CN111030442B - 控制方法、控制装置、pfc电路、电机驱动设备和空调器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及PFC控制领域，公开了一种控制方法、控制装置、PFC电路、电机驱动设备和空调器。通过检测每相支路的相电压和三相PFC电路输出的直流母线电压，并根据每相支路的相电压和直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号，以此根据三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号，并根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号，最后根据正向开关驱动信号和反向开关管分别控制正向开关管和反向开关管工作。解决了现有技术中的全导通方案中开关管如IGBT发热大和存在反向导通风险的问题，以及现有技术中互补导通方式电流畸变的问题，从而提升了整个三相PFC电路的工作可靠性。

Description

控制方法、控制装置、PFC电路、电机驱动设备和空调器
技术领域
本发明涉及PFC控制领域，具体地涉及一种控制方法、控制装置、PFC电路、电机驱动设备和空调器。
背景技术
基于VIENNA整流器的三相PFC电路在应用时，采用的控制方式一般为全导通方式或者互补导通方式，全导通方式即电路中的三相双向开关管全部导通。采用此控制方式工作时，其开关管存在发热量大，并有反向导通的风险，导致开关管损坏。而互补导通时每相的各个开关管分别在该相的电压为正向或反向单独导通，在控制时，存在由于过零点采用延迟、滤波处理以及直流偏置等因素，容易造成电压极性的误判导致控制的误差，使得电流出现畸变。
发明内容
本发明的目的是为了解决基于VIENNA整流器的三相PFC电路在控制时存在开关管损坏或者控制误差导致电流畸变问题，提供一种控制方法、控制装置、PFC电路、电机驱动设备和空调器。
为了实现上述目的，本发明第一方面，提供一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制方法，控制方法包括：
获取三相支路中每相支路的相电压和三相PFC电路输出的直流母线电压；
根据相电压和直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号；
根据三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号；
根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号；
根据正向开关驱动信号和反向开关驱动信号分别控制正向开关管和反向开关管工作。
可选地，根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号包括：
在其中一相支路的正相的相电压大于正向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的正向开关管的占空比以及该相的反向开关管关闭；
在其中一相支路的负相的相电压大于反向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的反向开关管的占空比以及该相的正向开关管关闭；
在的其中一相的正相的相电压小于等于正向预设电压，且的其中一相的负相的相电压小于等于反向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的正向开关管的占空比和该相的反向开关管的占空比。
可选地，获取三相支路中每相支路的相电压包括：
获取其中不同的两个相间电压；
根据两个相间电压确定每相的相电压。
本发明第二方面，提供一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制装置，控制装置包括：
相电压检测设备，用于检测三相支路中每相支路的相电压；
母线电压检测设备，用于检测三相PFC电路输出的直流母线电压；
PFC处理器，被配置成：
从相电压检测设备获取相电压；
从母线电压检测设备获取直流母线电压；
根据相电压和直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号；
根据三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号；
根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号；
根据正向开关驱动信号和反向开关驱动信号分别控制正向开关管和反向开关管工作。
可选地，PFC处理器还被配置成：
可选地，根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号包括：
在其中一相支路的正相的相电压大于正向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的正向开关管的占空比以及该相的反向开关管关闭；
在其中一相支路的负相的相电压大于反向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的反向开关管的占空比以及该相的正向开关管关闭；
在的其中一相的正相的相电压小于等于正向预设电压，且的其中一相的负相的相电压小于等于反向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的正向开关管的占空比和该相的反向开关管的占空比。
可选地，PFC处理器还被配置成：
获取其中不同的两个相间电压；
根据两个相间电压确定每相的相电压。
本发明第三方面，提供一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路，三相PFC电路包括上述的用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制装置。
