CN101145754A - 电流检测单元及电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电流检测单元，其从三相式的转换器与直流电源之间流过的电流检测所述转换器的三相电流。所述电流检测单元具备：电压指令矢量生成机构，其生成表示所述转换器的三相电压需追随的电压的矢量的电压指令矢量；对生成的所述电压指令矢量进行修正的电压指令矢量修正机构。根据修正后的所述电压指令矢量对所述转换器进行控制。

Description

电流检测单元及电动机控制装置

技术领域

本发明涉及用于检测电流的电流检测单元及驱动控制电动机的电动机控制装置，尤其涉及采用一分流(shunt)电流检测方式的电动机控制装置。此外，本发明涉及转换器控制装置及系统连接装置。

背景技术

为向电动机供给三相交流电并对电动机进行矢量控制，需要在U相、V相及W相三相之中检测两个相的电流(例如U相电流及V相电流)。为检测两个相的电流，通常使用两个电流传感器(变流器(current transformer)等)，但使用两个电流传感器导致嵌入了电动机的系统整体的成本提高。

因此，以往提出了用一个电流传感器检测转换器与直流电源间的母线电流(直流电流)，并从该检测的母线电流中检测两个相的电流的方式。该方式也称作一分流电流检测方式(单分流电流检测方式)，该方式的基本原理记载于例如日本国专利第2712470号公报(以下称作专利文献1)。

图37表示采用了一分流电流检测方式的以往的电动机驱动系统的整体框图。转换器(PWM转换器)202具备三相的具有上臂和下臂的半桥电路，并通过遵循由控制部203赋予的三相电压指令值使各臂开关，由此将来自直流电源204的直流电压变换为三相交流电压。该三相交流电压向三相永磁铁同步式的电动机201供给，驱动控制电动机201。

将连接转换器202内的各下臂与直流电源204的线路称为母线213。电流传感器205向控制部203传递表示流过母线213的母线电流的信号。控制部203通过在适宜的时刻对电流传感器205的输出信号进行采样，检测出电压电平变为最大的相(最大相)的相电流与变为最小的相(最小相)的相电流，即两个相的电流。

在各相的电压电平相互之间充分分开的情况下，利用上述的处理能够检测两个相的电流，但如果电压的最大相与中间相接近或电压的最小相与中间相接近，则不能够检测两个相的电流。而且，逐一参照图3、图4及图5(a)～(d)对包括不能检测该两个相的电流的说明的一分流电流检测方式进行说明。

鉴于此，在日本国特开2004-64903号公报中，在一分流电流检测方式中，在不能检测两个相的电流的期间，从过去的电流信息中推断三相电流。更具体地，通过将变换过去的三相电流得到的d轴q轴电流进行三相逆变换，推断三相电流。

在仅基于过去的三相电流进行推断的情况下，虽然在定常状态下估计可达到一定程度的推断精度，但在过渡状态下，因为施加在电动机上的电压的影响未在推断中反映，所以估计不能进行良好的推断。假设即使使用可检测的一相的电流信息，从而推断其余的相的电流，在该一相的电流信息中仍不能反映出施加电压的影响，难以实现良好的推断。

此外，如果如日本国特开2004-64903号公报那样采用进行电流的推断的方式，则因为不是检测而是推断，所以在矢量控制中使用的电流值多少含有误差。该误差对电动机的平滑的驱动不利。

因此，在一分流电流检测方式中，提出在不能检测两个相的电流的期间，基于三相的栅极信号对相对于转换器内的各臂的PWM信号的脉冲宽度进行修正的方法。该方法例如在日本国特开2003-189670号公报中被公开。

图38表示与该修正对应的、一般的电压指令值(脉冲宽度)的修正例。图38中，横轴表示时间，220u、220v及220w表示U相、V相及W相的电压电平。因为各相的电压电平遵循相对于各相的电压指令值(脉冲宽度)，所以可以认为两者等价。如图38所示，为不使电压的“最大相与中间相”及“最小相与中间相”接近为规定间隔以下，修正各相的电压指令值(脉冲宽度)。由此，各相电压不会接近到不能检测两个相的电流的程度，并可稳定地检测两个相的电流。

但是，在日本国特开2003-189670号公报记载的方法中，需要由三相的电压指令值(脉冲宽度)的关系决定修正量，特别地在施加电压低时，存在需要对所有三相进行修正的情况，从而修正处理繁杂。

而且，在上述专利文献1中，对于不能检测两个相的电流的对应方法并未记载。此外，在文献“山田，另外2名，  ‘电流控制形正弦波电压连接三相转换器(Current Controlled Type Sinusoidal VoltageInterconnecting Three-Phase Inverter)’，平成19年电气学会全国大会讲演论文集，电气学会，平成19年3月，第4分册，4-076，p.115”中公开了对于系统连接用的三相式转换器的控制技术。

如上述，在采用了一分流电流检测方式时，如图38所示的修正有效，但同时希望利用更简单的处理实现用于维持电动机电流的可检测状态的期望的修正的技术。此外，对关于电动机控制的以往技术进行了说明，但对于系统连接体系也产生与该以往的技术存在的问题相同的问题。因此，可用于其中的电流检测单元是有益的。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种在采用一分流电流检测方式的情况下，利用简单的处理可实现用于维持电动机电流的可检测状态的期望的修正的电动机控制装置及电动机驱动系统，以及可用于其中的电流检测单元。此外，本发明的目的在于提供一种采用与一分流电流检测方式对应的电流检测方式，并且可实现用于维持转换器输出电流的可检测状态的期望的修正的电流检测单元、转换器控制装置及系统连接装置。

本发明所述的电流检测单元具备将在三相式的转换器与直流电源之间流通的电流作为检测电流进行检测的电流检测机构，从检测到的所述检测电流检测所述转换器的三相电流，所述电流检测单元的特征在于，具备：电压指令矢量生成机构，其生成电压指令矢量，所述电压指令矢量表示所述转换器的三相电压需追随的电压的矢量；电压指令矢量修正机构，其对生成的所述电压指令矢量进行修正，所述电流检测单元根据修正后的所述电压指令矢量对所述转换器进行控制。

本发明所述的电动机控制装置是具备上述的电流检测单元，并通过所述转换器驱动三相式电动机的电动机控制装置，通过由所述电流检测单元进行的所述三相电流的检测，对流向所述电动机的电动机电流进行检测，并基于该电动机电流，经由所述转换器对所述电动机进行控制，且所述电压指令矢量表示向所述电动机施加的施加电压需追随的电压的矢量，且所述电压指令矢量生成机构基于所述电动机电流，生成所述电压指令矢量，所述电动机控制装置根据由所述电压指令矢量修正机构形成的修正后的所述电压指令矢量控制所述转换器，由此控制所述电动机。

例如，在所述电动机控制装置中，所述电压指令矢量是旋转坐标上的电压指令矢量，所述电压指令矢量修正机构在将该旋转坐标上的电压指令矢量变换为三相的固定坐标上的三相电压指令值的过程中，对所述旋转坐标上的电压指令矢量进行修正，该电动机控制装置通过向所述转换器供给与修正后的所述电压指令矢量对应的所述三相电压指令，对所述电动机进行控制。

更具体地，例如，在所述电动机控制装置中，所述电压指令矢量是对应于以规定的固定轴为基准的所述电压指令矢量的相位，按每60度电角步进地旋转的ab坐标上的两相的电压指令矢量。

由此，通过如修正电压指令矢量的坐标轴分量的简单的处理，可实现期望的修正。

即例如，在所述电动机控制装置中，所述电压指令矢量修正机构基于所述ab坐标上的形成两相的电压指令矢量的坐标轴分量的大小，判断是否需要修正，在需要修正的情况下，通过修正所述坐标轴分量，对所述电压指令矢量进行修正。

此外例如，所述电动机控制装置基于生成的所述电压指令矢量，对作为所述检测电流流通的电流的相进行判断，并根据该判断结果检测所述电动机电流。

作为基于电压指令矢量的上述的判断的方法，更具体地考虑如以下的方法。例如，基于以规定的固定轴为基准的所述电压指令矢量的相位，对作为所述检测电流流通的电流的相进行判断。

取而代之，例如，基于所述ab坐标上的所述电压指令矢量的坐标轴分量、和与所述ab坐标的坐标轴同规定的固定轴之间的相位差对应的变量，对作为所述检测电流流通的电流的相进行判断。

并且例如，所述电动机控制装置还具备从修正后的所述电压指令矢量生成三相电压指令值的三相电压指令值生成机构，并基于所述判断结果与所述三相电压指令值，决定对所述检测电流进行检测的时刻，且从在该时刻下检测到的所述检测电流检测所述电动机电流，通过向所述转化器供给所述三相电压指令值，对所述电动机进行控制。

此外例如，在所述电动机控制装置中，也可基于生成的所述电压指令矢量的大小，决定对所述检测电流进行检测的时刻，且从在该时刻检测到的所述检测电流检测所述电动机电流。

此外例如，在所述电动机控制装置中，也可基于所述ab坐标上的所述电压指令矢量的坐标轴分量，决定对所述检测电流进行检测的时刻，从在该时刻检测到的所述检测电流检测所述电动机电流。

此外，本发明所述的电动机驱动系统的特征在于，具备：三相式的电动机、驱动所述电动机的转换器、和通过控制所述转换器对所述电动机进行控制的上述任一项所述的电动机控制装置。

此外例如，在所述电流检测单元中，所述电压指令矢量是旋转坐标上的电压指令矢量，所述电压指令矢量修正机构在将该旋转坐标上的电压指令矢量变换为三相的固定坐标上的三相电压指令值的过程中，对所述旋转坐标上的电压指令矢量进行修正，并通过向所述转换器供给与修正后的所述电压指令矢量对应的所述三相电压指令值，对所述转换器进行控制。

更具体地，例如，在所述电流检测单元中，所述电压指令矢量是对应于以规定的固定轴为基准的所述电压指令矢量的相位，按每60度电角步进地旋转的ab坐标上的两相的电压指令矢量。

由此，通过如修正电压指令矢量的坐标轴分量的简单的处理，可实现期望的修正。

即例如，在所述电流检测单元中，所述电压指令矢量修正机构基于所述ab坐标上的形成两相的电压指令矢量的坐标轴分量的大小，判断是否需要修正，在需要修正的情况下，通过修正所述坐标轴分量，对所述电压指令矢量进行修正。

此外，本发明所述的转换器控制装置具备上述的电流检测单元，且基于检测的所述三相电流，对所述转换器进行控制，该转换器装置的特征在于，所述电压指令矢量生成机构基于所述三相电流生成所述电压指令矢量。

并且例如，所述转换器控制装置还具备以所述转换器的输出电压的相位为基准，将所述三相电流变换为有效电流与无效电流的电流变换机构，所述电压指令矢量生成机构基于所述有效电流及无效电流生成所述电压指令矢量。

此外，本发明所述的系统连接装置的特征在于，具备上述的转换器控制装置及转换器，通过所述转换器将来自所述直流电源的直流电压变换为三相的交流电压，与外部的三相交流电力系统连接，同时向负载供给基于所述交流电压的交流电。

根据本发明，在采用一分流电流检测方式的情况下，通过简单的处理可实现期望的修正。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图2是表示施加在图1的电动机上的三相交流电压的典型的例子的图。

图3是将对于图1的电动机的通电模式，及各通电模式与母线电流的关系形成表进行表示的图。

图4是表示图1的电动机中的各相电压的电压电平与载波信号的关系，及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形的图。

图5(a)、(b)、(c)及(d)是图4的各时刻下的、图1的电枢绕组周边的等价电路图。

图6是将图1的电动机中的各相电压的高低关系的组合(模式)及各组合中检测到的电流的相形成表进行表示的图。

图7是图1的电动机的解析模型图。

图8是本发明的第一实施方式所述的，表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴，与作为旋转轴的d轴及q轴及电压矢量的关系的空间矢量图。

图9是用于说明在本发明中定义的a轴的图。

图10是表示考虑与图9的a轴的关系，将转子的相位(θ)分解后的情况的图。

图11是表示本发明所述的电压矢量的修正处理的顺序的流程图。

图12(a)是表示图11的修正处理前的、ab坐标上的电压矢量的轨迹的图。

图12(b)是表示图11的修正处理后的、ab坐标上的电压矢量的轨迹的图。

图13是表示U相轴、V相轴及W相轴，与α轴及β轴的关系的图。

图14是表示经过图11的修正处理得到的电压矢量的α β坐标上的轨迹的图。

图15(a)是表示经过图11的修正处理得到的α轴电压及β轴电压的电压波形的图。

图1 5(b)是表示经过图11的修正处理得到的U轴电压、V相电压及W相电压的电压波形的图。

图16是表示图11的步骤S2的变形例的处理顺序的流程图。

图17是用于说明图16所示的处理的意义的图。

图18是用于说明图16所示的处理的意义的图。

图19是本发明的第一实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图20是图19的电流检测部的内部框图。

图21是图19的电压矢量修正部的内部框图。

图22是本发明的第二实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图23是图22的电压矢量修正部的内部框图。

图24是表示图23的坐标旋转部的处理内容的框图。

图25是表示用于说明利用图23的坐标旋转部的模式特定方法的表的图。

图26是图22的电流检测部的内部框图。

图27是本发明的第三实施例所述的、可作为图22的电压矢量修正部使用的电压矢量修正部的内部框图。

图28是表示用于说明利用图27的模式判断部的模式特定方法的表的图。

图29是表示在适用于两相调制的情况下的各相电压的电压波形的图，且为用于说明本发明的第四实施例的原理的图。

图30是表示在适用于两相调制的情况下的各相电压的电压波形的图，且为用于说明本发明的第四实施例的原理的图。

图31是表示在适用于两相调制的情况下的各相电压的电压波形的图，且为用于说明本发明的第四实施例的原理的图。

图32是本发明的第四实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图33是图32的电压矢量修正部的内部框图。

