能力。
本申请实施例的技术方案是这样实现的：
第一方面，本申请实施例提供了一种电机转速调节方法，包括：
在脉宽调制(PWM)的第一模式下，基于上一PWM周期的三相电流值计算当前的三相占空比；
基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区；
将控制模式由所述第一模式切换至六步方波法控制的第二模式；
在所述第二模式下，基于导通角调整电机的转速；
其中，所述六步方波法用于在六个非零电压矢量之间进行切换控制。
在一些实施方案中，所述基于导通角调整电机的转速，包括：
若采集的电机的当前转速大于目标转速，则基于减少导通角以延迟扇区切换第一设定时长；
若采集的电机的当前转速小于目标转速，则基于增大导通角以提前扇区切换第二设定时长。
在一些实施方案中，所述方法还包括：
基于所述六步方波法中采集的相邻两扇区对应的母线电流值确定当前的三相电流值；
基于所述当前的三相电流值计算三相占空比；
基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区，则继续运行所述第二模式；
基于所述三相占空比确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，则切换至所述第一模式运行；
其中，所述六步方波法中各扇区具有进入之后采集母线电流值的第一采样窗口和退出之前采集母线电流值的第二采样窗口，所述相邻两扇区对应的母线电流值包括上一扇区的所述第二采样窗口的母线电流值和当前扇区的所述第一采样窗口的母线电流值。
在一些实施方案中，所述基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区，包括：
基于所述三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入所述脉宽调制的不可观测区。
在一些实施方案中，所述基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入所述脉宽调制的不可观测区，包括以下之一：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长且所述PWM周期的时长与所述中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于所述最小采样时长且所述中间相的高电平时长及最小相的高电平时长均小于所述最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长且所述PWM周期的时长与所述中间相的高电平时长之差大于或等于所述最小采样时长；
其中，所述最大相为三相线路中占空比最大的相，所述最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，所述中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
在一些实施方案中，所述基于所述三相占空比确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，包括：
基于所述三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入所述脉宽调制的不可观测区。
在一些实施方案中，所述基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，包括：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长且所述中间相的高电平时长及最小相的高电平时长中的至少一个大于或等于所述最小采样时长；
其中，所述最大相为三相线路中占空比最大的相，所述最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，所述中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
第二方面，本申请实施例提供了一种电机转速调节装置，包括：
占空比计算模块，用于在脉宽调制(PWM)的第一模式下，基于上一PWM周期的三相电流值计算当前PWM周期的三相占空比；
确定模块，用于基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区；
模式切换模块，用于将控制模式由所述第一模式切换至六步方波法控制的第二模式；
转速调节模块，用于在所述第二模式下，基于导通角调整电机的转速；
其中，所述六步方波法用于在六个非零电压矢量之间进行切换控制。
在一些实施方案中，所述转速调节模块具体用于：
若采集的电机的当前转速大于目标转速，则基于减少导通角以延迟扇区切换第一设定时长；
若采集的电机的当前转速小于目标转速，则基于增大导通角以提前扇区切换第二设定时长。
在一些实施方案中，所述电机转速调节装置还包括：
电流重构模块，用于基于所述六步方波法中采集的相邻两扇区对应的母线电流值确定当前的三相电流值；
所述占空比计算模块还用于基于所述当前的三相电流值计算三相占空比；
所述确定模块还用于基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区或者确定未进入所述脉宽调制的不可观测区；
相应地，所述模式切换模块用于若确定进入所述脉宽调制的不可观测区，则继续运行所述第二模式；或者，若确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，则切换至所述第一模式运行。
在一些实施方案中，所述确定模块具体用于：
基于所述三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入所述脉宽调制的不可观测区。
在一些实施方案中，所述确定模块基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入所述脉宽调制的不可观测区，包括以下之一：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长且所述PWM周期的时长与所述中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于所述最小采样时长且所述中间相的高电平时长及最小相的高电平时长均小于所述最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长且所述PWM周期的时长与所述中间相的高电平时长之差大于或等于所述最小采样时长；