本发明第四方面，提供一种电机驱动设备，电机驱动设备包括：上的三相PFC电路；
智能功率模块，三相PFC电路的直流电输出端连接智能功率模块的电源输入端，以为智能功率模块提供工作的高压直流电，智能功率模块的输出端输出三相交流电信号，以驱动电机运行；
直流母线电流采样设备，用于采样三相PFC电路对智能功率模块进行供电的直流母线电流；以及
电机处理器，电机处理器被配置成：
获取直流母线电流和直流母线电压；
根据直流母线电压和直流母线电流确定控制智能功率模块的六路开关信号，以控制智能功率模块从而驱动电机运行。
可选地，电机处理器还被配置成：
对电机的转子位置进行估计以获得电机的转子角度估计值和电机速度估计值；
根据电机目标转速值、电机速度估计值计算Q轴给定电流值；
根据逆变器的最大输出电压和逆变器的输出电压幅值计算D轴给定电流值；
根据Q轴给定电流值、D轴给定电流值、电机速度估计值、直流母线电压值以及相电流值进行计算生成脉冲宽度信号，并根据三角载波信号和脉冲宽度信号生成PWM控制信号到智能功率模块，以驱动电机运行。
本发明第五方面，提供一种空调器，该空调器包括上述的电机驱动设备。
通过上述技术方案的用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制方法，通过检测每相支路的相电压和三相PFC电路输出的直流母线电压，并根据每相支路的相电压和直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号，以此根据三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号，并根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号，最后根据正向开关驱动信号和反向开关管分别控制正向开关管和反向开关管工作。解决了现有技术中的全导通方案中开关管如IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)发热大和存在反向导通风险的问题，以及现有技术中互补导通方式电流畸变的问题，本发明通过对相电压的检测进行校正，增加相电压过零位置上下的宽度，以此只在过零位置处让正向开关管和反向开关管同时导通，以此解决了电流畸变和发热问题。从而提升了整个三相PFC电路的工作可靠性。
附图说明
图1示意性示出了本发明实施方式的一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路的应用电路框图；
图2示意性示出了本发明实施方式的用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制方法的流程图；
图3示意性示出了A相的双向开关驱动信号A_SW、A相的占空比信号DutyA和载波信号Ca的波形示意图；
图4示意性示出了A相实际电压Ua、校正后的A相电压VA_adj、检测到的A相电压VA_samp以及A相正向开关驱动信号T1和反向开关驱动信号T2的波形示意图；
图5示意性示出了电机处理器50内部的方框图；
图6示意性示出了控制逆变器的PWM信号与等腰三角形载波信号的对应关系示意图；
图7为电机的D轴电感和Q轴电感随电流的变化曲线图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。
需要说明，若本发明实施方式中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
另外，若本发明实施方式中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施方式之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
本发明实施方式提出一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制方法。
图1示意性示出了本发明实施方式的一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路的应用电路框图。参考图1，VIENNA整流器主要由三相升压电感La、Lb、Lc，三相二极管整流桥D1-D6以及三相双向开关T1-T6组成，其中每相的双向开关有两个IGBT管(绝缘栅双极型晶体管)构成共发射极背靠背形式，利用其内部固有的续流二极管，实现双向的传导。处理器输出六路开关管信号控制上述的三相双向开关T1-T6工作，使得VIENNA整流器工作将输入的交流电转换成高压直流电，如三相交流电如工频220V经VIENNA整流器的三相PFC电路处理后，输出得到高压直流电路约650V，以对后面的负载如图1中的三相逆变器进行供电，并同时通过处理器的控制，使得三相逆变器驱动电机如变频压缩机或者直流电机运行，从而实现完整的控制过程。
图2示意性示出了本发明实施方式的用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制方法的流程图。参考图1，该控制方法包括：
步骤S100：获取三相支路中每相支路的相电压和三相PFC电路输出的直流母线电压；
步骤S200：根据相电压和直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号；
步骤S300：根据三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号；
步骤S400：根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号；
步骤S500：根据正向开关驱动信号和反向开关驱动信号分别控制正向开关管和反向开关管工作。
在步骤S100中，可通过设置于三相输入的交流支路中的电压采样电路来采样每相的相电压，其中电压采样支路可采用现有的基于电阻分压电路来采样。以分别得到每相的相电压Ua、Ub和Uc。在三相PFC电路输出端可通过简单的电阻分压电路在采用其输出的直流母线电压Udc。
