CN102097999B - 电动机控制装置、电动机驱动系统和逆变器控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供电动机控制装置、电动机驱动系统和逆变器控制装置。电流检测模块对流过向电动机提供电流的逆变器和直流电源之间的母线电流进行采样，来检测最大电压相和最小电压相的电流值i_dcA和i_dcB。中间相电流推测模块根据dq轴上的电流指令值i_d ^*和i_q ^*及转子位置θ，推测中间电压相的电流值i_mid。相电流计算模块在能够由检测模块正确地检测最大电压相和最小电压相的电流值的期间，根据检测模块的输出值(i_dcA和i_dcB)计算三相电流值(i_u、i_v、i_w)。在不能由检测模块正确地检测最大电压相和最小电压相的电流值的期间，根据检测模块的检测值(i_dcA和i_dcB)和推测模块的推测值(i_mid)计算三相电流值。

Description

电动机控制装置、电动机驱动系统和逆变器控制装置

技术领域

本发明涉及控制电动机的电动机控制装置以及包括电动机控制装置的电动机驱动系统。此外，本发明涉及控制逆变器的逆变器控制装置。

背景技术

为了向电动机提供三相交流电力来对电动机进行矢量控制，需要检测U相、V相以及W相电流中的两个相的相电流(例如，U相电流和V相电流)。为了检测两个相的相电流，通常使用两个电流传感器(变流器等)，但使用两个电流传感器会导致组装了电动机的系统整体的成本上升。

因此，以往，提出了由一个电流传感器检测逆变器和直流电源之间的母线电流(直流电流)，并根据该检测出的母线电流检测两个相的相电流的方式。该方式还被称作1分流(shunt)电流检测方式(单路电流检测方式)。

图21表示采用了1分流电流检测方式的以往的电动机驱动系统的整体框图。逆变器(PWM逆变器)902包括具有上臂和下臂的3个相的半桥电路(half-bridge circuit)，根据从电动机控制装置903提供的三相电压指令值，对各个臂进行开关控制，从而将来自直流电源904的直流电压转换为三相交流电压。将该三相交流电压提供给三相永磁铁同步式的电动机901，驱动控制电动机901。

将连接逆变器902内的各个下臂与直流电源904的线路称作母线913。电流传感器905将表示流过母线913的母线电流的信号传递给电动机控制装置903。电动机控制装置903通过在适当的时刻对电流传感器905的输出信号进行采样，从而检测最大电压相(电压电平成为最大的相)的相电流和最小电压相(电压电平成为最小的相)的相电流，即两个相的相电流。

在各相的电压电平相互离得充分远的情况下，能够通过上述的处理检测两个相的相电流，但是若最大电压相的电压电平和中间电压相的电压电平接近，则相对于最大电压相的PWM信号的脉宽与相对于中间电压相的PWM信号的脉宽之差变小，因此很难检测最大电压相的相电流。同样地，若中间电压相的电压电平和最小电压相的电压电平接近，则相对于中间电压相的PWM信号的脉宽与相对于最小电压相的PWM信号的脉宽之差变小，因此很难检测最小电压相的相电流。

鉴于此，提出了在1分流电流检测方式中，在不能实际测量两个相的相电流的期间内，基于三相的控制栅(gate)信号，校正相对于逆变器内的各个臂的PWM信号的脉宽(即，相对于各相的电压指令值)的方法(例如，参照下述专利文献1)。

图22表示也对应于该校正的、一般的电压指令值(脉宽)的校正例子。在图22的曲线图中，横轴表示时间，曲线920u、920v以及920w分别表示U相、V相以及W相的电压波形。如图22所示，将各相的电压指令值(脉宽)校正为“最大电压相的电压电平与中间电压相的电压电平”和“中间电压相的电压电平与最小电压相的电压电平”不会接近规定间隔以下。由此，能够稳定地检测两个相的相电流。但是，如图22所示，由于通过校正电压指令值(脉宽)，各相电压失真，所以组装了电动机驱动系统的设备的噪声和振动容易变大。此外，通过上述校正，可利用的电压范围变窄。

另一方面，逆变器902通过进行PWM控制，使电动机901驱动，但在PWM控制中，向电动机901的各相的电枢绕组提供正弦波状的电压的控制被称作正弦波PWM控制。在想要向电动机901施加超过由正弦波PWM控制可输出的最大电压的电压的情况下，利用矩形波驱动来代替正弦波PWM控制。在矩形波驱动中，如图23所示，向电动机901的各电枢绕组施加具有类似于矩形波的电压波形的电压。用于实现这样的矩形波驱动的调制方式或者PWM一般被称作过调制或者过调制PWM。在图23的曲线图中，横轴表示时间，实线930u、虚线930v以及单点划线930w分别表示执行过调制PWM时的U相、V相以及W相的电压波形。

伴随如上所述的电压指令值的校正的方法在利用过调制PWM时，也会带来不利。在采用了1分流电流检测方式的电动机驱动系统中利用过调制PWM的情况下，若进行用于相电流检测的校正，则如图24(a)和(b)所示，各相的电压波形成为矩形波的两肩下降的波形，可利用的基波分量减少(在利用过调制PWM时，对于电动机的施加电压矢量成为在固定坐标系上描绘圆的轨迹的基波电压矢量上相加高次谐波电压矢量的结果，该基波电压矢量对应于基波分量)。即，可利用的电压范围与校正电压量相对应地变窄。

因此，要求无需校正电压指令值(脉宽)，且对应于不能检测两个相的相电流的期间的技术。

鉴于此，在下述专利文献2中，提出了在难以检测两个相的相电流的情况下，使用电流指令值来推测三相电流的方法。在该专利文献2的系统中，设有基于dq坐标轴上的电流指令值I_d ^*和I_q ^*以及转子位置(检测相位)θ_dc来推测三相电流值I_u ^*、I_v ^*以及I_w ^*的模块(参照专利文献2的图1中的坐标变换单元5)。可根据以下式进行该推测，但以下式的运算量较大。此外，除了1分流电流检测方式的算法之外，还需要利用三相电流的推测值的算法、以及对由前者的算法得到的检测电流值和由后者的算法得到的推测电流值进行切换来使用的处理(参照专利文献2的图1中的73u、73v以及73W)，结构或程序变得复杂。此外，说明了有关电动机驱动系统中的以往的问题，但是在应用于系统连接系统等的逆变器控制装置中也存在同样的问题。

【数学式1】

${I_u}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}({I_d}^{*}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right)-{I_q}^{*}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right))$

${I_v}^{*}=-\sqrt{\frac{1}{6}}({I_d}^{*}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right)-{I_q}^{*}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right))+\sqrt{\frac{1}{2}}({I_d}^{*}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right)+{I_q}^{*}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right))$

${I_w}^{*}=-\sqrt{\frac{1}{6}}({I_d}^{*}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right)-{I_q}^{*}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right))-\sqrt{\frac{1}{2}}({I_d}^{*}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right)+{I_q}^{*}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\right))$

【专利文献1】JP特开2003-189670号公报

【专利文献2】JP特开2009-055693号公报

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种可根据逆变器和直流电源之间的电流并以简单的运算来推测难以检测的相电流的电动机控制装置、电动机驱动系统以及逆变器控制装置。

本发明的电动机控制装置包括相电流检测部，该相电流检测部与对流过驱动三相式的电动机的逆变器和直流电源之间的电流进行检测的电流传感器相连，且根据该电流传感器的检测结果，检测流过所述电动机的三相的电枢绕组的相电流，所述电动机控制装置基于所述相电流检测部的检测结果，经由所述逆变器控制所述电动机，所述相电流检测部包括将中间电压相的相电流或者与中间电压相的相电流对应的电流推测为第一推测电流的推测模块，并且使用该第一推测电流来推测最大电压相的相电流或者最小电压相的相电流，从而能够检测各相电流。

有时通过逆变器和直流电源间的电流传感器难以检测最大电压相或者最小电压相的相电流，但通过设置上述推测模块，即使是在这样的情况下，也能够容易推测难以检测的相电流。此外，可以认为在由逆变器施加到所述三相的电枢绕组的三相的相电压内，施加最大的相电压的电枢绕组的相电流是最大电压相的相电流，且施加最小的相电压的电枢绕组的相电流是最小电压相的相电流，且剩下的一个电枢绕组的相电流是中间电压相的相电流。

具体地说，例如，该电动机控制装置基于成为对所述三相的电枢绕组的供给电流的目标的电流指令值而控制所述电动机，所述相电流检测部基于所述电流指令值来推测所述第一推测电流，或者，基于所述供给电流的检测电流值来推测在所述第一时刻之后的第二时刻的所述第一推测电流，所述供给电流的检测电流值是使用第一时刻的所述相电流检测部的检测结果而生成的。

此外，例如，该电动机控制装置还包括电压指定矢量生成部，该电压指定矢量生成部基于成为所述三相的相电压的合成矢量的目标的电压指令矢量来控制所述电动机，并基于所述相电流检测部的检测结果来生成所述电压指令矢量，所述推测模块推测中间电压相的相电流，作为所述第一推测电流，所述电流指令值包括ab坐标系上的电流指令值，该ab坐标系根据所述三相的相电压或根据以规定的固定轴为基准的所述电压指令矢量的相位，按60度电角步进式旋转，所述检测电流值包括所述ab坐标系上的检测电流值。

此外，例如，所述相电流检测部可执行如下处理：根据所述电流传感器的检测结果检测最大电压相的相电流和最小电压相的相电流，从而检测各相电流的第一处理；以及根据所述电流传感器的检测结果检测最大电压相的相电流和最小电压相的相电流中的一个，并使用所述推测模块生成的第一推测电流推测另一个，从而检测各相电流的第二处理，基于所述三相的相电压，切换执行所述第一或第二处理。

更具体地说，例如，所述相电流检测部基于最大电压相的相电压与中间电压相的相电压之间的电压差、以及最小电压相的相电压与中间电压相的相电压之间的电压差，切换执行所述第一或者第二处理。

本发明的电动机驱动系统包括：三相式的电动机；驱动所述三相式的电动机的逆变器；以及经由所述逆变器控制所述电动机的上述的电动机控制装置。

本发明的逆变器控制装置，包括相电流检测部，该相电流检测部与对流过将直流电压转换为交流三相电压的三相逆变器和所述直流电源之间的电流进行检测的电流传感器相连，且根据该电流传感器的检测结果检测流过所述逆变器的各相的相电流，所述逆变器控制装置基于所述相电流检测部的检测结果控制所述逆变器，所述相电流检测部包括将中间电压相的相电流或者与中间电压相的相电流对应的电流推测为第一推测电流的推测模块，并且使用该第一推测电流来推测最大电压相的相电流或者最小电压相的相电流，从而能够检测各相电流。

有时很难通过逆变器和直流电源之间的电流传感器检测最大电压相或者最小电压相的相电流，但通过设置上述推测模块，即使是在这样的情况下，也能够容易推测难以检测的相电流。此外，可以认为在所述三相电压内，与最大的相电压对应的相电流是最大电压相的相电流，且与最小的相电压对应的相电流是最小电压相的相电流，且剩余的一个相电流是中间电压相的相电流。

(发明效果)

根据本发明，能够提供一种可根据逆变器和直流电源之间的电流，通过简单的运算来推测难以检测的相电流的电动机控制装置、电动机驱动系统以及逆变器控制装置。

本发明的意义和效果通过以下所示的实施方式的说明会更加清楚。其中，以下的实施方式始终是本发明的一个实施方式，本发明和各个结构要件的用语的意义并不限于以下的实施方式中的记载。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式的电动机驱动系统的模块结构图。

