CN105981293B - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的功率转换装置包括：具有多个多相绕组的交流旋转电机(1a―1d)；基于多个开关信号，对直流电源(2)的直流电压进行功率转换，并向所述多个多相绕组施加电压的多个功率转换单元(3,4)；检测在向所述多个多相绕组中的某一个多相绕组施加电压的所述功率转换单元(3)与所述直流电源(2)之间流过的电流即第1母线电流的第1电流检测单元(7)；以及基于检测到的所述第1母线电流，对流过所述一个多相绕组的电流进行运算的第1相电流运算单元(8)，所述第1电流检测单元(7)在基于所述多个开关信号的多个电压矢量相邻或相一致的定时对所述第1母线电流进行检测。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及功率转换装置。
背景技术
现有的电动机控制装置以及电动助力转向装置中，基于PWM各相占空指令值来对电动机进行驱动控制的同时，利用单分流型电流检测器检测所述电动机的各相电动机电流，在上述电动机控制装置中，具备电流检测校正部，该电流检测校正部根据逆变器的电源电压、各相占空指令值、电动机的反向电动势信息、电流检测器检测到的各相电动机电流、PWM的配置信息以及电动机的电气特性式，来计算电流检测校正值，利用电流检测校正值来将电流检测器检测到的各相电动机电流校正为电动机平均电流，由此来对电动机进行驱动控制(例如，专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2013－62913号公报
非专利文献
非专利文献1：杉本英彦等著，“AC伺服系统的理论与设计的现状(ACサーボシステムの理論と設計の実際)”，综合电子出版社、第35～37页
发明内容
发明所要解决的技术问题
在这种电动机控制装置及电动助力转向装置中，构成为：在向平均电流进行校正时，在电流检测校正部中，使用逆变器的电源电压、各相占空指令值、电动机的反向电动势信息、电流检测器检测到的各相电动机电流、PWM的配置信息以及电动机的电气特性式来计算电流检测校正值，由于在进行校正值的计算时需要进行大量的运算，因此存在难以安装到廉价的微机中的问题。
并且，由于电动机的温度变动，与电动机的电阻R、反向电动势EMF成正比的磁通交链数发生变动，并且，电动机的电感L会在向电动机的绕组通电流过电流时受到磁饱和的影响而发生变动。由此，若电动机常数发生变动，且与电流检测校正部所存储的电动机常数之间产生误差，则电流检测器检测到的各相电动机电流和电动机平均电流的差分、与电流检测校正值之间会产生误差，从而存在无法将电流检测器检测到的各相电动机电流校正为电动机平均电流的问题。此外，即使利用电流检测校正部对此采取应对措施来实施将电动机常数的变动考虑在内的校正，也还是会产生对于该应对措施还需要进行运算这一新的问题。
本发明是鉴于上述问题点而完成的，其目的在于，在容易进行廉价微机的安装的基础上，能够通过少量的运算来获得电动机平均电流。
解决技术问题的技术方案
本发明所涉及的功率转换装置的特征在于，包括：具有多个多相绕组的交流旋转电机；直流电源；输出多个电压指令的电压指令运算部；基于所述多个电压指令，输出多个开关信号的开关信号生成单元；基于所述多个开关信号，对所述直流电源的直流电压进行功率转换，并向所述多个多相绕组施加电压的多个功率转换单元；检测在向所述多个多相绕组中的某一个多相绕组施加电压的所述功率转换单元与所述直流电源之间流过的电流即第1母线电流的第1电流检测单元；以及基于检测到的所述第1母线电流，对流过所述一个多相绕组的电流进行运算的第1相电流运算单元，所述第1电流检测单元在基于所述多个开关信号的多个电压矢量相邻或相一致的定时，对所述第1母线电流进行检测。
发明效果
在多个电压矢量相邻或相一致的定时，流过所述第1多相绕组和所述第2多相绕组的电流的变动变小。通过在该定时检测所述第1母线电流，从而可得到与流过所述第1多相绕组的电流的平均值相接近的值。因此，在本发明所涉及的功率转换装置中，能够获得下述现有技术不具有的显著效果，即：不需要像专利文献1那样，进行利用电流检测校正部，使用逆变器的电源电压、各相占空指令值、电动机的反向电动势信息、电流检测器检测出的各相电动机电流、PWM的配置信息及电动机的电气特性式来计算电流检测校正值这样的大量的运算，由于能够以较少的运算量来实施，因此便于廉价的微机的适用，并且在抑制对交流旋转电机的常数的变动的影响的基础上，还能够获得接近于所述电动机平均电流的值。
本发明的上述以外的目的、特征、观点及效果可通过参照附图的以下本发明的详细说明来进一步阐明。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体的结构图。
图2是表示实施方式1的交流旋转电机的定子的第1绕组和第2绕组的相位的图。
图3是表示实施方式1的交流旋转电机的定子的U相的等效电路的图。
图4是以框图形式表示将实施方式1的交流旋转电机的定子的等效电路坐标变换成旋转二轴(d-q轴)时的d轴的等效电路的图。
图5是以框图形式表示将实施方式1的交流旋转电机的定子的等效电路坐标变换成旋转二轴(d-q轴)时的q轴的等效电路的图。
图6是表示实施方式1的第1开关信号与第1电压矢量、以及第1母线电流与流过第1三相绕组的电流的关系的图。
图7是表示实施方式1的第1电压矢量的图。
图8是表示实施方式1的第2开关信号与第2电压矢量的关系的图。
图9是表示实施方式1的第2电压矢量的图。
图10是与实施方式1的开关信号生成单元中第1、第2开关信号的产生方法、电流检测单元中第1母线电流的检测定时相关的开关信号的周期Ts中的动作说明图。
图11是在图10中增加了流过第1三相绕组的电流后得到的图。
图12是表示在图4的d轴电压Vd1、Vd2上叠加了相同符号且相同振幅的阶跃电压后得到的波形的图。
图13是表示在图4的d轴电压Vd1、Vd2上叠加了不同符号且相同振幅的阶跃电压后得到的波形的图。
图14是表示实施方式1中第1矢量V1与第2矢量V2的相位差Δθ的图。
图15是表示实施方式1中横轴为相位差Δθ[度]，纵轴为第1三相绕组的电流振幅变动量相对于具有单一的三相绕组的交流旋转电动机的相对值的图。
图16是表示实施方式1中横轴为相位差Δθ“度”，纵轴为第2三相绕组的电流振幅变动量相对于具有单一的三相绕组的交流旋转电动机的相对值的图。
图17是表示具有单一的三相绕组的交流旋转电动机的d轴等效电路的图。
图18是表示具有单一的三相绕组的交流旋转电动机的q轴等效电路的图。
图19是说明实施方式2的开关信号生成单元的动作的图。
图20是说明实施方式3的开关信号生成单元的动作的图。
图21是说明实施方式4的开关信号生成单元的动作的图。
图22是表示实施方式5的功率转换装置的整体的结构图。
图23是表示实施方式5的第2开关信号与第2电压矢量、以及第2母线电流与流过第2三相绕组的电流的关系的图。
图24是表示实施方式6的交流旋转电机的定子的第1绕组与第2绕组的相位差的图。
图25是表示实施方式6的第1电压矢量的图。
图26是用实线表示实施方式6的第2电压矢量，用虚线表示第1电压矢量的图。
图27是用d轴方向分量V1(1)_d、q轴方向分量V1(1)_q来表示实施方式6中的第1电压矢量V1(1)的图。
图28是用d轴方向分量V1(2)_d、q轴方向分量V1(2)_q来表示实施方式6中的第2电压矢量V1(2)的图。
图29是用d轴方向分量V2(1)_d、q轴方向分量V2(1)_q来表示实施方式6中的第1电压矢量V2(1)的图。
图30是用d轴方向分量V2(2)_d、q轴方向分量V2(2)_q来表示实施方式6中的第2电压矢量V2(2)的图。
图31是表示实施方式7的交流旋转电机的定子的第1绕组与第2绕组的相位差的图。
图32是表示实施方式7的第1电压矢量的图。
图33是用实线表示实施方式7的第2电压矢量，用虚线表示第1电压矢量的图。
图34是表示实施方式8的交流旋转电机的定子的第1绕组与第2绕组的相位差的图。
图35是表示实施方式8的第1电压矢量的图。
图36是用实线表示实施方式8的第2电压矢量，用虚线表示第1电压矢量的图。
图37是与实施方式8的开关信号生成单元中第1、第2开关信号的产生方法、电流检测单元中第1母线电流的检测定时相关的开关信号的周期Ts中的动作说明图。
图38是说明实施方式9中的电压指令矢量的电压相位的图。
图39是表示实施方式9的开关信号生成单元中两组的组合的切换例的图。
图40是表示实施方式9中根据电压指令矢量的角度θv来切换第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1的电压大小关系的情况的图。
图41是表示实施方式10的功率转换装置的整体的结构图。
图42是表示实施方式10的开关信号生成单元中两组的组合的切换方法的图。
图43是说明实施方式10中q轴相位θq与电压矢量之间的关系的图。
图44是说明实施方式10中q轴相位θq与电压矢量之间的关系的图。
图45是表示实施方式11的功率转换装置的整体的结构图。
图46是表示实施方式11的开关信号生成单元中两组的组合的切换方法的图。
图47是表示实施方式11中第1电压矢量与第2电压矢量的平均矢量的图。
图48是表示实施方式12的功率转换装置的整体的结构图。
图49是表示实施方式12中的电流指令Iu、Iv、Iw的波形例的图。
图50是表示实施方式12的开关信号生成单元中两组的组合的切换方法的图。
具体实施方式
实施方式1.