图34是图32的电流检测部的内部框图。

图35是本发明的第五实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图36是本发明的第五实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图37是采用一分流电流检测方式的、以往的电动机驱动系统得整体结构框图。

图38是表示以往技术所述的、采用一分流电流检测方式的情况下的电压指令值(脉冲宽度)的修正例的图。

图39是本发明的第二实施方式所述的系统连接装置的整体结构图。

图40是表示包含控制部的内部框图的、图39的系统连接装置的整体结构图。

图41是表示本发明的第二实施方式所述的、作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴，与作为旋转轴的P轴及Q轴及电压矢量的关系的空间矢量图。

图42是图40的电压指令处理部的内部框图。

图43是表示本发明的第二实施方式所述的、作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴，与作为旋转轴的P轴及Q轴及电压矢量的关系的空间矢量图。

图44是本发明的第三实施方式所述的三相负载驱动系统的整体结构图。

图45是表示本发明的第三实施方式所述的、作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴，与作为旋转轴的X轴及Y轴及电压矢量的关系的空间矢量图。

图46是图44的电压指令处理部的内部框图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行具体的说明。参照的各图中，同一部分标注同一标记，对同一部分的重复说明原则上省略。

<<第一实施方式>>

首先，对本发明的第一实施方式进行说明。然后，说明第一实施方式中的第一～第五实施例，首先，对各实施例中共同的事项及各实施例中参照的事项进行说明。图1是第一实施方式所述的电动机驱动系统的方块结构图。

图1的电动机驱动系统具备：三相永磁铁同步电动机1(以下简单标记为“电动机1”)、PWM(脉冲宽度调制Pulse Width Modulation)转换器2(以下简单标记为“转换器2”)、控制部3、直流电源4、和电流传感器5。直流电源4将负输出端子4b设为低电压侧，并在正输出端子4a与负输出端子4b之间输出直流电压。图1的电动机驱动系统采用了一分流电流检测方式。

电动机1具备设有永久磁铁的转子6和设有U相、V相及W相的电枢绕组7u、7v及7w的定子7。电枢绕组7u、7v及7w以中性点14为中心进行Y结线。在电枢绕组7u、7v及7w中，与中性点14的相反侧的非结线端分别与端子12u、12v及12w连接。

转换器2具备U相用的半桥电路、V相用的半桥电路及W相用的半桥电路。各半桥电路具有一对开关元件。在各半桥电路中，一对开关元件串联连接在直流电源4的正输出端子4a与负输出端子4b之间，并在各半桥电路施加来自直流电源4的直流电压。

U相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8u(以下称为上臂8u)及低电压侧的开关元件9u(以下称为下臂9u)构成。V相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8v(以下称为上臂8v)及低电压侧的开关元件9v(以下称为下臂9v)构成。W相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8w(以下称为上臂8w)及低电压侧的开关元件9w(以下称为下臂9w)构成。此外，以从直流电源4的低电压侧朝向高电压侧的方向作为顺向，在开关元件8u、8v、8w、9u、9v及9w上分别并列地连接二极管10u、10v、10w、11u、11v及11w。各二极管具有作为续流二极管(free wheel diode)的功能。

串联连接的上臂8u与下臂9u的连接点、串联连接的上臂8v与下臂9v的连接点、串联连接的上臂8w与下臂9w的连接点分别与端子12u、12v及12w连接。而且，图1中表示了作为各开关元件的场效应晶体管，但也能够将其置换为IGBT(绝缘双栅极晶体管(gate bipolar transistor))等。

转换器2通过基于从控制部3提供的三相电压指令值生成相对于各相的PWM信号(脉冲宽度调制信号)，并将该PWM信号提供给转换器2内的各开关元件的控制端子(基极或者栅极)，从而使各开关元件进行开关动作。从控制部3向转换器2供给的三相电压指令值由U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*构成，并利用v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*分别表示U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w的电压电平(电压值)。并且转换器2基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*控制各开关元件的开启(导通)或者关闭(非导通)。

如果忽略用于防止同一相的上臂与下臂同时开启的停顿时间(deadtime)，则在各半桥电路中，上臂是开启时，下臂关闭；上臂关闭时，下臂开启。忽略上述停顿时间进行以下的说明。

施加于转换器2的来自直流电源4的直流电压，通过转换器2内的各开关元件的开关动作而被变换为例如被PWM调制(脉冲宽度调制)了的三相交流电压。通过将该三相交流电压施加于电动机1，在各电枢绕组(7u、7v及7w)流通与三相交流电压对应的电流，从而驱动电动机1。

电流传感器5检测在转换器2的母线13中流过的电流(以下称为“母线电流”)。因为母线电流具有直流分量，所以也可将其解释为直流电流。在转换器2中，下臂9u、9v及9w的低电压侧被共同结线而与直流电源4的负输出端子4b连接。下臂9u、9v及9w的低电压侧被共同结线的配线为母线13，电流传感器5串联地介于母线13之间。电流传感器5将表示检测的母线电流(检测电流)的电流值的信号向控制部3传递。控制部3参照电流传感器5的输出信号，同时生成及输出上述三相电压指令值。而且电流传感器5例如为分流电阻或变流器等。此外，电流传感器5也可不设在连接下臂9u、9v及9w的低电压侧与负输出端子4b的配线(母线13)上，而设在连接上臂8u、8v及8w的高电压侧与正输出端子4a的配线上。

此处，使用图2、图3、图4、图5(a)～(d)及图6对母线电流与各相的在电枢绕组中流过的相电流之间的关系进行说明。将在电枢绕组7u、7v及7w中流通的电流分别称为U相电流、V相电流及W相电流，并将它们分别(或将它们总称)称为相电流(参照图1)。此外，在相电流中，将从端子12u、12v或12w向中性点14流入的方向的电流的极性设为正，将从中性点14流出的方向的电流的极性设为负。

图2表示施加在电动机1上的三相交流电压的典型的一例。图2中，100u、100v及100w分别表示应施加在电动机1上的U相电压、V相电压及W相电压的波形。将U相电压、V相电压及W相电压分别称(或将它们总称)为相电压。在电动机1中流过正弦波状的电流的情况下，转换器2的输出电压为正弦波状。而且，图2的各相电压为理想的正弦波，但在本实施方式中，实际在该正弦波上施加变形(具体后述)。

如图2所示，U相电压、V相电压及W相电压间的电压电平的高低关系随时间的经过而变化。该高低关系由三相电压指令值确定，转换器2根据三相电压指令值决定对各相的通电模式。图3中，将该通电模式用表进行表示。从图3的左侧开始的第一列～第三列表示通电模式。第四列后述。

通电模式中具有：

U、V及W相的下臂全部开启的通电模式“LLL”；

W相的上臂开启且U及V相的下臂开启的通电模式“LLH”；

V相的上臂开启且U及W相的下臂开启的通电模式“LHL”；

V及W相的上臂开启且U相的下臂开启的通电模式“LHH”；

U相的上臂开启且V及W相的下臂开启的通电模式“HLL”；

U及W相的上臂开启且V相的下臂开启的通电模式“HLH”；

U及V相的上臂开启且W相的下臂开启的通电模式“HHL”；

U、V及W相的上臂全部开启的通电模式“HHH”(省略上臂及下臂的符号(8u等)记述)。

图4表示在进行三相调制的情况下的各相电压的电压电平与载波(career)信号的关系，及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形。各相电压的电压电平的高低关系各种各样地变化，为说明的具体化，图4着眼于图2所示的某一时刻101。即，图4表示U相电压的电压电平最大且W相电压的电压电平最小的情况。电压电平最大的相称为“最大相”，电压电平最小的相称为“最小相”，  电压电平既非最大也非最小的相称为“中间相”。在图4所示状态中，最大相、中间相及最小相分别为U相、V相及W相。图4中，符号CS表示与各相电压的电压电平进行比较的载波信号。载波信号为周期性三角波信号，并将该信号周期称为载波周期。而且，因为载波周期远比图2所示的三相交流电压的周期短，所以假设如果将图4所示的载波信号的三角波在图2上表示，则该三角波看起来为一根线。

进一步参照图5(a)～(d)对相电流与母线电流的关系进行说明。图5(a)～(d)是图4的各时刻下的、电枢绕组周边的等价电路。

将各载波周期的开始时刻，即载波信号位于最低电平的时刻称为T0。在时刻T0，各相的上臂(8u、8v及8w)为开启。在此情况下，如图5(a)所示，由于形成短路电路，从而形成电流没有向直流电源4出入的状态，所以母线电流变为0。

转换器2参照v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*对各相电压的电压电平与载波信号进行比较。并且，在载波信号的电平(电压电平)的上升过程中，如果到达最小相的电压电平与载波信号交叉的时刻T1，则最小相的下臂开启，如图5(b)所示，最小相的电流作为母线电流流过。在图4所示例子的情况下，从时刻T1至后述的时刻T2的期间，因为W相的下臂9w开启，所以W相电流(极性为负)作为母线电流流过。

如果载波信号的电平进一步上升，到达中间相的电压电平与载波信号交叉的时刻T2，则最大相的上臂开启且中间相及最小相的下臂开启，如图5(c)所示，最大相的电流作为母线电流流过。在图4所示例子的情况下，从时刻T2至后述的时刻T3的期间，因为U相的上臂8u开启且V相及W相的下臂9v及9w开启，所以U相电流(极性为正)作为母线电流流过。

如果载波信号的电平进一步上升，到达最大相的电压电平与载波信号交叉的时刻T3，则所有相的下臂开启，如图5(d)所示，因为形成短路电路，从而形成电流没有向直流电源4出入的状态，所以母线电流变为0。

在时刻T3与后述的时刻T4的中间时刻，在载波信号到达最大电平后，载波信号的电平下降。在载波信号的电平的下降过程中，顺次到达图5(d)、(c)、(b)及(a)所示的状态。即，在载波信号的电平的下降过程中，如果将最大相的电压电平与载波信号交叉的时刻设为T4，中间相的电压电平与载波信号交叉的时刻为T5，最小相的电压电平与载波信号交叉的时刻为T6，下一个载波周期的开始时刻为T7，则时刻T4-T5间、时刻T5-T6间、时刻T6-T7间分别为与时刻T2-T3间、时刻T1-T2间、时刻T0-T1间相同的通电模式。

从而，例如只要在时刻T1-T2间或T5-T6间检测母线电流，就能够从母线电流中检测最小相的电流，只要在时刻T2-T3间或T4-T5间检测母线电流，就能够从母线电流中检测最大相的电流。并且，中间相的电流能够利用三相电流的总和为0计算求得。图3的表的第四列中，对在各通电模式中作为母线电流流过的电流的相以标注电流极性的方式进行表示。例如，在与图3的表的第八行对应的通电模式“HHL”中，W相电流(极性为负)作为母线电流流过。

而且，从载波周期去除时刻T1至T6之间的期间后的期间表示与最小相相对的PWM信号的脉冲宽度，从载波周期去除时刻T2至T5之间的期间后的期间表示与中间相相对的PWM信号的脉冲宽度，从载波周期去除时刻T3至T4之间的期间后的期间表示与最大相相对的PWM信号的脉冲宽度。

以U相为最大相且W相为最小相的情况举例，最大相、中间相及最小相的组合有6种。图6将该组合以表的形式表示。在将U相电压、V相电压及W相电压分别以V_u、V_v及V_w表示的情况下，

v_u>v_v>v_w成立的状态称为第一模式，

v_v>v_u>v_w成立的状态称为第二模式，

v_v>v_w>v_u成立的状态称为第三模式，

v_w>v_v>v_u成立的状态称为第四模式，

v_w>v_u>v_v成立的状态称为第五模式，

v_u>v_w>v_v成立的状态称为第六模式。

图4及图5(a)～(d)所示的例与第一模式对应。此外，图6也表示在各模式下检测的电流的相。

U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*具体地分别表示为计数器的设定值CntU、CntV及CntW。相电压越高，赋予越大的设定值。例如，在第一模式中，CntU>CntV>CntW成立。

在控制部3中设置的计数器(未图示)按载波周期以时刻T0为基准，使计数值从0开始向上计数。并且，在该计数值达到CntW的时刻，从W相的上臂8w开启的状态切换到下臂9w开启的状态，在该计数值达到CntV的时刻，从V相的上臂8v开启的状态切换到下臂9v开启的状态，在该计数值达到CntU的时刻，从U相的上臂8u开启的状态切换到下臂9u开启的状态。在载波信号达到最大电平后，计数值向下计数，执行相反的切换动作。

从而，在第一模式中，上述的计数值到达CntW的时刻与时刻T1对应，达到CntV的时刻与时刻T2对应，达到CntU的时刻与时刻T3对应。因此，在第一模式中，在计数值向上计数的状态下，在计数值大于CntW且小于CntV的时刻，通过对电流传感器5的输出信号进行采样，能够检测作为母线电流流过的W相电流(极性为负)，在计数值大于CntV且小于CntU的时刻，通过对电流传感器5的输出信号进行采样，能够检测作为母线电流流过的U相电流(极性为正)。

同样地考虑，如图6所示，在第二模式中，上述的计数值达到CntW的时刻与时刻T1对应，达到CntU的时刻与时刻T2对应，达到CntV的时刻与时刻T3对应。因此，在第二模式中，在计数值向上计数的状态下，能够从计数值大于CntW且小于CntU的时刻的母线电流中检测W相电流(极性为负)，能够从计数值大于CntU且小于CntV的时刻的母线电流中检测V相电流(极性为正)。对于第三～第六模式也同样。

此外，将时刻T1-T2间的、检测最小相的相电流的采样时刻(例如，时刻T1与T2的中间时刻)用ST1表示，将时刻T2-T3间的、检测最大相的相电流的采样时刻(例如，时刻T2与T3的中间时刻)用ST2表示。

而且，利用作为三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)的计数器的设定值CntU、CnuV及CnuW，确定对于各相的PWM信号的脉冲宽度(及占空比)。