图2是本发明的第1实施方式的电动机的分析模型图。

图3涉及本发明的第1实施方式，是表示利用三相调制时的载波信号、各相的电压电平、各相的PWM信号和母线电流的图。

图4是表示施加到图1的电动机的三相交流电压的典型的波形例的图。

图5是表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴、作为旋转轴的d轴和q轴、电压指令矢量之间的关系的空间矢量图。

图6是用于说明a_n轴的图(a)和表示a_n轴与b_n轴之间的关系的图(b)。

图7涉及本发明的第1实施方式，是包括电动机控制装置的内部模块部分的、图1的电动机驱动系统的框图。

图8是设置在电动机控制装置中的相电流检测部的内部框图。

图9是表示三相电压指令值(V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*)、电压状态值(n)、最大相、最小相及中间相的电流(i_dcA、i_dcB、i_mid)之间的关系的图。

图10是表示电压指令矢量的终点所处的区域与电压状态值之间的关系的图。

图11是表示不能由电流传感器实际测量最大相的相电流时的各种电流值之间的关系的图(a)、和表示不能由电流传感器实际测量最小相的相电流时的各种电流值之间的关系的图(b)。

图12涉及第1实施方式的第2实施例，是设置在电动机控制装置中的相电流检测部的变形内部框图。

图13涉及第1实施方式的第3实施例，是设置在电动机控制装置中的相电流检测部的变形内部框图。

图14涉及第1实施方式的第4实施例，是设置在电动机控制装置中的相电流检测部的变形内部框图。

图15是表示由图8的电流检测模块获得的电流(i_dcA和i_dcB)的波形、和由图8的中间相电流推测模块获得的电流(i_mid)的波形的图。

图16是表示由图8的相电流计算模块获得的相电流(i_u、i_v及i_w)的波形的图。

图17是本发明的第2实施方式的系统连接系统的整体结构图。

图18涉及本发明的第2实施方式，是包括逆变器控制装置的内部框图的、系统连接系统的整体结构图。

图19涉及本发明的第2实施方式，是表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴与作为旋转轴的P轴和Q轴之间的关系的空间矢量图。

图20是设置在逆变器控制装置中的相电流检测部的内部框图。

图21是采用了1分流电流检测方式的现有电动机驱动系统的整体框图。

图22涉及现有技术，是表示进行了电压指令值(脉宽)的校正时的U、V以及W相的电压波形的图。

图23涉及现有技术，是表示利用过调制PWM时的U、V以及W相的电压波形的图。

图24涉及现有技术，是表示在对过调制PWM应用了电压指令值(脉宽)的校正的情况下所获得的U、V以及W相的电压波形的图。

图中：1-电动机；2-逆变器；3-电动机控制装置；4-直流电源；5-电流传感器；6-转子；7u、7v、7w-电枢绕组；20、20a、20b、20c-相电流检测部；41-控制模块；42-电流检测模块；43、43a、43b、43c-中间相电流推测模块；44-相电流计算模块；102-逆变器；103-逆变器控制装置；104-太阳能电池；105-电流传感器；106-电压检测器；140-电力系统；150-相电流检测部；161-控制模块；162-电流检测模块；163-中间相电流推测模块；164-相电流计算模块。

具体实施方式

以下，参照附图具体进行说明本发明的实施方式。在所参照的各附图中，对相同的部分附加相同的附图标记，原则上省略与相同的部分相关的重复的说明。

(第1实施方式)

说明本发明的第1实施方式。图1是本发明的第1实施方式的电动机驱动系统的模块结构图。图1的电动机驱动系统包括：三相永磁铁同步电动机1(以下，简记为“电动机1”)、PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)逆变器2(以下，简记为“逆变器2”)、电动机控制装置3、直流电源4以及电流传感器5。直流电源4将负输出端子4b作为低电压侧，并在正输出端子4a与负输出端子4b之间输出直流电压。用Vdc表示直流电源4输出的直流电压和其电压值。

电动机控制装置3通过控制逆变器2来控制电动机1。因此，也可以将电动机控制装置3称作逆变器控制装置。

电动机1包括设有永磁铁的转子6和设有U相、V相及W相的电枢绕组7u、7v及7w的定子7。电枢绕组7u、7v及7w以中性点14为中心成为Y型连接线。在电枢绕组7u、7v及7w中，中性点14的相反侧的非连接线端分别与端子12u、12v及12w相连。

逆变器2包括U相用的半桥电路、V相用的半桥电路以及W相用的半桥电路。各半桥电路具有一对开关元件。在各半桥电路中，一对开关元件串联连接在直流电源4的正输出端子4a与负输出端子4b之间，向各半桥电路施加来自直流电源4的直流电压Vdc。

U相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8u(以下，也称作上臂8u)和低电压侧的开关元件9u(以下，也称作下臂9u)构成。V相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8v(以下，也称作上臂8v)和低电压侧的开关元件9v(以下，也称作下臂9v)构成。W相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8w(以下，也称作上臂8w)和低电压侧的开关元件9w(以下，也称作下臂9w)构成。此外，在开关元件8u、8v、8w、9u、9v及9w上，将从直流电源4的低电压侧朝向高电压侧的方向作为正向，分别并联连接二极管10u、10v、10w、11u、11v及11w。各二极管起到旁路二极管的作用。

串联连接的上臂8u和下臂9u的连接点、串联连接的上臂8v和下臂9v的连接点、串联连接的上臂8w和下臂9w的连接点分别与端子12u、12v、12w相连。此外，在图1中，作为各开关元件而示出了场效应晶体管，但也可以将它们置换为IGBT(绝缘栅双极性晶体管)等。

逆变器2通过将基于由电动机控制装置3生成的三相电压指令值的PWM信号(脉宽调制信号)提供给逆变器2内的各开关元件的控制端子(基极或者栅极)，从而使各开关元件进行开关动作。三相电压指令值由U相电压指令值V_u ^*、V相电压指令值V_v ^*及W相电压指令值V_w ^*构成。

若忽略用于防止同一个相的上臂和下臂同时导通的空载时间(deadtime)，则在各半桥电路中，上臂导通时下臂截止，上臂截止时下臂导通。只要没有特别表述，设为以下的说明是忽略上述的空载时间而进行的。

施加到逆变器2的来自直流电源4的直流电压通过逆变器2内的各开关元件的开关动作而被进行PWM调制(脉宽调制)，转换为三相交流电压。通过将该三相交流电压施加到电动机1，在各电枢绕组(7u、7v及7w)中流过对应于三相交流电压的电流，从而电动机1被驱动。

电流传感器5检测流过逆变器2的母线13的电流(以下，称作“母线电流”)。由于母线电流具有直流分量，所以也可以将其解释为直流电流。在逆变器2中，下臂9u、9v及9w的低电压侧被共同连接并与直流电源4的负输出端子4b相连。共同连接下臂9u、9v及9w的低电压侧的布线是母线13，电流传感器5串联地介入到母线13中。电流传感器5将表示检测出的母线电流的电流值的信号传递给电动机控制装置3。电动机控制装置3基于电流传感器5的输出信号进行上述三相电压指令值的生成。电流传感器5例如是分流电阻或者变流器等。此外，也可以将电流传感器5设置在连接上臂8u、8v及8w的高电压侧和正输出端子4a的布线中，而不是连接下臂9u、9v及9w的低电压侧和负输出端子4b的布线(母线13)中。

图1的电动机驱动系统采用根据母线电流检测三相电流的所谓的1分流电流检测方式。

图2(a)和(b)表示电动机1的分析模型图。图2(a)表示了U相、V相、W相的电枢绕组固定轴(以下，也称作U相轴、V相轴及W相轴)。6a是设置在电动机1的转子6中的永磁铁。V相轴的相位以U相轴为基准超前了120度电角，W相轴的相位以V相轴为基准再超前了120度电角。在与永磁铁6a所产生的磁通量的转速相同的速度旋转的旋转坐标系中，将永磁铁6a所产生的磁通量的方向取为d轴，在从d轴超前了90度电角的相位上取q轴。在图2(a)和(b)以及后述的空间矢量图(图5、图6(a)等)中，逆时针方向对应于相位的前进方向。将d轴和q轴统称为dq轴，将d轴和q轴选在坐标轴上的旋转坐标系称作dq坐标系。

dq轴旋转，用ω表示其转速。此外，在dq坐标系中，用θ表示从U相轴观察到的d轴的角度(相位)。由θ表示的角度是电角的角度，它们一般也被称作转子位置或者磁极位置。由ω表示的转速是电角的角速度。

以下，将由θ表现的状态量称作转子位置(或者相位)，将由ω表示的状态量称作转速。此外，也可以将状态量改称为物理量。此外，在以下的说明中，只有没有特别表述，角度和相位是表示电角的角度和相位，且它们的单位是弧度或度。

此外，在图2(b)中表示了U相轴、V相轴及W相轴与彼此正交的α轴及β轴的关系。α轴与U相轴一致，β轴以α轴为基准超前了90度电角。U相轴、V相轴、W相轴以及α轴、β轴是与转子6的旋转无关地被固定的固定轴。将α轴和β轴统称为αβ轴，将α轴和β轴选在坐标轴上的固定坐标系称作αβ坐标系。

由逆变器2施加到电动机1的三相交流电压由表示对于U相电枢绕组7u的施加电压的U相电压、表示对于V相电枢绕组7v的施加电压的V相电压、表示对于W相电枢绕组7w的施加电压的W相电压构成。U相电压、V相电压及W相电压分别是从中性点14观察到的端子12u、12v及12w的电压。分别用符号Vu、Vv及Vw表示U相电压、V相电压及W相电压。也将U相电压、V相电压及W相电压总称或者将它们分别称作相电压。将U相、V相及W相电压的合成电压即施加给电动机1的整体施加电压称作电动机电压(电动机端子电压)，并用符号V_a表示。按照U相、V相以及W相电压v_u、v_v以及v_w分别取对应于U相、V相以及W相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*的电压值的方式，电动机控制装置3控制逆变器。

将通过施加电动机电压V_a而从逆变器2提供给电动机1的电流的U相分量、V相分量以及W相分量即流过U相、V相以及W相的电枢绕组7u、7v以及7w的电流分别称作U相电流、V相电流以及W相电流。也将U相电流、V相电流以及W相电流分别或者将它们统称为相电流。在相电流中，将从端子12u、12v或者12w流入中性点14的方向的电流的极性设为正，将从中性点14流出的方向的电流的极性设为负。分别用符号i_u、i_v以及i_w表示U相电流、V相电流以及W相电流。将U相、V相以及W相电流的合成电流即提供给电动机1的整体供给电流称作电动机电流(电枢电流)，并用符号I_a来表示。

在U相、V相以及W相中，将对应的相电压的大小最大的相称作“最大相”或者“最大电压相”，将对应的相电压的大小最小的相称作“最小相”或者“最小电压相”，将对应的相电压的大小既不是最大也不是最小的相称作“中间相”或者“中间电压相”。例如，在v_u＞v_v＞v_w时(换言之，在v_u ^*＞v_v ^*＞v_w ^*时)，U相是最大相，V相是中间相，W是最小相，而在v_v＞v_w＞v_u时(换言之，在v_v ^*＞v_w ^*＞v_u ^*时)，V相是最大相，W相是中间相，U是最小相。