其中，所述最大相为三相线路中占空比最大的相，所述最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，所述中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
在一些实施方案中，所述确定模块具体用于：
基于所述三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入所述脉宽调制的不可观测区。
在一些实施方案中，所述确定模块基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，包括：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长且所述中间相的高电平时长及最小相的高电平时长中的至少一个大于或等于所述最小采样时长；
其中，所述最大相为三相线路中占空比最大的相，所述最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，所述中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
第三方面，本申请实施例提供了一种电机转速调节设备，包括：处理器和用于存储能够在处理器上运行的计算机程序的存储器，其中，
所述处理器，用于运行计算机程序时，执行本申请实施例所述方法的步骤。
在一些实施方案中，该电机转速调节设备还包括：母线电流采集装置，用于获取母线电流的采样值，并发送所述采样值给所述处理器。
第四方面，本申请实施例提供了一种存储介质，所述存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，实现本申请实施例所述方法的步骤。
本申请实施例提供的技术方案，基于三相占空比确定进入脉宽调制的不可观测区，将控制模式由脉宽调制的第一模式切换至六步方波法控制的第二模式，并在第二模式下，基于导通角调整电机的转速，可以在过调制区不受限于最大占空比调节电机的转速，可以在满足电流采样的前提下，提高电机的转速调节能力，进而可以在母线电压不变的情形下，增大电机的输出转矩，提高电源电压利用率。
附图说明
图1为应用本申请实施例三相电流重构方法的系统的结构示意图；
图2为空间电压矢量的分布示意图；
图3为本申请实施例中空间电压矢量不可观测区的原理示意图；
图4为相关技术中基于移相处理的原理示意图；
图5为本申请实施例中六步方波法控制的原理示意图；
图6为本申请实施例电机转速调节方法的流程示意图；
图7为本申请实施例中六步方波法控制的电流采样示意图；
图8为本申请一应用示例电机转速调节方法的流程示意图；
图9为本申请实施例电机转速调节装置的结构示意图；
图10为本申请实施例电机转速调节设备的结构示意图；
图11为本申请实施例六步方波法中导通角调整的示意图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本申请再作进一步详细的描述。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。
在对本申请实施例电机转速调节方法进行说明之前，先对应用该电机转速调节方法的系统进行示例性地说明。
如图1所示，该系统包括：电机M、三相桥式逆变器101、直流电源DC及母线电流采集装置102。
示例性地，直流电源DC的正极与负极之间还连接电容C1。直流电源DC供应的直流电经三相桥式逆变器101转换为电机M的三相电源，该电机M可以为PMSM。该三相桥式逆变器101可以由变频器采用SVPWM方式控制。其中，母线电流采集装置102可以采用典型的单电阻采样电路，例如，包括接入至直流电源DC的负极与三相桥式逆变器101之间的电阻R1，电阻R1的两端电压经运算放大器传递至AD转换电路，由AD转换电路转换生成母线电流，该母线电流用于后续的三相电流重构，进而将重构的三相交流电流作为反馈以实现电流的闭环控制。
可以理解的是，三相桥式逆变器采用SVPWM调制方式控制，有8种开关工作状态，包括6个非零电压矢量(V1-V6)和2个零电压矢量(V0和V7)，其将电压空间平面分成六边形如图2所示。相电流重构的基本原理是利用1个PWM周期内在不同的时刻采样的母线电流，得到各个相电流。直流母线的电流与三相电流的关系由瞬时开关量的状态决定，关系如表1所示。
表1
电压矢量 相电流 电压矢量 相电流
V1 Ic V5 -Ib
V2 Ib V6 -Ic
V3 -Ia V0 0
V4 Ia V7 0
在实际应用中，考虑到母线电流的采样需满足采样窗口，即要求非零电压矢量必须持续1个最小采样时长Tmin，Tmin＝Td+Tset+TAD，其中，Td表示上下桥臂的死区时长，Tset表示母线电流建立时长，TAD表示采样转换时长。
如图3所示，当输出的电压矢量处于低调制区或非零电压矢量附近时，在1个PWM周期内可能存在非零电压矢量的持续时长小于Tmin的情况。这种情况使采样的母线电流毫无意义。本申请实施例中，将在一个PWM周期内不能采样到两相不同相电流(即两个非零电压矢量对应的母线直流)的区域统称为不可观测区。
相关技术中，为了保证每个PWM周期可以采样到两相相电流，需要在不可观测区通过移相处理，保证一个PWM周期内采样到两相相电流。例如，如图4所示，示例性地，三相线路包括：a相、b相及c相线路，原有的T1的采样窗口小于Tmin，将通过移相处理，将b相的高电平右移Tshift，可以使得移相后的T1的采样窗口等于Tmin。
当不可观测区为过调制区域时，例如，图3所示的六边形的内切圆之外的区域，会出现移相移出PWM周期导致不能满足有效矢量电压的问题，然而，如果为了保证矢量电压的PWM周期，则会出现无法提供采样窗口的情况，导致无法在一个PWM周期内采集到两相相电流。
基于此，最大相的占比设置要保证电流采样的要求，其对应的最大占空比输出为(Tpwm-Tmin)/Tpwm，其中，Tpwm为PWM周期的时长，Tmin为电流采样的最小采样时长，因此，受限于最大占空比，电机的转速将无法上升，导致电压利用率有所损失。
本申请各种实施例中，提出了一种电机转速调节方法，在过调制区，可以切换至六步方波(Six Step Square Wave)法进行调制控制，电压矢量运行在图3所示的六边形的六个顶点并交替切换，即在六个非零电压矢量之间进行切换控制，具体的脉冲波形如如图5所示。