基于上述原理，能够从母线电流中检测各相电流，参照图4进行理解，例如如果最大相与中间相的电压电平接近，则时刻T2-T3间及时刻T4-T5间的时间长度变短。通过将来自图1的电流传感器5的模拟输出信号变换为数字信号对母线电流进行检测，但如果该时间长度极短，则不能确保必要的A/D变换时间和振铃(ringing)(由开启关闭(switching)产生的电流脉动)的收敛时间，从而不能检测最大相的相电流。同样地，如果最小相与中间相的电压电平接近，则不能检测最小相的相电流。如果不能实测两个相的电流，就无法再现三个相的相电流，且无法矢量控制电动机1。

在本实施方式(后述的各实施例)中，在考虑无法实测此种两个相的电流的期间内，修正表示向电动机1施加的施加电压的电压矢量(电压指令矢量)，从而将各相电压间的电压电平差保持在规定值以上，由此消除上述的不良状况。

在详细说明该修正方法之前，进行各种状态量(状态变量)的说明及定义。图7是电动机1的解析模型图。图7中表示了U相、V相、W相的电枢绕组固定轴(以下将其简单称为U相轴、V相轴及W相轴)。6a是设置在电动机1的转子6上的永久磁铁。在以与永久磁铁6a产生的磁通相同的速度旋转的旋转坐标系中，将永久磁铁6a产生的磁通方向取为d轴。此外，虽未图示，但从d轴起电角增加90度的相位上取为q轴。

此外，在对电动机1进行矢量控制时不使用转子位置检测用的位置传感器的情况下，因为真正的d轴及q轴不明，所以定义控制上的推定轴。与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴，与q轴对应的控制上的推定轴设为δ轴。δ轴为从γ轴起电角增加90度的轴(图7中未图示)。通常，实施矢量控制以使γ轴及δ轴与d轴及q轴一致。d轴与q轴是实轴的旋转坐标系的坐标轴，将选择其为坐标轴的坐标称为dq坐标。γ轴与δ轴是控制上的旋转坐标系(推定旋转坐标系)的坐标轴，将选择其为坐标轴的坐标称为γδ坐标。

d轴(及q轴)旋转，并将其旋转速度(电角速度)称为实际电动机速度ω。γ轴(及δ轴)也旋转，并将其旋转速度(电角速度)称为推定电动机速度ω_e。此外，在某一瞬间的旋转的dq坐标中，以U相的电枢绕组固定轴为基准，由θ(实际转子位置θ)表示d轴的相位。同样地，在某一瞬间的旋转的γδ坐标中，以U相的电枢绕组固定轴为基准，由θ_e(推定转子位置θ_e)表示γ轴的相位。如此，d轴与γ轴的轴误差Δθ以Δθ＝θ-θ_e表示。

此外，从转换器2施加在电动机1上的整体的电动机电压以V_a表示，从转换器2向电动机1供给的整体的电动机电流以I_a表示。并且，电动机电压V_a的γ轴分量、δ轴分量、d轴分量及q轴分量分别以γ轴电压v_γ、δ轴电压v_δ、d轴电压v_d及q轴电压v_q表示，电动机电流I_a的γ轴分量、δ轴分量、d轴分量及q轴分量分别以γ轴电流i_γ、δ轴电流i_δ、d轴电流i_d及q轴电流i_q表示。

此外，在以后的各实施例中也作为参照，对于γ轴电压v_γ、δ轴电压v_δ、d轴电压vd及q轴电压vq的指令值(电压指令值)分别以γ轴电压指令值v_γ ^*、δ轴电压指令值v_δ ^*、d轴电压指令值v_d ^*及q轴电压指令值v_q ^*表示。v_γ ^*、v_δ ^*、v_d ^*及v_q ^*在电动机驱动系统内被计算出，并分别表示v_γ、v_δ、v_d及v_q需追随的电压(电压值)。

此外，对于γ轴电流i_γ、δ轴电流i _δ、d轴电流i_d及q轴电流i_q的指令值(电流指令值)分别以γ轴电流指令值i_γ ^*、δ轴电流指令值i_δ ^*、d轴电流指令值i_d ^*及q轴电流指令值i_q ^*表示。i_γ ^*、i_δ ^*、i_d ^*及i_q ^*在电动机驱动系统内被计算出，并分别表示i_γ、i_δ、i_d及i_q需追随的电流(电流值)。

[关于修正方法]

以下，对本实施方式的特征性的功能即电压矢量的修正方法进行说明。

图8表示空间矢量图，其表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴，和作为旋转轴的d轴及q轴与电压矢量的关系。标记了符号110的矢量为电压矢量。从q轴所见的电压矢量110的相位以ε表示。以U相轴为基准的电压矢量110的相位以(θ+ε+π/2)表示。

电压矢量110将施加在电动机1上的电压作为矢量对待，例如在着眼于dq坐标的情况下，电压矢量110的d轴分量及q轴分量分别为v_d及v_q。实际上，在电动机驱动系统内计算出d轴电压指令值v_d ^*及q轴电压指令值v_q ^*，并由v_d ^*及v_q ^*表示电压矢量110。因此，电压矢量也可换读为电压指令矢量。

U相轴附近、V相轴附近及W相轴附近的带有阴影的星号状的区域111表示不能检测两个相的电流的区域。例如，在V相电压与W相电压接近而无法检测两个相的电流的情况下，电压矢量110位于U相轴附近，在U相电压与W相电压接近而无法检测两个相的电流的情况下，电压矢量110位于V相轴附近。

如此，以U相轴为基准，以电角计算每60度就存在无法检测两个相的电流的区域111，如果电压矢量110位于该区域111，则不能检测两个相的电流。从而，在电压矢量位于区域111内的情况下，可以修正电压矢量，以使电压矢量变成区域111外的矢量。

为进行该修正，现在着眼于无法检测两个相的电流的区域111的特性，考虑每60度的电角步进旋转的坐标。将该坐标称为ab坐标(而且，dq坐标或γ δ坐标为连续旋转的坐标)。ab坐标以相互正交的a轴和b轴为坐标轴。图9表示取得a轴的六个轴。a轴对应于电压矢量110的相位(θ+ε+π/2)，为a₁轴～a₆轴的任一个。a₁轴、a₃轴及a₅轴分别与U相轴、V相轴及W相轴一致，a₂轴、a₄轴及a₆轴分别为a₁轴与a₃轴的中间轴，a₃轴与a₅轴的中间轴及a₅轴与a₁轴的中间轴。而且，对于标有符号131的圆后述。

电压矢量110在位于标有符号121的范围内的情况下，即在11π/6≤(θ+ε+π/2)<0，或0≤(θ+ε+π/2)<π/6成立的情况下，a轴为a₁轴，

电压矢量110在位于标有符号122的范围内的情况下，即在π/6≤(θ+ε+π/2)<π/2成立的情况下，a轴为a₂轴，

电压矢量110在位于标有符号123的范围内的情况下，即在π/2≤(θ+ε+π/2)<5π/6成立的情况下，a轴为a₃轴，

电压矢量110在位于标有符号124的范围内的情况下，即在5π/6≤(θ+ε+π/2)<7π/6成立的情况下，a轴为a₄轴，

电压矢量110在位于标有符号125的范围内的情况下，即在7π/6≤(θ+ε+π/2)<3π/2成立的情况下，a轴为a₅轴，

电压矢量110在位于标有符号126的范围内的情况下，即在3π/2≤(θ+ε+π/2)<11π/6成立的情况下，a轴为a₆轴。例如在电压矢量110位于图9所示的位置时，a轴为a₄轴。

如此，a轴伴随电压矢量的旋转，每60度步进地旋转，并且b轴也与a轴正交，同时与a轴一起每60度步进地旋转。a轴及b轴也表现为是每60度地被量子化从而每60度旋转的坐标轴。因此，a轴通常位于无法检测两个相的电流的区域的中心。在本修正方法中，将dq坐标上的电压矢量变换到ab坐标上，并且参照已变换到该ab坐标上的电压矢量的a轴分量及b轴分量，根据需要对其进行修正(例如利用修正增大b轴分量)。

对本修正处理的更具体的实现方法进行说明。a₁轴～a₆轴内，电压矢量110最靠近的轴的相位以U相轴作为基准，表示为“(n+2)π/3”。此处，n是(θ+ε)除以π/3后得到的商。方便起见，如图10所示，将θ分解为上述的相位(n+2)π/3和该相位(n+2)π/3与θ的差分相位θ_D。这些相位的关系由式(1-1)及式(1-2)表示。

$\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&epsiv;}=\frac{\mathrm{n\&pi;}}{3}+\mathrm{\&alpha;},$ (这里、0≤α＜π／3)...(1-1)

$\mathrm{\&theta;}={\mathrm{\&theta;}}_D+\frac{(n+2)\mathrm{\&pi;}}{3}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-2)$

通过对dq坐标以差分相位θ_D进行坐标变换，可将电压矢量110作为ab坐标上的电压矢量对待。在ab坐标上考虑，如果将电压矢量110的a轴分量及b轴分量设为a轴电压v_a及b轴电压v_b，则d轴电压v_d及q轴电压v_q与a轴电压v_a及b轴电压v_b满足下式(1-3)的坐标变换式。

$\left(\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_D& -\sin {\mathrm{\&theta;}}_D\\ \sin {\mathrm{\&theta;}}_D& \cos {\mathrm{\&theta;}}_D\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-3)$

差分相位θ_D能够如下计算出。参照θ求出与使用下式(1-4)计算出的ε符合的n(即，(θ+ε)除以π/3后得到的商)。将该求得的n与θ代入上式(1-2)，得到差分相位θ_D。

$\mathrm{\&epsiv;}={\tan }^{-1}\left(\frac{{-v}_d}{v_q}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-4)$

并且，参照根据式(1-3)计算出的a轴电压v_a及b轴电压v_b进行修正处理。图11表示该修正处理的顺序的流程图。在步骤S1中，根据式(1-3)进行坐标变换。在接下来的步骤S2中，进行对v_a及v_b的修正处理。

在步骤S2中，首先判断b轴电压v_b的大小(绝对值)是否小于规定的阈值Δ(这里Δ>0)。即，判断是否满足下式(1-5)。并且，在b轴电压v_b的大小比阈值Δ小的情况且b轴电压v_b为正的情况下，将v_b修正成Δ。在b轴电压v_b的大小比阈值Δ小的情况且b轴电压v_b为负的情况下，将v_b修正成(-Δ)。在b轴电压v_b的大小在阈值Δ以上的情况下，对v_b不做修正。

此外，在步骤S2中，判断a轴电压v_a是否满足下式(1-6)。并且，在满足式(1-6)的情况下，对v_a进行修正以使v_a与式(1-6)的右边相等。在v_a不满足下式(1-6)的情况下，对v_a不做修正。而且，利用式(1-6)判断电压矢量110是否被包含在图9的圆131的内部。电压矢量110被包含在圆131的内部的状态与三相的相电压相互接近的状态对应，在该状态下，无论b轴电压v_b的大小，都不能检测两个相的电流。

图12(a)及(b)表示通过步骤S2进行修正处理前后的、ab坐标上的电压矢量(110)的轨迹。图12(a)表示ab坐标上的修正前的电压矢量轨迹，图12(b)表示ab坐标上的修正后的电压矢量轨迹。图12(a)及(b)例示了b轴电压v_b被修正的情况。图12(a)及(b)中分别记有多个表示各时刻的电压的标绘点(plot)。与图12(a)对应的修正前的电压矢量可以位于无法检测两个相的电流的a轴附近，但与图12(b)对应的修正后的电压矢量通过对v_b的修正而没有位于a轴附近。

通过步骤S2进行修正处理后，向步骤S3转移，且对修正后的电压矢量110坐标变换“相位(n+2)π/3”量。即，将ab坐标轴上的修正后的电压矢量110变换为αβ坐标上的电压矢量110。αβ坐标(αβ固定坐标)是将α轴和与α轴正交的β轴选择为坐标轴的固定坐标。如图13所示，α轴与U相轴一致。如果将电压矢量110的α轴分量及β轴分量设为α轴电压v_α及β轴电压v_β，则α轴电压v_α及β轴电压v_β与修正后的a轴电压v_a及b轴电压v_b满足下式(1-7)的坐标变换式。

$\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ v_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\\ \sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& \cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-7)$

此外，也可以将修正后的a轴电压v_a及b轴电压v_b根据下式(1-8)变换为U轴电压v_u及V轴电压v_v。此外，W相电压v_w利用下式(1-9)计算出。

$\left(\begin{array}{c}{v}_u\\ v_v\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\\ \cos \left(\mathrm{n\&pi;}/3\right)& -\sin (\mathrm{n\&pi;}/3)\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-8)$

v_w＝-(v_u+v_v)    …(1-9)

图14表示经过了上述修正处理后的电压矢量的αβ坐标上的轨迹。通过该修正处理，在作为固定坐标的αβ坐标上，每60度电角存在有电压矢量不在的区域。此外，将经过上述的修正处理得到的v_α及v_β的电压波形，以横轴为时间表示在图15(a)中。另外，将经过上述的修正处理得到的v_u、v_v及v_w的电压波形，以横轴为时间表示在图15(b)中。在图15(b)中，在变形了的正弦波上排列的标绘点群142u表示v_u的轨迹，在变形了的正弦波上排列的标绘点群142v表示v_v的轨迹，在变形了的正弦波上排列的标绘点群142w表示v_w的轨迹。从图15(b)可知，通过上述的修正处理，确保了各相电压间的电压差在规定值以上。

如此，在本修正方法中，在从dq坐标向固定坐标(例如αβ坐标)进行坐标变换时，经由ab坐标进行两阶段的坐标变换。然后，通过在易修正的ab坐标上对电压矢量实行修正处理，由此简单且可靠地实现必要的修正。因为在ab坐标中，只要对电压矢量(电压指令矢量)的坐标轴分量v_a及v_b独立地修正即可，所以修正内容简单。特别在施加电压低时，需要对三相全部进行修正，但即使在此种情况下，也容易决定修正量。

