CN107681939B - 电机控制系统、变频空调器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了电机控制系统、变频空调器，由包括整流器、滤波电路、逆变器、电压采样部、电流采样部、运算控制部及电机组成，运算控制部通过间隔N个三角载波信号周期进行一次计算，最终输出六路PWM控制信号到逆变器，以通过逆变器驱动电机的正常运行，本发明实施例通过每间隔多个PWM控制信号才进行一次计算，成倍减少了运算控制部计算量，因此降低了对运算控制部所在的MCU的速度要求，使得可以采用低速度的MCU实现上述对电机的正常控制，降低了整个电机控制系统的成本。

Description

电机控制系统、变频空调器

技术领域

本发明涉及电机控制领域，尤其涉及电机控制系统、变频空调器。

背景技术

为了应对家电产品节能要求，效率更高的永磁同步电机得到了越来越广泛的应用，而在家电产品中，如空调器和冰箱这些家电设备中，采用变频驱动的压缩机或者直流电机一般采用无传感器类型的永磁同步电机，变频驱动主控MCU(Microcontroller Unit)通过采样电机电流实现转子位置估计，并进而控制永磁同步电机运行，常规的控制方法是每个PWM(Pulse Width Modulation)周期采样一次电机电流，并根据采样的电流进行计算，以得到电机转子位置，并根据更新后的转子位置进一步计算输出新的电压矢量，控制电机连续运转。由于PWM的频率高，且计算量大，因此对上述MCU的速度要求很高，导致MCU的成本高，不利于低成本实现。

上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种电机控制系统、变频空调器，目的在于解决现有电机控制系统中由于对MCU采样电机电流信号后计算量大对MCU要求高导致对其成本高的问题。

为实现上述目的，本发明提供的一种电机控制系统，所述电机控制系统包括整流器、滤波电路、逆变器、电压采样部、电流采样部、运算控制部及电机；

所述整流器用于对交流输入电压进行全波整流，所述整流器的两输出端连接直流母线；

所述滤波电路、逆变器依次与所述直流母线并联，所述交流输入电压通过所述整流器、滤波电路处理后转换为直流母线电压，以为所述逆变器提供电源；

所述逆变器的输出端连接所述电机；

所述电压采样部用于采样所述直流母线电压值并输入到所述运算控制部；

所述电流采样部用于采样所述电机的相电流信号并输入到所述运算控制部；

所述运算控制部，还用于根据所述直流母线电压值、所述电机的相电流信号以及所述电机的目标转速值计算生成脉冲宽度信号，所述运算控制部还生成三角载波信号，并根据所述三角载波信号和所述脉冲宽度信号生成PWM控制信号到所述逆变器，以驱动所述电机运行；

其中所述运算控制部每间隔N个所述三角载波信号周期进行计算生成所述脉冲宽度信号，其中N≥1。

优选的，所述三角载波信号的波峰时刻与所述三角载波信号周期内的所述PWM控制信号的有效脉冲宽度的中间时刻相同。

优选的，所述每间隔N个所述三角载波信号周期进行计算包括：

每间隔N个所述三角载波周期采样所述电机的相电流信号并进行计算。

优选的，所述每间隔N个所述三角载波周期采样所述电机的相电流信号并进行计算包括：

在所述三角载波信号周期内对应的PWM控制信号的有效脉宽的上升沿采样所述电机的相电流，并在所述三角载波信号波峰时刻进行计算。

优选的，所述每间隔N个所述三角载波周期采样所述电机的相电流信号并进行计算包括：

在所述三角载波信号周期内对应的PWM控制信号的有效脉宽的下降沿采样所述电机的相电流，并在所述三角载波信号波谷时刻进行计算。

优选的，所述每间隔N个所述三角载波信号周期进行计算包括：

在每间隔N个所述三角载波信号的前一个所述三角载波信号周期采样所述电机的相电流信号，并在每间隔N个所述三角载波周期采样所述电机的相电流信号并进行计算。

优选的，所述间隔的三角载波信号周期个数为2-5个。

优选的，所述运算控制部包括：

位置/速度估计模块，用于对电机的转子位置进行估计以获得电机的转子角度估计值和电机速度估计值；

Q轴给定电流值计算模块，用于根据电机目标转速值、电机速度估计值计算Q轴给定电流值；

D轴给定电流值计算模块，用于根据逆变器的最大输出电压和逆变器的输出电压幅值计算D轴给定电流值；

电流控制模块，用于根据所述Q轴给定电流值、所述D轴给定电流值、所述电机速度估计值、所述直流母线电压值以及对电机采样的相电流值进行计算生成所述脉冲宽度信号，并根据所述三角载波信号和所述脉冲宽度信号生成所述PWM控制信号到所述逆变器，以驱动所述电机运行。