通过对值周期性地以三角波状变化的载波信号CS和由三相电压指令值规定的最大相、中间相以及最小相的电压电平进行比较，从而生成相对于最大相、中间相以及最小相的PWM信号。图3表示利用了三相调制时的PWM信号的例子。在关注的相的PWM信号为高电平、低电平时，该关注相的上臂分别成为导通、截止。在图3的例子中，由于U相、V相以及W相分别对应于最大相、中间相以及最小相，所以v_u ^*＞v_v ^*＞v_w ^*。在各载波周期中，对载波信号CS的值CS_VAL和v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*进行比较。载波周期是载波信号CS的周期。在一个载波周期中，CS_VAL以零为起点增加而取规定的峰值之后向零减少。

在v_u ^*＞v_v ^*＞v_w ^*＞CS_VAL的状态下，上臂8u、8v以及8w导通，在v_u ^*＞v_v ^*＞CS_VAL＞v_w ^*的状态下，上臂8u及8v以及下臂9w导通，在v_u ^*＞CS_VAL＞v_v ^*＞v_w ^*的状态下，上臂8u以及下臂9v和9w导通，在CS_VAL＞v_u ^*＞v_v ^*＞v_w ^*的状态下，下臂9u、9v以及9w导通。

在v_u ^*＞v_v ^*＞CS_VAL＞v_w ^*的状态下，通过检测母线电流，能够检测最小相的相电流，而在v_u ^*＞CS_VAL＞v_v ^*＞v_w ^*的状态下，通过检测母线电流，能够检测最大相的相电流。在一个载波周期中，将最小相、中间相以及最大相的上臂成为导通的期间分别称作相对于最小相、中间相以及最大相的PWM信号的脉宽。

将电动机电压V_a的d轴分量、q轴分量、α轴分量、β轴分量分别称作d轴电压、q轴电压、α轴电压以及β轴电压，且用符号v_d、v_q、v_α以及v_β来表示。

将电动机电流I_a的d轴分量、q轴分量、α轴分量、β轴分量分别称作d轴电流、q轴电流、α轴电流以及β轴电流，且用符号i_d、i_q、iα以及iβ来表示。

此外，v_d还用作表示d轴电压值的符号。对于表示v_d以外的状态量(包括有关电压、电流的状态量)的符号也是如此。此外，在本说明书中，为了简化表述，也存在仅用符号(i_d等)表述来表现对应于该符号的状态量或者指令值等的情况。即，在本说明书中，有时例如将“d轴电流i_d”仅表述为“电流i_d”或者“i_d”，或者将“d轴电流值i_d”表述为“电流值i_d”或者“i_d”。同样地，在本说明书中，为了简化表述，有时通过标注符号来省略或者略记对应于该符号的部位的名称。例如，有时将后述的图8所示的电流检测模块42称作模块42。

图4表示施加到电动机1的三相交流电压的典型的波形例。图4所示的三相交流电压是在逆变器2中进行三相调制时施加到电动机1的三相交流电压。在图4中，实线300u、虚线300v以及单点划线300w分别表示进行三相调制时的U相、V相以及W相电压的波形，图4的曲线图的横轴是相位θ。电压波形300u、300v以及300w分别以正输出端子4a以及负输出端子4b之间的中间电位为中心描绘了正弦波，该正弦波的振幅在(1/2)·V_dc以下。即，正弦波状的电压的振幅的最大值是(1/2)·V_dc。

【电压指令矢量和ab轴】

图5是表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴与作为旋转轴的d轴和q轴、电压指令矢量之间的关系的空间矢量图。附加了符号320的矢量是电压指令矢量。用ε表示从q轴向逆时针方向观察到的电压指令矢量320的相位(即，以q轴为基准的电压指令矢量320的超前角)。这样，用(θ+ε+π/2)表示以U相轴为基准的电压指令矢量320的相位。在电动机控制装置3中，生成指定应施加到电动机1的电压的值。电压指令矢量320是以矢量表现了该值的量。将在后面进行叙述的叙述，例如在电动机控制装置3中，算出d轴电压指令值v_d ^*和q轴电压指令值v_q ^*，并根据v_d ^*和v_q ^*来表示电压指令矢量320。或者，例如在电动机控制装置3中，算出α轴电压指令值v_α ^*和β轴电压指令值vβ^*，并根据v_α ^*和vβ^*来表示电压指令矢量320。电压指令矢量320的d轴分量、q轴分量、α轴分量和β轴分量分别是v_d ^*、v_q ^*、v_α ^*以及vβ^*。

如图1所示，在作为电动机电流的检测方式而采用了1分流电流检测方式的情况下，通过在适当的时刻对电流传感器5的输出信号(即，母线电流值)进行采样，从而能够检测U、V相以及W相的相电流中的最大相和最小相的相电流。由于U、V以及W相的相电流的总和为零，所以通过运算能够算出中间相的相电流。但是，根据1分流电流检测方式的原理，若最大相和中间相的电压电平接近，则相对于最大相和中间相的PWM信号的脉宽之差减小，从而不能确保所需的A/D转换时间和阻尼振荡(ringing)(由开关控制引起的电流脉动)的收敛时间，其结果，不能根据母线电流检测最大相的相电流。同样地，若最小相和中间相的电压电平接近，则不能根据母线电流检测最小相的相电流。在不能实际测量两个相的相电流时，不能通过实际测量来掌握在该时刻的电动机电流Va的瞬时值。

在图5和后述的图6(a)中，在U相轴附近、V相轴附近以及W相轴附近添加了阴影的星状区域321表示不能检测两个相的相电流的区域。例如，在V相电压和W相电压接近而不能检测两个相的相电流的状态下，电压指令矢量320位于U相轴附近，在U相电压和W相电压接近而不能检测两个相的相电流的状态下，电压指令矢量320位于V相轴附近。由此，不能检测两个相的相电流的区域321以U相轴为基准每隔60度电角而存在。

在本实施方式中，进一步定义如图6(a)和(b)所示的a_n轴和b_n轴。n是整数，在后述的说明中，也将n称作电压状态值。a_n轴是使a轴向相位超前方向旋转n·π/3(即，60度的n倍)的轴，b_n轴是使β轴向相位超前方向旋转n·π/3(即，60度的n倍)的轴。在图6(a)中，表示了作为a_n轴的a₀、a₁、a₂、a₃、a₄以及a₅轴。a₀轴和a₆轴是相同的轴。b₀、b₁、b₂、b₃、b₄以及b₅轴分别是相位从a₀、a₁、a₂、a₃、a₄以及a₅轴开始超前了90度的轴。b₀和b₆轴是相同的轴。

电动机控制装置3在

n＝0时，将a₀轴设定为a轴且将b₀轴设定为b轴；

n＝1时，将a₁轴设定为a轴且将b₁轴设定为b轴；

n＝2时，将a₂轴设定为a轴且将b₂轴设定为b轴；

n＝3时，将a₃轴设定为a轴且将b₃轴设定为b轴；

n＝4时，将a₄轴设定为a轴且将b₄轴设定为b轴；

n＝5时，将a₅轴设定为a轴且将b₅轴设定为b轴。

将a_n轴和b_n轴统称为a_nb_n轴，将a_n轴和b_n轴选在坐标轴上的坐标系称作a_nb_n坐标系。此外，将a轴和b轴统称为ab轴，将a轴和b轴选在坐标轴上的坐标系称作ab坐标系。在与α轴和β轴对应地考虑a轴和b轴的情况下，ab坐标系是使αβ坐标系向相位超前方向旋转了60度的n倍的坐标系。

在关注某一组a_nb_n轴时，与a_n轴正交的b_n轴方向的区域321的厚度的一半为Δ(参照图5)。Δ是严格区分是否能够通过1分流电流检测方式检测两个相的相电流的边界阈值。

【电动机驱动系统的结构框图】

图7是包括电动机控制装置3的内部模块部的、图1的电动机驱动系统的框图。电动机控制装置3包括相电流检测部20、坐标变换部21、速度控制部22、电流控制部23、坐标变换部24、位置检测部31以及微分部32。也可以将速度控制部22称作电流指令值生成部。也可以将电流控制部23称作电压指令值生成部或者电压指令矢量生成部。位置传感器30是电动机驱动系统的结构要素。可以认为位置传感器30包含在电动机控制装置3的结构要素中，也可以认为位置传感器30不包含在电动机控制装置3的结构要素中。此外，也可以认为在电动机控制装置3中还包含电流传感器5。

形成图7的电动机驱动系统的各部位以规定的控制周期更新自身计算(或者检测)而输出的指令值(v_d ^*、v_q ^*等)、状态量(id、iq、θ、ω等)，并使用在该时刻能够获得的最新的值来进行必要的运算。

位置传感器30是旋转式编码器等，向位置检测部31发送与电动机1的转子6的转子位置θ对应的信号。位置检测部31基于位置传感器30的输出信号，检测转子位置θ。微分部32通过对该转子位置θ进行微分，计算出转速ω并加以输出。

如上所述，电流传感器5检测母线电流并输出表示该母线电流的电流值的信号。用i_dc表示母线电流。向相电流检测部21发送电流传感器5的输出信号。向相电流检测部21输入母线电流i_dc、来自坐标变换部24的三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*、来自速度控制部22的d轴电流指令值i_d ^*以及q轴电流指令值i_q ^*、来自位置检测部31的转子位置θ。相电流检测部21基于这些值，计算各相电流的电流值i_u、i_v以及i_w并加以输出(将在后面叙述详细的计算方法)。

坐标变换部21基于来自位置检测部31的转子位置θ，通过将来自相电流检测部20的电流值i_u、i_v以及i_w变换为dq轴上的电流值，从而计算d轴电流值i_d以及q轴电流值i_q。

从外部向速度控制部22提供转速指令值ω^*，并且从微分部32向其提供转速ω。转速指令值ω^*是用于使电动机1(转子6)以期望的速度旋转的指令值，起到转速ω的目标值的作用。速度控制部22基于速度误差(ω^*-ω)，计算q轴电流指令值i_q ^*并加以输出。例如，通过比例积分控制计算i_q ^*，使得(ω^*-ω)收敛为零。进而，速度控制部22根据需要而参照i_q ^*来计算d轴电流指令值i_d ^*并加以输出。例如，计算用于实现最大转矩控制的i_d ^*或用于实现弱磁通控制的i_d ^*。i_d ^*起到d轴电流值i_d应追随的d轴电流i_d的目标值的作用，i_q ^*作为q轴电流值i_q应追随的q轴电流i_q的目标值起作用。

从速度控制部22向电流控制部23提供指令值i_d ^*和i_q ^*，并且从坐标变换部21向电流控制部23提供电流值i_d和i_q。电流控制部23按照电流误差(i_d ^*-i_d)和(i_q ^*-i_q)收敛为零的方式进行比例积分控制，从而计算d轴电压指令值v_d ^*和q轴电压指令值v_q ^*并加以输出。v_d ^*起到d轴电压值v_d应追随的d轴电压v_d的目标值的作用，v_q ^*起到q轴电压值v_q应追随的q轴电压v_q的目标值的作用。

坐标变换部24基于来自位置检测部31的转子位置θ，将来自电流控制部23的指令值v_d ^*和v_q ^*变换为U、V以及W相轴上的指令值。即，基于转子位置θ，将指令值v_d ^*和v_q ^*变换为三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*。

设置在逆变器2内的PWM信号生成部(未图示)或者设置在坐标变换部24和逆变器2之间的PWM信号生成部(未图示)基于来自坐标变换部24的三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*，生成相对于逆变器2内的各开关元件(臂)的PWM信号，使得U相、V相以及W相电压值v_u、v_v以及v_w分别成为跟随v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*的电压值。逆变器2根据该PWM信号控制逆变器2内的各开关元件的开关动作，从而将对应于三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*的U相、V相以及W相电压施加到电动机1。由此，向电动机1提供对应于三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*的电动机电流I_a，使电动机1产生转矩。