而且，从上述式(1-2)更清楚可知：该两阶段的坐标变换与dq坐标和αβ坐标的坐标变换(通常第一阶段的坐标变换)等价，即下式(1-10)成立。

$\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\\ \sin ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)& \cos ((n+2)\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_D& -\sin {\mathrm{\&theta;}}_D\\ \sin {\mathrm{\&theta;}}_D& \cos {\mathrm{\&theta;}}_D\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-10)$

此外，在步骤S2中的对b轴电压v_b进行的修正处理中，也可考虑过去的修正来进行修正。参照图16对考虑该过去的修正的、对于v_b的修正处理进行说明。图16是表示该修正处理的顺序的流程图。

在电动机驱动系统内，v_b的值以规定的采样周期T_s逐次更新。将v_b以采样周期Ts离散化地考虑，将各采样周期T_s中的v_b标记为v_b(k)、v_b(k-1)、v_b(k-2)、…。此外，定义变量Δb，将各采样周期T_s中的变量Δb标记为Δb(k)、Δb(k-1)、Δb(k-2)、…。

括号“()”内标记的记号(k或(k-1)等)表示以采样周期Ts离散化后的情况的采样时刻。K是自然数，(k)表示(k-1)的下一个采样时刻。v_b(k)及Δb(k)是第k个采样时刻下的v_b及Δb，v_b(k-1)及Δb(k-1)是第(k-1)个采样时刻下的v_b及Δb。而且，采样周期Ts设为载波信号的载波周期(参照图4)的整数倍。在载波周期为1/(10×10³)[秒]的情况下，T_s例如设为1/(10×10³)、1/(5×10³)或者1/(2.5×10³)[秒]。

图16是着眼于第k个采样时刻的流程图。首先在步骤S11中，将从本次修正前的v_b(k)减去考虑了上次修正的变量Δb(k-1)后的值代入变量v_bb。然后，在步骤S12中，判断变量v_bb是否为正。变量v_bb为正的情况下，向步骤S13移动，变量v_bb为负(或为0)的情况下，向步骤S23移动。

在步骤S13中，比较变量v_bb与上述的阈值Δ(参照式(1-5)等)，不等式“v_bb<Δ”成立的情况下向步骤S14移动，另一方面，在该不等式不成立的情况下向步骤S16移动。在向步骤S14移动的情况下，将从阈值Δ减去由步骤S11计算出的变量v_bb后的值代入变量Δb(k)中，在接下来的步骤S15中，将阈值Δ代入v_b(k)中。另一方面，在向步骤S16移动的情况下，向变量Δb(k)中代入0，并在接下来的步骤S17中，将变量v_bb代入v_b(k)中。如果步骤S15或S17的处理完成，则图16的处理结束。

在步骤S23中，比较变量v_bb与(-Δ)，在不等式“v_bb>-Δ”成立的情况下，向步骤S24移动，另一方面，在该不等式不成立的情况下向步骤S26移动。在向步骤S24移动的情况下，将从(-Δ)减去由步骤S11计算出的变量v_bb后的值代入变量Δb(k)中，在接下来的步骤S25中，将(-Δ)代入v_b(k)中。另一方面，在向步骤S26移动的情况下，向变量Δb(k)中代入0，并在接下来的步骤S27中，将变量v_bb代入v_b(k)中。如果步骤S25或S27的处理完成，则图16的处理结束。

经由图16的步骤S15、S17、S25或S27的处理得到的v_b(k)作为本次修正后的b轴电压v_b而被处理(但是也存在未实施实际的修正的情况)。经由步骤S14、S16、S24或S26的处理得到的变量Δb(k)利用在第(k+1)次的采样时刻中的v_b的修正处理中。

通过以使图8等的电压矢量110位于区域111外地对v_b进行修正，如图15(b)所示，各相电压变得不连续。图17表示该不连续部分的电压(例如v_u)的情况。该不连续性并非电动机1的平滑驱动所期望的。

在需要修正的期间内(即，满足式(1-5)的期间内)，如上述的步骤S2(参照图11)，如果简单地采用v_b如为正，则将Δ代入v_b，且v_b如为负，则将(-Δ)代入v_b的方法，那么其不连续性变得比较大，但通过实施如图16所示的考虑了过去的修正的修正处理，v_b在Δ与(-Δ)之间反复。其结果，例如如图18所示，在电压的不连续部分，电压(例如vu)被PWM调制而变动，由此缓和电压的不连续性。

以下，作为适用上述的修正处理(修正方法)的实施例，例示第一～第五实施例。而且在某实施例(例如第一实施例)中记载的事项只要没有矛盾，也适用于其它的实施例中。

<<第一实施例>>

首先对第一实施例进行说明。图19是第一实施例所述的电动机驱动系统的整体构成的框图。图19中，与图1相同的部分标注同一标记。

图19的电动机驱动系统具备电动机1、转换器2、直流电源4及电流传感器5，并且具备形成图1的控制部3的“电流检测部21、坐标变换器22、电压运算部23、电压矢量修正部24、坐标变换器25、位置传感器27、位置检测部28及微分器29。

位置传感器27为旋转式编码器等，并将与电动机1的转子6的实际转子位置θ(相位)对应的信号输送至位置检测部28。位置检测部28基于位置传感器27的输出信号检测实际转子位置θ。微分器29通过对该实际转子位置θ进行微分，计算出实际电动机速度ω并输出。

如上所述，电流传感器5检测母线电流并将表示该母线电流的电流值的信号输出。母线电流由i_dc表示。电流检测部21参照坐标变换器25输出的三相电压指令值V_u ^*、V_v ^*及V_w ^*特定哪一项为最大相、中间相及最小相，并且决定对电流传感器5的输出信号进行采样的时刻ST1及ST2(参照图6)，从在该时刻得到的母线电流的电流值计算并输出U相电流iu及V相电流i_v。此时，根据需要使用i_u+i_v+i_w＝0的关系式(i_w表示W相电流)。

坐标变换器22基于实际转子位置θ，将U相电流i_u及V相电流i_v变换为d轴电流i_d及q轴电流i_q并输出。

从外部对电压运算部23提供作为用于使电动机1(转子6)以期望的速度旋转的指令值的电动机速度指令值ω^*。此外，对电压运算部23，从微分器29提供实际电动机速度ω，且从坐标变换器22提供d轴电流i_d及q轴电流i_q。电压运算部23基于速度误差(ω^*-ω)计算出q轴电流i_q需追随的q轴电流指令值i_q ^*。例如，以通过比例积分控制使(ω^*-ω)收敛于0的方式计算出i_q ^*。进而，电压运算部23参照i_q ^*计算出d轴电流i_d需追随的d轴电流指令值i_d ^*。例如，计算出用于实现最大转矩控制的i_d ^*。并且，电压运算部23进行比例积分控制以使电流误差(i_d ^*-i_d)及(i_q ^*-i_q)收敛于0，从而计算并输出d轴电压v_d需追随的d轴电压指令值v_d ^*及q轴电压v_q需追随的q轴电压指令值v_q ^*。

电压矢量修正部24基于v_d ^*、v_q ^*及θ，经由坐标变换对v_d ^*及v_q ^*进行修正，同时计算并输出α轴电压v_α需追随的α轴电压指令值v_α ^*及β轴电压v。需追随的β轴电压指令值v。^*。坐标变换器25基于实际转子位置θ，将v_α ^*及v_β ^*变换为三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)，并且将该三相电压指令值向转换器2输出。转换器2根据该三相电压指令值，如上述地向电动机1供给三相交流电流。

图20表示电流检测部21的内部框图。对电流检测部21的动作的说明也参照图6。电流检测部21具有时刻生成部41、AD变换器42、和相判断部43。如参照图6进行了的说明，v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*分别作为计数器的设定值CntU、CntV及CntW表示。时刻生成部41基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*对计数器的设定值CntU、CntV及CntW的大小关系进行判断，从而特定现在时刻属于第一～第六模式的哪一个，并且考虑特定后的模式，决定需检测母线电流的时刻ST1及ST2。例如，在“CntU>CntV>CntW”的情况下，判断现在时刻属于第一模式，并将对应在设定值CntW与CntV之间的时刻设定为ST1，对应在设定值CntV与CntU之间的时刻设定为ST2。

以下，将表示现在时刻所属的模式的信息称为“模式信息”。

AD变换器42通过分别在时刻ST1与ST2对电流传感器5的输出信号(模拟输出信号)进行采样，将时刻ST1与ST2的各自的母线电流i_dc的电流值作为数字值进行检测及输出。相判断部43参照由时刻生成部41特定的模式信息，从AD变换器42的输出信号计算出i_u及i_v。例如，在模式信息表示第一模式的情况下，在时刻ST1及ST2检测的母线电流分别是(-i_w)及i_u。如果使用i_u+i_v+i_w＝0的关系式，就可计算出i_u及i_v。

图21表示电压矢量修正部24的内部框图。电压矢量修正部24具有坐标旋转部51及53、和分量修正部52。在电压矢量修正部24中，作为上述式(1-3)及(1-4)中的v_d及v_q，使用v_d ^*及v_q ^*。

坐标旋转部51基于v_d ^*、v_q ^*及θ，根据上述式(1-3)，将v_d ^*及v_q ^*变换为v_a及v_b。即，将由v_d ^*及v_q ^*表示的、dq坐标上的两个相的电压指令矢量变换为由v_a及v_a表示的、ab坐标上的两个相的电压指令矢量(该电压指令矢量与图8的电压矢量110相当)。

在实施基于式(1-3)的运算时，需要差分相位θ_D，差分相位θ_D参照式(1-4)，使用上述的方法计算得出。另外，在计算出差分相位θ_D时，在坐标旋转部51求得的n用于在坐标旋转部53中的运算。

分量修正部52对v_a及v_b实施图11的步骤S2中的修正处理或图16所示的修正处理，并且将修正后的v_a及v_b分别作为v_ac及v_b。输出。但是在不需要修正的情况下，v_ac＝v_a且v_bc＝v_b。

坐标旋转部53根据上述式(1-7)，将修正后的a轴电压及b轴电压(即v_ac及v_bc)变换为v_a ^*及v。^*。即将由v_ac及v_bc表示的ab坐标上的两相的电压指令矢量变换为由v_α ^*及v_β ^*表示的αβ坐标(αβ固定坐标)上的两相的电压指令矢量。此时，作为式(1-7)中的v_a、v_b、v_α及v_β，分别使用v_ac、v_bc、v_α ^*及v_β ^*。

在第一实施例中，通过基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*的大小关系特定现在时刻所属的模式，判断在时刻ST1及ST2下作为母线电流流过母线13(参照图1)的电流的相。并且，根据该判断结果(即，模式信息)，从v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*决定时刻ST1及ST2。

<<第二实施例>>

接下来对第二实施例进行说明。图22是第二实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。图22中，与图1及图19相同的部分标记同一符号。

图22的电动机驱动系统具备：电动机1、转换器2、直流电源4及电流传感器5，并且具备形成图1的控制部3的“电流检测部21a、坐标变换器22、电压运算部23、电压矢量修正部24a、坐标变换器25、位置传感器27、位置检测部28及微分器29”。

图22的电动机驱动系统在如下点上与图19的电动机驱动系统不同，在其余方面两电动机驱动系统相同，该不同点是：图19的电动机驱动系统中的电流检测部21及电压矢量修正部24被置换为电流检测部21a及电压矢量修正部24a。对不同点进行详细说明。而且，在将第一实施例中记述的事项适用于第二实施例的情况下，适当地忽略符号21与21a的不同及符号24与24a的不同。

图23表示电压矢量修正部24a的内部框图。电压矢量修正部24a具有坐标旋转部51a及53、和分量修正部52。在电压矢量修正部24a中，使用v_d ^*及v_q ^*作为上述式(1-3)及(1-4)中的v_d及v_q。

坐标旋转部51a基于v_d ^*、v_q ^*及θ，根据上述式(1-3)，将v_d ^*及v_q ^*变换为v_a及v_b。在实施基于式(1-3)的运算时，需要差分相位θ_D，差分相位θ_D参照式(1-4)，使用上述的方法计算得出。此外，在计算差分相位θ_D时，由坐标旋转部51求得的n用于在坐标旋转部53中的运算。

此外，坐标旋转部51a还参照基于v_d ^*及v_q ^*求得的ε，特定现在时刻所属的模式，并生成模式信息。图24是表示坐标旋转部51a的处理内容的框图。图25表示用于说明基于坐标旋转部51a的模式特定方法的表。如参照图6进行的说明那样，例如在第一模式中，“v_u>v_v>v_w”成立。另一方面，如参照图8进行的说明那样，以U相轴为基准的电压矢量(电压指令矢量)的相位以(θ+ε+π/2)表示，在“0<(θ+ε+π/2)<π/3”成立的情况下，“v_u>v_v>v_w”成立。

考虑此，坐标旋转部51a参照θ及ε，在“0<(θ+ε+π/2)<π/3”成立的情况下，判断现在时刻属于第一模式。同样地思考，判断现在时刻

在“π/3<(θ+ε+π/2)<2π/3”成立的情况下，属于第二模式；

在“2π/3<(θ+ε+π/2)<π”成立的情况下，属于第三模式；

在“π<(θ+ε+π/2)<4π/3”成立的情况下，属于第四模式；

在“4π/3<(θ+ε+π/2)<5π/3”成立的情况下，属于第五模式；

在“5π/3<(e+ε+π/2)<2π”成立的情况下，属于第六模式。

图23中的分量修正部52及坐标旋转部53与图21中对应的部分相同。

图26表示电流检测部21a的内部框图。电流检测部21a具有时刻生成部41a、AD变换器42、和相判断部43。时刻生成部41a基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*，考虑由电压矢量修正部24a生成的模式信息，确定需检测母线电流的时刻ST1及ST2。由于从电压矢量修正部24a提供模式信息，所以与第一实施例(图20)的时刻生成部41不同，不需要由时刻生成部41a进行用于特定模式的判断。