优选的，所述电机控制系统还包括PFC电路，所述PFC电路与所述直流母线并联，所述PFC电路的输入端连接所述整流器，输出端连接所述滤波电路，以对所述整流器输出脉动直流电进行功率因素校正。

为实现上述目的，本发明还提供一种变频空调器，包括所述的电机控制系统。

本发明提供的压缩机控制系统，由包括整流器、滤波电路、逆变器、电压采样部、电流采样部、运算控制部及电机组成，运算控制部通过每间隔N个三角载波信号周期，根据直流母线电压值、电机的相电流信号以及电机的目标转速值计算生成脉冲宽度信号，并结合三角载波信号进行计算，最终输出六路PWM控制信号到逆变器，以通过逆变器驱动电机的正常运行，本发明实施例通过每间隔多个三角载波信号周期才进行一次计算，成倍减少了运算控制部计算量，因此降低了对运算控制部所在的MCU的速度要求，使得可以采用低速度的MCU实现上述对电机的正常控制，降低了整个电机控制系统的成本。

附图说明

图1为本发明电机控制系统第一实施例的电路结构示意图；

图2为本发明电机控制系统第一实施例的PWM信号的正弦波调制波形示意图；

图3为本发明电机控制系统第一实施例的PWM信号与等腰三角形载波信号的对应关系示意图；

图4为本发明电机控制系统第一实施例的PWM信号与等腰三角形载波信号的另一对应关系示意图；

图5为本发明电机控制系统第三实施例的运算控制部功能模块示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

参照图1，图1为本发明第一实施例提供的电机控制系统电路结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

电机控制系统包括整流器2、滤波电路6、逆变器4、电压采样部8、电流采样部9、运算控制部5及电机7；

整流器2对交流电源1的交流输入电压进行全波整流，整流器2的两输出端连接直流母线，这里整流器2可以由整流桥堆构成，其内部为D1-D4四个整流二极管构成全桥整流电路；

滤波电路6、逆变器4依次与直流母线并联，交流输入电压通过整流器2、滤波电路6处理后转换为直流母线电压，以为逆变器4提供电源，滤波电路主要由第一电容C3构成，对整流器输出的脉动直流电进行滤波；

逆变器4的输出端连接电机7。

电压采样部8用于采样直流母线电压值并输入到运算控制部5，这里电压采样部8可基于分压电阻构成的简单电压采样电路；

电流采样部9用于采样电机7的相电流信号并输入到运算控制部5，图1中所示的电流采样部9基于R1、R2、R3构成的三电阻采样电路实现对电机7的瞬时相电流值进行采样；

运算控制部5还用于根据直流母线电压值、电机7的相电流信号以及电机7的目标转速值计算生成脉冲宽度信号，运算控制部5还生成三角载波信号，并根据三角载波信号和脉冲宽度信号生成PWM控制信号到逆变器4，以驱动电机7运行；

其中运算控制部5每间隔N个三角载波信号周期，根据采样的电机7相电流信号进行计算以获得脉冲宽度信号，其中N≥1。

这里的电机可以是永磁同步电机，如变频空调器、变频冰箱用的压缩机或者直流电机可为永磁同步电机，

具体的，运算控制部5根据采样的电机7的相电流信号，同时通过进一步获取整流器2输出的直流母线电压值以及电机7的目标转速指令，经过计算，最后输出六路PWM控制信号到逆变器4，其PWM控制信号在宏观上基于正弦波调制原理，如图2所示，通过等腰三角载波S2利用正弦波电压信号S3进行调制最后得到其中一路的PWM控制信号波形如S1所示，其PWM的周期T一般设置为100us-250us，最后通过逆变器4驱动电机7，由于电机绕组的电感特性，最后在电机7的三个绕组上形成正弦波形如图2中的虚线部分波形S4所示。