【关于相电流检测部】

详细说明相电流检测部20的结构和动作。图8是相电流检测部20的内部框图。相电流检测部20包括：控制模块41、电流检测模块42、中间相电流推测模块43以及相电流计算模块44。

控制模块41基于三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*，决定采样定时ST1和ST2，该采样定时ST1和ST2用于根据母线电流而检测最大相和最小相的相电流。例如，若[v_u ^*＞v_v ^*＞v_w ^*]成立，则定时ST1是[CS_VAL＝(v_v ^*+v_w ^*)/2]成立的定时，定时ST2是[CS_VAL＝(v_u ^*+v_v ^*)/2]成立的定时(如上所述，CS_VAL是载波信号CS的值)。

此外，控制模块41基于三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*而设定电压状态值n，并将设定的电压状态值n输出到模块42～44。在图9的表的左侧表示三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*与n值之间的关系(将在后面叙述图9的表的右侧)。控制模块41在

[v_v ^*＞v_u ^*＞v_w ^*]成立时，对n设定0；

[v_v ^*＞v_w ^*＞v_u ^*]成立时，对n设定1；

[v_w ^*＞v_v ^*＞v_u ^*]成立时，对n设定2；

[v_w ^*＞v_u ^*＞v_v ^*]成立时，对n设定3；

[v_u ^*＞v_w ^*＞v_v ^*]成立时，对n设定4；

[v_u ^*＞v_v ^*＞v_w ^*]成立时，对n设定5。

或者，控制模块41也可以基于来自位置检测部31的转子位置θ以及来自电流控制部23的v_d ^*和v_q ^*，求出(θ+ε+π/6)除以π/3的商，并将该商设定为n。此时，也能够获得与基于v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*设定电压状态值n的情况相同的结果。如参照图5叙述的那样，ε是电压指令矢量320的相位(超前角)。电压指令矢量320的d轴分量和q轴分量分别是v_d ^*和v_q ^*，电压指令矢量320的U相、V相以及W相轴分量分别是v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*。作为U相、V相以及W相电压的合成电压的电动机电压V_a是矢量，电压指令矢量320是作为矢量的电动机电压V_a的目标。

图10表示电压指令矢量320的终点所在的区域与电压状态值n之间的关系。从U相轴向逆时针方向观察到的电压指令矢量320的相位是(θ+π/2+ε)(参照图5)。如图10所示，在

[1×π/3≤(θ+π/2+ε)＜2×π/3]成立时，对n设定0；

[2×π/3≤(θ+π/2+ε)＜3×π/3]成立时，对n设定1；

[3×π/3≤(θ+π/2+ε)＜4×π/3]成立时，对n设定2；

[4×π/3≤(θ+π/2+ε)＜5×π/3]成立时，对n设定3；

[5×π/3≤(θ+π/2+ε)＜6×π/3]成立时，对n设定4；

[0×π/3≤(θ+π/2+ε)＜1×π/3]成立时，对n设定5。

在将a轴和b轴与α轴和β轴对应地考虑的情况下，ab坐标系是使αβ坐标系向相位超前方向旋转了60度(＝π/3)的n倍的坐标系，每次相位(θ+π/2+ε)增减60度时，n变化1。因此，ab坐标系被称为根据以U相轴为基准的电压指令矢量320的相位(θ+π/2+ε)，按60度步进式旋转的坐标系。此外，鉴于可根据U、V以及W相电压应追随的指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*决定n的值，也可以将ab坐标系称为根据三相相电压(U、V以及W相电压)按60度步进式旋转的坐标系。

控制模块41还基于三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*，生成可否检测信号S_A和S_B。控制模块41基于v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*，分别判断是否能够根据电流传感器5的输出信号检测最小相和最大相的相电流。表示关于最大相的相电流的该判断的结果的信号是S_A，表示关于最小相的相电流的该判断的结果的信号是S_B。作为判断是否能够根据电流传感器5的输出信号检测最小相和最大相的相电流的方法，可利用公知的方法(例如，在JP特开2008-283848公报中记载的方法)。

例如，可基于最大相的相电压和中间相的相电压之间的电压差V_DIFA及中间相的相电压和最小相的相电压之间的电压差V_DIFB与规定的阈值V_TH之间的比较，进行该判断。其中，V_DIFA＞0、V_DIFB＞0、V_TH＞0。可以考虑相对于电流传感器5的输出信号的A/D转换时间和母线电流的阻尼振荡(由开关控制引起的电流脉动)的收敛时间等，来预先设定阈值V_TH。例如，在[v_u ^*＞v_v ^*＞v_w ^*]成立的情况下，V_DIFA＝v_u ^*-v_v ^*、V_DIFB＝v_v ^*-v_w ^*。并且，在[V_DIFA≥V_TH]成立的情况下，判断为可检测最大相的相电流，从而对信号S_A设定“1”的值，在[V_DIFA＜V_TH]成立的情况下，判断为不能或者难以检测最大相的相电流，从而对信号S_A设定“0”的值。同样地，在[V_DIFB≥V_TH]成立的情况下，判断为可检测最小相的相电流，从而对信号S_B设定“1”的值，在[V_DIFB＜V_TH]成立的情况下，判断为不能或者难以检测最小相的相电流，从而对信号S_B设定“0”的值。

在本实施方式中，假设电压指令矢量的大小具有某种程度的大小，不考虑信号S_A和S_B同时具有“0”值的状态。

电流检测模块42由将来自电流传感器5的模拟输出信号转换为数字信号的A/D转换器(未图示)构成，根据由控制模块41决定的采样定时ST1和ST2，在该A/D转换器中对电流传感器5的输出信号(即，母线电流i_dc的电流值)进行采样，从而求出电流值i_dcA和i_dcB。电流值i_dcA和i_dcB分别对应于最大相的相电流的检测值和最小相的相电流的检测值。其中，在S_A＝1时，电流值i_dcA正确地表示最大相的相电流的值(忽略检测误差)，但在S_A＝0时，电流值i_dcA不能正确地表示最大相的相电流的值。同样地，在S_B＝1时，电流值i_dcB正确地表示最小相的相电流的值(忽略检测误差)，但在S_B＝0时，电流值i_dcB不能正确地表示最小相的相电流的值。

中间相电流推测模块43基于转子位置θ，将dq轴上的电流指令值i_d ^*和i_q ^*变换为ab轴上的电流指令值，从而推测作为电压指令矢量320的a轴分量的a轴电流指令值i_a ^*。a轴电流指令值i_a ^*是ab轴上的电流指令值(换言之，ab坐标系上的电流指令值)之一。具体地说，根据下述式(A1)和(A2)求出i_a ^*。而且，推测模块43根据下述式(A3)，根据i_a ^*推测中间相的相电流i_mid。即，在电压状态值n为奇数的情况下，将i_a ^*的(2/3)倍代入i_mid中，而在电压状态值n为偶数的情况下，将i_a ^*的(-(2/3))倍代入i_mid中。此外，在将i取任意的正数的情况下，在本说明书中，表示i的正的平方根。

【数学式2】

${\mathrm{\θ}}^{\′}=\mathrm{\θ}-\frac{n\·\mathrm{\π}}{3}\·\·\·\left(A1\right)$

i_a ^*＝(i_d ^*cos(θ′)-i_q ^*sin(θ′))        …(A2)

$i_{\mathrm{mid}}=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{2/3}\·{i_a}^{*}& \mathrm{ifnisodd}\\ -\sqrt{2/3}\·{i_a}^{*}& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.\·\·\·\left(A3\right)$

若知道n的值，则由于知道哪个相是中间相(参照图9)，所以也可以使用i_d ^*、i_q ^*与i_u ^*、i_v ^*及i_w ^*之间的关系式(A4u)、(A4v)以及(A4w)来代替式(A1)～(A3)，通过在式(A4u)、(A4v)以及(A4w)中代入i_d ^*、i_q ^*以及θ来推测i_mid。此时，在n为0、1、2、3、4、5时，作为i_mid而分别推测式(A4u)的i_u ^*、式(A4w)的i_w ^*、式(A4v)的i_v ^*、式(A4u)的i_u ^*、式(A4w)的i_w ^*、式(A4v)的i_v ^*。

【数学式3】

${i_u}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}({i_d}^{*}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)-{i_q}^{*}\sin \left(\mathrm{\θ}\right))\·\·\·\left(A4u\right)$

${i_v}^{*}=-\sqrt{\frac{1}{6}}({i_d}^{*}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)-{i_q}^{*}\sin \left(\mathrm{\θ}\right))+\sqrt{\frac{1}{2}}({i_d}^{*}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)+{i_q}^{*}\left(\mathrm{\θ}\right))\·\·\·\left(A4v\right)$

${i_w}^{*}=-\sqrt{\frac{1}{6}}({i_d}^{*}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)-{i_q}^{*}\sin \left(\mathrm{\θ}\right))-\sqrt{\frac{1}{2}}({i_d}^{*}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)+{i_q}^{*}\left(\mathrm{\θ}\right))\·\·\·\left(A4w\right)$

将推测出的相电流值i_mid提供给相电流计算模块44。此外，也可以在推测模块43中进行到指令值i_a ^*的推测为止，并将i_a ^*从推测模块43提供给模块44，而不是i_mid。此时，在模块44中进行基于i_a ^*的i_mid的计算。

相电流计算模块44基于i_dcA、i_dcB、i_mid、n、S_A和S_B，计算U相、V相以及W相电流值i_u、i_v以及i_w。在图9的表的右侧，表示了i_dcA、i_dcB、i_mid与i_u、i_v、i_w之间的关系。在n为0、1、2、3、4、5时，最大相分别为V、V、W、W、U、U相，且最小相分别为W、U、U、V、V、W相。因此，相电流计算模块44在S_A＝S_B＝1成立的情况下，

若n＝0，则根据(i_dcA、i_dcB)＝(i_v、-i_w)；

若n＝1，则根据(i_dcA、i_dcB)＝(i_v、-i_u)；

若n＝2，则根据(i_dcA、i_dcB)＝(i_w、-i_u)；

若n＝3，则根据(i_dcA、i_dcB)＝(i_w、-i_v)；

若n＝4，则根据(i_dcA、i_dcB)＝(i_u、-i_v)；

若n＝5，则根据(i_dcA、i_dcB)＝(i_u、-i_w)，

求出相电流i_u、i_v以及i_w中的两个，并根据[i_u+i_v+i_w＝0]求出剩下的一个相电流。

此外，若将如图8所示的电压状态值n也提供给模块42，则也可以在模块42中特定i_dcA和i_dcB分别是i _u、i_v以及i_w中的哪个，但在本实施方式中，设为在模块44中进行该特定(因此，可省略相对于模块42的电压状态值n的输入)。

另一方面，在S_A＝0且S_B＝1成立的情况下，或者在S_A＝1且S_B＝0成立的情况下，相电流计算模块44使用i_mid来推测最大相或最小相的相电流，并使用推测出的最大相或最小相的相电流来计算i_u、i_v以及i_w。用i_dcA′表示推测出的最大相的电流值，用i_dcB′表示推测出的最小相的电流值。