在步骤S200中，可参考现有技术中确定三相占空比信号的方案。如参考“CN110474406A”专利，通过采样三相PFC电路输出的直流母线电压Udc、三相电流ia、ib、ic和上述中提到的采样得到的三相电压Ua、Ub和Uc；将三相电流ia、ib、ic经过dq变换(两相静止坐标系至两相旋转坐标系变换)后得到d轴电流id和q轴电流iq，三相电压Ua、Ub和Uc经dq变换得到d轴电压Ud和q轴电压Uq；并进一步设定给定直流母线电压Udc*，并根据给定直流母线电压Udc*和直流母线电压Udc生成d轴电流虚拟控制量id*，根据d轴电流虚拟控制量id*以及d轴电流id、q轴电流iq和d轴电压Ud进行计算，得到d轴电压实际控制量Vd；并进一步设定q轴虚拟控制量iq*，并根据q轴虚拟控制量iq*、d轴电流id、q轴电流iq和d轴电压Ud计算得到q轴电压实际控制量Vq；最后根据d轴电压实际控制量Vd、q轴电压实际控制量Vq和锁相环输出角度θ生成SVPWM(空间矢量脉宽调制，Space Vector Pulse WidthModulation)调制信号即三相占空比信号。
在步骤S300中，在得到三相占空比信号Da、Db和Dc后，可进一步结合载波信号Ca确定三相双向开关管的双向开关驱动信号A_SW、B_SW和C_SW。其具体可根据以下的公式(1)至公式(3)来确定：
Figure GDA0004019525740000061
Figure GDA0004019525740000062
Figure GDA0004019525740000063
其中A_SW、B_SW和C_SW分别为A、B、C三相的双向开关管对应双向开关驱动信号，DutyA、DutyB和DutyC分别为A、B、C三相的双向开关管导通的占空比信号，Ca为载波信号。
基于上述的公式(1)，图3示意性示出了A相的双向开关驱动信号A_SW、A相的占空比信号DutyA和载波信号Ca的波形示意图。
在步骤S400和步骤S500中，根据三相的相电压Ua、Ub和Uc、三相双向开关管的双向开关驱动信号A_SW、B_SW再确定具体每相的两路开关管即正向开关管和反向开关管的占空比，以实现在每相的电压为正相和负相时区分的控制正向开关管和反向开关管分别导通。
在现有技术中，如背景技术提到，对于控制每相的正向开关管和反向开关管有两种控制方式，即全导通方式或者互补导通方式。其中全导通即根据每相的占空比信号控制每相的正向开关管和反向开关管都同时导通；而互补导通即根据每相的相电压极性分别控制正向开关管和反向开关管导通，即当相电压为正相电压时控制正向开关管导通，而相电压为负相电压时控制反向开关管导通，这两种控制方式存在背景技术中所说的缺陷。
在本发明的实施方式中，与严格的根据每相的相电压极性分别控制正向开关管和反向开关管导通不同之处在于，在正相电压和负向电压过渡的一段电压区间内，采用正向开关管和反向开关管都同时导通的方式来工作。
具体地控制方式如下：
首先对每相的相电压进行校正，以A相为例，可通过以下公式(4)来进行校正：
Figure GDA0004019525740000071
其中VA_adj为校正后的A相电压，VA_samp为检测到的A相电压即上述中提到的相电压Ua，VA_peak为检测到的A相电压的峰值，X％为预设的百分比，可根据前期实验确定，一般可取值范围为4％-11％如取值为5％。
由公式(4)可知，在A相的电压处于大于峰值电压VA_peak的5％的阶段时，校正后的A相电压VA_adj直接采样检测到的相电压VA_samp，此阶段A相具体为大于峰值电压VA_peak的5％的正相电压和负相电压范围；而A相的电压处于小于峰值电压VA_peak的5％的阶段时，校正后的A相电压VA_adj取值为零，具体此阶段为A相电压过零点上下的一个较窄范围。
同理对应B、C两相可通过以下公式(5)和公式(6)来进行校正：
Figure GDA0004019525740000072
Figure GDA0004019525740000073
由于采样延迟、直流偏置、滤波处理等因素，造成检测到的相电压相比实际电压有相位滞后，为了保证实际电压为正时正向开关管一直有驱动信号，或者实际电压为负时反向开关管一直有驱动信号，从而保证三相桥臂正常给电感、电容充电，避免实际电流出现畸变的情况，以此采用上述的方式对相电压进行校正。
接着根据校正后的相电压来确定正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号。
其中A相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号可通过以下公式(7)来确定：
Figure GDA0004019525740000081
其中T1、T2分别为A相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号。从公式(7)可知，当校正后的A相电压VA_adj>0即此时实际的A相电压为正向时，控制正向开关管以双向开关驱动信号A_SW导通并控制反向开关管关闭；当校正后的A相电压VA_adj<0即此时实际的A相电压为负向时，控制反向开关管以双向开关驱动信号A_SW导通并控制正向开关管关闭；当校正后的A相电压VA_adj＝0时，此阶段的A相电压处于A相电压过零点上下的一个较窄范围期间，此时控制正向开关管和反向开关管都同时以双向开关驱动信号A_SW导通。
基于上述的公式(7)，图4示意性示出了A相实际电压Ua、校正后的A相电压VA_adj、检测到的A相电压VA_samp以及A相正向开关驱动信号T1和反向开关驱动信号T2的波形示意图。
同理对应B、C两相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号可通过以下公式(8)和公式(9)来确定：
Figure GDA0004019525740000082