如图6所示，本申请实施例电机转速调节方法，包括：
步骤601，在脉宽调制的第一模式下，基于上一PWM周期的三相电流值计算当前的三相占空比。
这里，脉宽调制可以为SVPWM、SPWM(正弦波脉宽调制)或者CFPWM(电流跟踪脉宽调制)方式。
下面以SVPWM方式为例，示例性地，三相占空比的计算过程如下：
1)、获取上一PWM周期的三相电流值ia、ib、ic，其中，ia为a相线路对应的相电流，ib为b相线路对应的相电流，ic为c相线路对应的相电流；
2)、通过速度位置估算模块确定电机转子的磁场角度θ和速度ω；
3)、对三相电流值ia、ib、ic通过clark(克拉克)变换及park(派克)变换得到id、iq，其中，clark变换用于将abc三轴坐标系变换到静止的αβ坐标系，park变换用于将静止的αβ坐标系转换为旋转的dq坐标系，id为转换后的d轴的电流值，iq为转换后的q轴的电流值；
4)、基于电机转子的磁场角度θ和速度ω转换得到d轴和q轴的给定电流值，基于该给定电流值和步骤3)中得到的id、iq，通过PID(比例积分微分)运算，得到Vd、Vq，其中，Vd为d轴的调制电压，Vq为q轴的调制电压；
5)、对Vd、Vq通过逆park变换，得到Vα、Vβ，其中，Vα为α轴的调制电压，Vβ为β轴的调制电压；
6)、对Vα、Vβ通过SV矢量运算，得到Va、Vb、Vc，其中，Va为a轴的调制电压，Vb为a轴的调制电压，Vc为a轴的调制电压；
7)、通过母线电压以及得到Va、Vb、Vc计算出三相占空比dutya、dutyb、dutyc，其中，dutya为a相的占空比，dutyb为b相的占空比，dutyc为c相的占空比。
步骤602，基于三相占空比确定进入脉宽调制的不可观测区。
步骤603，将控制模式由第一模式切换至六步方波法控制的第二模式。
步骤604，在第二模式下，基于导通角调整电机的转速。
这里，六步方波法用于在六个非零电压矢量之间进行切换控制(如图5所示)。
可以理解的是，本申请实施例中，基于三相占空比确定进入脉宽调制的不可观测区，将控制模式由脉宽调制的第一模式切换至六步方波法控制的第二模式，并在第二模式下，基于导通角(Lead Angle)调整电机的转速，可以在过调制区不受限于最大占空比调节电机的转速，可以在满足电流采样的前提下，提高电机的转速调节能力，进而可以在母线电压不变的情形下，增大电机的输出转矩，提高电源电压利用率。该导通角是指一个调制周期内处于导通态的电角度。由于电机线圈是感性负载，所以相对于线圈上的加载电压，线圈里的电流会有一定的时延，即形成导通角，该导通角这会影响电机的效率和产生噪音震动等。
可以理解的是，本申请实施例中，当处于不可观测区时，电机的控制方式切换至六步方波法控制，且转速的调节方式不再基于脉宽调制的调整占空比的方式，而是更改为调整导通角，例如，如图11所示，基于导通角的调整，使得x相线路提前Tv1切换，y相线路提前Tv2切换，即改变换向时刻来调整电机转速，可以在过调制区不受限于最大占空比调节电机的转速，可以在满足电流采样的前提下，提高电机的转速调节能力，进而可以在母线电压不变的情形下，增大电机的输出转矩，提高电源电压利用率。
示例性地，基于导通角调整电机的转速，包括：
若采集的电机的当前转速大于目标转速，则基于减少导通角以延迟扇区切换第一设定时长；
若采集的电机的当前转速小于目标转速，则基于增大导通角以提前扇区切换第二设定时长。
这里，可以基于转速传感器采集电机的当前转速，目标转速可以为控制器基于转速指令确定的转速，若采集的电机的当前转速小于目标转速，则增大导通角，以提前实现扇区切换；若采集的电机的当前转速大于目标转速，则减少导通角，以延迟扇区切换，从而实现基于改变换向时刻来调整电机的转速。示例性地，第一设定时长可以为一个或者多个微秒，第二设定时长可以为一个或者多个微秒。
在一些实施方案中，该方法还包括：
基于六步方波法中采集的相邻两扇区对应的母线电流值确定当前的三相电流值；
基于当前的三相电流值计算三相占空比；
基于三相占空比确定进入脉宽调制的不可观测区，则继续运行第二模式；
基于三相占空比确定未进入脉宽调制的不可观测区，则切换至第一模式运行。
这里，六步方波法中各扇区具有进入之后采集母线电流值的第一采样窗口和退出之前采集母线电流值的第二采样窗口，相邻两扇区对应的母线电流值包括上一扇区的第二采样窗口的母线电流值和当前扇区的第一采样窗口的母线电流值。
可以理解的是，本申请实施例方法，基于控制模式的切换，可以实现空间矢量落在不可观测区时，三相电流的重构，尤其是在过调制区，可以在满足有效电压矢量的基础上，实现三相电流重构，进而可以在母线电压不变的情形下，增大电机的输出转矩，提高电源电压利用率。
示例性地，如图7所示，六步方波法中各扇区分别具有第一采样窗口和第二采样窗口，其中，第一采样窗口的采样启动时刻对应图7中的t2，第二采样窗口的采样启动时刻对应图7中的t1。第一采样窗口和第二采样窗口均至少大于或等于最小采样时长。如此，可以基于上一扇区的t1采样对应的母线电流值和当前扇区的t2采样对应的母线电流值，还原当前的三相电流值。
可以理解的是，基于当前的三相电流值计算三相占空比的过程可以参照前述步骤601的具体描述，在此不再赘述。如此，可以基于计算的三相占空比判断下周期是否切换至SVPWM或者保持六步方波法进行控制。
示例性地，基于三相占空比确定进入脉宽调制的不可观测区，包括：
基于三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入脉宽调制的不可观测区。
示例性地，假定Tp为PWM周期的时长，则a相的高电平时长Ta＝Tp*dutya，b相的高电平时长Tb＝Tp*dutyb，c相的高电平时长Tc＝Tp*dutyc。
在一些实施例中，基于各相线路的高电平时长、PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入脉宽调制的不可观测区，包括以下之一：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于最小采样时长且PWM周期的时长与中间相的高电平时长之差小于最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长且中间相的高电平时长及最小相的高电平时长均小于最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于最小采样时长且PWM周期的时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长；