图26中的AD变换器42及相判断部43与图20中对应的部分相同。但是，对于图26的相判断部43，模式信息由电压矢量修正部24a提供。

在第二实施例中，通过基于以U相轴为基准的电压指令矢量的相位(θ+ε+π/2)来特定现在时刻所属的模式，由此判断在时刻ST1及ST2下作为母线电流流过母线13(参照图1)的电流的相。并且，根据该判断结果(即，模式信息)，从v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*决定时刻ST1及ST2。

<<第三实施例>>

接下来，对第三实施例进行说明。第三实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图与第二实施例(图22)中的相应部分相同。但是，第三实施例中的电压矢量修正部与第二实施例中的相应部分不同。图27表示第三实施例中的电压矢量修正部24b的内部框图。在第三实施例中，图22的电压矢量修正部24a被置换为电压矢量修正部24b。电压矢量修正部24b与图26的电流检测部21a组合使用。

电压矢量修正部24b具有坐标旋转部51及53、分量修正部52、和模式判断部54。在电压矢量修正部24b中，使用v_d ^*及v_q ^*作为上述式(1-3)及(1-4)中的v_d及v_q。

坐标旋转部51、坐标旋转部53及分量修正部52与图21中的相应部分相同。由坐标旋转部51计算出的n及v_b被送至模式判断部54。

模式判断部54基于v_b及n，特定现在时刻所属的模式，生成模式信息，并将该模式信息送至电流检测部21a(图22)。图28表示用于说明基于模式判断部54的模式特定方法的表。

如参照图6进行的说明那样，例如，在第一模式中，“v_u>v_v>v_w”成立。另一方面，在“3π/2<(θ+ε)<11π/6”成立的情况下，“v_u>v_v>v_w”成立。此外，在“3π/2<(θ+ε)<5π/3”成立的情况下，n＝4且v_b>0，在“5π/3<(θ+ε)<11π/6”成立的情况下，n＝5且v_b<0。

考虑这样的关系，模式判断部54基于v_b的极性与n的值，特定现在时刻所属的模式。具体地说，判断现在时刻

在n＝4且v_b>0的情况或者n＝5且v_b<0的情况下，属于第一模式；

在n＝5且v_b>0的情况或者n＝0且v_b<0的情况下，属于第二模式；

在n＝0且v_b>0的情况或者n＝1且v_b<0的情况下，属于第三模式；

在n＝1且v_b>0的情况或者n＝2且v_b<0的情况下，属于第四模式；

在n＝2且v_b>0的情况或者n＝3且v_b<0的情况下，属于第五模式；

在n＝3且v_b>0的情况或者n＝4且v_b<0的情况下，属于第六模式。

在第三实施例中，基于ab坐标上的两相的电压指令矢量的坐标轴分量即v_b、和以电角60度为单位表示ab坐标的坐标轴(a轴)与U相轴的相位差的变量n，来特定现在时刻所属的模式，由此判断在时刻ST1及ST2作为母线电流流过母线13(参照图1)的电流的相。并且，根据该判断结果(即，模式信息)，从v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*决定时刻ST1及ST2。

<<第四实施例>>

接下来，对第四实施例进行说明。在第四实施例中，使用两相调制。因此，以三相调制为前提而上述的内容的一部分(图4所示的PWM信号等)，在第四实施例中，作适当变更地解释。现在，如果将dq坐标、ab坐标或αβ坐标中的电压矢量(电压指令矢量)的大小设为V_a2，并将该电压矢量变换成三相电压后时的一相的电压的振幅设为V_a3，则下式(2-1)成立。

$V_{a3}=\sqrt{2/3}\&CenterDot;V_{a2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(2-1)$

此外，三相的电压中的两相的电压交叉时，交叉的两相的电压是“+(1/2)·V_a3”且未交叉的剩余的一相的电压是“-V_a3”，或者，交叉的两相的电压是“-(1/2)·V_a3”且未交叉的剩余的一相的电压是“+V_a3”。因此，两相的电压交叉时，交叉的两相的电压与剩余的一相的电压的电压差的绝对值是(3/2)·V_a3。

两相调制是使各相的电压(指令电压)移动三相电压的最小相的电压的调制方式，如果进行两相调制，则对于最小相的PWM信号的脉冲宽度总为0(即，对于最小相的下臂总是开启)。在将进行两相调制时的U相电压、V相电压及W相电压分别设为v_u′、v_v′及v_w′的情况下，它们与进行三相调制时的v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*的关系由下式(2-2)、(2-3)及(2-4)表示。此处，min(v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*)表示最小相的电压，即进行三相调制的情况下的v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*中的最小值。

v_u′＝v_u ^*-min(v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*)    …(2-2)

v_v′＝v_v ^*-min(v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*)    …(2-3)

v_w′＝v_w ^*-min(v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*)    …(2-4)

图29将横轴设为时间，表示v_u′、v_v′及v_w′的电压波形。图29中，由圆形的标绘点群形成的曲线150u、由菱形的标绘点群形成的曲线150v及正方形的标绘点群形成的曲线150w分别表示v_u′、v_v′及v_w′的电压波形。但是，曲线150u、150v及150w表示未执行图11的步骤S2等所示的修正处理的情况下的电压波形。而且，在图29及以后所示的图30、图31中，纵轴的长度与载波信号(参照图4)的振幅相当。

与进行三相调制的情况同样，在v_u′、v_v′及v_w′中的两个电压交叉的时刻，不能从母线电流中检测出两个相的电流。例如，在W相为最小相的情况下，在U相电压与V相电压交叉的时刻T_A，或在最小相从W相切换到U相的时刻T_B，不能从母线电流中检测出两个相的电流。

从最小相看，其余两相交叉的电压为V_X。于是从上述说明明确可知，V_X使用V_a2或V_a3，如下述(2-5)那样表示。

$V_X=3/2\&CenterDot;V_{a3}=\frac{3}{2}\sqrt{\frac{2}{3}}\&CenterDot;V_{a2}=\sqrt{3/2}\&CenterDot;V_{a2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(2-5)$

此处，因为满足式(2-6)，所以从式(2-5)导出式(2-7)、(2-8)及(2-9)。

$V_{a2}=\sqrt{{v_d}^2+{v_q}^2}=\sqrt{{v_a}^2+{v_b}^2}=\sqrt{{v_{\mathrm{\&alpha;}}}^2+{v_{\mathrm{\&beta;}}}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(2-6)$

$V_X=\sqrt{3/2}\&CenterDot;\sqrt{{v_a}^2+{v_b}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(2-7)$

$V_X=\sqrt{3/2}\&CenterDot;\sqrt{{v_d}^2+{v_q}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(2-8)$

$V_X=\sqrt{3/2}\&CenterDot;\sqrt{{v_{\mathrm{\&alpha;}}}^2+{v_{\mathrm{\&beta;}}}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(2-9)$

图30以横轴为时间，表示执行了图11的步骤S2等所示的修正处理的情况下的v_u′、v_v′及v_w′的电压波形。图30中，由圆形的标绘点群形成的曲线151u、由菱形的标绘点群形成的曲线151v及正方形的标绘点群形成的曲线151w分别表示实施了上述修正处理的v_u′、v_v′及v_w′的电压波形。在图30中，虚线152表示电压V_X的电压电平(电压值)。

如图30所示，电压V_X必存在于最大相的电压与中间相的电压之间。因此，能够使用电压V_X决定检测母线电流的时刻。即，生成与从式(2-7)、(2-8)或(2-9)计算出的电压V_X相当的计数器的设定值CntV_X，并可将计数器的设定值CntV_X作为从母线电流中检测一个相的电流的时刻来处理。

如参照图4、图5(a)～(d)及图6等进行的说明那样，在控制部3设置的计数器按载波周期，以载波信号位于最低电平的时刻作为基准，对计数值从0开始向上计数。因此，在各载波周期中，如果在该计数值到达CntV_X的时刻，对电流传感器5的输出信号进行采样，则能够从表示母线电流的该输出信号中检测出最大相的相电流。因为电压V_X存在于最大相的电压与中间相的电压之间，所以计数值到达CntV_X的时刻与进行三相调制的情况下的时刻T2和T3(参照图4)之间的时刻对应。在第四实施例中，将计数值达到CntV_X的时刻作为时刻ST2处理。

在进行两相调制的情况下，因为最小相的下臂总是开启(最小相的计数器的设定值为0)，所以载波信号位于最低电平的时刻与图4的时刻T1或T6相当。因此，例如，如果在载波信号位于最低电平的时刻，对电流传感器5的输出信号进行采样，则能够从表示母线电流的该输出信号中检测出最小相的相电流。在第四实施例中，将载波信号位于最低电平的时刻，即计数器的计数值为0的时刻作为时刻ST1处理。

此外，为简化电压V_X的计算，也能够由如下式(2-10)的近似式计算出V_X。图31的曲线153表示根据式(2-10)计算出的电压Vx的电压电平(电压值)。图31中的曲线151u、151v及151w与图30的相应部分相同。如图31所示，即使根据式(2-10)计算出电压V_X，电压V_X也一定存在于最大相的电压与中间相的电压之间。因此，也可将与从式(2-10)计算出的电压Vx相当的计数器的设定值作为CntV_X来进行设定。

$V_X\&ap;\sqrt{3/2}\&CenterDot;v_a\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(2-10)$

此外，如果考虑振铃(由开启关闭生成的电流脉动)等的存在，则对电流传感器5的输出信号进行采样的时刻最好尽可能远离转换器2内的开关元件的开关时刻。因此，考虑与修正幅度对应的Δ(参照上述式(1-5)等)，也可对基于式(2-7)、(2-8)、(2-9)或(2-10)决定的CntV_X施加修正。

图32表示利用上述的电压V_X的算出的、电动机驱动系统的整体结构框图。图32中，与图1及图19相同的部分标注同一符号。

图22的电动机驱动系统具备：电动机1、转换器2、直流电源4及电流传感器5，并且具备形成图1的控制部3的“电流检测部21c、坐标变换器22、电压运算部23、电压矢量修正部24c、坐标变换器25、位置传感器27、位置检测部28及微分器29”。

图32的电动机驱动系统在如下一点上与图19的电动机驱动系统不同外，其余方面两电动机驱动系统相同，该不同点是：将图19的电动机驱动系统中的电流检测部21及电压矢量修正部24置换为电流检测部21c及电压矢量修正部24c。对不同点进行详细说明。而且，在将第一实施例中记述的事项适用于第四实施例的情况下，适当地忽略符号21与21c的不同及符号24与24c的不同。

在图32的电动机驱动系统中进行两相调制。根据式(2-2)～式(2-4)将进行三相调制时的v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*变换为v_u′、v_v′及v_w′，该v_u＇、v_v′及v_w′被设为两相调制中的v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*。从图32的坐标变换部25，向转换器2提供该两相调制中的v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*。

图33表示电压矢量修正部24c的内部框图。电压矢量修正部24c具有坐标旋转部51及53、分量修正部52、模式判断部54和时刻生成部55。即，电压矢量修正部24c是对图27的电压矢量修正部24b追加了时刻生成部55，除去该追加，两电压矢量修正部相同。

而且，在本实施例中，与第三实施例相同，设置模式判断部54，并生成模式信息，但作为用于特定现在时刻所属的模式的方法，也可使用在第一或第二实施例中说明的方法。

时刻生成部55使用来自坐标旋转部51的v_a及v_b或仅使用v_a，并根据上述式(2-7)或式(2-10)计算出电压V_X。并且，设定与计算出的电压V_X相当的计数器的设定值CntV_X。通过该设定确定时刻ST2，此外，如上所述，计数值为0的时刻设为时刻ST1。

此外，也可将v_d ^*及v_q ^*作为式(2-8)中的v_d及v_q使用，同时根据式(2-8)计算出电压V_X。此外，也可将v_d ^*及v_q ^*变换到αβ坐标上(即，使坐标旋转θ)，并计算出电压矢量的α轴分量及β轴分量，并且将该α轴分量及β轴分量作为式(2-9)中的v_α及v_β使用，同时根据式(2-9)计算出电压V_X。

图34表示电流检测部21c的内部框图。电流检测部21c由AD变换器42及相判断部43构成，并且不具备如图20的时刻生成部41那样的决定时刻ST1及ST2的部位。电流检测部21c的AD变换器42在由图33的时刻生成部55决定的各个时刻ST2及ST1下，即在计数值分别变为设定值CntV_X的时刻与变为0的时刻下，对电流传感器5的输出信号(模拟输出信号)进行采样，并由此将分别在时刻ST1与ST2下的母线电流的电流值作为数字值检测及输出。相判断部43参照由时刻生成部55特定的模式信息，从AD变换器42的输出信号中计算出i_u及i_v。

在第四实施例中，基于电压矢量(电压指令矢量)的大小，决定对电流传感器5的输出信号进行采样的时刻。此外，也可从ab坐标上的电压矢量的a轴分量决定该时刻。

<<第五实施例>>

在第一～第四实施例中，处理了设有转子位置检测用的位置传感器27的电动机驱动系统，但上述的全部内容也可适用于未设置位置传感器27的情况、即执行所谓无传感器控制的情况。例如，将在图22及图32所示的电动机驱动系统中适用无传感器控制的实施例作为第五实施例进行说明。图35及图36分别表示与图22及图32对应的、第五实施例所述的电动机驱动系统的整体框图。

图35的电动机驱动系统，在如下一点上与图22的电动机驱动系统不同，对于其余的部分两电动机驱动系统相同，该不同点是将“图22的电动机驱动系统中的位置传感器27、位置检测部28及微分器29”置换为“速度推定器30及积分器31”。图36的电动机驱动系统在如下一点上与图32的电动机驱动系统不同，对于其余的部分两电动机驱动系统相同，该不同点是将“图32的电动机驱动系统中的位置传感器27、位置检测部28及微分器29”置换为“速度推定器30及积分器31”。

但是，在图35及图36的电动机驱动系统中，因为未设置位置传感器，所以将上述说明文及各式中的“d”、“q”、“θ”及“ω”适当分别替换为“γ”、“δ”、“θ_e”及“ω_e”。