其中T3、T4分别为B相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号。
Figure GDA0004019525740000083
其中T5、T6分别为C相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号。
最后控制每相的正向开关管和反向开关管按照上述的开关驱动信号进行工作，以此实现了VIENNA整流器的三相PFC电路的工作。
本发明实施方式的用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制方法，通过检测每相支路的相电压和三相PFC电路输出的直流母线电压，并根据每相支路的相电压和直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号，以此根据三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号，并根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号，最后根据正向开关驱动信号和反向开关驱动信号分别控制正向开关管和反向开关管工作。解决了现有技术中的全导通方案中开关管如IGBT发热大和存在反向导通风险的问题，以及现有技术中互补导通方式电流畸变的问题，本发明通过对相电压的检测进行校正，增加相电压过零位置上下的宽度(通过上述的X％实现)，以此只在过零位置处让正向开关管和反向开关管同时导通，以此解决了电流畸变和发热问题。从而提升了整个三相PFC电路的工作可靠性。
在本发明的较佳实施方式中，获取三相支路中每相支路的相电压包括：
步骤S110：获取其中不同的两个相间电压；
步骤S120：根据两个相间电压确定每相的相电压。
在该实施方式中，可通过电压采样电路和比较器电路结合的方式采样其中不同的两个相间电压，然后根据两个相间电压确定每相的相电压。如可先采样得到A相和C相之间的电压Uac以及A相和B相之间的电压Uab，然后通过公式计算以重构得到每相的相电压Ua、Ub和Uc，其具体的公式可通过公式(10)至公式(12)来确定：
Ua＝1/3*(Uab+Uac) 公式(10)
Ub＝1/3*(Uac-2Uab) 公式(11)
Uc＝1/3*(Uab-2Uac) 公式(12)
相对单独采样每相的相电压，这里只需采样两个相间电压，因而处理器只需通过两个端口即可进行采样，因为采样电压值要求处理器的端口为AD(模数转换)端口，因而可以节省一路AD端口，从而节省处理器的端口资源和降低处理器的资源要求。
本发明还提出一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制装置。该控制装置的具体电路框图可参考图1。控制装置包括：
相电压检测设备，用于检测三相支路中每相支路的相电压；
母线电压检测设备34，用于检测三相PFC电路输出的直流母线电压；
PFC处理器20，被配置成：从相电压检测设备获取相电压；根据相电压和直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号；根据三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号；根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号；根据正向开关驱动信号和反向开关驱动信号分别控制正向开关管和反向开关管工作。
可通过设置于三相输入的交流支路中的电压采样电路来采样每相的相电压，其中电压采样支路可采用现有的基于电阻分压电路来采样。以分别得到每相的相电压Ua、Ub和Uc。母线电压检测设备34具体可在三相PFC电路输出端通过简单的电阻分压电路在采样其输出的直流母线电压Udc。
或者如图1中所示的方案，通过检测其中两相的相电压即A相的相电压检测设备31和B相的相电压检测设备32实现这两相电压的检测，此时PFC处理器20还被配置成：获取其中不同的两个相间电压；根据两个相间电压确定每相的相电压。
如图1所示，可通过电压采样电路和比较器电路组成的相间电压采样设备采样其中不同的两个相间电压，然后根据两个相间电压确定每相的相电压。如通过图1中的相间电压采样设备31和相间电压采样设备32分别采用得到相间电压Uab和Ubc，并通过以下公式(10)至公式(12)来确定每相的相电压：
Ua＝1/3*(Uab+Uac) 公式(10)
Ub＝1/3*(Uac-2Uab) 公式(11)
Uc＝1/3*(Uab-2Uac) 公式(12)
在图1中具体通过PFC处理器20中的上下电压计算模块22来实现上述的公式(10)至公式(12)的功能。
相对单独采样每相的相电压，这里只需采样两个相间电压，因而处理器只需通过两个端口即可进行采样，因为采样电压值要求处理器的端口为AD(模数转换)端口，因而可以节省一路AD端口，从而节省处理器的端口资源和降低处理器的资源要求。
在根据相电压和直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号时，可参考现有技术中确定三相占空比信号的方案。
通过采样三相PFC电路输出的直流母线电压Udc、通过如图1中的相电流检测设备37、相电流检测设备38和相电流检测设备39分别检测到三相电流ia、ib、ic，和上述中提到的采样得到的三相电压Ua、Ub和Uc；将三相电流ia、ib、ic经过dq变换(两相静止坐标系至两相旋转坐标系变换)后得到d轴电流id和q轴电流iq，三相电压Ua、Ub和Uc经dq变换得到d轴电压Ud和q轴电压Uq；并进一步设定给定直流母线电压Udc*，并根据给定直流母线电压Udc*和直流母线电压Udc生成d轴电流虚拟控制量id*，根据d轴电流虚拟控制量id*以及d轴电流id、q轴电流iq和d轴电压Ud进行计算，得到d轴电压实际控制量Vd；并进一步设定q轴虚拟控制量iq*，并根据q轴虚拟控制量iq*、d轴电流id、q轴电流iq和d轴电压Ud计算得到q轴电压实际控制量Vq；最后根据d轴电压实际控制量Vd、q轴电压实际控制量Vq和锁相环输出角度θ生成SVPWM(空间矢量脉宽调制，Space Vector Pulse Width Modulation)调制信号即三相占空比信号。