具体地说，在S_A＝0且S_B＝1成立的情况下，根据式(A5a)求出电流值i_dcA′之后，

若n＝0，则根据(i_dcA′、i_dcB、i_mid)＝(i_v、-i_w、i_u)；

若n＝1，则根据(i_dcA′、i_dcB、i_mid)＝(i_v、-i_u、i_w)；

若n＝2，则根据(i_dcA′、i_dcB、i_mid)＝(i_w、-i_u、i_v)；

若n＝3，则根据(i_dcA′、i_dcB、i_mid)＝(i_w、-i_v、i_u)；

若n＝4，则根据(i_dcA′、i_dcB、i_mid)＝(i_u、-i_v、i_w)；

若n＝5，则根据(i_dcA′、i_dcB、i_mid)＝(i_u、-i_w、i_v)，

求出相电流i_u、i_v以及i_w。

在S_A＝1且S_B＝0成立的情况下，根据式(A5b)求出电流值i_dcB′之后，

若n＝0，则根据(i_dcA、i_dcB′、i_mid)＝(i_v、-i_w、i_u)；

若n＝1，则根据(i_dcA、i_dcB′、i_mid)＝(i_v、-i_u、i_w)；

若n＝2，则根据(i_dcA、i_dcB′、i_mid)＝(i_w、-i_u、i_v)；

若n＝3，则根据(i_dcA、i_dcB′、i_mid)＝(i_w、-i_v、i_u)；

若n＝4，则根据(i_dcA、i_dcB′、i_mid)＝(i_u、-i_v、i_w)；

若n＝5，则根据(i_dcA、i_dcB′、i_mid)＝(i_u、-i_w、i_v)，

求出相电流i_u、i_v以及i_w。

【数学式4】

i_dcA′＝-i_mid+i_dcB        …(A5a)

i_dcB′＝i_mid+i_dcA         …(A5a)

图11(a)表示不能利用电流传感器5实际测量最大相的相电流时(即，在S_A＝0且S_B＝1成立时)的(i_u、i_v、i_w)、(i_dcB、i_mid)以及n的关系，图11(b)表示不能由电流传感器5实际测量最小相的相电流的情况下(即，在S_A＝1且S_B＝0成立的情况下)的(i_u、i_v、i_w)和(i_dcA、i_mid)以及n的关系。

由此，相电流检测部20形成为可执行如下的第一运算处理和第二运算处理，该第一运算处理是不使用推测模块43的推测结果而是根据电流传感器5的电流检测结果检测最大相和最小电压相的相电流，从而导出相电流i_u、i_v以及i_w的处理，该第二运算处理是根据电流传感器5的电流检测结果检测最大相和最小相的相电流中的一个，并使用推测模块43的推测电流(i_mid或者i_a ^*)来推测最大相和最小相的相电流中的另一个，从而导出相电流i_u、i_v以及i_w的处理，并且相电流检测部20基于三相相电压(实际上是基于三相相电压应追随的i_u ^*、i_v ^*以及i_w ^*)，切换执行第1和第二运算处理。在根据i_u ^*、i_v ^*以及i_w ^*求出的电压差V_DIFA和V_DIFB都成为阈值V_TH以上，从而可否检测信号S_A和S_B的值都成为1的情况下，通过第一运算处理导出相电流i_u、i_v以及i_w，而在电压差V_DIFA或V_DIFB小于阈值V_TH，从而可否检测信号S_A或S_B的值成为0的情况下，通过第二运算处理导出相电流i_u、i_v以及i_w。

将上述的电动机驱动系统的结构称作基本结构。以下，将相对于基本结构的几个变形技术等作为第1～第7实施例来进行说明。在各实施例中，对于没有特别叙述的事项而言，上述的基本结构的说明适用于各实施例。

《第1实施例》

在基本结构中，基于三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*进行了定时ST1与ST2的决定和n、S_A、S_B值的决定，但代替v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*，可以基于v_d ^*和v_q ^*以及θ进行这些决定，或者也可以基于vα^*和vβ^*进行这些决定。在使用v_d ^*和v_q ^*或者vα^*和vβ^*来决定n值的情况下，也可以求出(θ+ε+π/6)除以π/3的商，并将该商设定为n。

vα^*起到α轴电压值vα应追随的α轴电压vα的目标值的作用，vβ^*起到β轴电压值vβ应追随的β轴电压vβ的目标值的作用。基于转子位置θ，将dq轴上的电压指令值v_d ^*和v_q ^*变换为αβ轴上的电压指令值，从而能够导出vα^*和vβ^*。

《第2实施例》

说明第2实施例。在基本结构中，在中间相的相电流i_mid的推测中使用了dq轴上的电流指令值i_d ^*和i_q ^*，但代替i_d ^*和i_q ^*，也可以使用也应称作dq轴上的检测电流值(或者dq坐标系上的检测电流值)的i_d和i_q来推测i_mid。此时，图8的相电流检测部20变形为图12的相电流检测部20a。可以将相电流检测部20a用作图7的相电流检测部20。从坐标变换部21向相电流检测部20a提供i_d和i_q，从而代替i_d ^*和i_q ^*。相电流检测部20a包括模块41、42以及44、中间相电流推测模块43a。

向推测模块43a提供电流值i_d和i_q、转子位置θ、电压状态值n。在推测模块43a中，使用最新的转子位置θ和基于第一时刻的相电流检测部20a的检测结果(i_u、i_v以及i_w)的i_d、i_q，根据下述式(B1)～(B3)求出第一时刻之后的第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid。将由推测模块43a推测出的i_mid或i_a输出到相电流计算模块44。a轴电流i_a是检测出的电动机电流I_a的a轴分量。此外，虽在这里并没有推测，但将电动机电流I_a的b轴分量称作b轴电流i_b。可以将i_a和i_b称作ab轴上的检测电流值(或者ab坐标系上的检测电流值)。使用式(B3)时，在电压状态值n为奇数的情况下，将i_a的(2/3)倍代入i_mid中，在电压状态值n为偶数的情况下，将i_a的((2/3))倍代入i_mid中。相电流计算模块44在S_A或S_B的值为0时，可以代替基于i_d ^*和i_q ^*的i_mid或i_a ^*而使用基于i_d和i_q的i_mid或i_a来求出i_u、i_v以及i_w。

【数学式5】

${\mathrm{\θ}}^{\′}=\mathrm{\θ}-\frac{n\·\mathrm{\π}}{3}\·\·\·\left(B1\right)$

i_a＝(i_d cos(θ′)-i_q sin(θ′))        …(B2)

$i_{\mathrm{mid}}=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{2/3}\·i_a& \mathrm{ifnisodd}\\ -\sqrt{2/3}\·i_a& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.\·\·\·\left(B3\right)$

在第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid是指应在第j个控制周期中算出的i_a和i_mid，第一时刻的相电流检测部20a的检测结果是指在第(j-1)个控制周期中算出的i_u、i_v以及i_w(j是整数)。因此，基于第一时刻的相电流检测部20a的检测结果的i_d和i_q是指在第(j-1)个控制周期中算出的i_d和i_q。

此外，也可以在推测模块43a中进行至电流值i_a的推测为止，并从推测模块43向模块44提供i_a，而不是提供i_mid。此时，在模块44中进行基于i_a的i_mid的计算。

《第3实施例》

说明第3实施例。在基本结构中，在中间相的相电流i_mid的推测中使用了dq轴上的电流指令值i_d ^*和i_q ^*，但也可以代替i_d ^*和i_q ^*，使用作为αβ轴上的电流指令值的α电流指令值iα^*和β电流指令值iβ^*来推测i_mid。iα^*起到α轴电流值iα应追随的α轴电流iα的目标值的作用，iβ^*起到β轴电流值iβ应追随的β轴电流iβ的目标值的作用。在第3实施例中，图8的相电流检测部20变形为如图12的相电流检测部20b。在相电流检测部20b中，代替i_d ^*和i_q ^*，提供iα^*和iβ^*。相电流检测部20b包括模块41、42以及44、中间相电流推测模块43b。

基于转子位置θ，将dq轴上的电流指令值i_d ^*和i_q ^*变换为αβ轴上的电流指令值，从而能够导出α轴电流指令值iα^*和β轴电流指令值iβ^*。可以将相电流检测部20b用作图7的相电流检测部20。其中，不再是如图7的电动机驱动系统那样在dq轴上构成电流控制环路，而是在αβ轴上构成电流控制环路的情况下，第3实施例特别有益(在后述的第4实施例中也相同)。因此，在图13的相电流检测部20b中，向控制模块41输入vα^*和vβ^*，基于vα^*和vβ^*，进行定时ST1和ST2的决定和n、S_A以及S_B的值的决定。其中，在相电流检测部20b中，也可以根据v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*进行这些决定(在后述的第4实施例中也相同)。

推测模块43b基于iα^*和iβ^*以及来自控制模块41的电压状态值n，根据下述式(C1)和(C2)，求出a轴电流指令值i_a ^*和相电流值i_mid。式(C2)和上述式(A3)是相同的式，除了i_a ^*的导出方法不同以外，推测模块43b是与基本结构中的推测模块43相同的模块。因此，将根据式(C1)和式(C2)推测出的相电流值i_mid从推测模块43b提供给模块44。此外，也可以在推测模块43b中进行至指令值i_a ^*的推测为止，并从推测模块43b向模块44提供i_a ^*，而不是提供i_mid。此时，在模块44中进行基于i_a ^*的i_mid的计算。

【数学式6】

${i_a}^{*}=({i_{\mathrm{\α}}}^{*}\cos \left(\frac{n\·\mathrm{\π}}{3}\right)+{i_{\mathrm{\β}}}^{*}\sin \left(\frac{n\·\mathrm{\π}}{3}\right))\·\·\·\left(C1\right)$

$i_{\mathrm{mid}}=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{2/3}\·{i_a}^{*}& \mathrm{ifnisodd}\\ -\sqrt{2/3}\·{i_a}^{*}& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.\·\·\·\left(C2\right)$

《第4实施例》

说明第4实施例。在第3实施例中，在中间相的相电流i_mid的推测中使用了αβ轴上的电流指令值iα^*和iβ^*，但也可以代替iα^*和iβ^*，使用也应称作αβ轴上的检测电流值的iα和iβ来推测i_mid。此时，图13的相电流检测部20b进一步变形为如图14的相电流检测部20c。在相电流检测部20c中，代替iα^*和iβ^*，提供iα和iβ。相电流检测部20c包括模块41、42以及44、中间相电流推测模块43c。

可以将相电流检测部20c用作图7的相电流检测部20。在图7的坐标变换部21中，通过将三相坐标系上的电流值i_u、i_v以及i_w变换为αβ轴上的电流值，从而能够获得电流值iα和iβ，根据电流值iα和iβ以及θ，能够求出电流值i_d和i_q。将由坐标变换部21获得的电流值iα和iβ提供给推测模块43c，并且从控制模块41向推测模块43c提供电压状态值n。

在推测模块43a中，使用基于第一时刻的相电流检测部20c的检测结果(i_u、i_v以及i_w)的iα和iβ，通过下述式(C3)和式(C4)，求出比第一时刻滞后的第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid。将由推测模块43c推测出的i_mid或i_a输出到相电流计算模块44。式(C4)是与上述式(B3)相同的式。因此，在使用式(C4)的情况下，在电压状态值n为奇数的情况下，将i_a的(2/3)倍代入i_mid中，在电压状态值n为偶数的情况下，将i_a的((2/3))倍代入i_mid中。相电流计算模块44在S_A或S_B的值为0时，可以使用基于iα和iβ的i_mid或i_a而求出i_u、i_v以及i_w。