其中，最大相为三相线路中占空比最大的相，最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
可以理解的是，当最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于最小采样时长且PWM周期的时长与中间相的高电平时长之差小于最小采样时长时，三相占空比中存在两相占空比均较大的情形；当最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长且中间相的高电平时长及最小相的高电平时长均小于最小采样时长时，三相占空比中存在两相占空比均较小的情形，此时无法通过移相处理实现两相电流的采集。基于本申请实施例的方法，在六步方波法控制下，可以重构当前的三相电流值，从而实现电机的矢量控制。
可以理解的是，当最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于最小采样时长且PWM周期的时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长时，可以基于对中间相进行移相处理，从而在PWM周期内采样到两相相电流，实现三相电流的重构，亦可以基于本申请实施例的方法实现三相电流的重构，本申请实施例对此不做限定。
示例性地，基于三相占空比确定未进入脉宽调制的不可观测区，包括：
基于三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入脉宽调制的不可观测区。
在一些实施例中，基于各相线路的高电平时长、PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入脉宽调制的不可观测区，包括：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长且中间相的高电平时长及最小相的高电平时长中的至少一个大于或等于最小采样时长；
其中，最大相为三相线路中占空比最大的相，最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
可以理解的是，此时空间矢量处于可观测区的情形，可以切换至FOC(field-oriented control，磁场导向控制)的脉宽调制控制，在PWM周期内可以直接采样两相相电流，基于采集的两相相电流重构当前PWM周期的三相电流值。
下面结合一应用示例对本申请实施例的电机转速调节方法进行举例说明。
如图8所示，该电机转速调节方法可以包括：
步骤801，计算当前的三相占空比和采样窗口的大小。
示例性地，在脉宽调制的控制下，可以基于上一PWM周期的三相电流值计算当前PWM周期的三相占空比，具体可以参照前述的描述，在此不再赘述。
这里，采样窗口的大小即非零电压矢量必须持续的最小采样时长Tmin，Tmin＝Td+Tset+TAD，其中，Td表示上下桥臂的死区时长，Tset表示母线电流建立时长，TAD表示采样转换时长。
步骤802，判断是否进入不可观测区，若否，则执行步骤803，然后返回步骤801，若是，则执行步骤804。
示例性地，可以基于三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；再基于各相线路的高电平时长、PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长判断是否进入不可观测区。
步骤803，常规SVPWM控制。
可以理解的是，在常规SVPWM控制下，在可观测区可以基于采集的两个非零电压矢量的母线电流值重构当前的三相电流值，并返回步骤801。
步骤804，切换至六步方波法进行控制。
步骤805，判断电机的转速是否需要微调，若是，则执行步骤806；若否，则执行步骤807；
步骤806，基于导通角调制电机的转速。
这里，可以基于转速调节的需求，调整导通角，若采集的电机的当前转速大于目标转速，则基于减少导通角以延迟扇区切换第一设定时长；若采集的电机的当前转速小于目标转速，则基于增大导通角以提前扇区切换第二设定时长。然后，执行步骤808。
步骤807，维持当前的导通角。
通过维持当前的导通角，使得电机的转速维持稳定，并执行步骤808。
步骤808，在六步方波法中基于母线电流值确定当前的三相电流值。
这里，基于六步方波法确定当前的三相电流值，并返回步骤801。
可以理解的是，本应用示例中，对于电压矢量在过调制区域时，在不可观测区，可以切换至六步方波法进行控制，转速的调节方式不再基于脉宽调制的调整占空比的方式，而是更改为调整导通角，即改变换向时刻来调整电机转速，可以在过调制区不受限于最大占空比调节电机的转速，可以在满足电流采样的前提下，提高电机的转速调节能力，进而可以在母线电压不变的情形下，增大电机的输出转矩，提高电源电压利用率。此外，在六步方波法中基于采集的相邻两个扇区的母线电流值确定当前的三相电流值，从而可以满足过调制区基于母线电流实现三相电流重构的需求。
为了实现本申请实施例的方法，本申请实施例还提供一种电机转速调节装置，该电机转速调节装置与上述电机转速调节方法对应，上述电机转速调节方法实施例中的各步骤也完全适用于本电机转速调节装置实施例。
如图9所示，该电机转速调节装置包括：占空比计算模块901、确定模块902、模式切换模块903及转速调节模块904。
占空比计算模块901用于在脉宽调制的第一模式下，基于上一PWM周期的三相电流值计算当前PWM周期的三相占空比；
确定模块902用于基于三相占空比确定进入脉宽调制的不可观测区；
模式切换模块903用于将控制模式由第一模式切换至六步方波法控制的第二模式；
转速调节模块904用于在第二模式下，基于导通角调整电机的转速；
其中，六步方波法用于在六个非零电压矢量之间进行切换控制。
在一些实施例中，转速调节模块904具体用于：
若采集的电机的当前转速大于目标转速，则基于减少导通角以延迟扇区切换第一设定时长；
若采集的电机的当前转速小于目标转速，则基于增大导通角以提前扇区切换第二设定时长。
在一些实施例中，电机转速调节装置还包括：
电流重构模块905，用于基于六步方波法中采集的相邻两扇区对应的母线电流值确定当前的三相电流值；
占空比计算模块901还用于基于当前的三相电流值计算三相占空比；
确定模块902还用于基于三相占空比确定进入脉宽调制的不可观测区或者确定未进入脉宽调制的不可观测区；