在图1中具体通过PFC处理器20中的占空比计算模块21来实现三相占空比信号的计算功能。
在得到三相占空比信号Da、Db和Dc后，可进一步结合载波信号Ca确定三相双向开关管的双向开关驱动信号A_SW、B_SW和C_SW。其具体可根据以下的公式(1)至公式(3)来确定：
Figure GDA0004019525740000111
Figure GDA0004019525740000112
Figure GDA0004019525740000113
其中A_SW、B_SW和C_SW分别为A、B、C三相的双向开关管对应双向开关驱动信号，DutyA、DutyB和DutyC分别为A、B、C三相的双向开关管导通的占空比信号，Ca为载波信号。
基于上述的公式(1)，图3示意性示出了A相的双向开关驱动信号A_SW、A相的占空比信号DutyA和载波信号Ca的波形示意图。
根据三相的相电压Ua、Ub和Uc三相双向开关管的双向开关驱动信号A_SW、B_SW再确定具体每相的两路开关管即正向开关管和反向开关管的占空比，以实现在每相的电压为正相和负相时区分的控制正向开关管和反向开关管分别导通。
在现有技术中，如背景技术提到，对于控制每相的正向开关管和反向开关管有两种控制方式，即全导通方式或者互补导通方式。其中全导通即根据每相的占空比信号控制每相的正向开关管和反向开关管都同时导通；而互补导通即根据每相的相电压极性分别控制正向开关管和反向开关管导通，即当相电压为正相电压时控制正向开关管导通，而相电压为负相电压时控制反向开关管导通，这两种控制方式存在背景技术中所说的缺陷。
在本发明的实施方式中，与严格的根据每相的相电压极性分别控制正向开关管和反向开关管导通不同之处在于，在正相电压和负向电压过渡的一段电压区间内，采用正向开关管和反向开关管都同时导通的方式来工作。
具体地控制方式如下：
首先对每相的相电压进行校正，以A相为例，可通过以下公式(4)来进行校正：
Figure GDA0004019525740000121
其中VA_adj为校正后的A相电压，VA_samp为检测到的A相电压即上述中提到的相电压Ua，VA_peak为检测到的A相电压的峰值，X％为预设的百分比，可根据前期实验确定，一般可取值范围为4％-11％如取值为5％。
由公式(4)可知，在A相的电压处于大于峰值电压VA_peak的5％的阶段时，校正后的A相电压VA_adj直接采样检测到的相电压VA_samp，此阶段A相具体为大于峰值电压VA_peak的5％的正相电压和负相电压范围；而A相的电压处于小于峰值电压VA_peak的5％的阶段时，校正后的A相电压VA_adj取值为零，具体此阶段为A相电压过零点上下的一个较窄范围。
同理对应B、C两相可通过以下公式(5)和公式(6)来进行校正：
Figure GDA0004019525740000122
Figure GDA0004019525740000123
由于采样延迟、直流偏置、滤波处理等因素，造成检测到的相电压相比实际电压有相位滞后，为了保证实际电压为正时正向开关管一直有驱动信号，或者实际电压为负时反向开关管一直有驱动信号，从而保证三相桥臂正常给电感、电容充电，避免实际电流出现畸变的情况，以此采用上述的方式对相电压进行校正。
接着根据校正后的相电压来确定正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号。
其中A相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号可通过以下公式(7)来确定：
Figure GDA0004019525740000131
其中T1、T2分别为A相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号。从公式(7)可知，当校正后的A相电压VA_adj>0即此时实际的A相电压为正向时，控制正向开关管以双向开关驱动信号A_SW导通并控制反向开关管关闭；当校正后的A相电压VA_adj<0即此时实际的A相电压为负向时，控制反向开关管以双向开关驱动信号A_SW导通并控制正向开关管关闭；当校正后的A相电压VA_adj＝0时，此阶段的A相电压处于A相电压过零点上下的一个较窄范围期间，此时控制正向开关管和反向开关管都同时以双向开关驱动信号A_SW导通。
基于上述的公式(7)，图4示意性示出了A相实际电压Ua、校正后的A相电压VA_adj、检测到的A相电压VA_samp以及A相正向开关驱动信号T1和反向开关驱动信号T2的波形示意图。
同理对应B、C两相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号可通过以下公式(8)和公式(9)来确定：
Figure GDA0004019525740000132
其中T3、T4分别为B相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号。
Figure GDA0004019525740000133
其中T5、T6分别为C相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号。
在图1中具体通过PFC处理器20中的过零点重叠驱动模块23来实现确定对上述的三相的正向开关驱动信号和反向开关驱动信号。
最后控制每相的正向开关管和反向开关管按照上述的开关驱动信号进行工作，以此实现了VIENNA整流器的三相PFC电路的工作。