由于PWM的频率很高，在运算控制部5实际进行脉宽计算并最后生成PWM控制信号时，其实际基于电压空间矢量脉宽调整原理(SVPWM)实现，即通过计算生成的脉冲宽度信号，并通过运算控制部5内部的定时器产生连续的三角载波信号，并将上述脉冲宽度信号与三角载波信号进行比较的方式最终输出PWM控制信号，其PWM控制信号共有六路，分别控制逆变器4的S1-S6六个开关管工作，最后逆变器4输出三相驱动信号到电机7实现对电机7的驱动运行。

如图3所示，运算控制部5内部的定时器产生的三角载波信号波形示意图如S6所示，其脉冲宽度信号如图中的Du1、Du2、Du3所示，其实际软件生成PWM控制信号波形是将此脉冲宽度信号送入比较寄存器，最后通过定时器基于三角载波S6即可生成其中一路PWM控制信号如S5所示，其中每一个三角载波周期对应其中一个PWM控制信号周期。其中S6为的三角载波信号中每个三角形为等腰三角形，其每一个等腰三角形的波峰与在此等腰三角形载波周期内的PWM控制信号的有效脉冲宽度的中间时刻相同，如图中第一个等腰三角形的波峰对应第一个PWM脉冲波形的有效脉冲宽度即图中的a-c时刻的中点b时刻位置。通过不同的脉冲宽度信号最终生成不同的有效脉冲宽度不同的PWM控制信号。其中六路此PWM控制信号加入到逆变器4的六个开关管并控制电机7时最终构成三个空间相互差120°的向量，最终合成随时间变化的电压矢量信号，且此电压矢量信号幅值恒定，按照正弦波相同的频率旋转，使得电机7在此电压矢量信号控制下实现运转。

可选的，如图4所示，运算控制部5基于内部的定时器产生的三角载波信号波S6和脉冲宽度信号也可生成一路PWM控制信号如S7所示，其S7与图3不同的是基于脉冲宽度信号的不同确定的是其PWM控制信号中无效脉冲宽度即S7中低电平部分的宽度，此时S6中每一个等腰三角形的波峰与在此等腰三角形载波周期内的PWM控制信号的无效脉冲宽度的中间时刻相同，如图中第一个等腰三角形的波峰对应第一个PWM脉冲波形的无效脉冲宽度即图中的a-c时刻的中点b时刻位置。而无效脉冲宽度的不同也确定了其对应的在同一等腰三角形载波周期内有效脉冲宽度的不同，因此以此生成的六路PWM控制信号加入到逆变器4的六个开关管并控制电机7时最终也构成三个空间相互查120°角的向量，最终合成随时间变化的电压矢量信号，以此同样使得电机7在此电压矢量信号控制下实现运转。

为了说明的方便，以下说明仅以图3所示的PWM控制信号为例。

在本发明实施例中，其运算控制部5在每间隔N个上述三角载波信号周期进行计算最后生成上述脉冲宽度信号时，具体可以在每间隔N个三角载波周期才采样一次电机7的相电流信号，并在采样相电流信号所在的PWM控制信号的周期进行一次计算，即采样相电流信号和计算都在同一个三角载波周期内，也即与同一个与上述三角载波周期对应的PWM控制信号周期内。如可以是每间隔两个三角载波周期采样一次相电流信号并进行一次计算，如图3中在第三个三角载波周期即图中的h-l时刻内进行采样电机7的相电流信号并进行计算。

进一步的，在采样相电流信号和计算都在同一个三角载波周期内时，可以是在三角载波信号周期内对应的PWM控制信号的有效脉宽上升沿采样电机的相电流，并在三角载波信号波峰时刻进行计算，由于每个三角载波信号波峰与PWM控制信号有效脉宽的中间时刻相同，也即在该三角载波信号周期内对应的PWM控制信号的有效脉宽的中间时刻计算，如以每间隔三个PWM控制信号周期采样一次相电流信号并进行一次计算时，如针对图3中的等腰三角波和对应的PWM控制信号波形中，在第三个PWM控制信号周期中，在其有效脉冲宽度的上升沿即图中的i时刻对电机7的相电流信号采样，并在第三个三角载波信号波峰时刻即PWM控制信号有效脉冲宽度为t4的中间时刻，即图3中的j时刻进行一次计算，以最终得到脉冲宽度信号，根据此脉冲宽度信号使得运算控制部5最后输出电机7的下一个PWM控制信号到逆变器4，其中j时刻即对应于第三个等腰三角波周期中波峰时刻。