相应地，模式切换模块903用于若确定进入脉宽调制的不可观测区，则继续运行第二模式；或者，若确定未进入脉宽调制的不可观测区，则切换至第一模式运行。
在一些实施例中，确定模块902具体用于：
基于三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入脉宽调制的不可观测区。
在一些实施例中，确定模块902基于各相线路的高电平时长、PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入脉宽调制的不可观测区，包括以下之一：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于最小采样时长且PWM周期的时长与中间相的高电平时长之差小于最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长且中间相的高电平时长及最小相的高电平时长均小于最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于最小采样时长且PWM周期的时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长；
其中，最大相为三相线路中占空比最大的相，最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
在一些实施例中，确定模块902具体用于：
基于三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入脉宽调制的不可观测区。
在一些实施例中，确定模块902基于各相线路的高电平时长、PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入脉宽调制的不可观测区，包括：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长且中间相的高电平时长及最小相的高电平时长中的至少一个大于或等于最小采样时长；
其中，最大相为三相线路中占空比最大的相，最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
实际应用时，占空比计算模块901、确定模块902、模式切换模块903、转速调节模块904及电流重构模块905，可以由电机转速调节设备的处理器来实现。当然，处理器需要运行存储器中的计算机程序来实现它的功能。
需要说明的是：上述实施例提供的电机转速调节装置在进行电机转速调节时，仅以上述各程序模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述处理分配由不同的程序模块完成，即将装置的内部结构划分成不同的程序模块，以完成以上描述的全部或者部分处理。另外，上述实施例提供的电机转速调节装置与电机转速调节方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。
基于上述程序模块的硬件实现，且为了实现本申请实施例的方法，本申请实施例还提供一种电机转速调节设备。图10仅仅示出了该电机转速调节设备的示例性结构而非全部结构，根据需要可以实施图10示出的部分结构或全部结构。
如图10所示，本申请实施例提供的电机转速调节设备1000包括：至少一个处理器1001、存储器1002和用户接口1003。电机转速调节设备1000中的各个组件通过总线系统1004耦合在一起。可以理解，总线系统1004用于实现这些组件之间的连接通信。总线系统1004除包括数据总线之外，还包括电源总线、控制总线和状态信号总线。但是为了清楚说明起见，在图10中将各种总线都标为总线系统1004。
示例性地，该电机转速调节设备1000还包括：母线电流采集装置，用于获取母线电流的采样值，并发送采样值给处理器1001。例如，母线电流采集装置可以为如图1所示的单电阻采样电路。
其中，用户接口1003可以包括显示器、键盘、鼠标、轨迹球、点击轮、按键、按钮、触感板或者触摸屏等。
本申请实施例中的存储器1002用于存储各种类型的数据以支持电机转速调节设备的操作。这些数据的示例包括：用于在电机转速调节设备上操作的任何计算机程序。
本申请实施例揭示的电机转速调节方法可以应用于处理器1001中，或者由处理器1001实现。处理器1001可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，电机转速调节方法的各步骤可以通过处理器1001中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。上述的处理器1001可以是通用处理器、数字信号处理器(DSP，Digital SignalProcessor)，或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。处理器1001可以实现或者执行本申请实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者任何常规的处理器等。结合本申请实施例所公开的方法的步骤，可以直接体现为硬件译码处理器执行完成，或者用译码处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于存储介质中，该存储介质位于存储器1002，处理器1001读取存储器1002中的信息，结合其硬件完成本申请实施例提供的电机转速调节方法的步骤。
在示例性实施例中，电机转速调节设备可以被一个或多个应用专用集成电路(ASIC，Application Specific Integrated Circuit)、DSP、可编程逻辑器件(PLD，Programmable Logic Device)、复杂可编程逻辑器件(CPLD，Complex Programmable LogicDevice)、现场可编程逻辑门阵列(FPGA，Field Programmable Gate Array)、通用处理器、控制器、微控制器(MCU，Micro Controller Unit)、微处理器(Microprocessor)、或者其他电子元件实现，用于执行前述方法。