本发明实施方式的用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制装置，通过相电压检测设备检测每相支路的相电压，并通过母线电压检测设备34检测三相PFC电路输出的直流母线电压，并根据每相支路的相电压和直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号，以此根据三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号，并根据相电压和双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号，最后根据正向开关驱动信号和反向开关驱动信号分别控制正向开关管和反向开关管工作。解决了现有技术中的全导通方案中开关管如IGBT发热大和存在反向导通风险的问题，以及现有技术中互补导通方式电流畸变的问题，本发明通过对相电压的检测进行校正，增加相电压过零位置上下的宽度(通过上述的X％实现)，以此只在过零位置处让正向开关管和反向开关管同时导通，以此解决了电流畸变和发热问题。从而提升了整个三相PFC电路的工作可靠性。
本发明还提出一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路，该电路可参考图1的电路简化图，其中包括上述的用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制装置。参考图1还包括分别连接在三相输入端的电感La、Lb和Lc、VIENNA整流器10。通过上述的控制装置输出控制三相双向开关T1-T6的开关驱动信号，并经第一驱动信号驱动设备33，以此实现对这六路的开关驱动信号的放大和信号电平转换，因为从控制装置的PFC处理器20输出的信号电平相对要低如在3V-5V之间，而要驱动三相双向开关T1-T6工作需要12V以上的电平，因而需要通过第一驱动信号驱动设备33进行这六路的开关驱动信号的电平转换，从而能正常的驱动这六路三相双向开关T1-T6工作。通过三相PFC电路输出高压直流母线电压，如针对输入的220V工频三相交流电，其经三相PFC电路处理输出的高压直流电压可达到650V左右，对后续的负载进行供电。
本发明还提出一种电机驱动设备。该电机驱动设备可参考图1所示的电路方框图，其中包括上述的用于VIENNA整流器的三相PFC电路，还包括：
逆变模块30，三相PFC电路的直流电输出端连接逆变模块30的电源输入端，以为逆变模块30提供工作的高压直流电，逆变模块30的输出端输出三相交流电信号，以驱动电机运行；
直流母线电流采样设备35，用于采样三相PFC电路对逆变功率模块进行供电的直流母线电流；
电机处理器50，被配置成：
获取直流母线电流和直流母线电压；
根据直流母线电压和直流母线电流确定控制逆变模块30的六路开关信号，以控制逆变模块30从而驱动电机运行。
其中电机处理器50根据直流母线电压和直流母线电流确定控制逆变模块30的六路开关信号具体可通过以下步骤：
对电机的转子位置进行估计以获得电机的转子角度估计值和电机速度估计值；
根据电机目标转速值、电机速度估计值计算Q轴给定电流值；
根据逆变器的最大输出电压和逆变器的输出电压幅值计算D轴给定电流值；
根据Q轴给定电流值、D轴给定电流值、电机速度估计值、直流母线电压值以及相电流值进行计算生成脉冲宽度信号，并根据三角载波信号和脉冲宽度信号生成PWM控制信号，在经第二驱动模块36进行信号的电平转换和放大到逆变模块30，以驱动电机40运行。
图5示意性示出了电机处理器50内部的方框图。参考图1，电机处理器50为实现上述的根据直流母线电压和直流母线电流确定控制逆变模块30的六路开关信号的步骤，具体可通过以下处理模块实现：
位置/速度估计模块51，用于对电机的转子位置进行估计以获得电机40的转子角度估计值θest和电机速度估计值ωest；
Q轴给定电流值Iqref计算模块52，用于根据电机目标转速值ωref、电机速度估计值ωest计算Q轴给定电流值Iqref；
D轴给定电流值Idref计算模块53，用于根据逆变器的最大输出电压Vmax和逆变器的输出电压幅值V1计算D轴给定电流值Idref；
电流控制模块54，用于根据Q轴给定电流值Iqref、D轴给定电流值Idref、电机速度估计值ωest、直流母线电压值Udc以及对电机40采样的相电流值Iu、Iv、Iw进行计算得到脉冲宽度信号，并根据上述三角载波信号和脉冲宽度信号生成PWM控制信号到逆变器8，以驱动电机40运行。
具体的，本发明实施例中的电机40可为无位置传感器的电机，位置/速度估计模块51确定电机40的转子角度估计值θest和电机速度估计值ωest时，可通过磁链观测法实现上述功能，具体而言，首先可根据两相静止坐标系上的电压Vα、Vβ和电流Iα、Iβ计算压缩机电机在两相静止坐标系α和β轴方向上有效磁通的估计值，具体根据以下公式(21)计算如下：
Figure GDA0004019525740000161
其中，
Figure GDA0004019525740000162
和
Figure GDA0004019525740000163
分别为电机在α和β轴方向上有效磁通的估计值，Vα和Vβ分别为α和β轴方向上的电压，Iα和Iβ分别为α和β轴方向上的电流，R为定子电阻，Lq为电机的q轴电感参数。
然后，根据下述公式(22)计算压缩机电机的转子角度估计值θest和电机实际转速值值ωest：
Figure GDA0004019525740000164
其中，Kp_pll和Ki_pll分别为比例积分参数，θerr为偏差角度估计值，ωf为速度低通滤波器的带宽。
具体的，Q轴给定电流值计算模块522包括叠加单元和PI调节器。其中，叠加单元用于电机目标转速值ωref与电机速度估计值ωest之差进行计算，PI调节器用于根据上述叠加单元输出的电机目标转速值ωref与电机速度估计值ωest之差进行PI调节以输出Q轴给定电流值Iqref。
具体的，D轴给定电流值计算模块523包括弱磁控制器和限幅单元，其中，弱磁控制器用于对逆变器8的最大输出电压Vmax与逆变器8的输出电压幅值V1进行计算以获得D轴给定电流值初始值Id0，限幅单元用于对D轴给定电流值初始值Id0进行限幅处理以获得D轴给定电流值Idref。
在本发明的实施例中，弱磁控制器可根据以下公式(23)计算D轴给定电流值初始值Id0：