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体的结构图。本功率转换装置例如使用于电动机控制装置及电动助力转向装置。交流旋转电机1a具有第1三相绕组U1、V1、W1及第2三相绕组U2、V2、W2，是第1三相绕组与第2三相绕组中不存在机械上的相位差的永磁体同步旋转电机。直流电源2向第1功率转换单元3及第2功率转换单元4输出直流电压Vdc。作为该直流电源，包括电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压的所有设备。此外，可以对第1功率转换单元3、第2功率转换单元4分别设置直流电源。
第1功率转换单元3基于第1开关信号Qup1～Qwn1对半导体开关Sup1～Swn1进行开关，由此对从直流电源2输入的直流电压Vdc进行功率转换，从而向交流旋转电机1a的第1三相绕组U1、V1、W1施加电压。作为半导体开关Sup1～Swn1，使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件。这里，第1开关信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1是在第1功率转换单元3中分别用于对Sup1、Sun1、Svp1、Svn1、Swp1、Swn1进行开关的开关信号。
第2功率转换单元4基于第2开关信号Qup2～Qwn2对半导体开关Sup2～Swn2进行开关，由此对从直流电源2输入的直流电压Vdc进行功率转换，从而向交流旋转电机1a的第2三相绕组U2、V2、W2施加电压。作为半导体开关Sup2～Swn2，使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件。这里，第2开关信号Qup2、Qun2、Qvp2、Qvn2、Qwp2、Qwn2是在第2功率转换单元4中分别用于对Sup2、Sun2、Svp2、Svn2、Swp2、Swn2进行开关的开关信号。
开关信号生成单元5a基于从电压指令运算部6输出的第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1进行脉宽调制(PWM调制)，由此输出具有与Vu1、Vv1、Vw1相对应的脉宽的开关信号Qup1～Qwn1。同样地，开关信号生成单元5a基于从电压指令运算部6输出的第2电压指令进行脉宽调制(PWM调制)，由此输出具有与Vu2、Vv2、Vw2相对应的脉宽的开关信号Qup2～Qwn2。
电压指令运算部6对用于驱动交流旋转电机1a的第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2进行运算，并输出至开关信号生成单元5a。作为第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2的运算方法，使用V/F控制、电流反馈控制等，上述V/F控制中，在设定交流旋转电机1a的速度(频率)指令f作为图1中的控制指令之后，决定第1电压指令及第2电压指令的振幅，在上述电流反馈控制中，设定交流旋转电机1a的电流指令作为控制指令，基于该电流指令与后述的从第1相电流运算单元8输出的流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1之间的偏差，通过比例积分控制来运算第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1以及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2以将该偏差调整为零。其中，V/F控制为前馈控制，不需要第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1。因此，该情况下，不需要向电压指令运算部6输入第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1。
第1电流检测单元7检测在直流电源2与第1功率转换单元3之间流过的电流即第1母线电流Idc1，并向第1相电流运算单元8输出。第1电流检测单元7由分流电阻7a和采样保持器7b构成，上述采样保持器7b通过对流过分流电阻7a的电流进行采样保持来检测第1母线电流Idc1。可以使用计量器用变流器(CT)来取代分流电阻7a，在该情况下，通过利用采样保持器7b对计量器用变流器的输出电压进行采样保持来检测第1母线电流Idc1。
接着，对交流旋转电机1a进行详细描述。交流旋转电机1a如图2所示，是在中性点N1处连接的第1三相绕组(多相绕组)U1、V1、W1及在中性点N2处连接的第2三相绕组(多相绕组)U2、V2、W2以不进行电连接的方式收纳于旋转电机的定子的三相交流旋转电机。另外，U1绕组与U2绕组、V1绕组与V2绕组、W1绕组与W2绕组之间不存在机械上的相位差。虽然这两个绕组不进行电连接，但通过交流旋转电机1a构成的磁回路来进行磁耦合，正好成为变压器的一次侧与二次侧那样的耦合状态。因此，并联配置的U1相和U2相的等效电路可表示为图3所示那样。
图3中，Vu1、Vu2分别表示从各中性点起的U相电压，Ru1、Ru2表示电枢绕组电阻，eu1、eu2表示感应电压，Mu表示电枢绕组互感，Lu1-Mu、Lu2-Mu分别表示第1绕组、第2绕组的漏电感(电枢绕组自感－电枢绕组互感)。n是变压器中所说的匝数比。另外，在这些值中，特别要注意的是，Lu1-Mu和Mu、以及Lu2-Mu和Mu与电动机控制中所使用的相(U-V相间或V-W相间或W-U相间)间的值不同，是并联配置的第1三相绕组与第2三相绕组中两相间的值。
此外，通常在交流旋转电机中并联的绕组的匝数相同，因此n＝1.此时，由于在V1相与V2相、W1相与W2相的等效电路中也相同，因此，在UVW三相的特性相等的情况下，即使从三相进行坐标变换而变换至旋转二轴(d-q轴)上，在该旋转二轴(d-q轴)上的等效电路也与图3所示的等效电路相同。
如上所述，交流旋转电机1a的两个三相绕组进行磁耦合，因此彼此产生干涉电压。在将UVW三相的交流旋转电机1a的等效电路坐标变换成旋转二轴(d-q轴)时，各个相的电路结构如上述那样与图3相同，但图4示出以框图形式表示该d轴的等效电路。图中，Vd1、Vd2分别是对应于第1、第2三相绕组的d轴电压，Id1、Id2分别是对应于第1、第2三相绕组的d轴电流。图中，由Vid12、Vid21所表示的电压表示来自其他绕组组的干涉电压。
另外，图中的s表示拉普拉斯变换的微分算子，R表示电枢绕组电阻，Ld表示d轴自感，Md表示d轴互感。图4示出旋转二轴(d-q轴)中d轴的等效电路，但q轴上的等效电路也具有相同的结构，图5以框图形式示出该结构。图中，Vq1、Vq2分别是对应于第1、第2三相绕组的q轴电压，eq1、eq2分别是感应电压，iq1、iq2分别是对应于第1、第2三相绕组的q轴电流。图中，由Viq12、Viq21所表示的电压表示来自其他绕组组的干涉电压。另外，图中的Lq表示q轴自感，Mq表示q轴互感。
接着，对基于第1开关信号Qup1～Qwn1的第1电压矢量、以及第1母线电流Idc1与流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1之间的关系进行描述。图6示出第1开关信号Qup1～Qwn1与第1电压矢量、以及第1母线电流与流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1之间的关系。图6中，Qup1～Qwn1的值为1时，对应于Qup1～Qwn1的半导体开关Sup1～Swn1导通，另一方面，Qup1～Qwn1的值为0时，对应于Qup1～Qwn1的半导体开关Sup1～Swn1截止。
接着，导通的半导体开关、施加于第1绕组的电压Vu1、Vv1、Vw1以及第1电压矢量的关系如图6所示，由于该关系是例如非专利文献1等所记载的公知技术，因此，此处省略详细说明。第1电压矢量中添加的字符(1)是为了表示第1电压矢量而设置的，是为了与后述的第2电压矢量区分而设置的。若对第1电压矢量进行图示，则如图7所示，V1(1)～V6(1)是各具有60度相位差的矢量，V1(1)与第1三相绕组的U1相方向一致，V3(1)与第1三相绕组的V1相方向一致，V5(1)与第1三相绕组的W1相方向一致，并且，V0(1)、V7(1)是大小为零的电压矢量。第1开关信号及第1电压矢量与第1母线电流的关系如图6所示。
第1相电流运算单元8基于第1母线电流Idc1及第1开关信号Qup1～Qwn1，根据图6所示的关系，输出第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1。但是，也可以构成为利用三相三线式的旋转电机中流过三相的电流之和为零这一特性，对第1绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1中任两相的电流进行运算并输出。
接着，对与基于第2开关信号Qup2～Qwn2的第2电压矢量的关系进行描述。图8示出第2开关信号Qup2～Qwn2与第2电压矢量的关系。图8中，Qup2～Qwn2的值为1时，对应于Qup2～Qwn2的半导体开关Sup2～Swn2导通，另一方面，Qup2～Qwn2的值为0时，对应于Qup2～Qwn2的半导体开关Sup2～Swn2截止。导通的半导体开关、施加于第2绕组的电压Vu2、Vv2、Vw2与第2电压矢量的关系如图8所示。
若对第2电压矢量进行图示，则如图9所示，V1(2)～V6(2)是各具有60度相位差的矢量，V1(2)与第2三相绕组的U2相方向一致，V3(2)与第2三相绕组的V2相方向一致，V5(2)与第2三相绕组的W2相方向一致，并且，V0(2)、V7(2)是大小为零的电压矢量。另外，如先前所描述的那样，实施方式1的交流旋转电机1a由于在第1三相绕组与第2三相绕组中不存在相位差，因此，图7、图9中U1相与U2相、V1相与V2相以及W1相与W2相全部具有同相位的关系。因此，“V1(1)与V1(2)”、“V2(1)与V2(2)”、“V3(1)与V3(2)”、“V4(1)与V4(2)”、“V5(1)与V5(2)”、以及“V6(1)与V6(2)”全部具有同相位的关系。在本发明中将这些具有同相位关系的矢量的关系定义为“一致”。
图10是与实施方式1的开关信号生成单元5a中第1开关信号Qup1～Qwn1及第2开关信号Qup2～Qwn2的产生方法、电流检测单元7中第1母线电流Idc1的检测定时相关的开关信号的周期Ts中的动作说明图。另外，Qun1、Qvn1、Qwn1、Qun2、Qvn2、Qwn2如图6、图8所示，分别具有与Qup1、Qvp1、Qwp1、Qup2、Qvp2、Qwp2反转(若是Qup1、Qvp1、Qwp1、Qup2、Qvp2、Qwp2为1则Qun1、Qvn1、Qwn1、Qun2、Qvn2、Qwn2为0，若Qup1、Qvp1、Qwp1、Qup2、Qvp2、Qwp2是0则Qun1、Qvn1、Qwn1、Qun2、Qvn2、Qwn2为1，但死区时间期间除外)的关系，因此省略说明。在时刻t1(n)，将Qup1、Qup2设为1，且将Qvp1、Qwp1、Qvp2、Qwp2设为0，从时刻t1(n)到经过Δt1后的时刻t2(n)为止持续采用该开关模式。
根据图6、图10，在时刻t1(n)～t2(n)中，第1电压矢量为V1(1)，第2电压矢量为V1(2)，第1电压矢量与第2电压矢量一致。在时刻t1(n)～t2(n)的定时，在时刻ts1-1(n)检测第1母线电流Idc1。Δt1设定为以下时间：即，比第1功率转换单元3或第2功率转换单元4的死区时间、与第1电流检测单元7检测第1母线电流Idc1所需时间(例如，检测波形所包含的环收敛所需的时间、或采样保持所需的时间)之和要长的时间。
根据图6、图10，在时刻t1(n)～t2(n)，第1电压矢量为V1(1)，时刻ts1-1(n)检测到的Idc1、与流过U1相的电流Iu1相等。接着，在时刻t2(n)，将Qvp1、Qvp2设为1，到时刻t3(n)为止持续采用该开关模式。根据图6、图10，在时刻t2(n)～t3(n)中，第1电压矢量变为V2(1)，第2电压矢量变为V2(2)，第1电压矢量与第2电压矢量一致。在该定时中，在时刻ts1-2(n)再次对第1母线电流Idc1进行检测。
Δt2与Δt1同样地被设定为以下时间：即，比第1功率转换单元3或第2功率转换单元4的死区时间、与第1电流检测单元7检测第1母线电流Idc1所需时间之和要长的时间。通常设定为Δt1＝Δt2。根据图6、图10，时刻ts1-2(n)检测到的第1母线电流Idc1与流过W1相的电流的符号反转值-Iw1相等。接着，在时刻t3(n)，将Qwp1、Qwp2设为1。Qup1～Qwp2的脉宽(持续1的值的时间)由第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1、第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2来决定，根据该脉宽来确定Qup1～Qwp2成为0的定时。
由此，在实施方式1中，在时刻t1(n)～t2(n)、t2(n)～t3(n)，以分别生成“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”这两组第1电压矢量、与第2电压矢量相一致的组合的方式，向第1绕组和第2绕组中不存在相位差的交流旋转电机1a输出第1开关信号，并输出第2开关信号，并在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时，对第1母线电流Idc1进行检测。
下面，对在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时检测第1母线电流这一方式所获得的效果进行说明。根据图6、图10，为了基于第1母线电流Idc1来检测流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1，需要从第1电压矢量中除V0(1)、V7(1)以外的V1(1)～V6(1)中，输出两组作为能够根据第1母线电流Idc1使Iu1、Iv1、Iw1中的两相再生的组合，或者输出三组作为能够根据第1母线电流Idc1使Iu1、Iv1、Iw1中的三相再生的组合。如先前所描述的那样，对于输出该两组或三组的第1电压矢量及第2电压矢量的时间，在每次输出各矢量时，都需要将其设为第1功率转换单元3或第2功率转换单元4的死区时间、与第1电流检测单元7检测第1母线电流Idc1所需的时间以上，在该期间中Iu1、Iv1、Iw1，以及Iu2、Iv2、Iw2发生变动。
图11是在图10中增加了流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1后得到的图。根据该图，在Δt1、Δt2的区间中Iu1分别仅变动ΔIu1_1、ΔIu1_2，Iw1分别仅变动ΔIw1_1、ΔIw1_2。Iu1的平均电流、Iw1的平均电流分别与Iu1的检测值、Iw1的检测值不一致，从而产生检测误差。图11中由于示出了根据第1母线电流Idc1检测出作为流过第1三相绕组的电流的Iu1、Iw1的示例，因此没有记载Iv1的变动，但Iv1发生了变动。
专利文献1中示出了下述示例，即：对于该检测误差，利用电流检测校正部，使用逆变器的电源电压、各相占空指令值、电动机的反向电动势信息、电流检测器检测到的各相电动机电流、PWM配置信息以及电动机的电气特性式来计算电流检测校正值，从而将其校正成平均电流。然而，在进行校正值的计算时需要进行大量的运算，因此，存在难以向廉价的微机进行安装的问题。并且，由于电动机的温度变动，与电动机的电阻R、反向电动势EMF成正比的磁通交链数发生变动，并且，电动机的电感L会在向电动机的绕组通电流过电流时受到磁饱和的影响而发生变动。由此，若电动机常数发生变动，且与电流检测校正部所存储的电动机常数之间产生误差，则电流检测器检测到的各相电动机电流和电动机平均电流的差分、与电流检测校正值之间会产生误差，从而存在无法将电流检测器检测到的各相电动机电流校正为电动机平均电流的问题。此外，即使利用电流检测校正部对此采取应对措施来实施将电动机常数的变动考虑在内的校正，也还是会产生对于该应对措施还需要进行运算这一新的问题。
本发明中，通过设为在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时对第1母线电流Idc1进行检测，从而能够减少该定时流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1的变动，因而不需要专利文献1那样的电流检测校正部中进行的校正值的运算，就能够高精度地获得流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1。根据本发明，例如，在图11中，能够减小Iu1的变动值ΔIu1_1及ΔIu1_2，还能够减小Iw1的变动值ΔIw1_1及ΔIw1_2。因此，Iu1的检测值、Iw1的检测值分别成为与Iu1的平均电流、Iw1的平均电流相接近的值。其理由将在后文中阐述。
此时，虽然图11没有示出，但在第1电压矢量和第2电压矢量相一致的定时，流过第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2的变动量也同时减小。因此，通过导入检测流过直流电源2与第2功率转换单元4之间的电流即第2母线电流的第2电流检测单元及第2相电流运算单元，还能够高精度地检测流过第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2。该结构将在后面的实施方式中进行阐述。
下面，对在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的时刻，流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1及流过第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2的变动量变小的理由进行阐述。图12、图13示出对图4的Vd1、Vd2施加了具有相比于电气时间常数足够短的时间宽度的脉冲电压的情况下的各部分波形，该电气时间常数根据交流旋转电机1a的电枢绕组电阻R和d轴自感Ld并通过Ld/R来求得。横轴是时刻。图12是对Vd1、Vd2施加了相同符号且相同振幅的阶跃电压的情况下的波形。对Vd1、Vd2施加符号为正的电压，id1、id2会向符号为正的方向增大，但由于在符号为正的方向上产生基于id1、id2的干涉电压Vid21、Vid12，因此，干涉电压向减弱施加电压的方向进行作用，与Vd1、Vd2相比，被输入到一次延迟系统1/(R+sLd)的Vd1-Vid12、Vd2-Vid21分别减少，与后述的图13相比，id1、id2的变化量较小。
图13中，Vd1与图12相同，另一方面，Vd2与－Vd1相等。该情况下，由于向Vd2的负方向施加电压，因此，id2向负的方向增大，其结果是，在负的方向上产生Vid12。因此，与图12不同，干涉电压按下述方式向增强电压的方向作用，与Vd1相比，被输入到一次延迟系统1/(R+sLd)的Vd1-Vid12变大，其结果是，使得id1的变化量较大。基于同样的理由，id2的变化量也变大。
在以上的讨论是关于旋转二轴(d-q轴)中图4所示的d轴的等效电路的，但对于图5所示的q轴的等效电路也相同。图5中，与图4的等效电路相比，包含有由eq1、eq2所表示的感应电压，但感应电压由磁通交链数和交流旋转电机1a的转速之积来提供，通常该转速的响应频率与交流旋转电机1a的电气时间常数相比足够低，因此，即使施加图12、图13所示那样的与电气时间常数相比足够小的脉冲电压，因eq1、eq2而引起的iq1、iq2的变动几乎为零，可以忽略。因此，可认为图5的q轴的等效电路也等同于图4的d轴的等效电路，与图12、图13的结果相同，在Vq1＝Vq2的情况下，iq1、iq2的变化量较小，在存在Vq2＝－Vq1的关系时，iq1、iq2的变化量变大。
并且，对在下述设定条件下，相对于V1与V2的相位差从0度变动到180度的情况下、相位差的第1三相绕组的电流振幅变动量(1-1)、第2三相绕组的电流振幅变动量(1-2)进行说明，即：作为对图4的d轴等效电路施加的施加电压Vd1、Vd2，分别设定为第1矢量V1的d轴方向分量V1_d、第2矢量V2的d轴方向分量V2_d，作为对图5的q轴等效电路施加的施加电压Vq1、Vq2，分别设定为第1矢量V1的q轴方向分量V1_q、第2矢量V2的q轴方向分量V2_q。
【数学式1】
图15中，横轴为相位差Δθ[度]，纵轴为第1三相绕组的电流振幅变动量相对于具有单一的三相绕组的交流旋转电动机的电流振幅变动量的相对值。同样地，图16中，横轴为相位差Δθ[度]，纵轴为第2三相绕组的电流振幅变动量相对于具有单一的三相绕组的交流旋转电动机的电流振幅变动量的相对值。
图15、图16均使用单位法(per unit method)将具有单一的三相绕组的交流旋转电机中的电流振幅变动量设为1[PU]。这里，具有单一的三相绕组的交流旋转电机的d轴、q轴等效电路分别由图17、图18示出。采用施加电压Vd、Vq分别直接输入到一次延迟系统1/(R+sLd)、1/(R+sLq)的结构，并且，由于是单一的三相绕组，因此不存在干涉电压。其中，由于图17、图18中转速的响应频率相比于电气时间常数足够低，因此忽略与转速成正比的速度电动势、感应电压。
根据图15、图16，第1矢量V1与第2矢量V2的相位差Δθ越小，则第1三相绕组及第2三相绕组的电流振幅变动量越小。这是因为，相位差Δθ越小，则图14所示的V1_d和V2_d及V1_q和V2_q越会得到相近的值，从而d轴、q轴中干涉电压均向减弱施加电压的方向进行作用。尤其是在相位差为45度以下的情况下，与施加电压被直接输入到一次延迟系统的具有单一的三相绕组的交流旋转电机相比，能够减小电流振幅变动量，该电流振幅变动量在相位差为0度时变为最小。这里，先前所阐述的第1电压矢量与第2电压矢量相一致的情况对应于图14～图16中相位差为0度的情况。
图11所示的Δt1、Δt2这样的为了检测第1母线电流Idc1而设置的时间会因第1功率转换单元3、第2功率转换单元4的半导体开关的种类的不同而不同，通常为几μs～几十μs，与交流旋转电机1a的电气时间常数相比足够短。因此，能够减小Δt1、Δt2中第1绕组的三相电流Iu1、Iv1、Iw1的电流变化量以及第2绕组的三相电流Iu2、Iv2、Iw2的电流变化量。例如，在图11中，能够减小输出一致的矢量的Δt1的区间中Iu1的变动值ΔIu1_1和ΔIu1_2，还能够减小Δt2的区间中Iw1的变动值ΔIw1_1和ΔIw1_2。因此，对于Iu1的检测值、Iw1的检测值，可获得分别与Iu1的平均电流、Iw1的平均电流相接近的值。
由此，在实施方式1中，以至少分别生成“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”这两组第1电压矢量和第2电压矢量相一致的组合的方式，向第1绕组(多相绕组)和第2绕组(多相绕组)之间不存在相位差的交流旋转电机输出第1开关信号，并输出第2开关信号，并在该定时对第1母线电流Idc1进行检测。由此，能够减少流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1及流过第2三组绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2的变动量，其结果是，使得能够高精度地检测出三相交流旋转电机的第1多相绕组的电流。
另外，在实施方式1中，采用的是以至少生成两组第1电压矢量和第2电压矢量相一致的组合的方式，向第1绕组(多相绕组)和第2绕组(多相绕组)之间不存在相位差的交流旋转电机输出第1开关信号，并输出第2开关信号的结构，但本发明并不限于此，也可以构成为第1功率转换单元3及第2功率转换单元4使用载波比较、空间矢量调制等公知的PWM调制技术来输出第1开关信号并输出第2开关信号，在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时，对第1母线电流Idc1进行检测，即使采用该结构，在该定时Iu1、Iv1、Iw1及Iu2、Iv2、Iw2的变动量较小，从而也能够根据第1母线电流Idc1高精度地获得Iu1、Iv1、Iw1。因此，并不一定要以至少生成两组第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合的方式来输出第1开关信号并输出第2开关信号。
实施方式2
关于与实施方式1共通的部分，此处省略说明。实施方式2与实施方式1的不同之处在于，在开关信号生成单元5a中，除了时刻t1(n)～t2(n)和时刻t2(n)～t3(n)，在时刻t3(n)～t4(n)也生成第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合。通过设为在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时中的时刻ts1-3(n)，对第1母线电流Idc1进行检测，从而实施方式1中，生成两组第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，而在实施方式2中生成三组。
图19是说明实施方式2的开关信号生成单元5b的动作的图。图19中，由于设为生成三组第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，因此，第1母线电流Idc1在时刻t1(n)～t2(n)、时刻t2(n)～t3(n)、时刻t3(n)～t4(n)处分别与Iu1、-Iw1、-Iv1相等，从而可获得能够检测出第1三相绕组中全部电流的优点。
如上所述，在实施方式2中，通过在开关周期Ts期间，从一致的矢量，即“V1(1)与V1(2)”、“V2(1)与V2(2)”、“V3(1)与V3(2)”、“V4(1)与V4(2)”、“V5(1)与V5(2)”、以及“V6(1)与V6(2)”中，输出能够根据图6中第1母线电流Idc1检测出Iu1、Iv1、Iw1的三组组合，从而可获得能够高精度地检测出第1三相绕组的全部电流的效果。另外，同样地也能够实施三组以上的第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合的生成。
实施方式3.
关于与实施方式1、2共通的部分，此处省略说明。实施方式1、2中，对下述方式进行了说明，即：设为在每一个开关周期Ts，生成两组以上第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，并在该定时对第1母线电流Idc1进行检测，但在实施方式3中，对开关周期Ts与电流检测周期Tc不同，且Tc＝n×Ts(n：2以上的整数)的情况进行说明。该情况下，无需如实施方式1、2所述那样在每一个开关周期Ts生成第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，利用电流检测周期Tc的周期生成即可。
图20是说明实施方式3的开关信号生成单元5c的动作的图。该图是Tc＝2×Ts的示例，开关周期(n)进行与开关信号生成单元5a(图10)相同的动作。接着，由于在开关周期(n+1)中不检测电流，因此，使用载波比较、空间矢量调制等公知的开关控制技术，而不生成第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合。然后，在开关周期(n+2)中，与开关周期(n)同样地生成两组第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，并在时刻ts1-1(n+2)及ts1-2(n+2)对第1母线电流Idc1进行检测。开关周期(n+k1)(k1：4以上的偶数)进行与开关周期(n)相同的动作，开关周期(n+k2)(k2：3以上的奇数)进行与开关周期(n+1)相同的动作。在开关周期Ts与电流检测周期Tc为Tc＝x×Ts(x：3以上的整数)的情况下，也可同样地进行实施。由此，即使在电流检测周期Tc与开关周期Ts不同的情况下，也可获得能够实施实施方式1～2的效果。
实施方式4
关于与实施方式1～3共通的部分，此处省略说明。实施方式4中，在开关周期Ts与电流检测周期Tc不同，且为Tc＝n×Ts的情况下，在每一个开关周期Ts生成两组或三组第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合。图21是说明实施方式4的开关信号生成单元5d的动作的图。在该图中，开关周期(n)和开关周期(n+2)的动作与图20相同。在开关周期(n+1)中，与开关周期(n)及开关周期(n+2)相同，在时刻t1(n+1)～t2(n+1)生成V1(1)和V1(2)，在时刻t2(n+1)～t3(n+1)生成V2(1)和V2(2)这样两组第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合。Tc＝x×Ts的情况也相同。
接着，对实施方式4的效果进行阐述。例如，在电流检测周期Tc设定为100μs，开关周期Ts设定为50μs(开关频率20kHz)的情况下，在实施方式3的结构中，在每一个电流检测周期Tc(＝100μs)，产生第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，因此，与开关周期Ts为50μs无关，第1开关信号Qup1～Qwp1和第2开关信号Qup2～Qwp2中都包含有Tc(＝100μs)的倒数即10kHz的分量，结果导致具有该10kHz分量的电压被施加到交流旋转电机1a的第1三相绕组和第2三相绕组，从而流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1及流过第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2中也包含有该10kHz分量。根据该分量的大小的不同，有时会产生从交流旋转电机1a发出10kHz噪声这样的问题。
然而，在实施方式4中，通过设为在每一个开关周期Ts输出第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，从而能够从第1开关信号Qup1～Qwp1及第2开关信号Qup2～Qwp2中基本去除电流检测周期Tc的分量。因此，在实施方式4的结构中，即使在开关周期Ts为50μs，电流检测周期Tc为100μs的情况下，由于在第1开关信号Qup1～Qwp1及第2开关信号Qup2～Qwp2的每一个周期Ts(＝50μs)输出第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，因此，电流检测周期Tc的分量基本被去除，从而10kHz的噪声得以减少。由此，与实施方式3相比，可获得能够减少来自交流旋转电机1a的周期Tc的频率分量的噪声的效果。
实施方式5
关于与实施方式1～4共通的部分，此处省略说明。图22是表示实施方式5的功率转换装置的整体的结构图。图23示出第2开关信号Qup2～Qwn2与第2电压矢量、以及第2母线电流与流过第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2之间的关系。图22与图1所示的实施方式1的功率转换装置的整体结构的不同之处在于，增加了第2电流检测单元9和第2相电流运算单元10。第2电流检测单元9检测在直流电源2与第2功率转换单元4之间流过的电流即第2母线电流Idc2，并向第2相电流运算单元10输出。第2电流检测单元9由分流电阻9a和采样保持器9b构成，上述采样保持器9b通过对流过分流电阻9a的电流进行采样保持来检测第2母线电流Idc2。可以使用计量器用变流器(CT)来取代分流电阻9a，在该情况下，通过利用采样保持器9b对计量器用变流器的检测值进行采样保持来检测第2母线电流Idc2。
第2相电流运算单元10基于第2母线电流Idc2及第2开关信号Qup2～Qwn2，根据图23所示的关系，输出第2绕组(第2三相绕组)的电流Iu2、Iv2、Iw2。但是，也可以构成为利用三相三线式的交流旋转电机中流过三相的电流之和为零这一特性，对第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2中任两相的电流进行运算并输出。
电压指令运算部6a与电压指令运算部6相同，对用于驱动交流旋转电机1a的第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2进行运算，并输出至开关信号生成单元5a。作为第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2的运算方法，使用V/F控制、电流反馈控制等，该上述V/F控制中，在设定为交流旋转电机1a的速度(频率)指令f来作为图22中的控制指令之后，决定第1电压指令及第2电压指令的振幅，在上述电流反馈控制中，设定为交流旋转电机1a的电流指令来作为控制指令，基于该电流指令与从第1相电流运算单元8输出的流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1之间的偏差，通过比例积分控制来运算第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1以将该偏差调整为零，以及基于该电流指令与从第2相电流运算单元10输出的流过第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2之间的偏差，通过比例积分控制来运算第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2以将该偏差调整为零。其中，V/F控制为前馈控制，不需要第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1及第2三相电流Iu2、Iv2、Iw2。因此，在该情况下，无需向电压指令运算部6a输入第1三相电流Iu1、Iv1、Iw1及第2三相电流Iu2、Iv2、Iw2。
接着，对于第2电流检测单元9中第2母线电流Idc2的检测，在表示开关信号生成单元5a的动作的图10中与第1母线电流Idc1的检测相同，在时刻ts1-1(n)及ts1-2(n)对第2母线电流Idc2进行检测。由此，在实施方式5中，在时刻t1(n)～t2(n)、t2(n)～t3(n)，以分别生成“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”这两组第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合的方式，输出第1开关信号，并输出第2开关信号，并在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时，对第1母线电流Idc1及第2母线电流Idc2进行检测。
下面，对在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时检测第2母线电流这一方式所获得的效果进行说明。如实施方式1中所阐述的那样，在Vd1与Vd2相一致、且Vq1与Vq2相一致的情况下，Δt1、Δt2中流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1的电流变化量以及流过第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2的电流变化量变为最小。因此，在输出第1开关信号并输出第2开关信号，且第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时，能够高精度地检测出流过第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2。
此外，根据图16，在相位差为0度的情况下，与具有单一的三相绕组的交流旋转电动机相比，由于流过第2三相绕组的电流的电流振幅变动量较小，因此能够减小在输出相一致的矢量的定时所检测到的流过第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2相对于平均电流的误差。
此外，在实施方式5中，采用的是以至少生成两组第1电压矢量和第2电压矢量相一致的组合的方式，向第1绕组和第2绕组之间不存在相位差的交流旋转电机输出第1开关信号，并输出第2开关信号的结构，但也可以构成为第1功率转换单元3及第2功率转换单元4使用载波比较、空间矢量调制等公知的PWM调制技术来输出第1开关信号并输出第2开关信号，在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时，对第2母线电流Idc2进行检测，即使采用该结构，由于在该定时Iu2、Iv2、Iw2的变动量较小，因此也能够根据第2母线电流Idc2高精度地获得Iu2、Iv2、Iw2。
由此，在实施方式5中，通过具备第2电流检测单元9和第2相电流运算单元10，在能够高精度地检测流过交流旋转电机1a的第1三相绕组的电流的基础上，还能够高精度地检测流过第2三相绕组的电流。在实施方式5中，对向实施方式1增加第2电流检测单元9和第2相电流运算单元10之后得到结构和效果进行了阐述，但当然也能够在实施方式2～4的结构中组合增加了第2电流检测单元9和第2相电流运算单元10的结构。
实施方式6
关于与实施方式1～5共通的部分，此处省略说明。实施方式6与表示实施方式1的功率转换装置的整体结构的图1的不同点在于，将交流旋转电机1a变更为交流旋转电机1b，将电压指令运算部6变更为电压指令运算部6b，以及将开关信号生成单元5a变更为开关信号生成单元5e。电压指令运算部6b与电压指令运算部6相同，对用于驱动交流旋转电机1b的第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2进行运算，并输出至开关信号生成单元5e。详细内容由于与电压指令运算部6相同，因此省略说明。
接着，交流旋转电机1b与交流旋转电机1a的不同之处在于，如图24所示，U1绕组与U2绕组、V1绕组与V2绕组、W1绕组与W2绕组分别具有电角度为15度的相位差(关于该相位差，图24中，通过在实线所示的第2三相绕组U2、V2、W2上叠加虚线所示的第1三相绕组U1、V1、W1来示出)。在该情况下，通过将第1三相绕组U1、V1、W1及第2三相绕组U2、V2、W2坐标变换到旋转二轴(d-q)上，从而也能够等效于实施方式1所描述的交流旋转电机1a。
其中，由于第1三相绕组U1、V1、W1与第2三相绕组U2、V2、W2具有15度的相位差，因此需要注意的是，为了将它们坐标变换成旋转二轴(d-q)这样的共通的轴，在将第1绕组的U1轴作为基准与d轴所成的角度设为θ的情况下，只要以角度θ对第1三相绕组U1、V1、W1进行坐标变换即可，但也需要以角度(θ-15)对第2三相绕组U2、V2、W2进行坐标变换。
因此，若将具有15度相位差的第1三相绕组U1、V1、W1和第2三相绕组U2、V2、W2坐标变换成旋转二轴(d-q)这样的共通的轴，则与交流旋转电机1a相同，能够得到图4中示出的以框图形式表示的d轴的等效电路，图5中示出的以框图形式表示的q轴的等效电路。因此，与交流旋转电机1a相同，在交流旋转电机1b中，也如实施方式1所述那样，关于施加了与电气时间常数相比足够短的脉冲电压的情况下的电流变动量，在Vd1与Vd2的差较小，且Vq1与Vq2的差较小的情况下，流过第1三相绕组的电流以及流过第2三相绕组的电流的变化量变小。
接着，对实施方式6的第1电压矢量与第2电压矢量的关系进行说明。图25示出第1电压矢量，关于该图，与实施方式1所述的图7相同。另一方面，图26中用实线示出第2电压矢量，用虚线示出第1电压矢量。其中，V0(2)、V7(2)矢量在原点用黑色圆点来表示，V0(1)、V7(1)同样也存在于原点，但此处省略。如先前所阐述的那样，交流旋转电机1b在第1三相绕组与第2三相绕组间具有15度的相位差，除不具有大小的V0(1)、V0(2)、V7(1)、V7(2)以外，V1(1)与V1(2)、V2(1)与V2(2)、V3(1)与V3(2)、V4(1)与V4(2)、V5(1)与V5(2)、V6(1)与V6(2)均具有15度的相位差。
这里，V1(1)具有与V1(2)相差15度的相位差，与V6(2)相差45度的相位差的关系。因此，最为接近V1(1)(相位差较小)的第2电压矢量为V1(2)。同样地，最为接近第1电压矢量V2(1)、V3(1)、V4(1)、V5(1)、V6(1)(相位差较小)的第2电压矢量分别为V2(2)、V3(2)、V4(2)、V5(2)、V6(2)。本发明中，将第1电压矢量与最接近(相位差较小)的第2电压矢量的关系定义为相邻。因此，在实施方式6中具有彼此相邻的关系的矢量为“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”、“V3(1)、V3(2)”、“V4(1)、V4(2)”、“V5(1)、V5(2)”、以及“V6(1)、V6(2)”。
接着，对实施方式6的开关信号生成单元5e的动作进行说明。开关信号生成单元5e的动作与实施方式1相同，可通过图10来进行说明。构成为在时刻t1(n)～t2(n)生成V1(1)和V1(2)，以及在时刻t2(n)～t3(n)生成V2(1)和V2(2)这样的两组第1电压矢量和第2电压矢量相邻的组合，并在该定时中的时刻ts1-1(n)、ts1-2(n)对第1母线电流Idc1进行检测。关于相邻组合中选择两组的选择方法，从具有相邻关系的矢量“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”、“V3(1)、V3(2)”、“V4(1)、V4(2)”、“V5(1)、V5(2)”、以及“V6(1)、V6(2)”中，参照图6，选择能够根据第1母线电流Idc1从第1三相绕组Iu1、Iv1、Iw1中检测出两相的组合即可。图10中，在时刻ts1-1(n)检测Iu1，在时刻ts1-2(n)检测-Iw1。
下面，说明对于第1三组绕组与第2三相绕组之间具有15度相位差的交流旋转电机1b，在第1电压矢量与第2电压矢量相邻的定时检测出第1母线电流这一方法所获得的效果。由于第1电压矢量与第2电压矢量具有15度的相位差，因此，如实施方式1～5所示，不可能输出一致的矢量。因此，无法使第1电压矢量的d轴分量与第2电压矢量的d轴方向分量，第1电压矢量的q轴分量与第2电压矢量的q轴方向分量同时一致。但是，通过输出第1电压矢量与第2电压矢量相邻的矢量，与输出相邻以外的矢量的情况相比，能够使第1电压矢量的d轴分量与第2电压矢量的d轴方向分量、第1电压矢量的q轴分量与第2电压矢量的q轴方向分量在值上最为接近，其结果是，使得能够使输出相邻的矢量的期间中的电流变动量减少到最低。
图27中，用d轴方向分量V1(1)_d、q轴方向分量V1(1)_q来表示V1(1)，图28中用d轴方向分量V1(2)_d、q轴方向分量V1(2)_q来表示V1(2)。其中，将以U1相作为基准的d轴的角度设为θ。由于U1相与U2相具有15度的相位差，因此，以U2相为基准的d轴的角度为θ+15。由于V1(1)、V1(2)具有相邻的关系，因此，与具有其他的矢量关系的情况相比，d轴方向分量V1(1)_d与V1(2)_d以及q轴方向分量V1(1)_q与V1(2)_q的值之差较小。其结果是，使得在时刻t1(n)～t2(n)期间流过第1三相绕组的电流以及流过第2三相绕组的电流的变化量变小。此时，根据图6，由于在输出V1(1)作为第1电压矢量时，第1母线电流Idc1与Iu1相等，因此能够高精度地检测出Iu1。
图29中，用d轴方向分量V2(1)_d、q轴方向分量V2(1)_q来表示V2(1)，图30中用d轴方向分量V2(2)_d、q轴方向分量V2(2)_q来表示V2(2)。根据图29、图30，在输出分别具有相邻关系的V2(1)、V2(2)作为第1电压矢量、第2电压矢量时，与具有其他的矢量关系的情况相比，d轴方向分量V2(1)_d与V2(2)_d、以及q轴方向分量V2(1)_q与V2(2)_q的值之差较小。其结果是，使得在时刻t2(n)～t3(n)期间流过第1三相绕组的电流以及流过第2三相绕组的电流变动量较小。此时，根据图6，由于在输出V2(1)作为第1电压矢量时，第1母线电流Idc1与-Iw1相等，因此能够高精度地检测出Iw1。
因此，由于能够高精度地检测出Iu1和Iw1，因此，考虑到交流旋转电机1b的三相电流之和为零，通过根据均以高精度检测到的Iu1和Iw1之和的符号的反相值来进行求取，从而能够高精度地得到Iv1。此外，根据图16，在相位差为15度的情况下，与具有单一的三相绕组的交流旋转电机相比，由于电流振幅变动量也较小，因此能够使输出相邻的矢量的定时所检测到的流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1相对于平均电流的误差也较小。
由此，在实施方式6中，以分别生成V1(1)与V1(2)、V2(1)与V2(2)这两组第1电压矢量与第2电压矢量相邻的组合的方式，向第1绕组和第2绕组间之具有15度相位差的交流旋转电机输出第1开关信号，并输出第2开关信号，并在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时，对第1母线电流Idc1进行检测。通过从第1电压矢量V1(1)～V6(1)中，输出两组成为基于所检测到的第1母线电流Idc1检测流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1所需的，且能够根据第1母线电流Idc1使Iu1、Iv1、Iw1中的不同的两相再生的组合，从而能够减小该期间中Iu1、Iv1、Iw1和Iu2、Iv2、Iw2的变动量，能够高精度地检测出流过三相交流旋转电机的第1绕组的电流。
另外，在实施方式6中，采用的是以至少生成两组第1电压矢量和第2电压矢量相邻的组合的方式，向第1三相绕组和第2三相绕组之间具有15度的相位差的交流旋转电机1b输出第1开关信号，并输出第2开关信号的结构，但本发明并不限于此，也可以构成为第1功率转换单元3及第2功率转换单元4使用载波比较、空间矢量调制等公知的PWM调制技术来输出第1开关信号并输出第2开关信号，在第1电压矢量与第2电压矢量相邻的定时，对第1母线电流Idc1进行检测，即使采用该结构，在该定时Iu1、Iv1、Iw1及Iu2、Iv2、Iw2的变动量较小，从而也能够根据第1母线电流Idc1高精度地获得Iu1、Iv1、Iw1。
通过参照实施方式1到实施方式2的变更点，当然也可以由实施方式6容易地对交流旋转电机1b实现至少生成三组以上第1电压矢量与第2电压矢量相邻的组合的方法。通过参照实施方式1到实施方式3、4的变更点，当然也可以由实施方式6容易地对交流旋转电机1b实现电流检测周期Tc与开关周期不同的示例。此外，通过参照实施方式1到实施方式5的变更点，当然也可以在实施方式6的结构中使用第2电流检测单元9和第2相电流运算单元10来检测流过交流旋转电机1b的第2三相绕组的电流。
实施方式7
关于与实施方式1～6共通的部分，此处省略说明。实施方式7中与实施方式6的不同的结构为电压指令运算部6c、交流旋转电机1c、以及开关信号生成单元5f。电压指令运算部6c与电压指令运算部6相同，对用于驱动交流旋转电机1c的第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2进行运算，并输出至开关信号生成单元5f。详细内容由于与电压指令运算部6相同，因此省略说明。
交流旋转电机1c与交流旋转电机1b的不同之处在于，如图31所示，U1绕组与U2绕组、V1绕组与V2绕组、W1绕组与W2绕组分别具有电角度为30度的相位差(关于该相位差，图31中，通过在实线所示的第2三相绕组U2、V2、W2上叠加虚线所示的第1三相绕组U1、V1、W1来示出)。在该情况下，通过将第1三相绕组U1、V1、W1及第2三相绕组U2、V2、W2坐标变换到旋转二轴(d-q)上，从而也能够等效于实施方式1所描述的交流旋转电机1a、或实施方式6所描述的交流旋转电机1b。其中，由于第1三相绕组U1、V1、W1与第2三相绕组U2、V2、W2具有30度的相位差，因此需要注意的是，为了将它们坐标变换成旋转二轴(d-q)这样的共通的轴，在将第1绕组的U1轴作为基准与d轴所成的角度设为θ的情况下，只要以角度θ对第1三相绕组U1、V1、W1进行坐标变换即可，但需要以角度(θ-30)对第2三相绕组U2、V2、W2进行坐标变换。
因此，若将具有30度相位差的第1三相绕组U1、V1、W1和第2三相绕组U2、V2、W2坐标变换成旋转二轴(d-q)这样的共通的轴，则与交流旋转电机1a、交流旋转电机1b相同，能够得到图4中示出的以框图形式表示的d轴的等效电路，图5中示出的以框图形式表示的q轴的等效电路。因此，与交流旋转电机1a、交流旋转电机1b相同，在交流旋转电机1c中，也如实施方式1所述那样，关于施加了与电气时间常数相比足够短的脉冲电压的情况下的电流变动量，在Vd1与Vd2为相近的值，且Vq1与Vq2为相近的值的情况下，流过第1三相绕组的电流以及流过第2三相绕组的电流的变化量变小。
接着，对实施方式7的第1电压矢量与第2电压矢量的关系进行说明。图32示出第1电压矢量，关于该图，与实施方式1所述的情况相同。另一方面，图33中用实线示出第2电压矢量，用虚线示出第1电压矢量。其中，V0(2)、V7(2)矢量在原点用黑色圆点来表示，V0(1)、V7(1)同样也存在于原点，但此处省略。如上所述实施方式7的交流旋转电机1c中，由于第1三相绕组与第2三相绕组之间具有30度的相位差，因此，除不具有大小的V0(1)、V0(2)、V7(1)、V7(2)以外，V1(1)与V1(2)及V6(2)，V2(1)与V1(2)及V2(2)、V3(1)与V2(2)及V3(2)、V4(1)与V3(2)及V4(2)、V5(1)与V4(2)及V5(2)、V6(1)与V5(2)及V6(2)间全部具有30度的相位差。
如实施方式6所述，在本发明中，将第1电压矢量与最接近(相位差较小)的第2电压矢量的关系定义为相邻。在第1三相绕组与第2三相绕组的相位差为30度的交流旋转电机1c中，根据图33可知除了V0(1)和V7(1)以外的第1电压矢量与最接近(相位差较小)的第2电压矢量间的相位差为30度。因此，实施方式7中相邻的矢量是刚刚所列举的具有相位差为30度关系的第1电压矢量与第2电压矢量的组合。
接着，对实施方式7的开关信号生成单元5f的动作进行说明。开关信号生成单元5f的动作与实施方式1相同，可通过图10来进行说明。构成为在时刻t1(n)～t2(n)生成V1(1)和V1(2)，以及在时刻t2(n)～t3(n)生成V2(1)和V2(2)这样的两组第1电压矢量和第2电压矢量相邻的组合，并在该定时中的时刻ts1-1(n)、ts1-2(n)对第1母线电流Idc1进行检测。关于相邻组合中选择两组的选择方法，从具有相邻关系的矢量V1(1)与V1(2)及V6(2)、V2(1)与V1(2)及V2(2)、V3(1)与V2(2)及V3(2)、V4(1)与V3(2)及V4(2)、V5(1)与V4(2)及V5(2)、V6(1)与V5(2)及V6(2)中，参照图6，选择能够根据第1母线电流Idc1从第1三相绕组Iu1、Iv1、Iw1中检测出两相的组合即可。图10中，在时刻ts1-1(n)检测Iu1，在时刻ts1-2(n)检测-Iw1。
由此，在实施方式7中，以分别生成V1(1)与V1(2)或与V6(2)、V2(1)与V1(2)或与V2(2)这两组第1电压矢量与第2电压矢量相邻的组合的方式，向第1绕组和第2绕组之间具有30度相位差的交流旋转电机输出第1开关信号，并输出第2开关信号，并在第1电压矢量与第2电压矢量相一致的定时，对第1母线电流Idc1进行检测。通过从第1电压矢量V1(1)～V6(1)中，输出两组成为基于所检测到的第1母线电流Idc1检测流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1所需的，且能够根据第1母线电流Idc1使Iu1、Iv1、Iw1中的不同的两相再生的组合，从而能够减小该期间中流过第1三相绕组的电流以及流过第2三绕组的电流的变动量，能够高精度地检测出流过三相交流旋转电机的第1绕组的电流。
此外，根据图15、图16，在相位差为30度的情况下，与具有单一的三相绕组的交流旋转电机相比，由于电流振幅变动量也较小，因此能够使在输出相邻的矢量的定时所检测到的流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1相对于平均电流的误差也较小。
另外，在实施方式7中，采用的是以至少生成两组第1电压矢量和第2电压矢量相邻的组合的方式，向第1三相绕组和第2三相绕组之间具有30度的相位差的交流旋转电机1c输出第1开关信号，并输出第2开关信号的结构，但本发明并不限于此，也可以构成为第1功率转换单元3及第2功率转换单元4使用载波比较、空间矢量调制等公知的PWM调制技术来输出第1开关信号并输出第2开关信号，在第1电压矢量与第2电压矢量相邻的定时，对第1母线电流Idc1进行检测，即使采用该结构，在该定时流过第1三相绕组的电流和流过第2三绕组的电流的变动量较小，从而也能够根据第1母线电流Idc1高精度地获得Iu1、Iv1、Iw1。
通过参照实施方式1到实施方式2的变更点，当然也可以由实施方式7容易地对交流旋转电机1c实现至少生成三组以上第1电压矢量与第2电压矢量相邻的组合的方法。通过参照实施方式1到实施方式3、4的变更点，当然也可以由实施方式7容易地对交流旋转电机1c实现电流检测周期Tc与开关周期不同的示例。此外，通过参照实施方式1到实施方式5的变更点，当然也可以在实施方式7的结构中使用第2电流检测单元9和第2相电流运算单元10来检测流过交流旋转电机1c的第2三相绕组的电流。
实施方式8
关于与实施方式1～7共通的部分，此处省略说明。实施方式8中与实施方式7的不同的结构为电压指令运算部6d、交流旋转电机1d、以及开关信号生成单元5g。电压指令运算部6d与电压指令运算部6相同，对用于驱动交流旋转电机1d的第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2进行运算，并输出至开关信号生成单元5g。详细内容由于与电压指令运算部6相同，因此省略说明。
交流旋转电机1d与交流旋转电机1c的不同之处在于，如图34所示，U1绕组与U2绕组、V1绕组与V2绕组、W1绕组与W2绕组分别具有电角度为45度的相位差(关于该相位差，图34中，通过在实线所示的第2三相绕组U2、V2、W2上叠加虚线所示的第2三相绕组U1、V1、W1来示出)。在该情况下，通过将第1三相绕组U1、V1、W1及第2三相绕组U2、V2、W2坐标变换到旋转二轴(d-q)上，从而也能够等效于实施方式1～7所描述的交流旋转电机1a、交流旋转电机1b、交流旋转电机1c。其中，由于第1三相绕组U1、V1、W1与第2三相绕组U2、V2、W2具有45度的相位差，因此需要注意的是，为了将它们坐标变换成旋转二轴(d-q)这样的共通的轴，在将第1绕组的U1轴作为基准与d轴所成的角度设为θ的情况下，只要以角度θ对第1三相绕组U1、V1、W1进行坐标变换即可，但需要以角度(θ-45)对第2三相绕组U2、V2、W2进行坐标变换。
因此，若将具有45度相位差的第1三相绕组U1、V1、W1和第2三相绕组U2、V2、W2坐标变换成旋转二轴(d-q)这样的共通的轴，则与交流旋转电机1a、交流旋转电机1b、交流旋转电机1c相同，能够得到图4中示出的以框图形式表示的d轴的等效电路，图5中示出的以框图形式表示的q轴的等效电路。因此，与交流旋转电机1a、交流旋转电机1b、交流旋转电机1c相同，在交流旋转电机1d中，也如实施方式1所述那样，关于施加了与电气时间常数相比足够短的脉冲电压的情况下的电流变动量，在Vd1与Vd2为相近的值、且Vq1与Vq2为相近的值的情况下，流过第1三相绕组的电流以及流过第2三相绕组的电流的变动量变小。
接着，对实施方式8的第1电压矢量与第2电压矢量的关系进行说明。图35示出第1电压矢量，关于该图，与实施方式1所述的相同。另一方面，图36中用实线示出第2电压矢量，用虚线示出第1电压矢量。其中，V0(2)、V7(2)矢量在原点用黑色圆点来表示，V0(1)、V7(1)同样也存在于原点，但此处省略。
如上所述，实施方式8的交流旋转电机1d在第1三相绕组与第2三相绕组间具有45度的相位差，除不具有大小的V0(1)、V0(2)、V7(1)、V7(2)以外，V1(1)与V6(2)、V2(1)与V1(2)、V3(1)与V2(2)、V4(1)与V3(2)、V5(1)与V4(2)、V6(1)与V5(2)均具有15度的相位差。如实施方式6所述，在本发明中，将第1电压矢量与最接近(相位差较小)的第2电压矢量的关系定义为相邻。在第1三相绕组与第2三相绕组的相位差为45度的交流旋转电机1d中，根据图36可知除V0(1)和V7(1)以外的第1电压矢量与最接近(相位差较小)的第2电压矢量之间的相位差为15度。因此，在实施方式8中具有彼此相邻的关系的矢量为具有相位差为15度关系的“V1(1)、V6(2)”、“V2(1)、V1(2)”、“V3(1)、V2(2)”、“V4(1)、V3(2)”、“V5(1)、V4(2)”、以及“V6(1)、V5(2)。”
接着，参照图37，对实施方式8的开关信号生成单元5g的动作进行说明。构成为在时刻t1(n)～t2(n)生成V1(1)和V6(2)，以及在时刻t2(n)～t3(n)生成V2(1)和V1(2)这样的两组第1电压矢量和第2电压矢量相邻的组合，并在该定时中的时刻ts1-1(n)、ts1-2(n)对第1母线电流Idc1进行检测。关于相邻组合中选择两组的选择方法，从具有相邻关系的矢量“V1(1)、V6(2)”、“V2(1)、V1(2)”、“V3(1)、V2(2)”、“V4(1)、V3(2)”、“V5(1)、V4(2)”、以及“V6(1)、V5(2)”中，参照图6，选择能够根据第1母线电流Idc1从第1三相绕组Iu1、Iv1、Iw1中检测出两相的组合即可。图37中，在时刻ts1-1(n)检测Iu1，在时刻ts1-2(n)检测-Iw1。
由此，在实施方式8中，通过构成为以生成两组第1电压矢量与第2电压矢量相邻的组合的方式，向第1绕组与第2绕组之间具有45度相位差的交流旋转电机输出第1开关信号，并输出第2开关信号，并在输出相邻矢量的定时对第1母线电流Idc1进行检测，从而能够减少流过第1三相绕组的电流以及流过第2三相绕组的电流的变动量，能够高精度地检测出流过交流旋转电机1d的第1绕组的电流。
此外，根据图15、图16，在相位差为15度的情况下，与具有单一的三相绕组的交流旋转电机相比，由于电流振幅变动量也较小，因此能够使在输出相邻的矢量的定时所检测到的流过第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1相对于平均电流的误差也较小。
另外，在实施方式8中，采用的是以至少生成两组第1电压矢量和第2电压矢量相邻的组合的方式，向第1绕组和第2绕组之间具有45度的相位差的交流旋转电机1d输出第1开关信号，并输出第2开关信号的结构，但本发明并不限于此，也可以构成为第1功率转换单元3及第2功率转换单元4使用载波比较、空间矢量调制等公知的PWM调制技术来输出第1开关信号并输出第2开关信号，在第1电压矢量与第2电压矢量相邻的定时，对第1母线电流Idc1进行检测，即使采用该结构，在输出相邻的矢量的定时流过第1三相绕组的电流和流过第2三相绕组的电流的变动量较小，从而也能够根据第1母线电流Idc1高精度地获得Iu1、Iv1、Iw1。
通过参照实施方式1到实施方式2的变更点，当然也可以由实施方式8容易地对交流旋转电机1d实现至少生成三组以上第1电压矢量与第2电压矢量相邻的组合的方法。通过参照实施方式1到实施方式3、4的变更点，当然也可以由实施方式8容易地对交流旋转电机1d实现电流检测周期Tc与开关周期不同的示例。此外，通过参照实施方式1到实施方式5的变更点，当然也可以在实施方式8的结构中使用第2电流检测单元9和第2相电流运算单元10来检测流过交流旋转电机1d的第2三相绕组的电流。
以上，在实施方式6中对第1三相绕组与第2三相绕组具有15度的相位差的交流旋转电机1b，在实施方式7中对第1三相绕组与第2三相绕组具有30度的相位差的交流旋转电机1c，在实施方式8中对第1三相绕组与第2三相绕组具有45度的相位差的交流旋转电机1d进行了阐述，但对于第1三相绕组与第2三相绕组之间的相位差为任意的角度的交流旋转电机，当然也能够通过参照实施方式6、7、8来同样地进行实施。
实施方式9
关于与实施方式1～8共通的部分，此处省略说明。实施方式9中与实施方式1不同的结构为开关信号生成单元5h。揭示了在实施方式1的开关信号生成单元5a中，生成两组第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合的示例，而实施方式9的开关信号生成单元5h中，基于第1电压指令、第2电压指令中的至少一个的电压大小关系或电压相位来切换开关信号生成单元5a中相一致的组合。
电压相位是如图38所示那样的以U1相方向(V1(1)方向)为基准的电压指令矢量V*的角度θv。电压指令矢量V*可通过使用第1绕组的电压指令Vu1、Vv1、Vw1表示如下。
V*＝2/3×(Vu1+Vv1×exp(j120)+Vw1×exp(-j120))---(9-1)
＝Vamp×exp(jθv)
其中，
Vu1＝Vamp×cos(θv)---(9-2)
Vv1＝Vamp×cos(θv―120)---(9-3)
Vw1＝Vamp×cos(θv+120)---(9-4)
Vamp:第1电压指令的振幅，j:虚数单位(j×j＝-1)
接着，图39中示出开关信号生成单元5h中两组组合的切换例。该图中，根据电压相位θv，在θv为0～60度的范围内，选择“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”作为第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，在图10中的时刻t1(n)～t2(n)输出其中一个组合，在时刻t2(n)～t3(n)输出另一个组合。同样地，在θv为60～120度的范围内，选择“V2(1)、V2(2)”、“V3(1)、V3(2)”作为第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合，在图10中的时刻t1(n)～t2(n)输出其中一个组合，在时刻t2(n)～t3(n)输出另一个组合。
对于θv和第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1，如图40所示，根据θv切换第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1的电压大小关系。图39示出相对于θv的第1绕组的电压指令的电压大小关系(Vu1、Vv1、Vw1的三个电压指令的大小关系)。由此，可以基于电压大小关系，如图39所示那样决定第1组合、第2组合。在图39的组合中，设定为从V1(1)～V6(1)中选择相对于电压指令矢量V*最为接近(相位差较小)的组合，能够从第1功率转换单元3输出振幅较大的电压。
同样地，通过分别代入Vu2、Vv2、Vw2以替代式(9-2～9-4)的Vu1、Vv1、Vw1，来求得第2电压指令的电压相位θv，由此也能切换第1组合、第2组合，并且，也可以同时使用第1电压指令和第2电压指令这两者，将Vu1与Vu2、Vv1与Vv2、Vw1与Vw2的平均值分别设为Vu_ave、Vv_ave、Vw_ave，并分别将Vu_ave、Vv_ave、Vw_ave代入式(9-2～9-4)以替代Vu1、Vv1、Vw1，从而求出基于第1电压指令和第2电压指令的平均值的电压相位θv来切换第1组合、第2组合。此时，也可以基于Vu2、Vv2、Vw2的电压大小顺序、Vu_ave、Vv_ave、Vw_ave的电压大小顺序来进行切换。
通过基于Vu2、Vv2、Vw2进行切换，能够从第2功率转换单元4输出振幅较大的电压，通过基于Vu_ave、Vv_ave、Vw_ave进行切换，能够由第1功率转换单元3和第2功率转换单元4双方生成电压较高的输出的组合。实施方式9中，阐述了对开关信号生成单元5h实施选择和切换的示例，但对于开关信号生成单元5a～5g，当然也可同样地进行实施。
如上所述，实施方式9的开关信号生成单元基于所述第1绕组的电压指令和所述第2电压指令中的至少一个的三个电压指令的大小关系或电压相位，来切换第1电压矢量与第2电压矢量相一致或相邻的组合，由此能够在维持实施方式1～8所述的效果的状态下，从第1功率转换单元3和第2功率转换单元4输出振幅较大的电压。
实施方式10
关于与实施方式1～9共通的部分，此处省略说明。图41示出实施方式10的功率转换装置的整体结构。与表示实施方式1的结构的图1相比，检测交流旋转电机1a的旋转位置θ的位置检测单元100a、以及开关信号生成单元5i不同。位置检测单元100a使用编码器、分析器、霍尔传感器等位置检测器来检测交流旋转电机1a的旋转位置θ。也可以通过根据交流旋转电机1a的电压、电流信息推定旋转位置的方法来检测旋转位置θ。
接着，对开关信号生成单元5i进行阐述。实施方式1的开关信号生成单元5a中，阐述了生成两组第1电压矢量与第2电压矢量相一致的组合的示例，而在实施方式10的开关信号生成单元5i中，特别通过旋转位置θ来切换相一致的两组组合。图42中示出开关信号生成单元5i中两组组合的切换方法。
在该图中，利用旋转位置θ设定第1组合和第2组合。例如，在θ为270～330度的范围内，选择“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”作为相一致的组合，在图10中的时刻t1(n)～t2(n)输出其中一个组合，在时刻t2(n)～t3(n)输出另一个组合。同样地，在θ为330～0度或0～30度的范围内，选择“V2(1)、V2(2)”、“V3(1)、V3(2)”作为相一致的组合，在图10中的时刻t1(n)～t2(n)输出其中一个组合，在时刻t2(n)～t3(n)输出另一个组合。以下同样地，如图42所示那样进行切换。另外，图42中也示出q轴相位θq。θ与θq的关系是θq相对于θ相位提前90度。
图42中，从相一致的组合中，切换并选择夹住q轴的两个组合。关于此，示出两个示例。根据图42，在θq为0～60度的范围内，输出“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”作为相一致的组合，但如图43所示，“V1(1)、V2(1)”、“V1(2)、V2(2)”夹着q轴存在于左右。根据图42，在θq为60～120度的范围内，输出“V2(1)、V2(2)”、“V3(1)、V3(2)”作为相一致的组合，但如图44所示，“V2(1)、V3(1)”、“V2(2)、V3(2)”夹着q轴存在于左右。
以下，对如图42所示选择并切换夹住q轴的组合的效果进行阐述。与d轴相比，夹住q轴的第1电压矢量、第2电压矢量与q轴的相位差均较小，因此，在分解为d轴、q轴方向的分量的情况下，q轴方向分量较大。因此，在开关信号生成单元5i输出相一致的两个组合时，与d轴方向相比，由第1功率转换单元3及第2功率转换单元4施加到交流旋转电机1a的第1绕组和第2绕组的电压均为q轴方向分量较大。此处，在交流旋转电机1a具有凸极性，Ld<Lq成立的情况下，或者虽然不具有凸极性，但电感因磁饱和而变动，从而Ld<Lq成立的情况下，q轴方向阻抗比d轴方向阻抗要大。因此，通过以与d轴相比使向q轴方向变大的方式选择和切换相一致的组合，换言之，向阻抗较大的方向选择并切换相一致的组合，从而能够进一步减小第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1以及第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2的变化量。因此，由于能够进一步减小这些变化量，从而能够检测出更为接近平均电流的电流。
在上述内容中，以比d轴提前90度的q轴方向的符号被夹在正侧的方式来选择并切换组合，但也可以以比d轴延迟90度的q轴方向的符号被夹在负侧的方式来选择并切换组合。在交流旋转电机1a中，在具有凸极性从而Ld>Lq成立或不具有凸极性但因磁饱和而导致Ld>Lq成立的情况下，只要以夹住d轴的符号正侧或d轴的符号负侧的方式对相一致的两组组合进行选择和切换即可。此外，通过参照实施方式1到实施方式5的变更点，当然也可以在实施方式10的结构中使用第2电流检测单元9和第2相电流运算单元10来检测更为接近平均电流的流过交流旋转电机1a的第2三相绕组的电流。
实施方式11
关于与实施方式1～10共通的部分，此处省略说明。图45示出实施方式11的功率转换装置的整体结构。与表示实施方式10的结构的图41相比，不同点在于，电压指令运算单元6b、交流旋转电机1c、检测交流旋转电机1c的旋转位置θ的位置检测单元100b、以及开关信号生成单元5j。位置检测单元100b使用编码器、分析器、霍尔传感器等位置检测器来检测交流旋转电机1c的旋转位置θ。也可以通过根据交流旋转电机1c的电压、电流信息来推定旋转位置的方法，从而检测旋转位置θ。
接着，对开关信号生成单元5j进行阐述。实施方式10的开关信号生成单元5i中，通过旋转位置θ来切换相一致的两组组合，但在实施方式11的开关信号生成单元5j中，通过旋转位置θ来切换实施方式7所述的第1三相绕组与第2三组绕组之间具有30度的相位差的交流旋转电机1c中所描述的相邻的两组组合。图46示出切换方法。在该图中，根据旋转位置θ输出第1组合和第2组合。
例如，在θ为285～345度的范围内，选择“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”作为相邻的组合，在图10中的时刻t1(n)～t2(n)输出其中一个组合，在时刻t2(n)～t3(n)输出另一个组合。同样地，在θ为345～0度、及0～45度的范围内，选择“V2(1)、V2(2)”、“V3(1)、V3(2)”作为相邻的组合，在图10中的时刻t1(n)～t2(n)输出其中一个组合，在时刻t2(n)～t3(n)输出另一个组合。以下同样地，如图46所示那样进行切换。另外，图46中也示出q轴相位θq。
另外，在实施方式10中是与图42所示的切换角度相比延迟15度的关系，这是由于交流旋转电机1c中第1三相绕组与第2三相绕组具有30度的相位差，因此，与第1电压矢量相比，第2电压矢量的相位延迟30度。因此，若对第1电压矢量和第2电压矢量进行平均，则与第1电压矢量相比延迟15度。平均矢量为图47的V1(ave)(V1(1)与V1(2)的平均)、V2(ave)(V2(1)与V2(2)的平均)、V3(ave)(V3(1)与V3(2)的平均)、V4(ave)(V4(1)与V4(2)的平均)、V5(ave)(V5(1)与V5(2)的平均)、V6(ave)(V6(1)与V6(2)的平均)，其与V1(1)、V2(1)、V3(1)、V4(1)、V5(1)、V6(1)相比分别延迟15度。
图46中，从图47所示的六个平均矢量中，切换并选择夹住q轴的两个组合。关于此，图中示出一个示例。根据图46，在θq为15～75度的范围内，输出“V1(1)、V1(2)”、“V2(1)、V2(2)”作为相邻的组合，这在平均矢量中相当于V1(ave)(V1(1)与V1(2)的平均矢量)、V2(ave)(V2(1)与V2(2)的平均矢量)，如图47所示，V1(ave)、V2(ave)夹住q轴。
以下，对通过按图46所示那样进行切换来选择并切换夹住q轴的平均矢量的效果进行阐述。若选择夹住q轴的组合，则在d轴、q轴方向上进行分量分解的情况下，q轴方向分量变大。因此，在开关信号生成单元5j输出相邻的两个组合时，由第1功率转换单元3及第2功率转换单元4施加到交流旋转电机1c的电压均为q轴方向分量大于d轴方向分量的电压。此处，在交流旋转电机1c具有凸极性，且Ld<Lq成立的情况下，或者虽然不具有凸极性，但电感因磁饱和而变动，从而Ld<Lq成立的情况下，q轴方向阻抗比d轴方向阻抗要大。因此，通过以与d轴相比使向q轴方向变大的方式选择和切换相一致的组合，换言之向阻抗较大的方向选择并切换相一致的组合，从而能够进一步减小输出相一致的两组组合时的第1三相绕组的电流Iu1、Iv1、Iw1以及第2三相绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2的变化量。因此，由于能够进一步减小这些变化量，因此可获得能够检测出更为接近平均电流的电流的效果。
在上述内容中，以比d轴提前90度的q轴方向的符号被夹在正侧的方式来选择并切换组合，但也可以以比d轴延迟90度的q轴方向的符号被夹在负侧的方式来选择并切换组合。在交流旋转电机1c中，在具有凸极性从而Ld>Lq成立的情况下，或者不具有凸极性但因磁饱和而导致Ld>Lq成立的情况下，只要以夹住d轴的符号正侧或d轴的符号负侧的方式对相邻的两组组合进行选择和切换即可。实施方式11中，对第1三相绕组与第2三相绕组具有30度的相位差的交流旋转电机1c进行了阐述，但当然也可适用于具有30度以外的相位差的交流旋转电机。此外，通过参照实施方式1到实施方式5的变更点，当然也可以在实施方式11的结构中使用第2电流检测单元9和第2相电流运算单元10来检测流过交流旋转电机1c的第2三相绕组的电流。
实施方式12
关于与实施方式1～11共通的部分，此处省略说明。图48示出实施方式12的功率转换装置的整体结构。与表示实施方式10的结构的图41相比，电压指令运算部6e与开关信号生成单元5k不同。电压指令运算部6e输入交流旋转电机1a的电流指令Idref、Iqref及旋转位置θ，并对第1电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2进行运算。关于运算方法，有基于旋转位置θ，坐标变换为旋转二轴(d-q轴)来实施矢量控制等，但由于是公知技术，因此省略详细的描述。
接着，对开关信号生成单元5k进行阐述。输入电流指令Iqref，使用旋转位置θ向静止三相坐标进行变换，得到电流指令Iu、Iv、Iw。图49示出电流指令Iu、Iv、Iw的波形例。这里，基于Iu、Iv、Iw的大小关系，如图50所示那样输出两组相一致的组合。这仅仅是将实施方式10的图42中将切换基准从旋转位置变更为Iu、Iv、Iw的大小关系。因此，作为效果，可获得与实施方式10中所得到效果相同的效果。
在实施方式1～12中，作为交流旋转电机，对具有第1三相绕组和第2三相绕组的永磁体同步旋转电机进行阐述。这里，虽然与永磁体同步旋转电机相比，具有第1三相绕组和第2三相绕组的感应旋转电机、以及具有第1三相绕组和第2三相绕组的磁阻转矩电动机的转子结构不同，但由于在电枢绕组结构中具有第1三相绕组和第2三相绕组，因此在电枢绕组间产生互感这一点上是共通的，因此也能够适用本发明，获得相同的效果。
在实施方式1～12中，对具有第1三相绕组和第2三相绕组的永磁体同步旋转电机进行阐述，在三相以外的多相绕组中，由于在由第1多相绕组和第2多相绕组构成的电压矢量相一致或相邻的定时，也能够维持第1多相绕组和第2多相绕组的电流变化较小的效果，因此也包含在本发明内。
并且，对于具有第3以上的多个多相绕组的交流旋转电机，当然也可以通过参照实施方式1～12来同样地进行实施。
此外，本发明可以在该发明的范围内对各实施方式自由地进行组合，或对各实施方式进行适当的变形、省略。

Claims (11)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
具有第1多相绕组(U1,V1,W1)和第2多相绕组(U2,V2,W2)的交流旋转电机(1a-1d)；
直流电源(2)；
输出第1电压指令和第2电压指令的电压指令运算部(6,6a-6e)；
基于所述第1电压指令输出第1开关信号，且基于所述第2电压指令输出第2开关信号的开关信号生成单元(5a-5k)；
基于所述第1开关信号，对所述直流电源(2)的直流电压进行功率转换，并向所述第1多相绕组(U1,V1,W1)施加电压的第1功率转换单元(3)；
基于所述第2开关信号，对所述直流电源(2)的直流电压进行功率转换，并向所述第2多相绕组(U2,V2,W2)施加电压的第2功率转换单元(4)；
检测在所述直流电源(2)与所述第1功率转换单元(3)之间流过的电流即第1母线电流的第1电流检测单元(7)；以及
基于检测到的所述第1母线电流，对流过所述交流旋转电机(1a-1d)的第1多相绕组(U1,V1,W1)的电流进行运算的第1相电流运算单元(8)，
所述第1电流检测单元(7)在表示基于所述第1开关信号而分别施加至所述第1多相绕组(U1,V1,W1)的电压的第1非零电压矢量与表示基于所述第2开关信号而分别施加至所述第2多相绕组(U2,V2,W2)的电压的第2非零电压矢量满足如下情况的定时，对所述第1母线电流进行检测：
(ⅰ)所述第2开关信号与所述第1开关信号相同，且所述第1多相绕组和所述第2多相绕组之间不存在相位差的情况下，在相一致的定时，或者
(ⅱ)所述第2开关信号与所述第1开关信号不同，且所述第1多相绕组和所述第2多相绕组之间存在相位差的情况下，以具有比所述第1非零电压矢量与表示基于所述第2开关信号而分别施加至所述第2多相绕组(U2,V2,W2)的电压的其它电压矢量中的任意电压矢量之间的相位差要小的相位差的方式而相邻的定时。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，包括：
检测在所述直流电源(2)与所述第2功率转换单元(4)之间流过的电流即第2母线电流的第2电流检测单元(9)；以及
基于检测到的所述第2母线电流，对流过所述交流旋转电机(1a-1d)的第2多相绕组(U2,V2,W2)的电流进行运算的第2相电流运算单元(10)，
所述第2电流检测单元(9)在表示基于所述第1开关信号而分别施加至所述第1多相绕组(U1,V1,W1)的电压的所述第1非零电压矢量与表示基于所述第2开关信号而分别施加至所述第2多相绕组(U2,V2,W2)的电压的所述第2非零电压矢量满足如下情况的定时，对所述第2母线电流进行检测：
(ⅰ)所述第2开关信号与所述第1开关信号相同，且所述第1多相绕组和所述第2多相绕组之间不存在相位差的情况下，在相一致的定时，或者
(ⅱ)所述第2开关信号与所述第1开关信号不同，且所述第1多相绕组和所述第2多相绕组之间存在相位差的情况下，以具有比所述第1非零电压矢量与表示基于所述第2开关信号而分别施加至所述第2多相绕组(U2,V2,W2)的电压的其它电压矢量中的任意电压矢量之间的相位差要小的相位差的方式而相邻的定时。
3.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述交流旋转电机(1a)是所述第1多相绕组与所述第2多相绕组之间不存在相位差的N相交流旋转电机，所述开关信号生成单元(5a-5d,5h,5i,5k)在每一个所述第1母线电流的检测周期或者每一个所述第1开关信号、所述第2开关信号的周期，以至少生成N-1组所述第1非零电压矢量与所述第2非零电压矢量相一致的组合的方式输出所述第1开关信号及所述第2开关信号。
4.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述交流旋转电机(1b-1d)是所述第1多相绕组与所述第2多相绕组之间具有相位差的N相交流旋转电机，所述开关信号生成单元(5e-5g,5j)在每一个所述第1母线电流的检测周期或者每一个所述第1开关信号、所述第2开关信号的周期，以至少生成N-1组所述第1非零电压矢量与所述第2非零电压矢量相邻的组合的方式输出所述第1开关信号及所述第2开关信号。
5.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，
所述交流旋转电机(1c)中第1多相绕组与第2多相绕组的所述相位差为30度。
6.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关信号生成单元(5a-5k)基于所述第1多相绕组的电压指令、所述第2多相绕组的电压指令中的至少一个的电压大小关系或电压相位，来切换所述组合。
7.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关信号生成单元(5a-5k)基于所述第1多相绕组的电压指令、所述第2多相绕组的电压指令中的至少一个的电压大小关系或电压相位，来切换所述组合。
8.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
包括检测所述交流旋转电机(1a-1c)的旋转位置的旋转位置检测单元(100a,100b)，所述开关信号生成单元(5i-5k)基于所述旋转位置来切换所述组合。
9.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，
包括检测所述交流旋转电机(1a-1c)的旋转位置的旋转位置检测单元(100a,100b)，所述开关信号生成单元(5i-5k)基于所述旋转位置来切换所述组合。
10.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
包括检测所述交流旋转电机(1a-1c)的旋转位置的旋转位置检测单元(100a,100b)，
所述电压指令运算部(6,6e)基于所述N相交流旋转电机的电流指令及所述旋转位置，对第1电压指令和第2电压指令进行运算，
所述开关信号生成单元(5i-5k)基于所述电流指令来切换所述组合。
11.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，
包括检测所述交流旋转电机(1a-1c)的旋转位置的旋转位置检测单元(100a,100b)，
所述电压指令运算部(6,6e)基于所述N相交流旋转电机的电流指令及所述旋转位置，对第1电压指令和第2电压指令进行运算，
所述开关信号生成单元(5i-5k)基于所述电流指令来切换所述组合。
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