可以理解，存储器1002可以是易失性存储器或非易失性存储器，也可包括易失性和非易失性存储器两者。其中，非易失性存储器可以是只读存储器(ROM，Read OnlyMemory)、可编程只读存储器(PROM，Programmable Read-Only Memory)、可擦除可编程只读存储器(EPROM，Erasable Programmable Read-Only Memory)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM，Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory)、磁性随机存取存储器(FRAM，ferromagnetic random access memory)、快闪存储器(Flash Memory)、磁表面存储器、光盘、或只读光盘(CD-ROM，Compact Disc Read-Only Memory)；磁表面存储器可以是磁盘存储器或磁带存储器。易失性存储器可以是随机存取存储器(RAM，Random AccessMemory)，其用作外部高速缓存。通过示例性但不是限制性说明，许多形式的RAM可用，例如静态随机存取存储器(SRAM，Static Random Access Memory)、同步静态随机存取存储器(SSRAM，Synchronous Static Random Access Memory)、动态随机存取存储器(DRAM，Dynamic Random Access Memory)、同步动态随机存取存储器(SDRAM，SynchronousDynamic Random Access Memory)、双倍数据速率同步动态随机存取存储器(DDRSDRAM，Double Data Rate Synchronous Dynamic Random Access Memory)、增强型同步动态随机存取存储器(ESDRAM，Enhanced Synchronous Dynamic Random Access Memory)、同步连接动态随机存取存储器(SLDRAM，SyncLink Dynamic Random Access Memory)、直接内存总线随机存取存储器(DRRAM，Direct Rambus Random Access Memory)。本申请实施例描述的存储器旨在包括但不限于这些和任意其它适合类型的存储器。
在示例性实施例中，本申请实施例还提供了一种存储介质，即计算机存储介质，具体可以是计算机可读存储介质，例如包括存储计算机程序的存储器1002，上述计算机程序可由电机转速调节设备的处理器1001执行，以完成本申请实施例方法的步骤。计算机可读存储介质可以是ROM、PROM、EPROM、EEPROM、Flash Memory、磁表面存储器、光盘、或CD-ROM等存储器。
需要说明的是：“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
另外，本申请实施例所记载的技术方案之间，在不冲突的情况下，可以任意组合。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请披露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (15)

1.一种电机转速调节方法，其特征在于，包括：
在脉宽调制PWM的第一模式下，基于上一PWM周期的三相电流值计算当前的三相占空比；
基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区；
将控制模式由所述第一模式切换至六步方波法控制的第二模式；
在所述第二模式下，基于导通角调整电机的转速；
其中，所述六步方波法用于在六个非零电压矢量之间进行切换控制；
基于所述六步方波法中采集的相邻两扇区对应的母线电流值确定当前的三相电流值；
基于所述当前的三相电流值计算三相占空比；
基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区，则继续运行所述第二模式；
基于所述三相占空比确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，则切换至所述第一模式运行；
其中，所述六步方波法中各扇区具有进入之后采集母线电流值的第一采样窗口和退出之前采集母线电流值的第二采样窗口，所述相邻两扇区对应的母线电流值包括上一扇区的所述第二采样窗口的母线电流值和当前扇区的所述第一采样窗口的母线电流值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于导通角调整电机的转速，包括：
若采集的电机的当前转速大于目标转速，则基于减少导通角以延迟扇区切换第一设定时长；
若采集的电机的当前转速小于目标转速，则基于增大导通角以提前扇区切换第二设定时长。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区，包括：
基于所述三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入所述脉宽调制的不可观测区。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入所述脉宽调制的不可观测区，包括以下之一：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长且所述PWM周期的时长与所述中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于所述最小采样时长且所述中间相的高电平时长及最小相的高电平时长均小于所述最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长且所述PWM周期的时长与所述中间相的高电平时长之差大于或等于所述最小采样时长；
其中，所述最大相为三相线路中占空比最大的相，所述最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，所述中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述三相占空比确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，包括：