【数学式7】

$i_a=(i_{\mathrm{\α}}\cos \left(\frac{n\·\mathrm{\π}}{3}\right)+i_{\mathrm{\β}}\sin \left(\frac{n\·\mathrm{\π}}{3}\right))\·\·\·\left(C3\right)$

$i_{\mathrm{mid}}=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{2/3}\·i_a& \mathrm{ifnisodd}\\ -\sqrt{2/3}\·i_a& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.\·\·\·\left(C4\right)$

第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid是指应在第j个控制周期中算出的i_a和i_mid，在第一时刻的相电流检测部20c的检测结果是指在第(j-1)个控制周期中算出的i_u、i_v以及i_w(j是整数)。因此，基于第一时刻的相电流检测部20c的检测结果的iα和iβ是指在第(j-1)个控制周期中算出的iα和iβ。

此外，也可以在推测模块43c中进行至电流值i_a的推测为止，并从推测模块43c向模块44提供i_a，而不是提供i_mid。此时，在模块44中进行基于i_a的i_mid的计算。

《第5实施例》

说明第5实施例。虽然在2实施例中，使用基于在第一时刻的相电流检测部20的检测结果(i_u、i_v以及i_w)的i_d和i_q，推测第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid，在第4实施例中，使用基于第一时刻的相电流检测部20的检测结果(i_u、i_v以及i_w)的iα和iβ，推测第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid，但也可以根据将三相检测电流值(i_u、i_v以及i_w)变换为两相的检测电流值(i_d和i_q或者iα和iβ)之前的信息，直接推测第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid。即，也可以根据第一时刻的相电流检测部20的检测结果(i_u、i_v以及i_w)，直接推测第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid。同样地，也可以根据在第一时刻的i_u ^*、i_v ^*以及i_w ^*，直接推测第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid。i_u ^*、i_v ^*以及i_w ^*是将i_d ^*和i_q ^*或者iα^*和iβ^*变换为U、V以及W相轴上的电流指令值的值，使用i_u ^*、i_v ^*以及i_w ^*的方法在电动机驱动系统中，在U、V以及W相轴上构成电流控制环路的情况下有益。

此外，在对如基本结构(参照图8)和第3实施例(参照图13)等那样从电流指令值推测i_mid的方法、和如第2实施例(参照图12)和第4实施例(参照图14)等那样从检测电流值推测i_mid的方法进行对比的情况下，尤其在过调制区域中驱动电动机1时优选后者的方法。在过调制区域中，各相电流的电流波形以正弦波为基准产生失真。由于电流指令值(i_d ^*和i_q ^*等)是假设各相电流为没有失真的正弦波的值，所以在使用了电流指令值的中间相的相电流推测中不考虑波形失真，结果，有时控制会变得不稳定。另一方面，由于在检测电流值(i_d和i_q等)中反映出失真的影响，所以若从检测电流值推测i_mid，则控制会稳定。因此，在过调制区域中驱动电动机1的情况下，优选从检测电流值推测i_mid的方法。

逆变器2通过进行PWM控制来驱动电动机1，在PWM控制中，向电动机1的电枢绕组7u、7v和7w提供正弦波状的电压的控制被称作正弦波PWM控制。在想要将超过在正弦波PWM控制中可输出的最大电压的电动机电压V_a施加到电动机1的情况下，代替正弦波PWM控制而利用矩形波驱动。如参照图23在上面所述的那样，在矩形波驱动中，向电动机1的电枢绕组7u、7v和7w施加具有类似于矩形波的电压波形的电压。用于实现这样的矩形波驱动的调制方式或者PWM一般被称作过调制或者过调制PWM。过调制区域是指通过逆变器2进行过调制的状态。

可基于电压指令值判断在过调制区域中电动机1是否被驱动。即，可根据电压指令矢量320的大小与规定电压值(在正弦波PWM控制中可输出的最大电压值，且根据直流电压值V_dc决定的电压值)的比较结果，判断在过调制区域中电动机1是否被驱动。具体地说，若电压指令矢量320的大小(例如，(v_d ^*2+v_q ^*2))大于上述的规定电压值，则可判断为在过调制区域中电动机1被驱动，若电压指令矢量320的大小(例如，(v_d ^*2+v_q ^*2))为上述的规定电压值以下，则可判断为在过调制区域中电动机1没有被驱动。

并且，也可以基于该判断结果，切换使用从电流指令值推测i_mid的方法和从检测电流值推测i_mid的方法。即，也可以切换i_mid的推测方法，使得在基于电压指令值而判断为在过调制区域中电动机1被驱动的情况下，如第2实施例(参照图12)和第4实施例(参照图14)等所示那样，从检测电流值(例如，i_d和i_q或者iα和iβ)推测i_mid，而在基于电压指令值而判断为在过调制区域中电动机1没有被驱动的情况下，如基本结构(参照图8)和第3实施例(参照图13)等所示那样，从电流指令值(例如，i_d ^*和i_q ^*或者iα^*和iβ^*)推测i_mid。

《第6实施例》

说明第6实施例。在第6实施例中，补充说明有关用于推测i_mid的运算式。从a轴的定义中可以导出，中间相的轴和a轴重合，中间相的轴的方向和a轴的方向依赖于n的值，从而成为相同或者相反。因此，在i_mid和a轴电流i_a之间成立下述式(D1)的关系式。在式(D1)中，也可以将i_a置换为i_a ^*来进行考虑。例如，图5的状态对应于[v_v ^*＞v_w ^*＞v_u ^*]成立的n＝1的状态(也参照图9和图10)，在n＝1时，中间相是W相且a轴(＝a₁轴)与W相轴重合(其中，它们的方向相反；参照图6(a))。

【数学式8】

$i_{\mathrm{mid}}={(-1)}^n\sqrt{2/3}\·i_a\·\·\·\left(D1\right)$

另一方面，由于i_d和i_q与i_a和i_b之间成立下述式(D2)的关系，所以可获得上述式(A2)和(B2)。此外，由于iα和iβ与i_a和i_b之间成立下述式(D3)的关系，所以获得上述式(C1)和(C3)。在式(D2)和(D3)中，可以将i_a、i_b、i_d、i_q、iα及iβ分别置换为i_a ^*、i_b ^*、i_d ^*、i_q ^*、iα^*及iβ^*。

【数学式9】

$\left(\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\end{array}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)& -\sin \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)\\ \sin \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)& \cos \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)\·\·\·\left(D2\right)$

$\left(\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\end{array}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{n\π}/3)& \sin (\mathrm{n\π}/3)\\ -\sin (\mathrm{n\π}/3)& \cos (\mathrm{n\π}/3)\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)\·\·\·\left(D3\right)$

《第7实施例》

说明第7实施例。在第7实施例中，说明有关图8的相电流检测部20的仿真结果。

在图15中，曲线401和402分别表示通过电流检测模块42获得的电流i_dcA和i_dcB的波形，曲线403表示通过推测模块43获得的电流i_mid的波形。在图15和后述的图16的各个曲线图中，横轴表示转子位置θ，左右方向的变化对应于θ的变化。如上所述，在1分流电流检测方式中，存在不能根据母线电流检测相电流的区间。在图15的曲线图中，将该期间内的i_dcA和i_dcB设为零。

在图16中，曲线410u、410v以及410w分别表示由相电流计算模块44获得的相电流i_u、i_v以及i_w。

根据本实施方式，可通过简单的运算来推测中间相的相电流，并通过使用了该推测值的简单的加减运算(参照上述的式(A5a)和(A5b))，推测难以通过电流传感器5检测的相电流。因此，与专利文献2的方法等相比，减轻了运算负荷。此外，不需要如专利文献1的方法那样进行电压指令值(脉宽)的校正，不存在因校正而增加噪声和振动或者可利用的电压范围变窄的情况。

此外，由于推测在1分流电流检测方式中难以检测的相电流，所以可直接利用在1分流电流检测方式中原本具有的算法(根据i_dcA和i_dcB计算三相电流的算法)。即，在通过电流传感器5可检测两个相的相电流时，原则上根据电流传感器5的输出获得检测电流值来计算三相电流，而在难以检测相电流时，使用推测电流值(i_dcA′或i_dcB′)来代替检测电流值，从而计算三相电流即可。这样的切换可通过简单的处理来实现。

此外，由于不需要如专利文献1的方法那样进行电压指令值(脉宽)的校正，所以在利用过调制PWM的情况下，也不会产生可利用的电压范围与电压校正量相对应地变窄的弊端。此外，在利用过调制PWM时，若不使用电流指令值而是使用检测电流值来推测中间相的相电流(参照第5实施例)，则基于过调制PWM的电流波形失真会反映在推测中，所以控制的稳定性提高。

(第2实施方式)

接着，说明本发明的第2实施方式。在第2实施方式中，将在上述的第1实施方式中叙述的三相电流的检测方法应用于系统连接系统。只要不矛盾，在第1实施方式中叙述的事项也能应用于第2实施方式，在第2实施方式的说明中记载第1和第2实施方式间的不同点。

图17是第2实施方式的系统连接系统的整体结构图。在图17的系统连接系统中，使用三相式逆变器，将由太阳能电池发电的电力连接到三相系统。在本实施方式中，以组装了电流控制类电压连接三相逆变器的系统连接系统为例。在这种系统连接逆变器中，通过按照追加电流指令值的方式向连接点施加电压，从而构成与系统的连接(例如，参照“山田、其他两名，《电流控制形正弦波电压连接三相逆变器(Current Controlled TypeSinusoidal Voltage Interconnecting Three-Phase Inverter)》，平成19年电气学会全国大会论文集，电气学会，平成19年3月，第四分册，4-076，p.115)。

说明图17的各部位的连接关系等。在图17中，符号104是作为直流电源的太阳能电池。在图17中表示了太阳能电池104的等效电路。太阳能电池104进行基于太阳能的发电，产生直流电压。该直流电压以负输出端子104b作为低电压侧，在正输出端子104a和负输出端子104b之间产生。在平滑化电容器Cd的两端子间，施加正输出端子104a和负输出端子104b之间的直流电压，平滑化电容器Cd储存对应于该直流电压的电荷。电压检测器106检测平滑化电容器Cd的两端子间电压的电压值，并将检测值发送到逆变器控制装置103。

图17中的PWM逆变器102(以下，简称为“逆变器102”)是与图1的逆变器2相同的三相式逆变器，其内部结构与逆变器2相同。

逆变器102包括U相用的半桥电路、V相用的半桥电路以及W相用的半桥电路。各半桥电路具有一对开关元件。在各半桥电路中，一对开关元件串联连接在正输出端子104a与负输出端子104b之间，向各半桥电路施加平滑化电容器Cd的两端子间电压。另外，u、v以及w一般用作表示三相式电动机中的各相的符号，如在第2实施方式中假设的系统中，作为表示各相的符号，使用u、v以及w以外的符号(例如，a、b以及c)的情况较多。但是，在第2实施方式中，为便于说明，作为表示逆变器102的各相的符号，使用u、v以及w。

在系统连接系统中，串联连接的上臂8u和下臂9u的连接点、串联连接的上臂8v和下臂9v的连接点、串联连接的上臂8w和下臂9w的连接点分别与作为逆变器102的U相输出端子的端子112u、作为逆变器102的V相输出端子的112v、作为逆变器102的W相输出端子的端子112w相连。此外，在图17中，作为各开关元件而示出了场效应晶体管，但也可以将它们替换成IGBT(绝缘栅极双极性晶体管)等。