或者，在采样相电流信号和计算都在同一个三角载波周期内时，可以是在角载波信号周期内对应的PWM控制信号的有效脉宽下降沿采样电机的相电流，并在三角载波信号波谷时刻进行计算，如针对图3中的等腰三角波和对应的PWM控制信号波形中，在第二个PWM控制信号周期中，在其有效脉宽的下降沿即图中的g时刻对电机7的相电流信号采样，并在对应的第二个三角载波信号波谷时刻进行一次计算，这里g时刻对应第二个PWM控制信号周期内后半部部分无效脉宽的结束时刻。以最终得到脉冲宽度信号，根据此脉冲宽度信号使得运算控制部5最后输出电机7的下一个PWM控制信号到逆变器4。由于PWM控制信号周期很高，如当PWM控制信号周期为100us时，在1秒内有一万个PWM控制信号，因此其中相邻的两个或者间隔几个的PWM控制信号有效脉宽值相差很小，只有经过至少1秒以上的时间间隔才有明显差别的PWM有些脉宽，以最终体现在控制电机7的转速不同，因此由于相邻两个的PWM控制信号周期在微观时间上相差很小，则其三角载波信号波谷时刻可近似对应其中相邻两个PWM控制信号的无效脉宽的中间时刻，如图中第二三角载波信号的波谷时刻h可近似与第二个PWM控制信号的后半部无效脉宽和第三个PWM控制信号的前半部的组合的中间相同。

进一步的，上述每间每间隔N个三角载波信号周期进行一次计算时，优选为每间隔2-5个三角载波信号周期进行一次计算，也即每间隔2-5个PWM控制信号周期可对输出到逆变器4的PWM控制信号进行一次刷新，以实现对对电机7的运行准确控制。

本发明实施例的电机控制系统，由包括整流器2、滤波电路6、逆变器4、电压采样部8、电流采样部9、运算控制部5及电机7组成，运算控制部5通过每间隔N个三角载波信号周期，根据直流母线电压值、电机7的相电流信号以及电机7的目标转速值计算生成脉冲宽度信号，并结合三角载波信号进行计算，最终输出六路PWM控制信号到逆变器4，以通过逆变器4驱动电机7的正常运行，本发明实施例通过每间隔多个三角载波信号周期才进行一次计算，成倍减少了运算控制部5计算量，因此降低了对运算控制部5所在的MCU的速度要求，使得可以采用低速度的MCU实现上述对电机7的正常控制，降低了整个电机控制系统的成本。

进一步的，做为本发明提供的电机控制系统的第二实施例，基于本发明的电机控制系统的第一实施例，运算控制部5在每间隔N个上述三角载波信号周期进行计算最后生成上述脉冲宽度信号时，采样相电流信号和计算可不在同一个三角载波信号周期内进行，具体的，在执行计算的前一个三角载波信号周期采样电机的相电流信号，并根据采样的电机的相电流信号进行一次计算。