基于所述三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入所述脉宽调制的不可观测区。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，包括：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长且所述中间相的高电平时长及最小相的高电平时长中的至少一个大于或等于所述最小采样时长；
其中，所述最大相为三相线路中占空比最大的相，所述最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，所述中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
7.一种电机转速调节装置，其特征在于，包括：
占空比计算模块，用于在脉宽调制PWM的第一模式下，基于上一PWM周期的三相电流值计算当前PWM周期的三相占空比；
确定模块，用于基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区；
模式切换模块，用于将控制模式由所述第一模式切换至六步方波法控制的第二模式；
转速调节模块，用于在所述第二模式下，基于导通角调整电机的转速；
其中，所述六步方波法用于在六个非零电压矢量之间进行切换控制；
电流重构模块，用于基于所述六步方波法中采集的相邻两扇区对应的母线电流值确定当前的三相电流值；
其中，所述六步方波法中各扇区具有进入之后采集母线电流值的第一采样窗口和退出之前采集母线电流值的第二采样窗口，所述相邻两扇区对应的母线电流值包括上一扇区的所述第二采样窗口的母线电流值和当前扇区的所述第一采样窗口的母线电流值；
所述占空比计算模块还用于基于所述当前的三相电流值计算三相占空比；
所述确定模块还用于基于所述三相占空比确定进入所述脉宽调制的不可观测区或者确定未进入所述脉宽调制的不可观测区；
相应地，所述模式切换模块用于若确定进入所述脉宽调制的不可观测区，则继续运行所述第二模式；或者，若确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，则切换至所述第一模式运行。
8.根据权利要求7所述的电机转速调节装置，其特征在于，所述转速调节模块具体用于：
若采集的电机的当前转速大于目标转速，则基于减少导通角以延迟扇区切换第一设定时长；
若采集的电机的当前转速小于目标转速，则基于增大导通角以提前扇区切换第二设定时长。
9.根据权利要求7所述的电机转速调节装置，其特征在于，所述确定模块具体用于：
基于所述三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入所述脉宽调制的不可观测区。
10.根据权利要求9所述的电机转速调节装置，其特征在于，所述确定模块基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定进入所述脉宽调制的不可观测区，包括以下之一：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长且所述PWM周期的时长与所述中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于所述最小采样时长且所述中间相的高电平时长及最小相的高电平时长均小于所述最小采样时长；
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差小于所述最小采样时长且所述PWM周期的时长与所述中间相的高电平时长之差大于或等于所述最小采样时长；
其中，所述最大相为三相线路中占空比最大的相，所述最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，所述中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
11.根据权利要求7所述的电机转速调节装置，其特征在于，所述确定模块具体用于：
基于所述三相占空比和PWM周期的时长确定各相线路的高电平时长；
基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入所述脉宽调制的不可观测区。
12.根据权利要求11所述的电机转速调节装置，其特征在于，所述确定模块基于各相线路的高电平时长、所述PWM周期的时长和母线电流的最小采样时长确定未进入所述脉宽调制的不可观测区，包括：
确定最大相的高电平时长与中间相的高电平时长之差大于或等于最小采样时长且所述中间相的高电平时长及最小相的高电平时长中的至少一个大于或等于所述最小采样时长；
其中，所述最大相为三相线路中占空比最大的相，所述最小相为三相线路中占空比最小的相为最小相，所述中间相为三相线路中占空比位于中间的相。
13.一种电机转速调节设备，其特征在于，包括：处理器和用于存储能够在处理器上运行的计算机程序的存储器，其中，
所述处理器，用于运行计算机程序时，执行权利要求1至6任一项所述方法的步骤。
14.根据权利要求13所述的电机转速调节设备，其特征在于，还包括：
母线电流采集装置，用于获取母线电流的采样值，并发送所述采样值给所述处理器。
15.一种存储介质，所述存储介质上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时，实现权利要求1至6任一项所述方法的步骤。
CN202111135925.3A 2021-09-27 2021-09-27 电机转速调节方法、装置、设备和存储介质 Active CN113872478B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111135925.3A CN113872478B (zh) 2021-09-27 2021-09-27 电机转速调节方法、装置、设备和存储介质

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111135925.3A CN113872478B (zh) 2021-09-27 2021-09-27 电机转速调节方法、装置、设备和存储介质

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113872478A CN113872478A (zh) 2021-12-31
CN113872478B true CN113872478B (zh) 2024-01-16

Family

ID=78991196