因此在图35或图36中，坐标变换器22基于推定转子位置θ_e，将i_u及i_v变换为i_γ及i_δ，坐标变换器25基于推定转子位置θ_e，将v_α ^*及v _β ^*变换为三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)，电压运算部23基于i_γ、i_δ及ω_*及推定电动机速度ω_e计算出i_γ及i_δ需追随的γ轴电流指令值i_γ ^*及δ轴电流指令值i_δ ^*，进而计算出v_γ及v_δ需追随的γ轴电压指令值v_γ ^*及δ轴电压指令值v_δ ^*。当然，在图35或图36中，电压矢量修正部24a或24c不使用v_d ^*、v_q ^*及θ而使用v_γ ^*、v_δ ^*及θ_e，进行与上述同样的修正处理。

速度推定器30使用i_γ、i_δ、v_γ ^*及v_δ ^*的全部或一部，计算出推定电动机速度ω_e。作为ω_e的计算方法，各种方法为人所知，可以使用其中任一种方法。例如，通过使用i_γ、i_δ、v_γ ^*及v_δ ^*估计在电动机1内产生的感应电压，计算出轴误差Δθ，并通过以使轴误差Δθ收敛于0的方式进行比例积分，计算出ω_e。积分器31通过对ω_e进行积分而计算出θ_e。

在各实施例中，在电压矢量(电压指令矢量)位于无法检测出两个相的电流的区域内的情况下，在从旋转坐标向三相的固定坐标进行坐标变换的过程中，对电压矢量进行修正以使电压矢量位于该区域外。由此，能够可靠地检测出电动机电流(各相电流)。因为在电动机1的旋转的停止状态或低速状态下，也能够可靠地检测出电动机电流，所以从停止状态开始的电动机的驱动能可靠地进行，尤其能够实现由电动机驱动的电动车(Electric Vehicle；包含电动自行车)等的平滑的启动。而且，如果如日本国特开2004-64903号公报那样采用进行电流的推定的方式，则因为不是进行检测而是进行推定，所以用于矢量控制的电流值中多少包含误差。该误差对平滑的启动不利。

此外，因为只要对电压矢量(电压指令矢量)的坐标轴分量v_a及v_b独立地进行修正即可，所以修正内容简单。尤其在施加电压低时，需要对全部三相进行修正，但即使在此种情况下，修正量也容易决定。

以上说明了适用本发明的电动机驱动系统的实施例，但本发明包含各种变形例(或其他的实施例)。以下，作为对第一实施方式的变形例(或其他的实施例)或注释事项，记述注释1～注释5。在各注释中记载的内容只要没有矛盾，则可任意地进行组合。

[注释1]

除第四实施例，处理了在转换器2使用三相调制的情况，但本发明并不依赖于调制方式。例如，在由转换器2进行两相调制的情况下，通电模式与图3所示的三相调制的通电模式不同。在两相调制中，因为最小相的下臂总是开启，所以不存在与图4中的时刻T0-T1间及T6-T7间对应的通电模式。但是，结果，如果想在与时刻T1-T2间及T2-T3间对应的通电模式下对母线电流进行检测，则对于能够检测最大相及最小相的电流没有变化。

而且，通过进行两相调制，能够使相电压的基本波分量的振幅相比于三相调制(正弦波调制)中的所述振幅扩大。由此，对于最大相的脉冲宽度的限制得到缓和、可最大限度地利用该最大相的脉冲宽度(即，能够将脉冲的占空比扩大至100％)。此外，由于对于最小相的PWM信号的脉冲宽度总设为0，因此一个相的开关损失(switching lose)降低。

[注释2]

在第一～第五实施例所示的电动机驱动系统中，将被修正后的a轴电压及b轴电压暂且变换为α轴电压及β轴电压，然后变换为三相电压。但是，也可省略向α轴电压及β轴电压的变换。

即，也可根据上述式(1-8)及(1-9)，将由图21等的分量修正部52计算出的v_ac及v_bc，不经由αβ坐标，而变换为v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*。此时，作为式(1-8)及(1-9)中的v_a及v_b与v_u、v_v及v_w，使用v_ac及v_bc与v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*。而且，在该情况下，不需要图21等的坐标旋转部53。

[注释3]

此外，构成上述的电动机驱动系统的各部位根据需要，可自由地利用在电动机驱动系统中生成的所有值。

[注释4]

此外，控制部3(参照图1)的功能的一部分或全部例如通过使用嵌入在通用微计算机等中的软件(程序)来实现。在使用软件实现控制部3的情况下，表示控制部3的各部的结构的框图表示功能框图。当然，也可不用软件(程序)，仅由硬件构成控制部3。

[注释5]

此外例如，控制部3具有作为电动机控制装置的功能。即使考虑在电动机控制装置中包含图1等的电流传感器5也无妨。此外例如，图19等的电压运算部23与图21等的坐标旋转部51(或者51a)具有作为电压指令矢量生成机构的功能。此外例如，图21等的分量修正部52具有作为电压指令矢量修正机构的功能。此外例如，图19等的坐标变换器25具有作为三相电压指令值生成机构的功能。

<<第二实施方式>>

接下来，对本发明的第二实施方式进行说明。在第二实施方式中，将上述第一实施方式中叙述的技术利用于系统连接。第一实施方式的记述内容适当地适用于第二或后述的第三实施方式，但与第一实施方式的不同点在第二或后述的第三实施方式的说明文中叙述。

图39是第二实施方式所述的系统连接体系的整体结构图。在图39的系统连接体系中，使用三相式的转换器将由太阳电池发电的电力与三相的系统连接。在本实施方式中，以嵌入有电流控制系电压连接三相转换器的系统连接体系为例。在该种系统连接转换器中，通过以追随于电流指令值的方式在连接点上施加电压，由此形成与系统的连接。对系统连接用的三相式转换器的控制技术，例如在文献“山田，另外2名，‘电流控制形正弦波电压连接三相转换器(Current Controlled Type Sinusoidal VoltageInterconnecting Three-Phase Inverter)’，平成19年电气学会全国大会讲演论文集，电气学会，平成19年3月，第4分册，4-076，p.115”中被公开。

适当指出第二及后述的第三实施方式间的共同事项，同时说明图39的各部位的连接关系等。在图39中，符号304是作为直流电源的太阳电池。图39表示了太阳电池304的等价电路。太阳电池304基于太阳能进行发电，并产生直流电压。该直流电压将负输出端子304b作为低电压侧，并在正输出端子304a与负输出端子304b之间产生。在平滑化电容器Cd的两端子间施加正输出端子304a与负输出端子304b之间的直流电压，平滑化电容器Cd蓄积与该直流电压相应的电荷。电压检测器306检测平滑化电容器Cd的两端子间电压的电压值，并将该检测值送至控制部303。

图39中的PWM转换器302(以下，简称为“转换器302”)是与图1的转换器2相同的三相式的转换器，且其内部结构与转换器2相同。

转换器302具备U相用的半桥电路、V相用的半桥电路及W相用的半桥电路。各半桥电路具有一对开关元件。在各半桥电路中，一对开关元件串联连接在正输出端子304a与负输出端子304b之间，平滑化电容器Cd的两端子间电压施加在各半桥电路上。而且，u、v及w一般作为表示三相式的电动机中的各相的标记适用，在如第二及后述的第三实施方式中假设的系统中，作为表示各相的标记，也大多使用u、v及w以外的标记(例如，a、b及c)。但是，在第二及后述的第三实施方式中，为了便于说明，使用u、v及w作为表示转换器302的各相的标记。

在系统连接体系中，串联连接的上臂8u与下臂9u的连接点、串联连接的上臂8v与下臂9v的连接点、串联连接的上臂8w与下臂9w的连接点，分别连接于作为转换器302的U相的输出端子的端子312u、作为转换器302的V相的输出端子的端子312v、作为转换器302的W相的输出端子的端子312w。而且，在图39中，作为各开关元件示出了场效应晶体管，但也能够将其置换为IGBT(绝缘双栅极晶体管)等。

端子312u、312v及312w分别经由连接用电抗线圈(reactor)(电感线圈)及室内配线连接在连接点330u、330v及330w上。介于端子312u与连接点330u之间的连接用电抗线圈及室内配线的电抗分量由Lc表示。同样地，端子312v与连接点330v之间的该连接用电抗线圈及室内配线的电抗分量、及端子312w与连接点330w之间的该连接用电抗线圈及室内配线的电抗分量也由Lc表示。而且，也可在端子312u、312v及312w与连接点330u、330v及330w之间夹有三相变压器(transformer；未图示)，并使用该三相变压器进行系统连接。该三相变压器以转换器302侧与系统侧(后述的电力系统340侧)的绝缘和变压为目的而设置。

符号340是供给三相交流电的电力系统(系统侧电源)。可以考虑将电力系统340分解为三个交流电压源340u、340v及340w，并且交流电压源340u、340v及340w分别以基准点341为基准，输出角频率(角速度)ωs的交流电压。但是，交流电压源340u、340v及340w输出的交流电压的相位相互之间相差电角120度。

电力系统340将以基准点341为基准的交流电压源340u、340v及340w的输出电压分别从端子342u、342v及342w输出。端子342u、342v及342w分别经由室外配线连接在连接点330u、330v及330w上。此处，各室外配线中的线路阻抗的电抗分量及电阻分量分别由L_s及R_s表示。

在不同的连接点间连接家电制品等负载。在图39所示的例子中，在连接点330u与330v之间连接作为线性负载的负载335，在连接点330v与330w之间连接作为非线性负载的负载336。因此，负载335以连接点330u-330v间电压作为驱动电压而被驱动，负载336以连接点330v-330w间电压作为驱动电压而被驱动。所谓线性负载是遵从欧姆定律的负载，所谓非线性负载是不遵从欧姆定律的负载。例如，包括如AC/DC转换器之类的整流电路的负载被认定是负载336。

转换器302基于从控制部303提供的三相电压指令值生成对各相的PWM信号(脉冲宽度调制信号)，并且通过将该PWM信号提供到转换器302内的各开关元件的控制端子(基极或栅极)，从而使各开关元件进行开启关闭动作。从控制部303向转换器302供给的三相电压指令值由U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*构成，通过v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*分别表示U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w的电压电平(电压值)。并且，转换器302基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*控制各开关元件的开启(导通)或关闭(非导通)。而且，在第二及后述的第三实施方式中，也与第一实施方式同样忽略停顿时间的存在。

来自太阳电池304的直流电压，在转换器302内的各开关元件的开关动作的作用下被变换为被PWM调制(脉冲宽度调制)了的三相交流电压。在图39的系统连接体系中，进行作为直流电源的太阳电池304与电力系统340的系统连接，且与电力系统340联系、同时与来自转换器302的三相交流电压对应的交流电被供给向负载335及336。

电流传感器305检测流过转换器302的母线313的电流。与第一实施方式同样，在第二及后述的第三实施方式中也将该电流称为母线电流。母线电流因为具有直流成分，所以也可以将其解释为直流电流。在转换器302中，下臂9u、9v及9w的低电压侧被共同结线，并连接于太阳电池304的负输出端子304b。对下臂9u、9v及9w的低电压侧进行共同结线的配线是母线313，电流传感器305串联地夹在母线313上。电流传感器305将表示检测到的母线电流(检测电流)的电流值的信号向控制部303传递。控制部303参照电流传感器305的输出信号等，同时生成并输出上述三相电压指令值。而且，电流传感器305例如为分流电阻或变流器等。此外，也可以不在连接下臂9u、9v及9w的低电压侧与负输出端子304b的配线(母线313)上设置电流传感器305，而在连接上臂8u、8v及8w的高电压侧与正输出端子304a的配线上设置电流传感器305。

第一实施方式中的U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w意味从图1的中性点14所见的端子12u、12v及12w的电压，但第二及后述的第三实施方式中的U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w分别指从具有某固定电位的基准电位点所见的端子312u、312v及312w的电压。例如，在第二实施方式中，能够将基准点341作为上述基准电位点对待。将U相电压、V相电压及W相电压分别(或总称)称为相电压。此外，在第二及后述的第三实施方式中，将经由端子312u、312v及312w流过的电流分别称为U相电流i_u、V相电流i_v及W相电流i_w，将其分别(或总称)称为相电流。此外，在相电流中，将从端子312u、312v或312w流出的方向的电流的极性设为正。

第二及后述的第三实施方式中的各相电压与第一实施方式中的各相电压同样(参照图2)为正弦波形，且各相电压间的电压电平的高低关系随时间变化。该高低关系由三相电压指令值确定，且转换器302根据提供的三相电压指令值决定对各相的通电模式。共计8种通电模式与第一实施方式中的通电模式(参照图3)相同。

此外，在第二及后述的第三实施方式中，各相电压的电压电平与载波信号的关系，以及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形也与第一实施方式中的(参照图4)相同。载波信号是为与各相电压的电压电平进行比较而在控制部303(第一或第三实施方式中为控制部3或503)内生成的周期性三角波信号，并将该周期称为载波周期。此外，在第二及后述的第三实施方式中，与第一实施方式相同，定义最大相、中间相及最小相。最大相、中间相及最小相的组合与第一实施方式相同存在6种(参照图6)。在第二及后述的第三实施方式中，与第一实施方式同样地将该六种组合分类为第一～第六模式。

对于基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*的转换器302的各臂的开启关闭动作与第一实施方式相同。即，转换器302与第一实施方式的转换器2同样，对由v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*表示的各相电压的电压电平与载波信号进行比较，并基于该比较结果，对各臂的开启/关闭进行控制。在设想如图4所示的状况的情况下，如果在时刻T1-T2间或T5-T6间检测母线电流，则能够从母线电流中检测出最小相的电流，如果在时刻T2-T3间或T4-T5间检测出母线电流，则能够从母线电流中检测出最大相的电流。并且，中间相的电流能够利用三相电流的总和为0而计算求得。

此外，在第二及后述的第三实施方式中，与第一实施方式同样地，将检测最小相的相电流的采样时刻(例如，时刻T1与T2的中间时刻)以ST1表示，检测最大相的相电流的采样时刻(例如，时刻T2与T3的中间时刻)以ST2表示。