如图3所示的PWM控制信号与等腰三角形载波示意图中，可在第一个三角载波信号周期内对电机7的相电流采样，在第二个三角载波信号周期内根据上述采样的相电流进行计算最后输出PWM控制信号并在第三个周期开始对PWM控制信号进行更新。具体的，可在第一个PWM控制信号周期中有效脉宽的上升沿对应图3中的a点时刻进行采样电机7的相电流信号，在第二个三角载波信号的波峰时刻即第二个PWM控制信号周期有效脉宽的中间时刻如图中的f时刻进行计算，最后输出PWM控制信号在第三个PWM控制信号周期对其进行更新；或者也可以在第一个PWM控制信号周期中有效脉宽的下降沿对应图3中的c点时刻进行采样电机7的相电流信号，在第二个三角载波信号波谷时刻如图中的h时刻进行计算，最后输出PWM控制信号在第三个PWM控制信号周期对其进行更新。可选的，上述在第一个PWM控制信号周期中有效脉宽的上升沿对应图3中的a点时刻进行采样电机7的相电流信号时，也可以在第二个三角载波信号的波谷时刻即第二个PWM控制信号周期有效脉宽的中间时刻如图中的h时刻进行计算，这时相对在第二个三角载波信号的波峰时刻计算机图中的f时刻相对a点的时间要长，因此此时从采样到相电流信号到计算生成PWM控制信号的时间不如前面从a点到f点之间的时间及时，以此会稍稍影响其PWM控制信号生成的准确性。同理，上述在第一个PWM控制信号周期中有效脉宽的下降沿对应图3中的c点时刻进行采样电机7的相电流信号，也可以在第二个三角载波信号波锋时刻如图中的f时刻进行计算，此时从c点采样到f点计算的间隔时间相对上述图中c点采样到h点计算的时间短，因此从采样到相电流信号到计算生成PWM控制信号的时间要更加及时准确。

进一步的，做为本发明提供的电机控制系统的第三实施例，基于本发明的电机控制系统的第一实施例，如图5所示，本实施例的电机控制系统的运算控制部5还包括：

位置/速度估计模块51，用于对电机的转子位置进行估计以获得电机7的转子角度估计值θest和电机速度估计值ωest；

Q轴给定电流值Iqref计算模块52，用于根据电机目标转速值ωref、电机速度估计值ωest计算Q轴给定电流值Iqref；

D轴给定电流值Idref计算模块53，用于根据逆变器的最大输出电压Vmax和逆变器的输出电压幅值V1计算D轴给定电流值Idref；

电流控制模块54，用于根据Q轴给定电流值Iqref、D轴给定电流值Idref、电机速度估计值ωest、直流母线电压值Vdc以及对电机7采样的相电流值Iu、Iv、Iw进行计算得到脉冲宽度信号，并根据上述三角载波信号和脉冲宽度信号生成PWM控制信号到逆变器4，以驱动所述电机7运行

具体的，本发明实施例中的电机7可为无位置传感器的电机，位置/速度估计模块51确定电机7的转子角度估计值θest和电机速度估计值ωest时，可通过磁链观测法实现上述功能，具体而言，首先可根据两相静止坐标系上的电压V_α、V_β和电流I_α、I_β计算压缩机电机在两相静止坐标系α和β轴方向上有效磁通的估计值，具体根据以下公式(1)计算如下：

其中，和/>分别为电机在α和β轴方向上有效磁通的估计值，V_α和V_β分别为α和β轴方向上的电压，I_α和I_β分别为α和β轴方向上的电流，R为定子电阻，L_q为电机的q轴磁链。

然后，根据下述公式(2)计算压缩机电机的转子角度估计值θest和电机实际转速值值ωest：

其中，K_{p_pll}和K_{i_pll}分别为比例积分参数，θ_err为偏差角度估计值，ω_f为速度低通滤波器的带宽。

具体的，Q轴给定电流值计算模块52包括叠加单元和PI调节器。其中，叠加单元用于电机目标转速值ωref与电机速度估计值ωest之差进行计算，PI调节器用于根据上述叠加单元输出的电机目标转速值ωref与电机速度估计值ωest之差进行PI调节以输出Q轴给定电流值Iqref。

具体的，D轴给定电流值计算模块53包括弱磁控制器和限幅单元，其中，弱磁控制器用于对逆变器的最大输出电压Vmax与逆变器的输出电压幅值V1进行计算以获得D轴给定电流值初始值Id0，限幅单元用于对D轴给定电流值初始值Id0进行限幅处理以获得D轴给定电流值Idref。

在本发明的实施例中，弱磁控制器可根据以下公式(3)计算D轴给定电流值初始值Id0：

其中，I_d0为D轴给定电流值初始值，K_i为积分控制系数， V₁为逆变器的输出电压幅值，v_d为D轴电压，v_q为Q轴电压，V_max为逆变器4的最大输出电压，V_dc为整流器2输出的直流母线电压。