端子112u、112v以及112w分别经由连接用电抗器(电感器)和室内布线而连接到连接点130u、130v以及130w。用Lc表示介入端子112u与连接点130u之间的连接用电抗器和室内布线的电抗分量。同样也用Lc表示介入端子112v与连接点130v之间的、以及介入端子112w与连接点130w之间的连接用电抗器和室内布线的电抗分量。此外，也可以在端子112u、112v、112w与连接点130u、130v、130w之间介入三相变压器(trance；未图示)，并使用该三相变压器进行系统连接。该三相变压器是以逆变器102侧与系统侧(后述的电力系统140侧)的绝缘和变压作为目的而设置的。

符号140是提供三相交流电力的电力系统(系统侧电源)。可以将电力系统140分解为3个交流电压源140u、140v以及140w来考虑，交流电压源140u、140v以及140w彼此以基准点141作为基准输出角频率(角速度)ωs的交流电压。其中，交流电压源140u、140v以及140w输出的交流电压的相位相互相差120度电角。

电力系统140分别从端子142u、142v以及142w输出以基准点141作为基准的交流电压源140u、140v以及140w的输出电压。端子142u、142v以及142w分别经由室外布线与连接点130u、130v以及130w相连。这里，分别用Ls和Rs表示各室外布线中的线路阻抗的电抗分量和电阻分量。

在不同的连接点之间连接家电产品等负载。在图17所示的例子中，在连接点130u与130v之间连接作为线性负载的负载135，在连接点130v与130w之间连接作为非线性负载的负载136。因此，负载135以连接点130u-130v间电压作为驱动电压而被驱动，负载136以连接点130v-130w间电压作为驱动电压而被驱动。线性负载是遵循欧姆定律的负载，非线性负载是不遵循欧姆定律的负载。例如，包括如AC/DC转换器这样的整流电路的负载被假设为负载136。

逆变器102通过将基于由逆变器控制装置103生成的三相电压指令值的PWM信号(脉宽调制信号)提供给逆变器102内的各开关元件的控制端子(基极或栅极)，使各开关元件进行开关动作。由逆变器控制装置103生成的三相电压指令值由U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*以及W相电压指令值v_w ^*构成，根据v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*，分别指定U相电压v_u、V相电压v_v以及W相电压v_w的电压电平(电压值)。

来自太阳能电池104的直流电压通过逆变器102内的各开关元件的开关动作而被进行PWM调制(脉宽调制)，被转换为三相交流电压。在图17的系统连接系统中，进行作为直流电源的太阳能电池104与电力系统140的系统连接，连接电力系统140的同时，向负载135和136提供与来自逆变器102的三相交流电压对应的交流电力。

电流传感器105检测流过逆变器102的母线113的电流。第2实施方式中的母线电流是指流过母线113的电流。由于母线电流具有直流分量，所以还可以将其解释为直流电流。在逆变器102中，下臂9u、9v及9w的低电压侧被共同连接且与太阳能电池104的负输出端子104b相连。共同连接下臂9u、9v及9w的低电压侧的布线是母线113，电流传感器105串联地介入到母线113中。电流传感器105将表示检测出的母线电流的电流值的信号传递给逆变器控制装置103。逆变器控制装置103基于电流传感器105的输出信号，进行上述三相电压指令值的生成。电流传感器105例如是分流电阻或变流器等。此外，电流传感器105也可以设置在连接上臂8u、8v及8w的高电压侧和正输出端子104a的布线中，而不是设置在连接下臂9u、9v及9w的低电压侧和负输出端子104b的布线(母线113)中。

电动机驱动系统中的U相电压v_u、V相电压v_v以及W相电压v_w意味着从图1的中性点14观察到的端子12u、12v以及12w的电压，但第2实施方式中的U相电压v_u、V相电压v_v以及W相电压v_w分别指从具有某一固定电位的基准电位点观察到的端子112u、112v以及112w的电压。例如，在第2实施方式中，可以将基准点141捕捉为上述基准电位点。将U相电压、V相电压以及W相电压分别称作(或者将它们统称为)相电压。进而，在第2实施方式中，将经由端子112u、112v以及112w流过的电流分别称作U相电流i_u、V相电流i_v以及W相电流i_w，将它们分别称作(或者将它们统称为)相电流。此外，在相电流中，将从端子112u、112v或者112w流出的方向的电流的极性设为正。在第2实施方式中，与电动机驱动系统相同地，定义最大相(最大电压相)、中间相(中间电压相)以及最小相(最小电压相)。

基于v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*的逆变器102内的各个臂的开关动作与电动机驱动系统中的动作相同。即，逆变器102与电动机驱动系统的逆变器2同样地，根据载波信号CS和v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*的比较结果来控制各个臂的导通/截止。

在第2实施方式中，将经由端子112u、112v以及112w而从逆变器102输出的电流统称为“连接电流”。U相电流i_u、V相电流i_v以及W相电流i_w分别相当于连接电流的U相轴分量、V相轴分量和W相轴分量。因此，i_u、i_v以及i_w的合成电流为连接电流。

图18表示包括逆变器控制装置103的内部框图的、第2实施方式的系统连接系统的整体结构图。逆变器控制装置103包括由符号150～156所参照的各部位。在逆变器控制装置103中，基本上使用电流传感器105的输出信号来检测各相电流，并将检测出的3相的相电流转换为有效电流和无效电流(即，对连接电流进行P-Q变换)。然后，按照平滑化电容器Cd的两端子间电压的电压值保持期望值且无效电流成为零的方式，生成电压指令矢量，根据该电压指令矢量生成三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*)来控制逆变器102。

在详细说明图18所示的各部位的动作之前，说明在逆变器控制装置103内所参照的多个轴的关系。图19是表示作为固定轴的U相轴、V相轴、W相轴与作为旋转轴的P轴和Q轴之间的关系的空间矢量图。

设P轴的旋转中的角频率(角速度)与各交流电压源140u、140v、140w输出的交流电压的角频率ωs相同。将图17的连接点130u、130v以及130w的各电压的合成电压捕捉为二维坐标面上的矢量，用ec表示该电压的矢量。假设逆变器102输出相位与ec相同的电流(由方向与ec一致的电流矢量所表示的电流)，则逆变器102仅输出有效电力(此时，无效电力是从电力系统140提供的)。

P轴的方向与电压矢量ec的方向相同(因此，电压矢量ec在P轴上)。并且，在从P轴超前了90度电角的相位上取Q轴。将P轴和Q轴统称为PQ轴，将P轴和Q轴选在坐标轴上的坐标系称作PQ坐标系。此外，用t表示从U相轴与P轴一致的时刻开始的经过时间，用ωst表示从U相轴观察到的P轴的相位(在t＝0时，U相轴和P轴一致)。逆变器102的输出电压的相位比电压矢量ec超前了由Lc表示的连接用电抗器的量。在图19中，附加了符号320_A的矢量是第2实施方式中的电压指令矢量。用ε_A表示从Q轴向顺时针方向观察到的电压指令矢量320_A的相位。在图19中，将逆时针方向考虑成相位的前进方向，设ε_A＜O。于是，用(ωst+π/2+ε_A)表示以U相轴作为基准的电压指令矢量320_A的相位。电压指令矢量320_A的P轴分量和Q轴分量分别由vP^*和vQ^*表示。

在图19中，U相轴附近、V相轴附近以及W相轴附近的施加了阴影的星状区域321_A表示与图5的区域321相同的不能从母线电流检测两个相的相电流的区域。此外，虽在图19中未图示，但在第2实施方式中，也定义与电动机驱动系统中的轴相同的α和β轴以及a_n轴和b_n轴。逆变器控制装置103根据电压状态值n，通过与在第1实施方式中叙述的方法相同的方法，将a₀轴～a₅轴中的一个设定为a轴，并将b₀轴～b₅轴中的一个设定为b轴。

进行图18所示的各部位的动作的说明。形成图18的逆变器控制装置103的各部位在规定的控制周期中更新自身计算(或者检测)并输出的指令值(vP^*、vQ^*等)、状态量(iP、iQ等)，并使用在该时刻能够获得的最新的值进行必要的运算。

电流传感器105检测母线电流并输出表示该母线电流的电流值的信号。在第2实施方式中，也用i_dc表示母线电流。将电流传感器105的输出信号发送到相电流检测部150。向相电流检测部150输入由电流传感器105检测的母线电流i_dc、来自坐标变换部155的三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*、来自直流电压控制部153的P轴电流指令值iP^*、Q轴电流指令值iQ^*以及相位ωst。相电流检测部150基于这些值，计算并输出各相电流的电流值i_u、i_v以及i_w。

坐标变换部151基于相位ωst，将来自相电流检测部150的电流值i_u、i_v以及i_w变换为PQ轴上的电流值，从而计算P轴电流值iP以及Q轴电流值iQ。iP是连接电流中的P轴分量，表示连接电流中的有效电流。iQ是连接电流中的Q轴分量，表示连接电流中的无效电流。在某一时刻算出的iP和iQ表示该时刻的有效电流的瞬间值和无效电流的瞬间值。具体地说，根据下述式(E1)，算出iP和iQ。

【数学式10】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{iP}\\ \mathrm{iQ}\end{array}\right]=\sqrt{2}\left[\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\π}/3)& \sin {\mathrm{\ω}}_{s}t\\ \cos ({\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\π}/3)& \cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\end{array}\right]\·\·\·\left(E1\right)$

相位ωst对应于逆变器102的输出电压的相位。如参照图19所说明的，由于用t表示从P轴与U相轴一致的时刻开始的经过时间，用ωst表示从U相轴观察到的P轴的相位，所以根据U相电压v_u的相位决定相位ωst即可。实际上，在进行逆变器102的电压输出之前，检测出现在端子112u中的来自交流电压源140u的交流电压的角频率和相位，并与检测出的角频率和相位一致地决定ωs的值以及成为t＝0的时刻即可。

向直流电压控制部153提供由电压检测器106检测出的平滑化电容器Cd的两端子间电压Ed以及表示该两端子间电压Ed的目标值的直流电压指令值Ed^*。直流电压指令值Ed^*与用于从太阳能电池104获得最大电力的Ed(换言之，用于使逆变器102的输出电力为最大的Ed)一致。直流电压控制部153通过比例积分控制，按照(Ed-Ed^*)收敛为零的方式，计算并输出相对于有效电流的指令值(P轴电流指令值)iP^*。此外，相对于无效电流的指令值(Q轴电流指令值)iQ^*成为零。iP^*起到P轴电流值iP应追随的P轴电流iP的目标值的作用。iQ^*起到Q轴电流值iQ应追随的Q轴电流iQ的目标值的作用。

有效电流控制部154使用来自直流电压控制部153的iP^*和来自坐标变换部151的iP，按照电流误差(iP^*-iP)收敛为零的方式进行比例积分控制，从而计算P轴电压指令值vP^*。无效电流控制部152使用所提供的iQ^*和来自坐标变换部151的iQ，按照电流误差(iQ^*-iQ)收敛为零的方式进行比例积分控制，从而计算Q轴电压指令值vQ^*。vP^*起到P轴电压值vP应追随的P轴电压vP的目标值的作用。vQ^*作为Q轴电压值vQ应追随的Q轴电压vQ的目标值的作用。vP和vQ表示逆变器102的输出电压矢量的P轴和Q轴分量。

逆变器102的输出电压矢量是相当于逆变器102的U相、V相以及W相电压的合成电压的矢量。图19的电压指令矢量320_A起到该输出电压矢量的目标值的作用，vP^*和vQ^*是电压指令矢量320_A的P轴分量和Q轴分量。因此，有效电流控制部154和无效电流控制部152起到生成电压指令矢量320_A的电压指令矢量生成部的作用。