在第二实施方式中，将经由端子312u、312v及312w从转换器302输出的电流总称为“连接电流”。U相电流i_u、V相电流i_v及W相电流i_w分别与连接电流的U相轴分量、V相轴分量及W相轴分量相当。

图40表示包含控制部303的内部框图的、第二实施方式所述的系统连接体系的整体结构图。控制部303包括以符号351～356标记的各部位。在控制部303中，通过从母线电流中检测各相电流，并将检测到的三相的相电流变换为有效电流及无效电流(即，通过对连接电流进行p-Q变换)，计算出瞬时有效电流iP及瞬时无效电流iQ。并且，以使平滑化电容器Cd的两端子间电压的电压值保持期望值且瞬时无效电流iQ为0的方式生成电压指令矢量。为了常态下可以检测各相电流，电压指令矢量与第一实施方式同样地在ab坐标上被修正，并且从修正后的电压指令矢量生成三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)。

在对图40所示的各部位的动作进行详细说明之前，对控制部303内参照的多个轴的关系进行说明。图41是表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴与作为旋转轴的P轴及Q轴的关系的空间矢量图。与第一实施方式同样，V相轴的相位以U相轴为基准电角前进120度，W相轴的相位以V相轴为基准电角进一步前进120度。P轴旋转的角频率(角速度)与各交流电压源340u、340v及340w输出的交流电压的角频率ω_s相同。将图39的连接点330u、330v及330w中的各电压的合成电压作为二维坐标面上的矢量对待，并将该电压的矢量以e_c表示。假设如果转换器302输出与e_c同相位的电流(以方向与e_c一致的电流矢量表示的电流)，则转换器302仅输出有效功率(在此情况下，无效功率由电力系统340供给)。

从而，P轴的方向设为与电压矢量e_c的方向相同(所以，电压矢量e_c位于P轴上)。并且，从P轴起电角前进90度的相位取为Q轴，将选择P轴及Q轴为坐标轴的坐标称为PQ坐标。此外，从U相轴与P轴一致的时刻起的经过时间以t表示，从U相轴所见的P轴的相位以ω_st表示(t＝0的时刻，U相轴与P轴一致)。转换器302的输出电压的相位从电压矢量e_c仅前进以L_c表示的连接用电抗的部分。在图41中，标记符号410的矢量是转换器302的输出电压的电压矢量。从Q轴所见的电压矢量410的相位以ε_A表示。在图41中，考虑将顺时针旋转方向设为相位的前进方向，则ε_A<0。于是，以U相轴为基准的电压矢量410的相位由(ω_st+ε_A+π/2)表示。

与第一实施方式中的电压矢量110同样(参照图8)，电压矢量410将U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w的合成电压作为二维坐标面上的矢量对待，电压矢量410的U相轴分量、V相轴分量及W相轴分量与v_u、v_v及v_w相当。此外，如果着眼于PQ坐标，则能够将电压矢量410分解为P轴分量与Q轴分量。电压矢量410的P轴分量与Q轴分量分别以P轴电压vP及Q轴电压vQ表示。实际上，在控制部303内计算出P轴电压指令值vP^*及Q轴电压指令值vQ^*，并利用vP^*及vQ^*表示电压矢量410。因此，与符号410对应的电压矢量也可以替换读为电压指令矢量。

U相轴附近、V相轴附近及W相轴附近的带有阴影的星号状的区域411表示无法检测两个相的电流的区域。例如，在V相电压与W相电压接近而无法检测两个相的电流的情况下，电压矢量410位于U相轴附近，在U相电压与W相电压接近而无法检测两个相的电流的情况下，电压矢量410位于V相轴附近。区域411与图8的区域111同样，以U相轴为基准，每60度电角就存在该区域411。因此，用与第一实施方式同样的思考方法，能够定义与第一实施方式相同的、每60度电角步进地旋转的ab坐标(而且，PQ坐标是连续旋转的坐标)。具体地说，也可在将第一实施方式中的图8的电压矢量110及电压矢量110的相位(θ+ε+π/2)换读为电压矢量410及电压矢量410的相位(ω_st+ε_A+π/2)后，将第一实施方式叙述的ab坐标的定义适用于本实施方式(参照图8及图9)。其结果，a轴对应于电压矢量410的相位(ω_st+ε_A+π/2)，每60度电角步进旋转，b轴与a轴正交，且同时也与a轴共同按60度步进旋转。

对图40所示的各部位的动作进行说明。表示由电流传感器305检测到的母线电流(检测电流)的电流值的信号被传递向电流检测部351。电流检测部351执行与图19的电流检测部21同样的动作。即，参照电压指令处理部356输出的三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*，特定哪个相为最大相、中间相及最小相，并且决定对电流传感器305的输出信号进行采样的时刻ST1及ST2(参照图6)，根据在该时刻得到的母线电流的电流值计算并输出U相电流i_u及V相电流i_v。此时，根据需要使用i_u+i_v+i_w＝0的关系式。

坐标变换器352基于相位ω_st，通过将来自电流检测部351的i_u及i_v坐标变换到PQ坐标上，计算出连接电流中的有效电流及无效电流。计算出的有效电流及无效电流因为表示有效电流的瞬时值及无效电流的瞬时值，所以将它们分别称为瞬时有效电流及瞬时无效电流。此外，瞬时有效电流及瞬时无效电流分别以iP及iQ表示。iP及iQ分别表示连接电流中的P轴分量及Q轴分量。具体地说，iP及iQ根据下式(3-1)计算出。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{iP}\\ \mathrm{iQ}\end{array}\right]=\sqrt{2}\left[\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{S}t+\mathrm{\&pi;}/3)& \sin {\mathrm{\&omega;}}_{S}t\\ \cos ({\mathrm{\&omega;}}_{S}t+\mathrm{\&pi;}/3)& \cos {\mathrm{\&omega;}}_{S}t\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(3-1)$

相位ω_st与转换器302的输出电压的相位对应。如参照图41进行的说明那样，因为从U相轴与P轴一致的时刻起的经过时间以t表示，从U相轴所见的P轴的相位以ω_st表示，所以可从U相电压v_u的相位确定相位ω_st。实际上，也可在由转换器302进行电压输出前，检测出在端子312u上表现的来自交流电压源340u的交流电压的角频率及相位，并配合于检测到的角频率及相位确定ω_s的值及t＝0的时刻。v_u、v_v及v_w设为角频率是ω_s的正弦波电压(但包含由电压指令处理部356的修正处理导致的变形)，它们的相位相互各差电角120度。

由电压检测器306检测到的平滑化电容器Cd的两端子间电压Ed与表示该两端子间电压Ed的目标值的直流电压指令值Ed^*被提供给直流电压控制部353。直流电压指令值Ed^*与用于从太阳电池304得到最大功率的Ed(换言之，用于使转换器302的输出功率为最大的Ed)一致。直流电压控制部353通过比例积分控制，以使(Ed-Ed^*)收敛于0的方式计算并输出有效电流指令值iP^*。此外，无效电流指令值iQ^*设为0。iP^*表示iP需追随的目标值，iQ^*表示iQ需追随的目标值。

有效电流控制部354基于来自直流电压控制部353的iP^*与来自坐标变换器352的iP，通过进行比例积分控制以使电流误差(iP^*-iP)收敛于0，来计算出P轴电压vP需追随的P轴电压指令值vP^*。无效电流控制部355基于被提供的iQ^*与来自坐标变换器352的iQ，通过进行比例积分控制以使电流误差(iQ^*-iQ)收敛于0，从而计算出Q轴电压vQ需追随的Q轴电压指令值vQ^*。

电压指令处理部356的功能与将图19的电压矢量修正部24及坐标变换器25组合后的部位的功能大致相同。图42表示电压指令处理部356的内部框图。图42的电压指令处理部356具备以符号361～364参考的各部位。

坐标旋转部361基于vP^*、vQ^*及ω_st，根据上述式(1-3)的变形式，将vP_*及vQ_*变换为v_a及v_b。即，将由vP_*及vQ_*表示的、PQ坐标上的两相的电压指令矢量变换为由v_a及v_a表示的、ab坐标上的两相的电压指令矢量。

上述式(1-3)的变形式指的是通过将式(1-3)中的v_d及v_q置换为vP^*及vQ^*而得到的式子。此外，如图43所示，a₁轴～a₆轴内(参照图9)，电压矢量410最靠近的轴的、以U相轴为基准的相位以“(n+2)π/3”表示。在第二实施方式中的n是(ω_st+εA)除以π/3时得到的商。并且，将满足下式(3-2)的θ_D用于坐标旋转部361进行的式(1-3)的变形式的运算。

${\mathrm{\&omega;}}_{S}t={\mathrm{\&theta;}}_D+\frac{(n+2)\mathrm{\&pi;}}{3}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(3-2)$

满足式(3-2)的θ_D能够如以下这样计算出。参照ω_st求出与使用下式(3-3)计算出的ε_A相符合的n(即，(ω_st+ε_A)除以π/3时得到的商)。如果将该求得的n与ω_st带入上述式(3-2)，则可得到θ_D。此外，在计算该θ_D时求得的n被用于在坐标旋转部363中的运算。而且，也可不使用以Q轴为基准的ε_A，而使用以P轴为基准的ε_A′进行各运算。ε_A′表示从P轴所见的电压矢量410的相位。在该情况下使用关系式“ε_A＝ε_A′-π/2”进行变量n的计算。

${\mathrm{\&epsiv;}}_A={\tan }^{-1}\left(\frac{{-\mathrm{vP}}^{*}}{{\mathrm{vQ}}^{*}}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(3-3)$

图42的分量修正部362、坐标旋转部363及坐标变换器364的功能分别与第一实施方式中的分量修正部52、坐标旋转部53及坐标变换器25(参照图19及图21)的功能相同。

即，分量修正部362对由坐标旋转部361得到的v_a及v_b实施图11的步骤S2中的修正处理或图16所示的修正处理，将修正后的v_a及v_b分别作为v_ac及v_bc输出。但是，在不需要修正的情况下，v_ac＝v_a且v_bc＝v_b。

坐标旋转部363根据上述式(1-7)，将从分量修正部362输出的修正后的a轴电压及b轴电压(即v_ac及v_bc)变换为v_α ^*及v_β ^*。即，将以v_ac及v_bc表示的、ab坐标上的两相的电压指令矢量变换为以v_α ^*及v_β ^*表示的、αβ坐标(αβ固定坐标)上的两相的电压指令矢量。此时，作为式(1-7)中的v_a、v_b、v_α及v_β，分别使用v_ac、v_bc、v_α ^*及v_β ^*。而且，αβ坐标与在第一实施方式中定义的相同。但是，当然，第二实施方式中的v_α ^*及v_β ^*是对于转换器302的输出电压的电压指令矢量的正交两轴分量。

坐标变换器364将由坐标旋转部363得到的v_α ^*及v_β ^*变换为三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)，并将该三相电压指令值向转换器302输出。此外，该三相电压指令值也被提供给电流检测部351。

如此，可将在第一实施方式中叙述的修正方法适用在系统连接体系中，由此可获得与第一实施方式同样的效果。即例如，实现修正的简单化和修正量的决定的容易化。

而且，利用系统连接体系的控制部303执行的控制，可称为对有效电流及无效电流的控制，也可称为对有效功率及无效功率的控制。来自电力系统340的交流电压为振幅大致一定的交流电压，所以与该交流电压连接，对有效电流及无效电流进行控制以使其达到期望值，这就是对有效功率及无效功率进行控制以使其达到期望值(在电压上乘以有效电流为有效功率，乘以无效电流为无效功率)。因而，能够将控制部303称为电流控制装置，同时也能称为功率控制装置。

此外，举出了太阳电池304作为对于转换器302的直流电源的一例，也可取代太阳电池304而使用燃料电池或风力发电机等。

<<第三实施方式>>

在第一及第二实施方式中所述的系统中，将检测到的电流用于电流控制(或功率控制)。但是，也可以不将检测到的电流用于电流控制(或功率控制)，而在以保护等为目的进行电流检测的系统中也可适用第一或第二实施方式中叙述的技术。将该种系统作为本发明的第三实施方式进行说明。

图44是第三实施方式所述的三相负载驱动系统的整体结构图。在图44中，转换器302、太阳电池304、电流传感器305及平滑化电容器Cd与第二实施方式的图39所示的相同，它们之间的连接关系也与第二实施方式相同。为了便于说明，与第二实施方式相同，将对于三相负载驱动系统的转换器302的直流电源设为太阳电池304，但作为对转换器302的直流电源，能够使用任意的直流电源。

与第二实施方式不同，在三相负载驱动系统中，作为转换器302的输出端子的端子312u、312v及312w不与系统侧连接，而连接在三相负载上。更具体地，端子312u经由负载540u连接在基准点541上，端子312v经由负载540v连接在基准点541上，端子312w经由负载540w连接在基准点541上。

图44的三相负载驱动系统中的U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w分别是以基准点541的电位为基准的端子312u、312v及312w的电压，且负载540u、540v及540w分别接受U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w作为驱动电压。负载540u、540v及540w例如分别为电抗或电阻元件等负载。v_u、v_v及v_w是角频率(角速度)ω_s的正弦波电压(但包含由电压指令处理部553的修正处理产生的变形)，且它们的相位相互差电角120度。而且，为了便于说明，在本实施方式中也使用在第二实施方式中导入的记号“ω_s”，但本实施方式中的ω_s与图39的电力系统340的交流电压的角频率没有关系。

基于提供的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)的转换器302的动作与第二实施方式中的相同。但在图44的三相负载驱动系统中，从控制部503提供三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)。

控制部503包含标有符号551～554来进行参考的部位。在控制部503内，定义与第二实施方式的P轴及Q轴对应的X轴及Y轴。而且，在本实施方式中记述的记号“X”与在第一实施方式的第四实施例中记述的该记号所指不同。