Figure GDA0004019525740000165
其中，Id0为D轴给定电流值初始值，Ki为积分控制系数，
Figure GDA0004019525740000171
V1为逆变模块30的输出电压幅值，vd为D轴电压，vq为Q轴电压，Vmax为逆变模块30的最大输出电压，Vdc为整流器4输出的直流母线电压。
在本发明的实施例中，限幅单元根据以下公式(24)获得D轴给定电流值：
Figure GDA0004019525740000172
其中，Idref为D轴给定电流值，Idemag为电机退磁电流限制值。
具体的，电流控制模块54的具体计算如下：
根据对电机40采样获得U、V、W三相电流值Iu、Iv、Iw，并通过三相静止-两相静止坐标转换单元进行Clark变换，基于下述公式(25)，得到电机在两相静止坐标系α和β轴方向上的电流Iα和Iβ
Iα＝Iu
Figure GDA0004019525740000173
再根据转子角度估计值θest通过了通过两相静止-两相旋转坐标转换单元进行Park变换，通过下述公式(26)计算得到两相旋转坐标系下的D轴和Q轴的实际电流值Iq、Id。
Id＝Iαcosθest+Iβsinθest
Iq＝-Iαsinθest+Iβcosθest (26)
上述通过公式(25)和公式(26)实现了电流控制模块54中Q轴电流值和D轴电流值计算单元对D轴和Q轴的实际电流值Iq、Id的计算。
进一步的，电流控制模块54可根据以下公式(27)计算Q轴给定电压值和D轴给定电压值：
Figure GDA0004019525740000174
Figure GDA0004019525740000175
Vd＝Vd0－ωLqIq
Vq＝Vq0+ωLdId+ωKe (27)
其中，Vq为Q轴给定电压值，Vd为D轴给定电压值，Iqref为Q轴给定电流值、Idref为D轴给定电流值，Iq为Q轴电流，Id为D轴电流，Kpd和Kid分别为D轴电流控制比例增益与积分增益，Kpq和Kiq分别为Q轴电流控制比例增益与积分增益，ω为电机转速，Ke为电机40反电势系数，Ld和Lq分别为D轴和Q轴电感，这两个参数可由电机生产厂家提供，具体可根据电机生产厂家提供的电机D轴和Q轴随电流的变化曲线图中取其中的额定值，
Figure GDA0004019525740000181
表示x(τ)在时间上的积分。
进一步的，为了进一步准确的获取D轴电感Ld和Q轴电感Lq，其电流控制模块54还用于：获取电机运行的相电流值，并调取预存的第一相电流值和第二相电流值分别对应的第一Q轴电感、第二Q轴电感值以及第一D轴电感、第二D轴电感值，根据相电流值以及第一相电流值和第二相电流值、第一Q轴电感、第二Q轴电感值以及第一D轴电感、第二D轴电感值计算Q轴电感和D轴电感值。具体的，通过获取采集的电机40的相电流信号Iu、Iv、Iw，其中这三个相电流大小相同，只需采用其中一个即可。电机生产厂家提供的电机D轴电感和Q轴电感随电流的变化曲线图如图7所示，其中i为电机的绕组电流即相电流值，此时可通过上述曲线图预存第一相电流值i1和第二相电流值i2分别对应的第一Q轴电感值Lq1、第二Q轴电感值Lq2以及第一D轴电感值Ld1、第二D轴电感值Ld2，而当前检测到的相电流i对应的D轴电感值Ld和Q轴电感值Lq可根据以下的差值计算公式(28)计算得到：
Ld＝Ld1+(Ld2-Ld1)*(i-i1)/(i2-i1)
Lq＝Lq1+(Lq2-Lq1)*(i-i1)/(i2-i1) (28)
通过上述公式(28)能相对准确的确定当前电机40的相电流对应的D轴电感Ld和Q轴电感Lq值。
在获取到Q轴给定电压值Vq和D轴给定电压值Vd后，可根据电机转子角度估计值θest对Vq和Vd通过两相旋转-两相静止坐标转换单元进行Park逆变换，得到固定坐标系上的电压值Vα和Vβ，具体变换公式(29)如下：
Figure GDA0004019525740000182
其中，θ为电机40转子角度，在此可取上述的转子角度估计值θest。
进一步地，可根据固定坐标系上的电压值Vα和Vβ通过两相静止-三相静止坐标转换单元进行Clark逆变换，得到三相电压Vu、Vv和Vw，具体变换公式(30)如下：
Vu＝Vα
Figure GDA0004019525740000191
Figure GDA0004019525740000192
然后占空比计算单元可根据直流母线电压Udc和三相电压Vu、Vv和Vw进行占空比计算，得到占空比控制信号，即三相占空比Du、Dv和Dw，具体计算公式(31)如下：
Du＝(Vu+0.5Vdc)/Vdc
Dv＝(Vv+0.5Vdc)/Vdc
Dw＝(Vw+0.5Vdc)/Vdc (31)
其中，Udc为直流母线电压。
这里的三相占空比信号即包含了三路脉冲宽度信号，如图6中其中一相占空比Du在不同时刻对应的Du1、Du2、Du3占空比信号，最后再通过运算控制部内部的定时器产生的三角载波信号生成对应的三路PWM控制信号到逆变器30的上桥臂三路开关管，而下桥臂的三路控制信号与与之对应互补的三路PWM控制信号，因此这里的三相占空比信号实际包含了六路PWM控制信号，最后根据三相占空比Du、Dv、Dw对应的六路PWM控制信号对逆变器30的六路开关管进行控制，以实现对电机40的驱动运行。
本发明还提出一种空调器，该空调器包括上述的电机驱动设备。该空调优选为变频空调器，变频空调器包括室内机部分和室外机部分，其中室外机控制器和/或者室内机控制器可包括本发明实施方式的电机驱动设备，以控制室内风机或者室外风机或者室外压缩机运行，能有效提升整个变频空调器的可靠性。
本发明实施方式还提出一种机器可读存储介质，该机器可读存储介质上存储有指令，该指令被处理器执行时使得该处理器能够执行上述任意实施方式中描述的用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制方法。