在本发明的实施例中，限幅单元根据以下公式(4)获得D轴给定电流值：

其中，Idref为D轴给定电流值，I_demag为电机退磁电流限制值。

具体的，电流控制模块54的具体计算如下：

根据对电机7采样获得U、V、W三相电流值Iu、Iv、Iw，并通过三相静止-两相静止坐标转换单元进行Clark变换，基于下述公式(5)，得到电机在两相静止坐标系α和β轴方向上的电流I_α和I_β

I_α＝I_u

再根据转子角度估计值θ_est通过了通过两相静止-两相旋转坐标转换单元进行Park变换，通过下述公式(6)计算得到两相旋转坐标系下的d轴和q轴的实际电流值Iq、Id。

I_d＝I_αcosθ_est+I_βsinθ_est

I_q＝-I_αsinθ_est+I_βcosθ_est (6)

进一步的，电流控制模块54可根据以下公式(7)计算Q轴给定电压值和D轴给定电压值：

V_d＝V_d0－ωL_qI_q

V_q＝V_q0+ωL_dI_d+ωK_e (7)

其中，Vq为Q轴给定电压值，Vd为D轴给定电压值，Iqref为Q轴给定电流值、Idref为D轴给定电流值，Iq为Q轴实际电流，Id为D轴实际电流，Kpd和Kid分别为D轴电流控制比例增益与积分增益，Kpq和Kiq分别为Q轴电流控制比例增益与积分增益，ω为电机转速，Ke为电机反电势系数，Ld和Lq分别为D轴和Q轴电感，表示x(τ)在时间上的积分。

在获取到Q轴给定电压值Vq和D轴给定电压值Vd后，可根据电机转子角度估计值θ_est对Vq和Vd通过两相旋转-两相静止坐标转换单元进行Park逆变换，得到固定坐标系上的电压值Vα和Vβ，具体变换公式(8)如下：

其中，θ为电机转子角度，在此可取上述的转子角度估计值θest。

进一步地，可根据固定坐标系上的电压值Vα和Vβ通过两相静止-三相静止坐标转换单元进行Clark逆变换，得到三相电压Vu、Vv和Vw，具体变换公式(9)如下：

V_u＝V_α

然后占空比计算单元可根据直流母线电压Vdc和三相电压Vu、Vv和Vw进行占空比计算，得到占空比控制信号，即三相占空比Du、Dv和Dw，具体计算公式(10)如下：

D_u＝(V_u+0.5V_dc)/V_dc

D_v＝(V_v+0.5V_dc)/V_dc

D_w＝(V_w+0.5V_dc)/V_dc (10)

其中，Vdc为直流母线电压。

这里的三相占空比信号即包含了三路脉冲宽度信号，如图3中其中一相占空比Du在不同时刻对应的Du1、Du2、Du3占空比信号，最后再通过运算控制部内部的定时器产生的三角载波信号生成对应的三路PWM控制信号到逆变器的上桥臂三路开关管，而下桥臂的三路控制信号与与之对应互补的三路PWM控制信号，因此这里的三相占空比信号实际包含了六路PWM控制信号，最后根据三相占空比Du、Dv、Dw对应的六路PWM控制信号对逆变器4的六路开关管进行控制，以实现对电机7的驱动运行。

本实施例的电机控制系统的运算控制部5通过上述位置/速度估计模块51、Q轴给定电流值Iqref计算模块52、D轴给定电流值Idref计算模块53和电流控制模块54实现了在对电机7的相电流信号Iu、Iv、Iw采样后的计算，最后输出基于三相占空比信号Du、Dv、Dw的六路PWM信号到逆变器4，实现了对电机7的驱动正常运行。

进一步的，做为本发明提供的电机控制系统的第四实施例，基于本发明的电机控制系统的第三实施例，还包括PFC电路3，与整流器2输出的直流母线并联，输入端连接整流器2，输出端连接滤波电路6，以对整流器2输出脉动直流电进行功率因素校正。如图1所述，PFC电路3包括与整流器输2出端串联的电抗器L，还可以包括第二电容C1、二极管D5和开关管S7，电抗器L的第一端连接整流器的正极输出端，电抗器L第二端连接二极管D5阳极，第二电容C1并联于电抗器L第一端和二极管阴极端，开关管S7的集电极连接二极管D5的阳极，开关管S7的发射极接直流母线地线端，开关管S7的控制部5连接，控制部5输出控制信号控制开关管S7的开关状态，以控制PFC电路3工作，实现对整流器2输出脉动直流电进行功率因素校正。