图45是表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴与作为旋转轴的X轴及Y轴的关系的空间矢量图。V相轴的相位以U相轴为基准电角前进120度，W相轴的相位以V相轴为基准电角进一步前进120度。X轴旋转的角频率(角速度)为ω_s。符号610表示本实施方式中的转换器302的输出电压的电压矢量。

X轴的方向与电压矢量610的方向相同(所以，电压矢量610位于X轴上)。并且从X轴前进90度电角的相位取为Y轴，将选择X轴及Y轴为坐标轴的坐标称为XY坐标。此外，在本实施方式中，从U相轴与X轴一致的时刻开始的经过时间以t表示，从U相轴所见的X轴的相位以ω_st表示(在t＝0时，U相轴与X轴一致)。从Y轴所见的电压矢量610的相位以ε_A表示。在图45中，考虑将顺时针旋转方向设为相位的前进方向，ε_A<0。于是，以U相轴为基准的电压矢量610的相位由(ω_st+ε_A+π/2)＝ω_st表示。

电压矢量610将U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w的合成电压作为二维坐标面上的矢量对待，电压矢量610的U相轴分量、V相轴分量及W相轴分量与v_u、v_v及v_w相当。此外，如果着眼于XY坐标，则能够将电压矢量610分解为X轴分量与Y轴分量。电压矢量610的X轴分量与Y轴分量分别以X轴电压vX及Y轴电压vY表示。实际上，在控制部503内计算出X轴电压指令值vX^*及Y轴电压指令值vY^*，并利用vX^*及vY^*表示电压矢量610。因此，与符号610对应的电压矢量还可换称为电压指令矢量。

与图41的区域411同样的、U相轴附近、V相轴附近及W相轴附近的区域以U相轴为基准，每60度电角而存在。因此，以与第一实施方式同样的思考方法，能够定义与第一实施方式同样的、每60度电角步进旋转的ab坐标(而且，XY坐标为连续旋转的坐标)。具体地说，将第一实施方式中的图8的电压矢量110及电压矢量110的相位(θ+ε+π/2)换称为电压矢量610及电压矢量610的相位(ω_st+ε_A+π/2)，之后，可将第一实施方式叙述的ab坐标的定义适用于本实施方式(参照图8及图9)。其结果，a轴对应于电压矢量610的相位(ω_st+ε_A+π/2)，每60度电角步进地旋转，并且b轴也与a轴正交，同时与a轴一起每60度步进地旋转。而且，图45所示的θ_D及(n+2)π/3为与第二实施方式同样地定义的角度量(参照图43)。

对图44所示的各部位的动作进行说明。电流传感器305检测流过转换器302的母线313的母线电流。表示检测到的母线电流(检测电流)的电流值的信号被传递向电流检测部551。电流检测部551执行与图19的电流检测部21同样的动作。即，参照电压指令处理部553输出的三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*，特定哪个相为最大相、中间相及最小相，并且决定对电流传感器305的输出信号进行采样的时刻ST1及ST2(参照图6)，并从在该时刻得到的母线电流的电流值中计算及输出U相电流i_u、及V相电流i_v及W相电流i_w。此时，根据需要使用i_u+i_v+i_w＝0的关系式。

检测电流处理部552执行基于从电流检测部551输出的i_u、i_v及i_w的规定的处理。例如，检测i_u、i_v及i_w是否异常变大(即，转换器302的输出电流是否变为过电流)，并根据该检测结果进行保护动作。

电压指令处理部553的功能及内部结构与图42的电压指令处理部356的相同，将对于电压指令处理部356的“P轴、Q轴及电压矢量410”置换为“X轴、Y轴及电压矢量610”而构成的即为电压指令处理部553(参照图42、图43及图45)。图46表示电压指令处理部553的内部框图。图46的电压指令处理部553具备标记有符号561及362～364而进行参考的各部位。对于图42的电压指令处理部356进行说明的方法也适用于电压指令处理部553。

坐标旋转部561基于被提供的vX^*及vX^*以及ω_st，根据上述式(1-3)的变形式，将vX^*、vY^*变换为v_a及v_b。即，将由vX^*及vY^*表示的、XY坐标上的两相的电压指令矢量变换为由v_a及v_a表示的、ab坐标上的两相的电压指令矢量。上述式(1-3)的变形式指的是通过将式(1-3)中的v_d及v_c置换为vX^*及vY^*而得到的式子。

电压指令处理部553中的分量修正部362、坐标旋转部363以及坐标变换器364的动作，由于与图42中的一样，说一省略重复的说明。但是，对分量修正部362的v_a、v_b从坐标旋转部561得到。坐标变换器364将计算出的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)提供给转换器302以及电流检测部551。

提供给电压指令处理部553的vX^*及vY^*分别表示X轴电压vX需追随的X轴电压指令值及Y轴电压vY需追随的Y轴电压指令值，并且它们从电压决定部554被输出。如图45所示，电压矢量610因为位于X轴上，所以vY^*为0，与欲向三相负载供给的期望电力值对应的值被代入vX^*。在第一实施方式中，d轴与U相轴一致的时刻依赖于电动机的转子位置，在第二实施方式中，P轴与U相轴一致的时刻依赖于系统侧的交流电压的相位，但在第三实施方式中，此种依赖不存在，所以能够自由地确定t＝0的时刻。对于ω_s也相同。

如此，可将第一实施方式中叙述的修正方法适用于三相负载驱动系统，并由此可取得与第一实施方式同样的效果。即例如实现修正的简单化和修正量的决定的容易化。

以下，对各实施方式(尤其第二及第三实施方式)的变形例等进行叙述。

在第二及第三实施方式中，作为现在时刻所属的模式的特定方法及时刻ST1及ST2的决定方法(参照图6)，可以使用第一实施方式中叙述的任意的方法(即，第一实施方式中的第一～第三实施例中记载的方法的任一种)。

此外，在第二或第三实施方式中，也可根据上述式(1-8)及(1-9)将由分量修正部362(参照图42、图46)计算出的v_ac及v_bc，不经由αβ坐标而变换为v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*。此时，作为式(1-8)及(1-9)中的v_a及v_b和v_u、v_v及v_w，使用v_ac及v_bc和v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*。而且，该情况不需要坐标旋转部363。

此外，在第二或第三实施方式中，控制部(303或503)的功能的一部或者全部，例如使用嵌入在通用微型计算机等中的软件(程序)来实现。在使用软件实现控制部(303或503)的情况下，表示控制部(303或503)的各部的结构的框图表示功能框图。当然，也可不用软件(程序)，仅由硬件构成控制部(303或503)。

在第一、第二或第三实施方式中，包含上述的各种的指令值(v_d ^*及v_q ^*、vP^*及vQ^*和vX^*及vY^*等)或其他的状态量(ε、ε_A等)的、需导出的所有值的导出方法任意。即，例如，可通过在控制部(3、303或503)内的运算将其导出，也可从预先设定的列表数据中导出。

此外，例如，可以如下进行考虑。

在第二实施方式中，图40的系统连接体系具备电流检测单元，且该电流检测单元包括电流检测部351、有效电流控制部354、无效电流控制部355及电压指令处理部356，还包括电流传感器305。并且，例如，图40的有效电流控制部354及无效电流控制部355与图42的坐标旋转部361具有作为电压指令矢量生成机构的功能，图42的分量修正部362具有作为电压指令矢量修正机构的功能。此外，例如第二实施方式所述的控制部303具有作为转换器控制装置(或电流控制装置或者功率控制装置)的功能，在该转换器控制装置中内置电流检测单元。此外例如，图40的系统连接体系包括系统连接装置，且该系统连接装置包括转换器302及控制部303。还可考虑使该系统连接装置进一步包括作为直流电源的太阳电池304、电流传感器305、电压检测器306及平滑化电容器Cd的一部分或全部。

在第三实施方式中，图44的三相负载驱动系统具备电流检测单元，该电流检测单元包括电流检测部551、电压决定部554及电压指令处理部553，进一步还可包括电流传感器305。并且例如，图44的电压决定部554与图46的坐标旋转部561具有作为电压指令矢量生成机构的功能，且图46的分量修正部362具有作为电压指令矢量修正机构的功能。还可将第三实施方式所述的控制部503作为转换器控制装置对待，但该转换器控制装置并不是基于电流检测部551的检测结果生成电压指令矢量。

电流检测单元也可考虑内置于第一实施方式中的电动机驱动系统内。第一实施方式所述的电流检测单元包括：图19等所示的电流检测部21、21a或21c；图19等所示的电压运算部23；以及图19等所示的电压矢量修正部24、24a、24b或24c，并还可进一步包括电流传感器5及/或图19等所示的坐标变换器25。

而且，在本说明书中，为了简化叙述，也存在仅由记号(i_γ等)的标记表现与该记号对应的状态量(状态变量)等的情况。即，在本说明书中，例如“i_γ”与“γ轴电流i_γ”所指相同。

本发明适于使用电动机的所有电器设备，尤其适于冰箱用的压缩机、车载用空调、电动车等。此外，也适于各种系统连接体系或三相负载驱动系统。

Claims (16)

1.一种电动机控制装置，

其具备电流检测机构，该电流检测机构将在驱动三相式的电动机的转换器与直流电源之间流通的电流作为检测电流进行检测，

所述电动机控制装置从检测后的所述检测电流检测流向所述电动机的电动机电流，并基于该电动机电流，经由所述转换器对所述电动机进行控制，

其特征在于，

所述电动机控制装置具备：

电压指令矢量生成机构，其基于所述电动机电流生成电压指令矢量，所述电压指令矢量表示向所述电动机施加的施加电压需追随的电压的矢量；和

电压指令矢量修正机构，其对生成的所述电压指令矢量进行修正，

所述电动机控制装置根据修正后的所述电压指令矢量对所述电动机进行控制。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电压指令矢量是旋转坐标上的电压指令矢量，

所述电压指令矢量修正机构在将该旋转坐标上的电压指令矢量变换为三相的固定坐标上的三相电压指令值的过程中，对所述旋转坐标上的电压指令矢量进行修正，

该电动机控制装置通过向所述转换器供给与修正后的所述电压指令矢量对应的所述三相电压指令值，对所述电动机进行控制。

3.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电压指令矢量是对应于以规定的固定轴为基准的所述电压指令矢量的相位，按每60度电角步进地旋转的ab坐标上的两相的电压指令矢量。

4.如权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电压指令矢量修正机构基于所述ab坐标上的形成两相的电压指令矢量的坐标轴分量的大小，判断是否进行修正，在需要修正的情况下，通过修正所述坐标轴分量，对所述电压指令矢量进行修正。

5.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

基于生成的所述电压指令矢量，判断作为所述检测电流流通的电流的相，根据该判断结果检测所述电动机电流。

6.如权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电动机控制装置还具备三相电压指令值生成机构，所述三相电压指令值生成机构从修正后的所述电压指令矢量生成三相电压指令值，

所述电动机控制装置基于所述判断结果与所述三相电压指令值，决定对所述检测电流进行检测的时刻，从在该时刻检测到的所述检测电流检测所述电动机电流，

通过向所述转换器供给所述三相电压指令值，对所述电动机进行控制。

7.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

基于生成的所述电压指令矢量的大小，决定对所述检测电流进行检测的时刻，从在该时刻检测到的所述检测电流检测所述电动机电流。

8.如权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，

基于所述ab坐标中的所述电压指令矢量的坐标轴分量，决定对所述检测电流进行检测的时刻，从在该时刻检测到的所述检测电流检测所述电动机电流。

9.一种电动机驱动系统，其特征在于，具备：

三相式的电动机；

驱动所述电动机的转换器；

通过控制所述转换器，对所述电动机进行控制的权利要求1中所述的电动机控制装置。

10.一种电流检测单元，其具备将在三相式的转换器与直流电源之间流通的电流作为检测电流进行检测的电流检测机构，

从检测到的所述检测电流检测所述转换器的三相电流，

所述电流检测单元的特征在于，

具备：电压指令矢量生成机构，其生成电压指令矢量，所述电压指令矢量表示所述转换器的三相电压需追随的电压的矢量；电压指令矢量修正机构，其对生成的所述电压指令矢量进行修正，

所述电流检测单元根据修正后的所述电压指令矢量对所述转换器进行控制。

11.如权利要求10所述的电流检测单元，其特征在于，

所述电压指令矢量是旋转坐标上的电压指令矢量，

所述电压指令矢量修正机构在将该旋转坐标上的电压指令矢量变换为三相的固定坐标上的三相电压指令值的过程中，对所述旋转坐标上的电压指令矢量进行修正，

通过向所述转换器供给与修正后的所述电压指令矢量对应的所述三相电压指令值，对所述转换器进行控制。

12.如权利要求10所述的电流检测单元，其特征在于，

所述电压指令矢量是对应于以规定的固定轴为基准的所述电压指令矢量的相位，按每60度电角步进地旋转的ab坐标上的两相的电压指令矢量。

13.如权利要求12所述的电流检测单元，其特征在于，

所述电压指令矢量修正机构基于所述ab坐标上的形成两相的电压指令矢量的坐标轴分量的大小，判断是否进行修正，在需要修正的情况下，通过修正所述坐标轴分量，对所述电压指令矢量进行修正。

14.一种转换器控制装置，其具备权利要求10所述的电流检测单元，基于检测到的所述三相电流对所述转换器进行控制，

所述转换器控制装置的特征在于，

所述电压指令矢量生成机构基于所述三相电流生成所述电压指令矢量。

15.如权利要求14所述的转换器装置，其特征在于，

所述转换器控制装置还具备以所述转换器的输出电压的相位为基准，将所述三相电流变换为有效电流与无效电流的电流变换机构，

所述电压指令矢量生成机构基于所述有效电流及所述无效电流生成所述电压指令矢量。

16.一种系统连接装置，其特征在于，

具备权利要求14所述的转换器控制装置及转换器，

利用所述转换器将来自所述直流电源的直流电压变换为三相的交流电压，与外部的三相交流电力系统连接，同时向负载供给基于所述交流电压的交流电。

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