本领域技术人员可以理解实现上述实施方式方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一个(可以是单片机，芯片等)或处理器(processor)执行本发明各个实施方式方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
此外，本发明实施方式的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本发明实施方式的思想，其同样应当视为本发明实施方式所公开的内容。

Claims (8)

1.一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：
获取三相支路中每相支路的相电压和所述三相PFC电路输出的直流母线电压；
根据所述相电压和所述直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号；
根据所述三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号；
根据所述相电压和所述双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号；
根据所述正向开关驱动信号和所述反向开关驱动信号分别控制所述正向开关管和所述反向开关管工作；
所述根据所述相电压和所述双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号包括：
在其中一相支路的正相的相电压大于正向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的正向开关管的占空比以及该相的反向开关管关闭；
在所述其中一相支路的负相的相电压大于反向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的反向开关管的占空比以及该相的正向开关管关闭；
在所述的其中一相的正相的相电压小于等于所述正向预设电压，且所述的其中一相的负相的相电压小于等于所述反向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的正向开关管的占空比和该相的反向开关管的占空比，其中所述预设电压为对应所述相电压峰值的4％-11％。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述获取三相支路中每相支路的相电压包括：
获取其中不同的两个相间电压；
根据所述两个相间电压确定每相的相电压。
3.一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制装置，其特征在于，所述控制装置包括：
相电压检测设备，用于检测三相支路中每相支路的相电压；
母线电压检测设备，用于检测所述三相PFC电路输出的直流母线电压；
PFC处理器，被配置成：
从所述相电压检测设备获取所述相电压；
从所述母线电压检测设备获取所述直流母线电压；
根据所述相电压和所述直流母线电压确定三相双向开关管导通的三相占空比信号；
根据所述三相占空比信号确定三相双向开关管的双向开关驱动信号；
根据所述相电压和所述双向开关驱动信号确定每相正向开关管的正向开关驱动信号和反向开关管的反向开关驱动信号；
根据所述正向开关驱动信号和所述反向开关驱动信号分别控制所述正向开关管和所述反向开关管工作；
所述PFC处理器还被配置成：
在其中一相支路的正相的相电压大于正向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的正向开关管的占空比以及该相的反向开关管关闭；
在所述其中一相支路的负相的相电压大于反向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的反向开关管的占空比以及该相的正向开关管关闭；
在所述的其中一相的正相的相电压小于等于所述正向预设电压，且所述的其中一相的负相的相电压小于等于所述反向预设电压的情况下，确定该相的双向开关驱动信号为该相的正向开关管的占空比和该相的反向开关管的占空比，其中所述预设电压为对应所述相电压峰值的4％-11％。
4.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，所述PFC处理器还被配置成：
获取其中不同的两个相间电压；
根据所述两个相间电压确定每相的相电压。
5.一种用于VIENNA整流器的三相PFC电路，其特征在于，所述三相PFC电路包括如权利要求3或4任意一项所述的用于VIENNA整流器的三相PFC电路的控制装置。
6.一种电机驱动设备，其特征在于，所述电机驱动设备包括：如权利要求5所述的三相PFC电路；
智能功率模块，所述三相PFC电路的直流电输出端连接所述智能功率模块的电源输入端，以为所述智能功率模块提供工作的高压直流电，所述智能功率模块的输出端输出三相交流电信号，以驱动电机运行；
直流母线电流采样设备，用于采样所述三相PFC电路对所述智能功率模块进行供电的直流母线电流；以及
电机处理器，所述电机处理器被配置成：
获取所述直流母线电流和所述直流母线电压；
根据所述直流母线电压和所述直流母线电流确定控制所述智能功率模块的六路开关信号，以控制所述智能功率模块从而驱动所述电机运行。
7.根据权利要求6所述的电机驱动设备，其特征在于，所述电机处理器还被配置成：
对电机的转子位置进行估计以获得电机的转子角度估计值和电机速度估计值；
根据电机目标转速值、电机速度估计值计算Q轴给定电流值；
根据逆变器的最大输出电压和逆变器的输出电压幅值计算D轴给定电流值；
根据所述Q轴给定电流值、所述D轴给定电流值、所述电机速度估计值、所述直流母线电压值以及所述相电流值进行计算生成脉冲宽度信号，并根据三角载波信号和所述脉冲宽度信号生成PWM控制信号到所述智能功率模块，以驱动所述电机运行。
8.一种空调器，其特征在于，所述空调器包括如权利要求6或7所述的电机驱动设备。
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