坐标变换部155基于相位ωst，将来自控制部154和152的PQ轴上的电压指令值vP^*和vQ^*变换为U、V以及W相轴上的指令值，从而计算作为电压指令矢量320_A的U相、V相以及W相轴分量的v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*。

PWM信号生成部156，按照U相、V相以及W相电压值v_u、v_v以及v_w分别成为追随指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*的电压值的方式，基于来自坐标变换部155的三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*，生成相对于逆变器102内的各开关元件(臂)的PWM信号。逆变器102根据该PWM信号控制逆变器102内的各开关元件的开关动作，从而输出与三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*对应的U相、V相以及W相电压。此外，也可以将PWM信号生成部156设置在逆变器102内，而不是设置在逆变器控制装置103内。

【关于相电流检测部】

说明相电流检测部150的结构和动作。图20是相电流检测部150的内部框图。相电流检测部150包括：控制模块161、电流检测模块162、中间相电流推测模块163以及相电流计算模块164。

控制模块161基于v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*，设定采样定时ST1和ST2以及电压状态值n，并生成表示是否能够从电流传感器105的输出信号检测最大相的相电流的信号S_A、和表示是否能够从电流传感器105的输出信号检测最小相的相电流的信号S_B。

检测模块162由将来自电流传感器105的模拟输出信号转换为数字信号的A/D转换器(未图示)构成，在由控制模块161决定的采样定时ST1和ST2，通过该A/D转换器对电流传感器5的输出信号(即，母线电流i_dc的电流值)进行采样，从而求出电流值i_dcA和i_dcB。电流值i_dcA和i_dcB分别对应于最大相的相电流的检测值和最小相的相电流的检测值。

推测模块163基于相位ωst，将PQ轴上的电流指令值iP^*和iQ^*变换为ab轴上的电流指令值，从而推测电压指令矢量320_A的a轴分量即a轴电流指令值i_a ^*。a轴电流指令值i_a ^*是ab轴上的电流指令值(换言之，ab坐标系上的电流指令值)之一。与第1实施方式同样地，可以说ab坐标系是根据以U相轴为基准的电压指令矢量320_A的相位(θ+π/2+ε_A)，按60度步进式旋转的坐标系，也可以说是根据三相相电压(U、V以及W相电压)按60度步进式旋转的坐标系。进而，推测模块163根据i_a ^*推测中间相的相电流i_mid。若知道n的值，则由于知道哪个相是中间相，所以也可以将iP^*、iQ^*以及ωst代入iP^*和iQ^*以及i_u ^*、i_v ^*及i_w ^*的关系式中，从而推测i_mid。将推测出的相电流i_mid提供给相电流计算模块164。此外，也可以在推测模块163中进行至指令值i_a ^*的推测为止，并从推测模块163向模块164提供i_a ^*，而不是提供i_mid。此时，在模块164中进行基于i_a ^*的i_mid的计算。

相电流计算模块164基于来自检测模块162的i_dcA和i_dcB、来自推测模块163的i_mid、来自控制模块161的n、S_A及S_B，计算U相、V相以及W相电流值i_u、i_v以及i_w。

在相电流检测部150中进行的、

根据V_u ^*、V_v ^*及V_w ^*设定或生成ST1、ST2、n、S_A、S_B的处理；

根据i_dC导出i_dcA以及i_dcB的处理；

根据iP^*、iQ^*以及ωst导出i_a ^*和i_mid的处理；和

根据i_dcA、i_dcB、i_mid、n、S_A以及S_B计算i _u、i_v以及i_w的处理，

与在图8的相电流检测部20中进行的处理相同，关于这些处理，在相电流检测部150中还是应用在第1实施方式中所叙述的方法。

其中，在将第1实施方式所记载的事项应用于本实施方式中时，将第1实施方式所记载的“d轴、q轴、i_d ^*、i_q ^*、i_d、i_q、θ、ε、320”分别替换为“P轴、Q轴、iP^*、iQ^*、iP、iQ、ωst、ε_A、320_A”，并且可适当地忽略附加了共同的名称的部位间的符号的不同(例如，进行该应用时，可适当地忽略在图8和图20的中间相电流推测模块之间符号(43和163)不同的情况)。

由此，能够将第1实施方式所叙述的技术应用于系统连接系统中，由此，能够获得与第1实施方式相同的效果。

此外，由系统连接系统的逆变器控制装置103执行的控制被称作相对于有效电流和无效电流的控制，但也可以被称作相对于有效电力和无效电力的控制。因为来自电力系统140的交流电压是振幅大致一定的交流电压，所以与该交流电压相连而控制为有效电流和无效电流成为期望值就是控制为有效电力和无效电力成为期望值(电压乘以有效电流的是有效电力，而乘以无效电流的是无效电力)。因此，也可以将作为逆变器控制装置的一种的逆变器控制装置103称作电流控制装置的同时还称作电力控制装置。

此外，作为相对于逆变器102的直流电源的例子而举出了太阳能电池104，但也可以代替太阳能电池104而使用燃料电池或风力发电机等。此外，也可以根据在第1实施方式中叙述的各种技术事项，对图18和图20所示的系统连接系统和相电流检测部的具体结构进行变形(即，也可以将第1实施方式的各个实施例中所记载的技术应用于系统连接系统中)。

即，例如，也可以如第1实施方式的第2实施例中所叙述的那样，将也应被称作是PQ轴上的电流检测值的iP和iQ输入到推测模块163，并使用最新的相位ωst和基于第一时刻的相电流检测部150的检测结果(i_u、i_v以及i_w)的iP和iQ，推测在第一时刻之后的第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid。此外，例如，也可以如第1实施方式的第5实施例中所叙述的那样，在推测模块163中，根据第一时刻的相电流检测部150的检测结果(i_u、i_v以及i_w)直接推测第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid，也可以根据第一时刻的i_u ^*、i_v ^*以及i_w ^*直接推测第二时刻的a轴电流i_a和相电流i_mid。

(变形等)

在上述的说明书中示出的具体数值只是简单的例示，当然也可以将它们变更为各种数值。作为上述的实施方式的变形例或者注释事项，以下记载注释1～注释6。只要不矛盾，在各个注释中所记载的内容可任意地进行组合。

【注释1】

在上述的第1实施方式中，使用位置传感器30检测了转子位置θ和转速ω，但也可以不使用位置传感器30，通过推测来导出转子位置θ和转速ω。作为θ和ω的推测方法，提出了各种方法，可以将相对于θ和ω的任意的推测方法应用于第1实施方式。例如，也可以使用v_d ^*、v_q ^*、i_d以及i_q的全部或者一部分来推测θ和ω。

【注释2】

在上述的第1实施方式中，假设了在逆变器2中进行三相调制，但由于本发明不依赖于逆变器2的调制方式，所以也可以在逆变器2中进行三相调制以外的调制(二相调制等)。

【注释3】

在第1和第2实施方式中，包括各种指令值(v_d ^*、v_q ^*、vP^*、vQ^*)和状态量(i_d、i_q、iP、iQ等)的、应导出的全部值的导出方法是任意的。即，例如，既可以通过电动机控制装置3或者逆变器控制装置103内的运算来导出这些值，也可以从预先设定的表格数据中导出。

【注释4】

电动机控制装置3的功能的一部分或者全部，例如使用组装在通用微型计算机等中的软件(程序)来实现。逆变器控制装置103也是同样的。在使用软件来实现电动机控制装置3或者逆变器控制装置103的情况下，表示电动机控制装置3或者逆变器控制装置103的各部分的结构的框图表示功能框图。当然，也可以仅通过硬件或者通过硬件和软件的组合来形成电动机控制装置3或者逆变器控制装置103，而不是使用软件(程序)。

【注释5】

可以将本发明的电动机控制装置3和电动机驱动系统搭载在使用电动机的所有电气设备中。该电气设备例如包括电动车辆(电动汽车、电动摩托车、电动自行车等)、空调(室内用或者车载用空调等)、洗衣机以及压缩机(冰箱用压缩机等)，这些设备通过电动机的旋转而被驱动。

【注释6】

在本说明书和附图中应留意以下方面。在上述的数和表述的括号内的式(式(C1)等)的描述和附图中，作为所谓的下标字母而表现的希腊字母(包括α、β)，在这些括号外中，也能够作为没有下标的标准字母来表述。应适当忽略该希腊字母中的下标字母和标准字母之间的不同。

即，例如，i_α ^*与iα^*表示相同的含义，i_β ^*与iβ^*表示相同的含义。

Claims (6)

1.一种电动机控制装置，其包括相电流检测部，该相电流检测部与对流过驱动三相式的电动机的逆变器和直流电源之间的电流进行检测的电流传感器相连，且根据该电流传感器的检测结果，检测流过所述电动机的三相的电枢绕组的相电流，所述电动机控制装置基于所述相电流检测部的检测结果，经由所述逆变器控制所述电动机，该电动机控制装置的特征在于，

所述相电流检测部包括推测模块，该推测模块推测出中间电压相的相电流或者与中间电压相的相电流对应的电流推测作为第一推测电流，

所述相电流检测部使用该第一推测电流来推测最大电压相的相电流或者最小电压相的相电流，从而能够检测各相电流。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

该电动机控制装置基于成为对所述三相的电枢绕组的供给电流的目标的电流指令值，控制所述电动机，

所述相电流检测部基于所述电流指令值，推测所述第一推测电流，或者，基于使用第一时刻的所述相电流检测部的检测结果而生成的所述供给电流的检测电流值，推测所述第一时刻之后的第二时刻的所述第一推测电流。

3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

该电动机控制装置还包括电压指定矢量生成部，该电压指定矢量生成部基于成为所述三相的相电压的合成矢量的目标的电压指令矢量来控制所述电动机，并基于所述相电流检测部的检测结果来生成所述电压指令矢量，

所述推测模块推测中间电压相的相电流，作为所述第一推测电流，

所述电流指令值包括ab坐标系上的电流指令值，该ab坐标系根据所述三相的相电压或根据以规定的固定轴为基准的所述电压指令矢量的相位，按60度电角步进式旋转，所述检测电流值包括所述ab坐标系上的检测电流值。

4.根据权利要求1～3的任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述相电流检测部能够执行如下处理：

根据所述电流传感器的检测结果检测最大电压相的相电流和最小电压相的相电流，从而检测各相电流的第一处理；以及

根据所述电流传感器的检测结果检测最大电压相的相电流和最小电压相的相电流中的一个，并使用所述推测模块生成的第一推测电流推测另一个，从而检测各相电流的第二处理，

基于所述三相的相电压，切换执行所述第一或第二处理。

5.一种电动机驱动系统，其包括：三相式的电动机；驱动所述三相式的电动机的逆变器；以及经由所述逆变器控制所述电动机的电动机控制装置，该电动机驱动系统的特征在于，

作为所述电动机控制装置而使用了权利要求1～4的任一项所述的电动机控制装置。

6.一种逆变器控制装置，包括相电流检测部，该相电流检测部与对流过将直流电压转换为交流三相电压的三相逆变器和所述直流电源之间的电流进行检测的电流传感器相连，且根据该电流传感器的检测结果检测流过所述逆变器的各相的相电流，所述逆变器控制装置基于所述相电流检测部的检测结果控制所述逆变器，该逆变器控制装置的特征在于，

所述相电流检测部包括推测模块，该推测模块推测出中间电压相的相电流或者与中间电压相的相电流对应的电流推测作为第一推测电流，

所述相电流检测部使用该第一推测电流来推测最大电压相的相电流或者最小电压相的相电流，从而能够检测各相电流。