本发明还提供一种变频空调器，变频空调器包括室内机部分和室外机部分，其中室外机控制器和/或者室内机控制器可包括本发明第一实施例所述的电机控制系统，针对室内机控制器，电机控制系统的电机7为室内直流风机，针对是室外机控制器，电机控制系统的电机7为室外直流风机，或者电机7为变频压缩机，基于本发明实施例的电机控制系统实现了对变频空调器上述电机负载的控制运行，并能有效的降低电机控制系统中MCU速度要求以此可以采用低成本的MCU从而降低整个电机控制系统的成本。

在本说明书的描述中，参考术语“第一实施例”、“第二实施例”、“示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体方法、装置或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、方法、装置或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (5)

1.一种电机控制系统，其特征在于，所述电机控制系统包括整流器、滤波电路、逆变器、电压采样部、电流采样部、运算控制部及电机；

所述整流器用于对交流输入电压进行全波整流，所述整流器的两输出端连接直流母线；

所述滤波电路、逆变器依次与所述直流母线并联，所述交流输入电压通过所述整流器、滤波电路处理后转换为直流母线电压，以为所述逆变器提供电源；

所述逆变器的输出端连接所述电机；

所述电压采样部用于采样所述直流母线电压值并输入到所述运算控制部；

所述电流采样部用于采样所述电机的相电流信号并输入到所述运算控制部；

所述运算控制部，还用于根据所述直流母线电压值、所述电机的相电流信号以及所述电机的目标转速值计算生成脉冲宽度信号，所述运算控制部还生成三角载波信号，并根据所述三角载波信号和所述脉冲宽度信号生成PWM控制信号到所述逆变器，以驱动所述电机运行；

其中所述运算控制部每间隔N个所述三角载波信号周期进行计算生成所述脉冲宽度信号，其中N≥1；

所述每间隔N个所述三角载波信号周期进行计算包括：

每间隔N个所述三角载波周期采样所述电机的相电流信号并进行计算；

或，

在每间隔N个所述三角载波信号的前一个所述三角载波信号周期采样所述电机的相电流信号，并在每间隔N个所述三角载波周期内进行计算；

或，

在每间隔N个所述三角载波信号的前一个所述三角载波信号周期内，且与前一个所述三角载波信号周期对应的PWM控制信号的有效脉宽的上升沿采样所述电机的相电流信号，并在每间隔N个所述三角载波的波峰时刻进行计算；

其中，所述每间隔N个所述三角载波周期采样所述电机的相电流信号并进行计算包括：

在所述三角载波信号周期内对应的PWM控制信号的有效脉宽的上升沿采样所述电机的相电流，并在所述三角载波信号波峰时刻进行计算；

或，

在所述三角载波信号周期内对应的PWM控制信号的有效脉宽的下降沿采样所述电机的相电流，并在所述三角载波信号波谷时刻进行计算。

2.如权利要求1所述的电机控制系统，其特征在于，所述间隔的三角载波信号周期个数为2-5个。

3.如权利要求1所述的电机控制系统，其特征在于，所述运算控制部包括：

位置/速度估计模块，用于对电机的转子位置进行估计以获得电机的转子角度估计值和电机速度估计值；

Q轴给定电流值计算模块，用于根据电机目标转速值、电机速度估计值计算Q轴给定电流值；

D轴给定电流值计算模块，用于根据逆变器的最大输出电压和逆变器的输出电压幅值计算D轴给定电流值；

电流控制模块，用于根据所述Q轴给定电流值、所述D轴给定电流值、所述电机速度估计值、所述直流母线电压值以及对电机采样的相电流值进行计算生成所述脉冲宽度信号，并根据所述三角载波信号和所述脉冲宽度信号生成所述PWM控制信号到所述逆变器，以驱动所述电机运行。

4.如权利要求3所述的电机控制系统，其特征在于，所述电机控制系统还包括PFC电路，所述PFC电路与所述直流母线并联，所述PFC电路的输入端连接所述整流器，输出端连接所述滤波电路，以对所述整流器输出脉动直流电进行功率因素校正。

5.一种变频空调器，其特征在于，包括如权利要求1至4任一项所述的电机控制系统。