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111135925.3A Active CN113872478B (zh) 2021-09-27 2021-09-27 电机转速调节方法、装置、设备和存储介质

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113872478B (zh)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101073193A (zh) * 2004-06-10 2007-11-14 国际整流器公司 用于控制电动机以减少emi的方法
CN103973181A (zh) * 2013-01-28 2014-08-06 株式会社牧田 电动工具
DE102014002303A1 (de) * 2013-02-20 2014-08-21 Infineon Technologies Ag PSEUDO-NULLZEIGER FÜR EINE RAUMZEIGERMODULATION SOWlE EINE VERBESSERTE RAUMZEIGERMODULATION
CN105932925A (zh) * 2016-06-02 2016-09-07 上海新时达电气股份有限公司 一种基于fpga的电流环控制系统和伺服装置
CN109525152A (zh) * 2018-11-23 2019-03-26 广东希塔变频技术有限公司 电机驱动控制方法、装置及电路
CN111555681A (zh) * 2020-05-26 2020-08-18 郑州轻工业大学 非零插补单传感器脉冲宽度调制方法
CN112260601A (zh) * 2020-09-29 2021-01-22 广东工业大学 一种低速运行单电阻采样永磁同步电机相电流重构方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101073193A (zh) * 2004-06-10 2007-11-14 国际整流器公司 用于控制电动机以减少emi的方法
CN103973181A (zh) * 2013-01-28 2014-08-06 株式会社牧田 电动工具
DE102014002303A1 (de) * 2013-02-20 2014-08-21 Infineon Technologies Ag PSEUDO-NULLZEIGER FÜR EINE RAUMZEIGERMODULATION SOWlE EINE VERBESSERTE RAUMZEIGERMODULATION
CN105932925A (zh) * 2016-06-02 2016-09-07 上海新时达电气股份有限公司 一种基于fpga的电流环控制系统和伺服装置
CN109525152A (zh) * 2018-11-23 2019-03-26 广东希塔变频技术有限公司 电机驱动控制方法、装置及电路
CN111555681A (zh) * 2020-05-26 2020-08-18 郑州轻工业大学 非零插补单传感器脉冲宽度调制方法
CN112260601A (zh) * 2020-09-29 2021-01-22 广东工业大学 一种低速运行单电阻采样永磁同步电机相电流重构方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN113872478A (zh) 2021-12-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4429338B2 (ja) モータ制御装置、電流検出ユニット
US10056857B2 (en) Optimized field oriented control strategies for permanent magnet synchronous motors
US8232753B2 (en) Control device for electric motor drive apparatus
JP5853097B2 (ja) 三相同期電動機駆動装置、一体型三相同期電動機、位置決め装置およびポンプ装置
US8278865B2 (en) Control device
US9871483B2 (en) Controller for rotary electric machine drive apparatus
KR100960043B1 (ko) 2상 영구자석 동기 전동기의 공간전압벡터 제어 장치
CN102195552A (zh) 近似多相电机中基波与三次谐波峰值合计电压的方法、系统和装置
CN113872484B (zh) 三相电流重构方法、装置、设备和存储介质
CN113740601B (zh) 相电流采集方法、装置、设备、系统和存储介质
JP2008220117A (ja) 交流電動機の制御装置
CN113872483A (zh) 三相电流重构方法、装置、设备和存储介质
Li et al. Model predictive current control algorithm based on joint modulation strategy for low-inductance PMSM
US20180367076A1 (en) Ac rotary machine controller
CN113872478B (zh) 电机转速调节方法、装置、设备和存储介质
CN105958525B (zh) 一种永磁风力发电系统的pwm并网逆变器控制方法
CN110649844A (zh) 一种基于αβ电流控制器的无刷直流电机矢量控制系统及方法
CN108649852B (zh) 一种改进电流环的永磁同步电机控制方法
CN113872486B (zh) 三相电流重构方法、装置、设备和存储介质
JP6858893B1 (ja) 回転電機装置の制御装置
JP2003111490A (ja) インバータ制御方法およびその装置
CN106788070B (zh) 四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统
JP2022021223A (ja) 電力変換装置の制御装置
CN114270695A (zh) 推测装置以及交流电动机的驱动装置
JP4147883B2 (ja) モータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant