TWI362821B

TWI362821B -

Info

Publication number: TWI362821B
Application number: TW097132348A
Authority: TW
Inventors: Masato Ito; Yoshihiko Kimpara; Tetsuya Kojima
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-09-27
Filing date: 2008-08-25
Publication date: 2012-04-21
Also published as: CA2697610C; RU2431916C1; HK1144501A1; KR101175850B1; KR20100047328A; MX2010003444A; EP2197104B1; EP2197104A1; CN101809857B; US20100194319A1; US8350507B2; TW200922105A; ES2658576T3; CA2697610A1; ZA201001147B; JPWO2009040965A1; EP2197104A4; AU2008305943B2; AU2008305943A1; WO2009040965A1

Description

1362821 九、發明說明：【發明所屬之技術領域】 +本發明係有關-種錢應電動機或同步電動機等機中無須使用旋轉位置感測器..即能獲得轉子位置資訊並進行旋轉-控制之旋轉電動機的控制裝置。【先前技術】 . 。為了精度佳地控制旋轉電動機的旋轉動作，需要旋轉電動機的轉子位置資訊與流通於旋轉電動機的電流資訊。 =往’在旋轉電動機另外設置旋轉位置感測器，藉此取得 ^子位置資訊。然而，由於從成本降低、省空間、提高可靠性的觀點來看，另外設置旋轉，位置感測器的缺點很多， .因此尋求旋轉位置感測器的無感測器化。作為旋轉電動機中的旋轉位置感測器的無感測器化之控制方法，主要有從旋轉電動機的感應電壓來推定旋轉電動機的轉子位置之方.法、以及利用突極性來推定旋轉電動機的轉子位置之方法。使用前者的方法之感應電麼的大小由於具有與旋轉電動機的速度成比例的特徵，因此在零速和低速區中感應電M變小，S/N比劣化，難以推定旋轉電動機的轉子位置。另一方面，後者的利用突極性的方法雖然必須將用以推定旋轉電動機的轉子位置之轉子位置推定用信號注入旋轉電動機，但具有與旋轉電動機的速度無關此推疋旋轉電動機的轉子位置之優點。因此，在零速矛低速區中’進行位置檢測係採用利用突極性之無感測器控制法。 320540 5

Ii62821 以往，在利用這種突極性的無感測器控制法中， .產生與旋轉電動機的驅動頻率不同的高頻信號；：頻進行磁極轉子位置檢測)以作為轉子位置推定曰用= 號，將载波信號產生器所產生的具有任意頻率之三相。载波信號在移相器（phase shifter)中以U相基準將v相二相位錯開角相錯開2ΔΘ ’以比較器比 =與電崎，產生切:換.信號並輸入至反相器電：波 BPFm在^相""電路中藉由切換信號驅動旋轉電動機，以 Γ s Fiher;帶通毅11)抽枝生於旋轉電動機的三相分的高㈣流，接著以座標轉換器將這些 :頻電流轉換成轴卞軸，取：電二 2，藉由絕對值運算11與低通毅ϋ進行平均化處理，藉由磁極位置運算器推定Θ (參照例如專利文叫此外’以往作為其他利用突極性的方法，已知有一種 = 或磁通向量同步旋轉軸正交座標 ^匕2工1來使用’將高頻信號重疊至d軸勵磁分電 :;二檢測出流通於旋轉電動機的電流，並計算屬於和二相轉換所獲得之二相電流的二次方户八“ 的振幅的二次方’計算.d軸勵磁分電流次方與q軸轉矩分電流指令值的二次方之和向旦1日/值電流向量的振幅的二次方），根據從檢測電流所二次方減去指令值電流向量的振幅的二次方的^子位it與控制座標之誤差，11此推定旋轉電動機轉子位置（㈣例如專利文獻 320540 6 Π62821 反相】：=，流通至旋轉電動機的電流資訊，以往係於反相TO荨電壓施加手段與 /、、减測m 機之間設置複數個電流動機的情形中，藉由兩個電流二檢=:相父流旋轉電機電流内的至少二相。然而，ί=測出三相旋轉電動〇又置锼數個電流感測器會增 ::::本。因此.’已知有一種方法1 了降低電流感相广系僅使用一個電流感測器檢測她 ;:乂電壓施加手段的輸入之直流電壓源與反相器之間的抓母線電流之電流值，並根據檢測時反相㈣電壓施加手段各相開關的切換模式的差異來運算電流流通於旋轉電動機的哪一相。. 此方法雖能降低電流感測器的成本，但相反地存在有：電廢指令值重疊或接近時，例如在用以驅動旋轉電動機之基本波的調變率較小或三相電壓指令值内有二相的指 '今值重疊時等，由於反相器等電壓施加手段各相的切換元件幾乎同時〗讀，切換模式變得幾乎沒有差異，因此變得無法判別電流流通於旋轉電動機的哪一相之問題。作為解決此問題的手法，在習知技術中已提案有一種運异流通於旋轉電動機的電流之方法作為與無感測器控制組合之方法，其係準備三相載波，藉由三相載波調變所產生的咼頻電流來推定轉子位置，並利用用於位置推定的三相載波，藉此即使在驅動旋轉電動機的基本波的調變率較 j、％·’亦使反相益等電壓施加手段各相的切換元件的切換 7 320540 1^62821 模式差生差異.以檢側直流母線電流，藉此能判別電流流通於旋轉電動機的哪一相（參照例如非專利文獻1)。專利文獻】：曰本特開2003-52193號公報專利文獻2 :日本特開3707528號公報非專利文獻1:利用直流匯流排電流的pWM譜波的磁極位置/無電流感測器之題馬達的初期位置推定特性 (平成17年電氣學會產業應用大會【發明内容】 (發明所欲解決之課題） .在旋轉電動機的控制用的市售泛用微電腦中，雖藉由 -個載波信號將三相分的電㈣令予以pwM冑變㈣以 wuith modulation;脈涑寬度調變），然而在專利文獻！中.，為了產生位置推定用信號以及為了運算從直流母線電流流通於旋轉電動機的電流，.必須準備三相分的載波信號。如此’在習知技術中，由於必須準備三相分的載波信號，因此存在有難以利用市售泛用的微電腦，而無法以低成本構成之問題。此外’由於使用三相分的載波信號，因此在各個載波信號的波峰與波谷附近進行取樣時，會有電流取樣的時刻與其他相的切換時序一致之情形，且會有電流的取樣受到反相器的0N(導通）與書(切斷）之影響而無法正破地取樣之情形。 t此外，在專利文獻2的位置推定法中，由於使用電流指令與檢測電流這兩個資訊來進行位置推定，'因此存在有 320540 求出衫位置的運算處理變多之問 -種上述問題而研創者’其目的在於提供且尤其無需使用旋轉位置感：=號，動機的電泞眘邙一 b彻州出流通於旋轉電位置來進^1，猎此能精度佳地推定旋轉電動機的轉子通於：電:::的目的係在從直流母線電流判別電流流號所產一相之情形中，利用僅以-個載波信指令值重疊或接近時這種習知^:，藉此在電屢直流母線電m 3 …法處理的情形中，亦能從 '、’電机運通於旋轉電動機的電流。 (解決課題的手段）. 本發明的旋轉電動機的控制裝置係機的旋轉控制，該旋轉電動機 /、進订旋轉電動檢測手段，係檢測==制裝置係具備有:電流流；位置推定手段，係根據1 =動機的旋轉電動機電旋轉電動機電流來推定轉子手段所檢測出的办㈣…凡轉子位置，控制手段，係根據前述位置推疋手&所推定的轉子位置而輪出電壓指令；脈波寬度調變手段’係根據來自前述控制手段的前述㈣指令以及使用於脈波寬度觸_之切換週期，輸出崎脈波寬 = :輯信號；以及電壓施加手段，係根據前述脈波見度5周交手段所輸出的邏輯信號，對前述旋轉電動機施加驅動用的交流電壓；前诚批也〆主e7L ~ ^ 則迷控制手段所輸出的前述電壓指令 320540 9 丄处2821 係對前述旋轉電動機的驅動用的基本波電壓重疊位置檢測 •用電壓，該位置檢測用電壓係相等於前述切換週期的瓜倍、（m為3以上的整數)之週期，且各相間的相位不同。在此情形中，取代前述電流檢測手段亦可構成為且備有：母線電流檢測手段.，檢測流通於前述電塵施加手段以及用以供給直流電力至該電壓施加手段之直流電壓源、之間的母線電流.；以及旋轉電動機電流運算手段，係根據前述鲁母線電流檢測手段所檢測出的母線電流以及前述邏輯信號與前述電壓指令兩者或其中的任一者，運算流通於“ 轉電動機的前述旋轉電動機電流。 (發明之效果）. 本發明的旋轉電動機的控制裝置，由於在控制手段對脈波寬度調變手段所輸出的電壓指令中，對前述旋轉電動機的驅動用的基本波電壓重疊相等於與使用於脈波寬度調^ 變控制的切換週期的瓜倍加為3以上的整數）之週期、且鲁各相間的相位不同的位置檢測用電塵，因此在對前述旋轉電動機施加驅動用的交流電壓時，在流通於旋轉電動機的方疋轉電動機電流含有對應前述位置檢測用電壓的頻率之位置檢測用交流電流。因此，能在以電流檢測手段檢測出旋 2電動機電流後，藉由位置推定手段抽出該旋轉電動機電流所含有的位置檢測用交流電流，藉此推定轉子位置。因此，即使僅使用單一的載波信號且尤其不使用旋轉位置感測器，亦能藉由檢測流通於旋轉電動機的旋轉電動機電流而精度佳地推定旋轉電動機的轉子位置以進行控. 320540 丄观821 制+。此外，只要以母線電流檢測手段檢測母線，# 由旋轉電動機電流運算手段根據母線電流 =流，即能削減電流檢測手段的數目= =且為3在該情形中’如上所述利用相等於切換= “m為3以上的整數)之週期且各相的相 =電塵作為使用於位置推定的位置檢測用電屋，吏在用㈣純轉電㈣的辟(調變率小時或三相中“ u ,电土 4手為相同值成從直流母線電产運h、目A ^時），亦能以簡單的構深罨冰運异流通於旋轉電動機的電流。 =卜’由於控制手段的運算週期大切換相交产的：署Ϊ 因此在使用於位置推定的: 位測用電㈣週期非為切換頻率的倍數時— |而會產生波：：其時間平均值變成非為零，生波動。然而，在本發明中，定的三相交流的位置檢測定：位置推週期的、倍加為3以上成相等於切換【實施4】化’而能抑制波動的產生。實施形態一传f黃^圖至第7圖係顯示本發明的實施形離-。第]圓示第1圖：裝置的整趙構成圖。第2圖係顯置推疋手段的詳細構成圖。第3圖至第7圖 320540 11 B62821 係用以說明動作之說明圖。在實施形態-中，旋轉電動機1係例如為埋入磁鐵型 .的同步電動機，該旋轉電動機.、連接有作為用以施加預定控制電壓的電壓施加手段之反相器6。本發明的旋 =的控制裝置係設置有：電流檢測手段2,係檢測流通二反相Μ與旋轉電動機k間的二相分的旋轉電動機電 u、iv;位置推定手段3,係求出旋轉電動機i的轉子位置，控制手段4,係輸出施加至旋轉電動機厂的驅動電壓指令用的電壓指令Vup*、Vvpy、. Vwp*(容後詳述广以 =脈波寬度調變控制手段5,係根據來自控制手段4的電 f指，VuP *、Vvp *、v wp *來輸出經過脈波寬度調變的邏輯;ί§號Vul、Vvl、Vwl(容後詳述）。 ”前述控制手段4係具有•運算器42、d轴電流控制 :7、. q軸電流控制器8、座標轉換器9、作為電壓指令手相/三相轉換器1〇、三相/二相轉換器U、座標轉換益U、位置檢測用電壓產生器Η、以及加法運算器41。脈波見度調變手段5係具有作為切換週期產生部之切換週期產生器13、以及脈波寬度調變控制器15。該實施形態一中的電流檢測手段2係例如由變流器等所構成、’係從連結旋轉電動機i與反相器6的電力線檢測一相電流iu與V相電流iv之二相分的電流。然而，除了這些，流以外亦可檢測出U相電流、V相電流、w相電流中任意兩相分的電流。此外，電流檢測手段2亦可.為檢2 U相電流、V相電流、w相電流的三相電流之方法。或者% 320540 12 1362821 作為電流檢測手段2者，亦可為使用利用了屬於後述之反相器6的輸入之直流母線電流之手法的運算來檢測。如之後所詳述，係將位置檢測用電壓產生器14所輸出的三相的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh重疊至旋轉電動機驅動用的基本波電壓Vup*、Vvp*、Vwp*，藉此於電流檢測手段2所檢測出的旋轉電動機i的u相電流比與v 相電流iv的二相分的旋轉電動機電流係含有具有對應位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的頻率之位置檢測时流電流成分。因此，位置推定手段3係用以抽出產生於旋轉零動機 1之旋轉電動機所含有的高頻的位置檢測用交流電流，.並根據該位置檢測用電流求出轉子位置予 ^之手段，如第2圖所示，位置推定手段3係 —相./一相轉換器19、傅立葉轉換（F〇uder哭，〇、兩個乘法運算器21、減法運算器22、以及位置運算器 23而構成。⑦置二相/二相轉換器19的原因為只要轉換成二相電流即能減少後續的位置推定所需的資訊量，使運县簡單化之故。傅立葉轉換器2〇得用以抽出旋轉電動機電流所含有的位置檢測用交流電流。法運控制117係制比例積分控料，輸出使減 Λ异=所獲得的d軸電流指令值id*與屬於座標轉換 ;=，id的偏差Aid會消失w轴基本波電壓二。制器8係使用比例積分控制等，輪出使減 …所獲得的㈣由電流指令值㈤與屬於座標轉換 320540 13

V 器U的輸出之iq的偏差一會消失之q轴基本座標轉換n 9.係使驗置推定手段3所輸出的轉子二=轴基本波電壓-與_基本波.電厂堅，轉換一（α汐軸）上的基本波電壓να *與νρ *。二相/三相轉換器1〇係將基本波電壓Va*盥ν 相分的正弦波波形等之基本波電屢Vu*、；v*、Vw*:成二

另一方面’三相/二相轉換器u係將電流檢測手段2 所檢測出的U相電流丨u與v相電流i v轉換成固定二軸(“ :石軸）上的電流4與Μ。座標轉換器ΐ2係使用位置推 ::段3所輸出的轉子位置的資财ρ，將ia，轉換成凝轉—軸（d—q軸）電流id、iq。办切換週期產生器13係將切換週期Tc #值輸出至脈波是度，周變控制器15與位置檢測用電壓產生器Η。該切換週期Tc係具有比三相分的各.基本波電遷％*、V〆、¥ 的週期更短之職’韻城_Te係考量_電動機ι _的電f生特性和反相器驅動所產生的電磁噪音之頻率等而預先设定於最佳值。如位置檢測用電壓產生器14係產生相等於切換週期產生时13所提供的切換週期Tc的m倍加為3以上的整數，將m設為3以上的理由係於後述之）之週期⑽化且相位不同的位置;^測用電壓Vuh、Vvh、Vwh，並輸出至加法運算器41。加法運异器41係將位置檢測用電壓產生器14所輸出的頻率（週期mxTc)的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、vwh重 320540 14 υοζδζΐ =相/三相轉換器10所輪出的基本波電ivu'、 V .並將重疊後之電壓作為電壓指令Vu〆…p* VWP*輪出至脈波寬度調變控制Β 15。在此，如上所述，將3以上的整數之理由為當m為丨或2時’在相等期丁咖倍的週期咖之三相的位置檢測用電 mvh、vwh的各相無法具有相位差，或甚至無法 :紅地求出位置推定手段3所推定出_子位置的資訊 Θ p之故。在上述構成中，藉由控制手段4的加法運算器41分別將，置檢測用電塵Vuh、Vvh、Vwh重疊至三相的基本波電堅Vu*、Vv*' Vw*，並施加至旋轉電動機]。在此情形 ”於位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh之向量和的電壓向里非為又變電麗，而是變成旋轉電愿。在此，所謂交變電壓係指將三相交流電壓一週期中屬於三相交流電壓的各相的向量和之電齡量施加至兩方向以下之電覆。所謂 •旋轉電壓係指將三相交流電壓一週期中屬於三相交流電壓的各:目的向量和之電壓向量施加至三方向以上之電壓。第3圖（a)係顯示位置檢測用電壓產生器“所輸出的位置檢測用電歷Vuh、Vvh、Vwh之一例，且將m = 4時的電壓波形投為切換週期Tc、位置檢測用電壓的週期Thv( = 4XTC)。第3圖㈨係顯示屬於位置檢測用電壓Vuh、Vvh、. 的向里和之電壓向量Vsum的向量圖。在第3圖（a)中，每兩個區間交替輸出任意值的+Vh與—Vh，各相的相位差係以一區間輪出。在此情形t，屬於位置檢測用電壓 320540 15

Vuh、Vvh、Vwh的向量和之電璧向量係如 .所不在二相交流電壓一週期中、在各區間Κ· . Θ() 圖⑽中變成依序成為Vsumly之旋轉電/第3 此外亦可不將各位置檢測用電壓或-之區間設為兩區間，而設為一區二：圖所不的二區間等。.然而，在輪出相等於切換週期的以率且相位不同的三相交流錢之情形中，屬於+ Vh _或-Vh之區間必須為】至加―〇之間的值且屬於+ M 之&間與屬於-w之區間總合必須為m區間。此外相的相位差亦可不設為第3圖⑷所示的一區間，…為一區間或三區間。然而’在輸出相等於切換週期的m :之週期且相位不同的三相交流電壓之情形中，各相二 ::為㈣―”之間的值。此外，位置檢測用電“ It:亦可不為第3圖與第4圖所示的方波，而可為皮寬度調變控制器15係根據控制手段4所輸出的電 vup*、Vvp*、Vwp*以及切換週期產生器^ =切換頻率T.c的值，產生用以供給至反相器6之經過脈波二輯信號Vul、vw、Vwl。.在此，作為脈波寬度5周#制法’係可使用：⑷作為載波信號之三角波Cs :進行的脈波寬度調變控制法、⑻作為載波信號之錯齒波 s|所進行的脈波寬度調變控制法、（e)以及作為瞬間*門 g 行的脈波寬度調變控制法等的任； 320540 16 丄丄首先，說明以三角波Cs所法。第^ 斤進仃的脈波覓度調變控制 •:丄、=角波。所進行的脈波寬度調變控制 1脈波寬度調變控制法中，例如角波CS所進行設定成切換週期產生哭CS的週期TCS 即丁_叫。所輪出的切換週期TC的兩倍（亦使用第5圖„兄明脈波寬度調變控制器υ所進行之且體的脈波寬度調變動作。在第5圖中，電壓指令ν_、νς*、 V#雖為正弦波信號’但由於頻率低於三角波&的載波信號和位置檢測用電壓Vuh、.Vvh、Vwh的頻率，因此表不為直線狀。此外，雖然實際上於電壓指令Vup*、Vvp*、 VwP*重疊有位置檢測用電壓Vuh、Vvh、vwh，作由於在此係針對脈波寬度調變動作來作說明，故省略其圖示。如第5圖所示，分別比較三角波Cs與電壓指令Μ〆、 VvP*、VwP*的大小關係，當電壓指令_*、~*、>* 的大小大於三角波Cs的大小時輸出出的邏輯信號，當電壓指令Vup*、Vvp*、Vwp*的大小小於三角波〇的大小時輸出Low的邏輯信號。此外，亦可為分別比較三角波Cs 與電壓指令Vup*、Vvp*、Vwp*的大小關係，當電壓指令 VuP*、Vvp*、Vwp*的大小大於三角波Cs的大小.時輸出 Low的邏輯信號，當電壓指令Vup*、Vvp*、Vw〆的大小小於二角波Cs的大小時輸出jji的邏輯信號。接者’說明以鑛齒波Wst所進行的脈波寬度調變控制法。第6圖係使用鑛齒波wst所進行的脈波寬度調變控制 37 320540 1362821 ，· 法時的脈》皮寬度調變動作波形。在以鑛^皮Wst所進行的 .脈波寬度調變控制法中，將鋸齒波Wsi的週期Twst.設成與切換週期產生器13所輪出的切換週期Tc相同。使用第6圖具體地說明脈波寬度調變動作。. .如第6圖所示，分別比較鋸齒波.Wst與電壓指令 Vup*、Vvp*、VWP*的大小關係，當電塵指令Vup*、、 ywP*的大小大於鑛齒波Wst的大小時輸出的邏輯信籲號，當電壓指令Vup*、Vvp*、Vwp*的大小小於鑛齒波 Wst的大小時輸出L〇w的邏輯信號。此 '别比較雜齒波蝴謝Vup*、Vvp*、Vw=: 關係’當電㈣令Vup*、Vvp*、Vwp*的大小大於雜齒波 Wst的大小時輸出Low的邏輯信號，當電壓指令Vup*、

Vvp*、Vwp*的大小小於銀齒波的大小時輸出出的邏輯信號。接著，說明以瞬間空間電壓向量Vs所進行的脈波寬擊度調變控制法。該脈波寬度調變控制法係將控制手段4所輸出^電麼指令Vup*、Vvp*、Vwp*的向量和設為瞬間空間電壓向量.VS ’ .以與該瞬間空間電壓向量Vs的大小及方向一致之方式，在任意時間Tf内將邏輯信號Vul、Vvl、予以日可間分割並予以組合，藉此使在邏輯信號的向量和的任思時間内的平輿瞬間空間電壓向量Vs —致。貫包I Ί、中’將任意時間T f設為與切換頻率產生器 13所輸出的切換週期Tc相同。使用第7圖具體地說明脈波寬度調變動作。 320540 18 1362821 第7圖係、用以說明瞬間空間向量控制法的動作之說明圖。第7圖（a)係顯示脈波寬度調變控制哭15所輸出的：輯信號的組合之圖。第7圖⑻係顯示第7圖⑷的邏輯 k唬的組合所產生的八個電壓向量之圖。由於第7圖 ⑻中的向量VG與向量V7係所有的開關變成或=及且不具有大小及方向，因此稱為零電壓向量。例如 7.圖⑷所示’考量供給屬於控制手段4所輸出的電壓於八 VuP*、Vvp*、Vwp*的向量和之瞬間空間.電屋向量％，曰二在任意時間Tf間輸出該瞬間空間電壓向量％之，。間空間電壓向量Vs係能分割成向量V1方向與开; 向’將瞬間空間電壓向量Vs分割成向4 V1方向二方設為Vls，將瞬間空間電壓向量％分割 2太小的大小設為V2S。里V2方向時 • > 接著，根據Vis、V2s並藉由下述數式⑴十，時間Tf間的向㈣的輸出時間二：出時間T2。里V2的輪 T1 = Vls+VlxTf ⑴ T2 = V2s+V2xTf .......(2) 此外’以任意時間Tf間的零電壓向進間T3係藉由下述數式（3)來計#。進仃的輪出時 T3 = Tf-T1-T2 ......(3) 如上所述’計算輪出時間ΤΙ、T2、T3，& 所示根據各輸出時間T1至T3從脈波寬户調=7圖(d) 輸出向量ΛΠ、向量V2、向量 ^調夂控制器15 里列或向置V7的邏輯信號的 320540 19 B62821 V ·' 組合’藉此將任意時間Tf間的輸出時間平均設成與瞬間空間電壓向量Vs —致。 . 此外，在輸出零電壓向量的情形中，雖可使用向量¥〇與向里V7這兩個邏輯信號的組合，但由於從旋轉電動機1 的中性點觀看各相電壓時，.不論是向量v〇與向量V7的任一方，旋轉電動機丨的各相電壓皆會變成相同苗 V…、左 /、，因此無須使用向量V0與向量V7兩者，可僅使用任一方的組合。接著’說明位置推定手段3的動作。 ^如第2圖所示，三相/二相轉換器19.係將電流檢測手 .^ 2所檢測出的旋轉電動機電流iu、iv轉換成α —万軸系 = 。如上所述’由於係將高頻的位置

Vu：k、 7 VUh、Vvh、Vwh重疊至三相的基本波電壓 ΓΓ- IT # 1^ "jJ ^ ^2 ^ ^ ^,j * ^ ^ ^ 古、'產生對應位置檢測用電壓Vuh、Vvh、vwh之 * 的二置I測用交流電流，因此下-構件的傅立葉轉.換

广於二相/二相轉換器19的輸出之二相電流土卜^ ^位置檢測用交流電流的振幅（大小）1心、I 別將屬於傅立苹了轉容換易^運算處理，乘法運算器21係分 ^某轉換盜20的輸出之las、Iy3s予以二-欠仏/接/位^減去⑽七從輸出兩者的差分輪出之差分"運异器23係從屬於減法運算器22的差刀Δΐα点運算轉子位置0ρβ 320540 20 以上述方式所求出的轉子直接檢測轉子位置，.而 Ρ、’非使用感測器等卢士欲卩口山由運t求出的推定值。亦6(7 在本發明中所謂求㈣子位置ΘΡ 而能正確地推定轉子位置。 ” ·、饫利益之方式定手段3求出轉子位置0 更具體說明藉由位置推于位置θρ之處理内容。，中電動機1例如為埋入磁鐵型同步電動機的情开, Τ 5在固疋正夺成4母/ /V 。1 丨月形數式（4)表示。的電壓方程式係、能以下述

Vocs Υβ3 R + PLa PLap ' .PLaP R + PLp las iPs +ωφ

-sin0 cosG ⑷ 其中， [Vas V冷s].在固定正交座標中的電| [ias Ms] .·在固定正交座標中的電流（二相電流） R :定子電阻 P:微分運算子 . ，

Ld Lq ω θ d軸電感 q刼電感旋轉角速度（電性角） a軸與磁極的相位差 L= (Ld+Lq)/2 l^l = (Ld-Lq)/2

La = L+lcos29 Lp = L -1 cos 2Θ 、Lap = 1 sin 2Θ 320540 21 1362821 假設旋轉電動機1為停止時或低速運轉，ω = Ο，當將微分運算子置換成拉普拉斯運算子（Laplace operator)時，在固定正交座標的電流ia s、iy? s變成下述數式（5)。 ias R + sLa sL/αβ sLap R + Lp -1 vas νββ (5) 此時，當從位置檢測用.電壓產生器14施加比用以驅動旋轉電動機1之交流電壓的角頻率充分地高之角頻率ωΐι 的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh時，成立R<<Lax ωΐι以及R< <L/3x<i； h(s = j ω h(j為虛數單位）時），當無視定子電阻R的影響時，上述數式(5)係變成下述數式（6)。 ias sLa sLa0 一 1 vas ips sLaP sLp νβ8 1 sLp -sLa3 vas s 2(LaLp-Lap2) sL〇P sLa νββ 1 L-lcos29 -lsin20 Tvas — l2)s _ -lsin20 L + lcos20jj_vps 此外，從位置檢測用電壓產生器14所施加的位置檢測甩電壓Vuh、Vvh、Vwh在固定正交座標中係能以下述數式（7)表示。 ί Vasil = Vaph · sinroh · t [VPsh = ΥαβΚ · cos®h t 其中，. ' [V a sh V /3 sh]T :在固定正交座標中的位置檢測用電壓 V (2 h .在固定正父座標中的位置檢測用電壓的振幅 ω h :位置檢測用電壓的角頻率 22 320540 Π62821 在數式（7)的固定正交座標中的位置檢測用電壓係以下述數式（8)表示。 [Vash Vy5sh]T ......(8) 因此’當將數式（8)的位置檢測用電壓的值代入數式（6) 中的固定正交座標系的[Vas 乂沒5]，且設3 =』011(』為虛數單位）時，變成下述數式（9)。

VccBli 一《L* 1 P〇s26)sinωΐι ·t -1 sin2Θcoscoli ·t}

VaRli - __ ~ ^Li +12 -2Llcos20 · sin(roh · t - φα) > (9) 広2 ~T2)ja>h 1 sin26sin<ah，t + (L +1 cos26)cosc〇hi. t} P^p)〇h ^L2 +12 + 2L1 cos2e · c〇s(®h·t + φβ) 其中， Φ〇ί. = tan^f 1 sin26 L + 1cos20 .如數式（9)所示，可知於固定正交座標中的電流i “ s、 W的振幅含有轉子位置f訊…轉子位置θΡ)。因此，糟由，立茶轉換器2〇抽出在固定正交座標中的電流。抽出扩S=1 巾田1aS、Ms °亦即’藉由傅立葉轉換器20 、=轉電動機電流中的位置檢測用電 = ，且求出其振—。接示的運嘗，#卜的振幅匕、1心’進行下述數式（1〇)所丁的連异’糟此能僅抽罢實現該運算，使隸^ 置資訊㈣項。為了法運曾哭21 幅1Μ、1心分料以二次方之乘運〜2卜以及從屬於乘法運算器 320540 23 1362821 万S)減去（I a sxl α s)，而輸出僅含有轉子位置0的資訊之 △ ία冷的減法運算器22。 ΔΙαβ = IPs2 _Iasi = + i^TLlCOS29 Ϊ 、

._ 4Vaph2Ll J

'¥^r^cos2B 在位置運算器23中，以下述數式（11)除上述數式g〇) 的Δία： /3，藉此抽出cos20。接著，運算c〇s20的反餘弦，藉此計异$ (轉子位置0 P)。轉子位置0 p的運算亦可非為反餘弦運算’而可為準備儲存有c〇s20的值之列表，並根據該儲存裝置所儲存的c〇s20的值求出轉子位置 4V〇ph2Ll (U) 所述在Λ細形態一中，係設成為根據切換週期 TC，將相等於切換· Tc白h倍（瓜為3以上的整數）之週期mTc、且彼此相位不同的位置檢測用電壓㈣、Vvh、 Vwh重g至基本波電壓Vu*、Vy*、Vw*並予以輸出，因此無須產生習知的三相分的載波信號，而能容易地輸出位置檢測用f跑位置檢__指令），.且能僅使用旋轉電動機電流求出轉子位置，故能以簡單的構成來推定旋轉電動機i的轉子位置，且計算簡單而能減少運算量。再者，即使在三角波或鑛齒波等载波信號的波每與波谷附近進行時’由於無須產生三相分的載波信號，因此亦能降低反相器的切換所造成的切換雜訊等之影響來進行電流 320540 24 1362821 取樣。實施形態二第8圖係顯示本發明實施形態二的旋轉電動機的控制裝置中的位置推定手段的構成圖。 &在上述實施形態-的位置推定手段3中，係藉由反餘運异或準備儲存有的值之列表並根運算轉子位置〜然而在這些方法中會有運算量變多的^ =因此，在本實施形態二中，係構成為與實施形態一相比曰減少運算量’而簡單地求出轉子位置θρ。圖中，位置推定手段3係具備有合計三組的電路.第一電路，係由三相/二相轉 20、乘、ϋ瞀μ, 邳轉換裔24、.傅立葉轉換器宋法、以及減法運算器22 路，係由三相/二相棘拖哭γ油 .人示一冤管器91 轉換益25、傅立葉轉換器20、乘法運二广.以及減法運算器22所構成；以及第三電路，由二相/二相轉換器26、傅立葉轉換器2〇、曾：二以及減料算H 22所構成；各減法運算器u = 係輪出至位置運算器27。的輪出方1^此’弟一個三相’二相轉換器24係以令定'子υ =換後的二相電流的，—致之方式進以 :相St:並輸出二相電流第二個:相5 係以令定子V相方向與轉換後的二:電C =方向一致之方式進行三相/二相電流第三個三相/二 ^一相電 w相方向與轉換後的二相電流〜方轉:奥…以令定子 a方向一致之方式進行三 32〇54〇 25 1362821 相/ 一相轉換，並輸出二相電流i a sw、丨万w。〜形態一相同，從各三相/二相轉換器抽出振r *輸的一相電流係藉由各傅立葉轉換器20 由It 法運算器21分別予以二次方。接著，藉二法運异器22從屬於乘法運算器21的輪 :振=二：方求出α電流的振幅的二次方的差分仏 Ια^ν、此時的各差分ΔΙα δι α卢V、Δία /9W係成為下述的數式（12)。 ^u=(Sf^cos20 (12) —卜^^^—2θ + 2/3π) — 杯 2/3π) 其中’疋子tj相方向θ =〇。位置運算ϋ 27係根據ΔΙα心、Λι〇ν、Δία 的大小關係劃分成第9圖所示的丁至％區間。在各區間中，係將内零交叉者作為線形近似，從下述數式（13)求出轉子位置此外，數式的 AlO—uvw 係表示Δι〇ν、内零交叉者的值，丨丨係表^Wu、ai^v、 a △ W/Sw内零交叉者的振幅叫Δΐα^—心⑼丨亦可從^ 心、Δία /3v、AiOw的二次方的和的平方根求出。 θρ=ΔΙα[ι^/|ΔΙα ……⑴）藉由上述構成’無須進行如實施形態一的反餘弦運 320540 26 1362821 异、或使用儲存有餘弦的值之列表，而能簡單地求位置Θ p ’且能減少運算量。轉子關於其他構成與作用效果，由於與實施形態— 故在此省略詳細的說明。 s 實施形態三第10圖係顯示本實施形態三的旋轉電動機的置的構成之構成圖，與實施形態一對應的構 ' 相同的符號。刀诉附上 =實施形態三中，旋轉電動機的控制裝置之特徵係電輸人旋轉電動機1的常數（例如旋轉電動機1的電感值ο之旋轉電動機常數輸人手段16，控制手段位置檢測用電塵產生器14係根據從該旋轉 # 广手所獲得的旋轉電動機常數’決定相等於切:週： =的為3以上的整數)之週期(，Tci)且相位不同的二相的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh。 ”亦即，在本實施形.態三中，從旋轉電動機常數輪入手 :二”i將旋轉電動機常數輸入至切換週期產生… 發測用電壓產生器14。切換週期產生器！3係根據所輸入的旋轉電動機常數決定最佳的切換_加，並輸出至脈波寬度調變控制器15及位置檢測用電】產生器Μ。位置檢測用電墨產生器14係根據所輸入的於Λ數來決定最佳的倍數m，求出切換頻率產生二：出的切換頻率Tcl與倍數m的積，並輸出週期臟如且相位不同的位置檢測用㈣Vuh、vvh、vwh。接 320540 27 ΙΪ62821 著’藉由加法運算器31將該位置檢測用電壓Vuh、Vvh、

Vwh重疊至基本波電壓Vu*、Vv*、Vw*，並作為電堡指令Vup*、Vvp*、Vwp*供給至脈波寬度調變控制器15。與貫％形恶一的情況相同，脈波寬度調變控制器丨5係使用脈波寬度控制法，根據切換週期1(;對反相器6輸出邏輯信號 Vul、Vvl、Vwl。由於從旋轉電動機所檢測出的旋轉電動機電流中含有高頻電流的振幅（大小）係取決於相等於切換㈣化的爪倍 (=mxTc〇之週期且相位不同的位置檢測用電壓mu Vwh，因此當無視旋轉電動機1的特性且m或Tcl經常為一定值時，根據情況，有時會因為施加位置檢測用電塵 =、Vvh、Vwh導致產生於旋轉電動機1的高頻電流的振 =大小）變小’結果因為電流檢測手段2所檢測出的高頻電抓精度劣化，而有轉子位置推定的精度亦變差之虞。相對於此’在本貫施形態三中’由於根據對應旋轉電動機Γ的種類之旋轉電動機f數計算出倍數㈣ =少一方的最佳值，而以會相等於切換週期TC的时 =方式決定相位不同的各位置檢測用_vuh V 口即使在驅動旋轉電動機常數不同的旋轉電動置。中’亦能精度佳地推定旋轉電動機厂的轉子位由於與實施形態一相同關於其他構成及作用效果故在此省略詳細的說明。實施形態四 320540 28 B62821 第11圖係顯示本實施形態四的旋轉電動機的控制裝置的構成之構成圖，與實施形態一對應的構成部分相同的符號。 ^ 在本實施形態四中，々疋将电切微〜住刺裒置係具備有位置檢測用電壓週期輸入手段17。該位置檢測用電壓週期輸入手段17係為了變更位置檢測用電壓產生器14所輸出的位置檢測用電壓Vuh、Vvll、Vwh的週期或頻率的任一者：而設定輪入該週期或頻率之手段’藉此，在位置檢測用電壓產生器14中，決定以切換週期產生器13所設定的切換週期Tc的倍數m(m為3以上的整數)。 ^亦即，在本實施形態四中，位置檢測用電壓週期輸入手段17係決定位置檢測用電壓產生器14.所輸出的位置檢 2用電壓Vuh、Vvh、Vwh的週期或頻率的任一者。例如，當使用者將任意的週期輪入至位置檢測用電壓週期輸入手段17時.，位置檢測用電遷產生器14係根據從位置檢測用籲電塵週期輸人手段17所獲得的週期，決定將位置檢測用電 .屋VUh、Wh、Vwh的週期設定成切換週期Tc#幾倍之倍 =咖為3以上的整數）。此外，當使用者將任意的頻率 =入至位置檢測用㈣週期輸人手⑨17時，位置檢測用電 =生器14係運算從位置檢測用電壓週期輸人手段”所 /旱的頻率的倒數’藉此求出位置檢測用電壓的週期，並相據所求週期來決定將位置檢測用電壓犧、 =週期設定成切換週期Tc的幾倍之倍數+為3以上的整數）。 320540 29 13^62821 用電Μ週期輸入手段17而任意掩變更施加至旋轉電動的各位置檢測用雷愿 Vllh 、丄 *, 一 .· .

，此’在本實施形態四中，由於能藉由設置位置檢測匕動機1 率，因不舒服關於其他構成及作用效果，由於與實施形態一相同，故在此.省略詳細的說明。 •實施形態五在别述實施形態一中，位置檢測用電壓產生器14輸出相等於切換週期產生器13所輸出的切換週期Tc的m倍之週期且相位不同的位置檢測用電壓Vuh'Vvh、Vwh，其中，取雖設為3以上的整數，.但並未具體特別界定m的值。在本實施形態五中，將m的值限定成6n(n為自然數）。亦即，將位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的週期Thv限疋成切換週期Tc的6n倍（η為自然數）。藉此，各個位置檢 •測用電壓Vuh ' Vvh、Vwh彼此的相位差變成120。，而能 .將位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh作成三相平衡電壓指令。作為一例，第12圖係顯示就切換週期Tc、位置檢測用電壓的週期Thv而言，n=l時的電壓波形。在第12圖中’每三個區間交互任意值的+ Vh與一¥11，位置檢測用電麗Vuh、Vvh、Vwh的相位差係設成兩個區間。在此情形中由於位置檢測用電壓的週期Thv為六個區間，因此兩個區間的相位差為360。/ 6個區間χ2個區間=120。，位 30 320540 U62821 置檢測用電壓Vuh .、Vi/h τ7

Vwh變成三相平衡交流雷因此，能減少不平衡二相六士平广卞何乂抓电壓。丁η—相父流電壓的施加機1的影響，與施加不孚俺一 4 — 守双耵〜电動加不十衡二相交流電壓的情形相比，能订位置推定所需的傅立葉轉換等之運算。關，其他構歧作収果，由於與實絲.態一相同，敌在此令略詳細的說明。實施形態六. 的旋轉電動機的控制裝置對Λ的構成部分係附上相

第〗3圖係顯示實施形態六的構成之構成圖，與實施形態一同的符號。在本實施形態六中，控制手段4係具有速度運算器 18’該速度運算n 18係根據位置運算手段3所輸出的轉子來運算旋轉電動機1的旋轉速度。而I，速度運算斋18所運算的旋轉速度的資訊係供給至位置檢壓產生器14。當方疋轉電動機1的旋轉速度變成某程度的高速時，即使不將位置檢·電壓Vuh、Vvh、Vwh重疊至基本波電 M Vu*、Vv*、Vw*’亦可容易地從旋轉電動機i的感應電壓推定旋轉電動機1的轉子位置。因此，在本實施形態六中，位置檢測用電壓產生器14係在速度運算器18所輸出的方疋轉電動機1的旋轉速度變成預定速度以上時將位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh設為零，以使位置檢測用電壓不會對基本波電壓Vu*、Vv*、Vw*造成影響。同時，切換成從旋轉電動機1的感應電壓推定旋轉電動機的轉子位置 320540 31 1362821 之方法。藉由採用此種構成，能消除因為將包含有相等於切換週期的m倍之週期且相位不同的位置檢測用電壓v仙、

Wh'Vwh之高頻電壓施加至旋轉電動機i所造成能量損失。關於其他構成及作用效果，由於與實施形態一相同，故在此省略詳細第說明。實施形態七番：先，明本發明實施形態七的旋轉電動機的控制裝置月”先說明下述的習知技術：如在先前技術的項目中斤’八為了删減電流感測器的成本，使用 =:用以供給直流電壓至反相器之直流電二的直流母線電流，藉由該直流母線電流檢測時 μ、ι於目開關的切換時序之不同，來運算該時間點電流流通於旋轉電動機1的哪一相。 .,，電 • * 14圖係顯示旋轉電動機的控制裝置之習知的槿忐圖，該旋轉電動機的控制裝置係使用_檢= 段(電流感測器)29檢測直流母線電流，並:有巧= 測出的直流I始平4 · 丄/、负用以仗該檢母線％流Idc運算出旋轉電動機電動機電流運算手段3〇产贫得电動機電机之靛轉電段而是於旋榦^圖中雖未設置位置推定手置之旋轉位^幾1安裝用以檢測旋轉電動機的旋轉位段30所進= 31 ’但由於與旋轉電動機電流運算手賓略此點說明、。動機電流的運算沒有直接關係，因此 320540 32 1362821 士 = 14圖所示的旋轉電動機的控制裝置係具備有：母線 .電流檢測手段29，係由用以檢測流通於直流電壓源28以及反相™ 6之間的直流母線電流⑷之單一個電流感測器斤構成Μ及旋轉電動機電流運算手段3〇，係根據該母線 .電机杈測手奴29所檢測出的直流母線電流Idc與屬於脈波寬度調變手段5的輸出之邏輯信號Vul、Vvl、Vwl，、運算流通至旋轉電動機丨的旋轉電動機電流比、h。 # 第15圖係顯示使用以三角波Cs所進行的脈波寬度調變控制法時從二相/三相轉換器1〇所輪出的基本波電壓 VU*、VV*、VW*以及三角》皮Cs之時間變化的模樣(第15 圖⑷）、以及從脈波寬度調變控制器15所輸出的邏輯信號 Vul、Vvl、Vwi的時間變化的模樣（第15圖⑻）。脈波寬度調變控制器丨5係分別在各基本波電壓Vu*、、vw*比三角波Cs還大時輸出「Hi」的邏輯信.號Vui、Vvi、vwi，比三角波Cs還小時輪出「Lgw」的邏輯信號wi、v^、 • Vwl 〇第16圖係顯示對於直流電壓源28之母線電流檢測手段29以及反相器6的連接狀態之構成圖。反相器6的開關UP、VP、WP、UN、VN、WN係根據屬於脈波寬度調變手段5的輪出之邏輯信號％卜Vvl、 Vwl，藉由閘極驅動電路31予以導通（〇N)或切斷例如開關up係在邏輯信號Vul ^「m」時導通，在邏輯信號Vul A「Low」時切斷。.開關係在邏輯信號n 為「Low」時導通，在邏輯信號Vul為「出」時切斷。開 320540 33 丄叫化2i 關7係在邏輯信號Vvl為「Hi」時導通，在邏輯信號Vvl • ^ f「L〇w」時切斷。開關VN係在邏輯信號乂^為「l〇w」 -^ ^通在邏輯號Vvl為「Hi」時切斷。開關WP係在 1輯信號ywi為「出」時導通，在邏輯信號Vwl為「L〇w」時切斷。開關WN係在邏輯信號Vwl為「Low」時導通，在邏輯信號Vwl為「Hi」時切斷。接著，說明從直流母線電流Idc運算旋轉電動機電流之動作原理。如第15圖（b)所示輸出邏輯信號時，由於在區間τι中關UP VP、WP變成導通，其他開關變成切斷，因此在 2間T1的切換時序中，流通於旋轉電動機丨的w相之電 L 1W以及母線電流檢測手段29所檢測出的電流1扣變成相同。接著，在區間T2中，開關up、VN、觀冑成導通，其他開關變成切斷。目此在區間.T2的切換時序中，流通於旋轉電動機i的U相之電流iu以及母線電流檢測手段 ♦ 29户斤檢測出的電流恤變成相同。亦即，能分別在區間η 中求出w相的旋轉電動機電流iw，以及在區間了2求出口相的旋轉電動機電流iu。關於剩下之ν相的旋轉電動機電 &1V’由於三相電㈣和變成零’因此能從下述的數式⑽ 求出。如此，母線電流檢測手段29係能於三角波〇的半. 週期(切換週期TC)之間檢測三相的各旋轉電動機電流心 iv、iw。 iv= - (iu + iw) ...:,.(14) 如此’旋轉電動機電流檢測手段30係藉由屬於脈波寬. 320540 34 U 厶 OZ1 :=味5的輸出之邏輯信號w的切換時首ail:及該時間點母線電流檢測手段29戶斤檢測出的儀餅廡、士電々,L idc，來判別該檢測出的直流母線電流Idc 的旌:：通於旋轉電動機1的哪一相之電流’而運算各相的凝轉電動機電流。士丛此外，三相電流檢測雖然肩本較佳為以相同的時序同 Z 相分的旋轉電動機電流，但由於在此使用邏輯信 =:ul Vvl、Vwi的切換時序的不㈤，故無法同時以相同广序檢測三相分的旋轉電動機電流。具體而言，由於在 +圖（b)的開關區間T1檢測w相的旋轉電動機電流， 4關區間T2檢測u相的旋轉電動機電流，且從數式（】4) =出v相的旋轉電動機電流，因此產生從在開關區間T1 檢測W相的旋轉電動機電流後至在開關區間Τ2檢測口相的旋轉”機電流為止之時間差。因此，雖有在該時間差 2間因三相的各旋轉電動機電流的值發生變化而產生檢測 ° 可％陡’但由於開關區間Τ1與開關區間Τ2係鄰接勺區間且時間差幾乎很微小，因此實際上能無視因為在該時間差間的電流變化所造成的檢測誤差。在第14圖所示的構成中，旋轉電動機電流運算手段 3〇係根據母線電流檢測手段29所檢測出的直流母線電流 Idc以及屬於脈波寬度調變手段5的輸出之邏輯信號yd、 Vvl] Vwl來運算流通至旋轉電動機丨的旋轉電動機電流 lv，但如第17圖所示，旋轉電動機電流運算手段3〇亦能根據母線電流檢測手段29所檢測出的直流母線電流 320540 35 1362821

Idc以及屬於二相/三相轉換器1〇的輸出之基本波電壓

Vu*、Vv*、Vw*來運算流通至旋轉電動機1的旋轉電動機 ,¾二亦即，在帛14圖的構成中，輸入至旋轉電動機電流運具手段30的信號為直流母線電流恤以及屬於脈波寬度調，手段5的輸出之邏輯信號、vw、Vwi，相對於此，在第1:圖所示的構成中，輸人至旋轉電動機電流運算手段 3〇的信號為直流母線電流Idc以及基本波電壓Vu*、Vv*、 Vw* ° …參照第18圖說明藉由第17圖的構成從直流母線電流運异旋轉電動機電流之旋轉電動機電流運算手段30的動作原理。 J纫 _第18圖係顯示與第15圖同樣使用以三角波cs所進行的脈波寬度調變控制法時， — ώ 稽田屬於一相/二相轉換器問織^ 本波㈣督、VV*、VW*與三角波Cs的時欠的叙樣（第18 ®⑷）、邏輯信號的時間變化的模樣、，:::;r號的不同，能求出母線電流檢測手段二机母線電流為旋轉電動機電流的哪一相 u圖（b))之圖。 . :第18圖⑷所示，將基本波電屢Vu*、Vv*、Vw*中小： = 稱為最大相(在第18圖⑷中為科將大小最與最小去到、相（在第18圖⑷^為VW*)，將處於最大者用以三'角^間者稱為中間相（在第18圖⑷中為Vv*)。在使在^ S所進行的脈波寬度調變控制法的情形時，在從直流母綠電流Idc運算旋轉電動機電流之方法/在 320540 36 .動機電流為最大相:(::::Te)期間中能求出的旋轉電 (b))。 S重®之前後（參照第I8圖此外’當三角波Cs朝右上乂波Cs重疊前求出最小相的旋轉電動機能古在中間相與三角在區間時能檢測出者為^ =在第18圖中，重疊後求出最大相的旋轉電動機電n cs 間丁2時能檢測出者圖區降時’能在中間相舆三角波，-角最皮二= 相），，中丄間了4時能檢測出者為口機電流（在第1目Γ二角波Cs重疊後求出最小相的旋轉電動 .,/V，L 圖中’在區間T5時能檢測出者為W相）。 ;能用以從基本波電塵¥、^、^與直流母線電流〆出的旋轉電動機電流Idc存在有這種關係，因此能藉由使用從直流母線電流29所檢測出的直流母線電流此與基本波電壓Vu'、Vv*、Vw*，從直流母線電流恤求出旋轉電動機電流。如此’具有下述優點：如第14圖至第18圖所示，當構成為利用直.流母線電流Idc、以及該直流母線電淥Idc 檢測時反相器的各相開關的切換時序的不同，來運算該時間點電流流通於旋轉電動機1的哪一相時，由於如實施形邊'一至六所示’只要設置用以檢測直流母線電流Idc之單一個電流感測器即可，無須設置用以直接檢測至少二相分 37 320540 的旋轉電動機電流之複數個感測器的成本。心’因此能削減電流流之:二Γ根據直流母線電流1dc運算旋轉電動機電 ..，'上所述利用直流母線電流Idc檢測時反相号 ==開關的切換時序的不同，因此.例如第19圖⑷料， :二皮電壓Vu*、Vv*、Vw*為接近的值或變成相同的值 m目的切換時序變成彼此接近或相同。結果，.μ 圖或第π圖所禾的構成中，如第19圖⑻所示，由於丁卜 Γ雜等之各開關區間的時間變成非常短或變成無時間，因此 ;難以判別母線電流檢測手段29所檢測的電流變成與旋 ^機1的哪-相電流相同。因此’為了判別直流母線 =變成與哪一相的電流相卜必須確保開關區間的 %間為某預定值以上。此外，由於實施形態一至六的控制褒置並未以電流感測益專直接檢測至少二相分的旋轉電動機電流並利用各相的切換時序的Μ，因此即使基本波電壓Vu*、¥、¥ =近的值或變成相同的值，亦能確實地檢測旋轉電動機的各相的旋轉電動機電流，不會產生上述的問題。在根據直流母線電流Idc運算旋轉電動機電流之情形 ^ ’例如第圖⑷所示，為了設成即使在基本波㈣ u、Vv*、Vw*為接近的值或變成㈣的值時亦能判斷直流母線電流恤變成與哪-相.的電流相同，係藉由將前述位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh重疊至二相/三相轉換器1〇所輸出的基本波電壓Vu*、Vv*、VwH:來解決。以下，、 320540 38 136282*1 說明本發明的實施形態七，實施形態七係構成為能利用位 ‘置檢測用電壓Vuh、Vvh ' Vwh從直流母線電流Idc運瞀旋轉電動機電流。第20圖係顯示本實施形態七的旋轉電動機的控制裝置的構成圖’與實施形態一對應的構成部分係附上相同符號。 . 、第20圖係顯示實施形態七的旋轉動電機的控制裳置的構成圖，與實施形態一對應的構成部分係附上相同的符 .號。、本實施形態七的旋轉電動機的控制裝置係以第丨圖所示的實施形態一所構成的控制裝置為前提，省略第丨圖的電流檢測手段2，取而代之的是設置有：母線電.流檢測手段29，係檢測流通於反相器6與用以供給直流電力至該反相器6之直流電壓源2 8之間的母線電流〗d c ;以及旋轉電 ^機電流運算手段3G，係根據該母線電流檢測手段29所檢柯出的母、線電流Idc以及脈波寬度調變手段5所輸出的邏辑信號Vu卜VW、Vwl來運算旋轉電動機電流。此外，與第17圖所示相同，採用將二相/三相轉換器1()所輸出的基本波電壓Vu*、Vv*、Vw*讀入旋轉電動機電流運算手段30之構成來取代將脈波寬度調變手段5所輸出的邏輯信號Vul Vvl、Vwl讀人旋轉電動機電流運算手段％之構成，亦能達到相同的效果。一在此，如第19圖⑷所示，輸出的基本波電壓Vu*、Vv*、在二相/三相轉換器1〇所 Vw*彼此接近的情形中，當 320540 39 1362821 藉由第2G圖的控制手段4的加法運算器4ι重疊例如具有貫施形態五所說明的第12圖所示的波形（週期Thv=6nx Tc ’.n=1)之位置檢測用電壓Vuh、⑽時，屬於加 $運算器“之輪出的電壓指令Vu〆、，*、vw，係變成第21圖（a)所示的波形。此外，由於電麗指令、 VWP*的平均值係變成與第19 _所示的各基本波電壓 VU ^ Vw相同，因此只要將位置檢測用電壓Vuh、 • VWh的頻率設定成不會對旋轉電動機！的控制造成衫響之程度以.上’即能與不重疊位置檢測用電麼佩、 Vvh ,wh的情形同等地控制旋轉電動機1。、田才工制手奴4所輸出的電壓指令Vup*、Vvp*、 ^第2!圖⑻所示的波形時，對應此波形，脈波寬度調變控制裔15所輪出的邏輯信號⑽、v 第 =圖⑻所示。亦即，能在第21_.中將^ ^ 區間…4的時間設長。由於開關區間二二因此在開關區間T1中能檢測出〜相的旋轉電動機 :抓1W ’在開關區間T4中能檢測出ϋ相的旋轉電動機電式(^也而剩^的V相的旋轉電動機電流卜能使用前述數二/運P亦即’藉由重4位置檢測用電壓％

Vwh ’能於三角波測：相的㈣2 換頻率TC的兩倍)内檢 :目純轉電動機電流。然而，由於開 = 與了5中無法求位置檢測用電壓產生器14所輸出.的位置檢測用電麗 320540 40 丄北2821 IUh、VVh、Μ的振幅Vh的最大值係從反相器· 6所能輸 .出的最大電壓將用以驅動旋轉電動機工所需的電壓予以減 :ί運异的值’而振幅Vh的最小值係設定在用以防止反相斋6中的切換元件短路之無感時間（dead W)所招致的誤差電壓以上，藉此發揮從直流母線電流運算旋轉電動機電流之效果。.. 如上所述，在本實施形態七中，由於預先將相位不同 •的位置檢測用電壓Vuh' Vvh、Vwh重疊至基本波電壓 Vu、Vv*、Vw* ’並根據直流母線電流此運算旋轉電動 =電流’因此能以單—個電流感測器等之母線電流檢測手段來構成以降低成本，且即使基本波電壓Vu*、Vv*、為接近的it或變成相同的值，亦能運算並求出三相的旋轉電動機電流。實施形態八如上述實施形態七之說明，具有只要預先將相位不同鲁的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh重疊至基本波電壓

Vu*、Vv*、Vw*，並根據直流母線電流Idc運算旋轉電動機電抓，即使基本波電壓vu*、Vv*、Vw*為接近的值或變成相同的值，亦能運算並求出三相的各旋轉電動機電流之優點。 . 然而，在利用第12圖所示的波形（週期Thv= 6nxTc， n 1)的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh從直流母線電流運异旋轉電動機電流之情形中，該三相的旋轉電動機電流的檢測間隔係如第21圖所示為三角波Cs的週期tcs(二 320540 41 丄:丄 2Tc’亦即為切換 14圖或第”圖所二 17:倍)。相— 電流時(無基本波電::籌成中，可檢測三相的旋轉電動機時)的三相的旋轉:nvv*、Vw*為接近或相同的值從直的波形的位置檢測用電厂堅之情形中，—i 4 Ί線電流Ide運算旋轉電動機電流率tc的兩倍―。目白、方走轉電動機電流的檢測間隔變成切換頻 vh、：:’在利用第12圖所示的波形的位置檢測用電壓 U' V:Vwh從直流母線電流運算旋轉電動機電流之方、，如第21圖（b)所示，為了在開關區間T1檢測出v =的旋轉電動機電流、在開關區間T4檢測出㈣的旋轉 J動機電流、以數式(14)求出w相的旋轉電動機電流，合 f生從在開關區間T1檢測出V相的旋轉電動機電流後至開關區間丁4檢測出U相的旋轉電動機電流為止之時間亦P在第14圖與第17圖所示的構成中，從直流母線電流運算旋轉電動機電流時的時間差為第15圖（b)或第 18圖⑻所示之鄰接的開關區間T1與開關區間τ2的時間差’然而利肖帛12圖所示的波形的位置檢測用Vuh、 Vvh、Vwh從直流母線電流運算旋轉電動機電流之方法，，於時間差為第21圖（b)所示之兩個開關區間分離之開關 2間T1與開關區間τ4的時間差，因此有在該時間差之間變動的三相旋轉電動機電流值的變動變大，而無法無視檢 320540 42 1362821 測誤差之可能性。因此，在本實施形態八中，係改善實施形態七所產生的上述不期望的狀況。亦即，關於重疊至基本波電壓Vu*、 • Vv*、Vw*之位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh，在第12 圖所示的波形的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh中分別僅具有+ Vh與一 Vh這兩個值，相對於此，例如如第22圖所示，設定成位|檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh分別具有 + Vh、一 Vh、0這三個值，而能從直流母線電流運算旋轉 *電動機電流。除此之外的整體構成係與第20圖所示的實施形態七的情形相同。在此，當藉由第20圖的控制手段4的加法運算器41 重疊具有第22圖所示的三個值的位置檢測用電壓Vuh、 Vvh、Vwh時，屬於加法運算器41的輸出之電壓指令 Vup*、Vvp*、Vwp*係變成第23圖（a)所示的波形。而且··’ 對應這些電塵指令Vup*、Vvp*、Vwp*，從脈波寬度調變馨控制器15所輸出的邏輯信號Vul、Vvl、Vwl係變成如第 23圖（b)所示。如此，藉由利用具有第22圖所.示的+ Vh、一 Vh、0 這三個值的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh，而能改善實施形態七的不期望的狀況，並將三相的旋轉電動機電流的檢測間隔縮短至切換週期Tc。此外，即使在利用具有第22圖所示的+ Vh、_ Vh、0 這三個值的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh之情形中，有時亦會有因為基本波電壓Vu*、Vv*、Vw*的值使電壓指 43 320540 1362821 令Vup*、Vvp*、Vwp*彼此接近而產生無法檢測旋轉電動 •機電流之開關區間的情形。在此情形中，將位置檢測用電壓 Vnh、Vvh、Vwh 的值設成具有 +2Vh、+vh、—2Vh、 —Vh廷四個值的大小，或如正弦波等地將大小連讀性變化的位置檢測用電壓設成Vuh、Vvh、Vwh.等，並將位置檢測用電壓Viih、Vvh、Vwh的值設成複數個，藉此能檢測旋轉電動機電流。鲁此外，在本實施形態八中，雖然為了從直流母線電流運算旋轉電動機電流而將位置檢測用電壓Vuh、Vvh、 Vwh設成具有三假值，但由於位置檢測用電壓、 VWh的週期係設定成恆長地相等於切換週期Te的為3以上的整數）之週期mxTc，因此不會對位置推定手段. 所進行的轉子位置的推定運算造成任何不良影響。因此，由於在利用位置檢測用電壓Vuh、Vvh、從直流線電流Idc運算旋轉電動機電流時，無須安裝位置感: 鲁益且可刪減電流感測器的數目，因此能簡單且低成本地構成旋轉電動機1的控制裝置。實施形態九第24圖係顯示本發明實施形態九的旋轉電動機的控 =置之構成圖，與實施形態七(第2〇圖刪係附上相同的符號。本貫施形態九的旋轉電動機的控制裝置係以實施形 :(弟20圖）的構成為基本架構，並在控制手段檢測用電壓運曾邮7 4 ^ 开σ卩14與加法運算器41之間設置位置檢; 320540 44 1362821 用電壓變更器34。，所輸==電塵變更器34係輸入有三相轉換器 .，根m &轉電動機1之基本波電屋vu*、vv*、列用币厂〜本波電屢Vu*、vv*、vw*輸出變更位置檢測用電壓Vuh2、V 交又m罝檢 v—vh2、Vwh2:=W:2，^ 的位置檢測用電pVh、、仏測用電壓產生11 14所輸出而主U ' Vvh、Vwh的振幅大小經過變更。所幹出=法運算器41將該位置檢測用電壓變更器％ ^ ^的*更位置檢測用·㈣、Vvh2、油加法運 r至基本波電壓Vuh=、Vv*、Vw*。電愿ΐΓ述實施形態七（第2〇圖)所示的構成之情形中，當 :曰曰7 Vup Vvp*、Vwp*接近或變成相同值時’會變 :極難以判別直流母線電流變成與哪一相的旋轉電動機電 “同’且電流的檢測間隔變長，或有可能發生電流檢測系差。為了解決發生這種不期望的狀況，在上述實施形能八中，係設定成位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh分別具有+ Vh Vh、0這二個值’而能從直流母線電流運算旋轉電動機電流，而在本實施形態九中，為了能比實施形態八的情形更動態地進行對應，係根據基本波電壓Vu *、 Vv*、Vw*的值來.變更位置檢測用電壓產生器丨斗所輸出的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的振幅。以下說明此動作原理。第25圖係位置檢測用電壓變更器34的動作說明圖。第25圖（a)係顯示位置檢測用電壓產生器14所輸出的位置 320540 45 l362821 檢測用㈣Vuli、Vvh、Vwh的輸出波形。第25圖⑻係顯示位置檢測用電㈣更H 34所輸出的變更位置檢測用電壓Vuh2、Vvh2、V.wh2的輸出波形。第25圖⑷所示的: 置檢測用電麼馳、Vvh、Vwh係與第12圖所示的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的波形（週期Thv=6nxTc，& 1)相同，因此第12圖的K1至K3與第25圖⑷的幻至 K3相互對應。不經由位置檢測用電壓變更器34，直接將位置檢測用電壓產生器14所輸出之第25圖⑷所示的位置檢測用電屡 Vuh、Vvh、Vwh重疊至基本波電壓Vu*、Vv*' vw*時會變成第25圖⑷所示的波形，此波形與第21圖⑻所示的二形相同。在該第25圖⑷中，由於將位置檢測用電壓Μϋ V*重疊至基本波電壓Vu*、Vv*、Vw*所獲得之電壓指 7 Vup、Vvp*、Vwp*在區間K1中Vu〆與hp*接近，因鲁此開關區間T2的時間變短' 無法判別直流母線電流雙成與哪一相的旋轉電動機電流相同。此外’由於在區間Μ 中Μ*與Vwp*接近，因此開關區間Τ5的時間變短，益法判別直流母線電流變成與哪—相的旋轉電動機電流相、同。因此，在本實施形態九中，位置檢測用電壓變更器34 係根據基本波電壓Vu*、Vv*、Vw*預先進行運算而求出位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的開關區間Τ1、Τ2· .的時門而求出有無因為Vup*、Vvp*、vwp5H變成彼此接近或 320540 46 1362821 相同的值且各開關區間ΤΙ、T2···的時間變短造成無法判斷直流母線電流變成與哪 > 相的旋轉電動機電流相同的狀態 (以下稱為不能判斷狀態）。上述所謂不能判斷狀態，係指各開關區間：η、Τ2···的時間變成比旋轉電動機電流運算手段30的運算時間還短之狀態，由於各開關區間ΤΙ、Τ2···的時間係與各電麈指令 Vup*、Vvp*、Vwp*的值之差成比例，因此能從基本波電壓Vu*、Vv*、Vw*與位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh之 .和（=電壓指令Vup*、Ϋνρ*、Vwp*)求出各開關區間ΤΙ、 Τ2…的時間。因此，在運算所求出的各開關區間ΤΙ、Τ2··•的時間變成不能判斷狀態時，位置檢測用電壓變更器34係於每個切換週期Tc以不會變成不能判斷狀態之方式將位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的振幅值變更達Δν分，並輸出變更位置檢測用電壓Vuh2、Vvh2、Vwh2。接著，位置檢測用電壓變更器34係在下一個切換週期輸出變更位置檢測用電壓Vuh2、Vvh2、Vwh2，該變更位置檢測用電壓Vuh2、Vvh2、Vwh2係以返還原先在前一個切換週期所變更的△ V分之方式變更位置檢測用.電壓. Vuh、Vvh、Vwh。第25圖（d)係顯示變更位置檢測用電壓 Vuh、Vvh、Vwh的值之後的各相的電壓指令Vup*、Vvp*、 Vwp*的變化。此外，變更位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh 之值係以可確保能判斷直流母線電流變成與哪一相的旋轉電動機電流相同的時間之方式（亦即變成旋轉電動機電流 47 320540 1362821 運算手段出。 30的運算時間以上），藉由下述數式（15)運算求 Δ KtxA Vp ......(15) 其中’ Δν為位置檢測用電壓的變更量’ Kt為比例常數， A VP 為 Vup*、Vvp*、Vwp*各相的差。例如’在第25圖（c)的情形中，位置檢測用電壓變更器34係預先藉由運算求出開關區間η、τ2的時間，判斷開關區間Τ2是否變成不能判斷狀態。接當判斷開關區間Τ2在該情況下變成不能判斷狀態時，如第25圖（幻的區間Κ1所示’係以不會變成不能判斷狀態之方式，才艮據數式（15)將W相的位置檢測甩電壓Vwh的值降低達下述數式（16)的△ V分。 Δ V= Ktx(Vup* — Vwp*) ......(16) 接著，在下一個切換週期的區間K2中，將W相的位置檢測用電壓Vwh的值提升達^乂分。如第25圖（〇所示，鲁由於在區間K2中Vvp*、Vwp*接近而變成不能判斷狀態，因此在區間K2中將W相的位置檢測用電壓vwh上升達在區間κι所變更的△ v分.。如此，即使在第25圖（d)的區間 K2中’亦能避免變成不能判斷狀態。此外，在第25圖（d)所示的例子中，雖然在區間κι、 K2中將W相的位置檢測用電壓Vwh變更達△ v，但即使不變更W相的位置檢測用電壓Vwh，而將U相的位置檢測用電壓Vuh變更達△ V，或者以W相的位置檢測用電堡 Vwh與U相的位置檢測用電壓Vuh彼此分離之方式來變更 320540 48 1362821 值（例如以各Δ.ν/2之方式分離），亦可獲得相同的效果。然而，在此情形中，由於在區間K2中存在有Vvp*、Vwp* .接近的情形，因此.需要重新變更V相或w相的位置檢測用電壓Vvh、Vwh。如上所述，在本實施形態九中，在位置檢測用電壓運异。卩14與加法運异器41之間設置位置檢測用電壓變更器 34,以該位置檢測用電壓變更器34根據基本波電壓、鲁Vv*、Vw*的值來預測各相的電壓指令Vup*、Vvp*、Vwp* 的差，仗所預測的各相的差來求出有無不能判斷狀態，當有產生不能判斷狀態之虞時，變更位置檢測用電壓產生器 .Η所輸出的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、V#的振幅，因 $不^使旋轉電動機i的驅動性能劣化，能從直流母線電抓運算旋轉電動機電流，並能比實施形態八的情形進一步動態對應。此外，由於不使基本波電壓Vu*、Vv*、VW* 產生任何的變化，僅使位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh 鲁的振幅變化，因此能從直流母線電流Idc運算旋轉電動機 .電流。 (產業上的可利用性）本發明係能應用於感應電動機或同步電動機等旋轉電動機的控制褒置’且無須使.用旋轉位置感測器即能獲得轉子位置資訊並進行旋轉控制。【圖式簡單說明】第1圖係顯示本發明實施形態一的旋轉電動機的控制裝置之構成圖。 49 320540 丄观821 第2圖係顯示第1圖的控制裝置所具備的位置推定手 .段的詳細構成圖。 . 第3圖（a)及（b)係用以說明實施形態，的動作之說明圖。第4圖係用以說明實施形態一的動作之說明圖。第5圖係用以說明實施形態一的動作之說明圖。第6圖係用以說明實施形態一的動作.之說明圖。第7圖（a)至（d)係用以說明實施开少態一的動作.之說明圖。第8圖係顯示本發明實施形態二的控制裝置所具備的位置推定手段的詳細構成圖。第9圖係用以說明第8圖的位置推定手段的動作之說明圖。第10圖係顯示本發明實施形態三的旋轉電動機的控制裝置<構成圖。 | 第11圖係顯示本發明實施形態四的旋轉電動機的控制裝置之構成圖。 -· · · 第12圖係用以說明本發明實施形態五的控制裝置的動作之說明圖。第13圖係顯示本發明實施形態六的旋轉電動機的控制裝置之構成圖。 . A第14圖係顯示用以從直流母線電流運算旋轉電動機電机=白知的旋轉電動機的控制裝置之構成圖。第15圖及（b)係用以說明具有第14圖的構成之旋轉 50 320540 Ϊ362821 電動機的控制裝置的動作之說明圖。第16圖係顯示第14圖所示的旋轉電動機的控制的電壓施加手段之構成圖。又，第17圖係顯不用以從直流母線電流運算旋轉電動機電流=習知其他的旋轉電動機的控制裝置之構成圖。· π 第18圖（a)及（b)係用以說明具有第17圖構電動機的控制裝置的動作之說明圖。.成之凝轉第19圖⑷及⑻係用以說.明在具有第14圖或第η圖所示構成的旋轉電動機的控制裝置中從直流母線電流運: 旋轉電動機電流時產生缺失時的動作之說明圖。.，制裝顯示本發明實施形態七的旋轉電動機的控的控=ar=r第2°圖所—一的丄用以說明本發明實施形態八㈣控制裝置圖⑷及（b)係用以說明本發.明實施形態八的動作之說明圖。 mrf • . · _ · 第24圖係顯示本發明實施形態. 控制裝置之構成圖。死得冤動機的第25圖（a)至（d)係用以說明具有上電動機的控制裝置的動作之說明圖。° 、、之旋轉【主要元件符號說明】 2 電流檢測手段 1 旋轉電動機 ο + + u、 320540 51 1362821 控制手段位置推定手段 4 5 6 7 9、 11 13 15 16 17 18 21 23 29 30 31 41 脈波寬度調變手段電壓施加手段（反相赛） d轴電流控制器 8 〇 ^ ^ q袖電流控制界 12座標轉換器 1() -相/-士絲° 相/二相轉換器

>19、24、25、26三相/二相轉換H 切換週期產生器14位置檢測用電壓產生器脈波寬度調變控制器旋轉電動機常數輪入手段位置檢測用電壓週期輸入手段. 速度運异器 20 傅立葉轉換器乘法運异态 22、42 減法運算器 27位置運异器 28 直流電壓源母線電流檢測手段（電流感測器）旋轉電動機電流運算手段. 方疋轉位置感測器33 位置檢測用電壓運算部加法運算器 320540 52

Claims

1362821 十、申請專利範圍： -種凝轉電動機的控制裝置，係用以旋韓#备丨^ 凝轉電動機的 .工制該奴轉電動機的控制裝置係具備有：電流檢測手段’係.檢測流·通於前機的轉電動機電流，· 更動機的旋、位置前述位置推定手段所推定的轉子. 脈波λ度調變手段，係根攄來白述雷a ㈣木自别述控制手段的前期二及使用於脈波寬度調變控制之切換避輪出經過脈波寬度調變的邏輯信號；以及、週，壓施加手段，係根據前述脈波寬度簡手的远輯信號，對前述旋轉剧 -壓；电動钱鈿加驅動用的交流電 . · · 前述控制手段所輸出的前述電麗指♦係十 :電動機的驅動用的基本波電壓重立 a疋壓’該位置檢測用電壓係相等於前：置松測用電勹3 μ上的整數）之週期， I 2.如申咬垂立，谷相間的相位不同。中，前述控制手段係包含有電動機的控制裝置，其位置檢測用電壓產生器，係壓；以及你產生刚述位置檢測用電加法運算器，係將前述位位1檢測用電壓產生器所輸 320540 53 出的位置檢測用電壓麼指令對前述脈波寬 3.如申請專利範圍第1 置，具備有：重疊至前述基本波.電壓，並作為電度調變手段輸出。項或第2項之旋轉電動機的控制裝母線电流檢測手段，係取代前述電流檢測手段測流通於前述電壓施加手段以及用以供給直流電力至該電壓施加手段之直流電壓源之間的母線電流；以及測手^轉钱機電流運算手段，係根據前述母線電流檢又所檢❹的母線電流以及前述邏輯信 =指：兩者或其中的任-者，運算流通於前述旋轉；動機的别述旋轉電動機電流。 4. ^申請專利範圍第3項之旋轉電動機的控制m 從前述位置檢測用_產生器所產生的前述位置檢 =用電㈣於前述切換週期的.期間中至少具有三個振中畐0 :申:#·專利範圍第3項之旋轉電動機的控制裝置，其 m述控制手段係具備有位置檢測用電壓變更哭，該 Ϊ置檢測用電錢更器係因應前述基本波電1，差°生= 二述位置檢測用㈣產生器所產生的位置檢測用電屢 ^振幅變化後之變更位置檢測用電壓’並予以輪出至前述加法運算器。 :申請專利範圍第2項之旋轉電動機的控制裝置，苴. ^前述位置檢測用電壓產生器所輸出的前述位置檢測 1的週期.係設定成前述城週期的6n倍仏為自然 320540 54 6 1362821 * 數）。 •.如申請專利範圍第i項或第2項之旋轉電動機的控制裝 . 八中4述位置推定手段係從前述旋轉電動機電流中抽出藉由將前述位置檢測用電壓或前述變更位置檢 j =電壓重宜至确述基本波電壓所產生的位置檢測用父流電流，並根據該所抽出的位置檢測用交流電流來推定前述轉子位置。. • 8.如申^專利範圍第7項之旋轉電動機的控制裝置，其中’前述位置推定手段包含有：一相/一相轉換益，係將流通於前述旋轉電動機之三相的旋轉電動機電流予以三相/二相轉換；於傅立葉轉換器，.係從屬於前述三相/二相轉換器的叛出之一相電流抽出位置檢測用交流電流；乘法運算器，係將㈣傅立葉轉換H所抽出的二相 ——的位置檢測用交流電流分別予以平方運算；以及子位=置運算器，係根據各乘法運算㈣輪出來輸出轉 9.如申請專利範圍第2項之旋轉電動機的控制裝置，並中’前述控制手段係具有用以根據前述位置^手所推定的轉子位置來運算前述旋轉電動機的旋速度運异态，且在該速度運算器又 1, « . ^ ^ 7*~出的旋轉速度變成預先W的預定值以上時，使前述位置檢測生盗停止產生位置檢測用電壓。、 320540 55