JP5531981B2 - モータ - Google Patents

Description

本発明は、自動車やトラック等に搭載される制御回路を含むモータに関する。また、産業用機器、家庭電化製品などへの適用も可能である。

３相交流電圧、３相交流電流のモータは自動車用途、産業用途、家電用途などに広く使用されている。そして、モータシステムの低コスト化、小型化、高信頼化の要求に応えるために、エンコーダを使用しない、いわゆるセンサレス速度制御、センサレス位置制御などのモータが研究され、製品化されてきた。
図３０に従来のセンサレス制御のモータ構成の例を示す（特許文献１、２参照）。２Ｅは直流電圧源、４５１、４５２はＵ相電流Ｉｕを通電するトランジスタ、４５３、４５４はＶ相電流Ｉｖを通電するトランジスタ、４５５、４５６はＷ相電流Ｉｗを通電するトランジスタである。４５７、４５８、４５９、４５Ａ、４５Ｂ、４５Ｃは前記の各トランジスタに逆並列に接続されたダイオードである。４５ＤはモータのＵ相巻線、４５ＥはＶ相巻線、４５ＦはＷ相巻線である。４５Ｎは前記３相の巻線をＹ結線するときの接続点であり、電位的には中性点である。

４５ＨはＵ相巻線４５Ｄの端子電圧を検出するためのローパスフィルタである。モータの電圧、電流をトランジスタによるパルス幅変調ＰＷＭを行って制御する場合、端子電圧に重畳している高調波成分を除去する必要があり、ローパスフィルタ４５Ｈを使用している。同様に、４５ＪはＶ相巻線４５Ｅの端子電圧を検出するためのローパスフィルタである。同様に、４５ＫはＷ相巻線４５Ｆの端子電圧を検出するためのローパスフィルタである。これらのローパスフィルタ４５Ｈ、４５Ｊ、４５Ｋにより、３相各端子電圧の基本波電圧成分を検出している。これらのローパスフィルタ４５Ｈ、４５Ｊ、４５Ｋの出力を制御部４５Ｌに出力し、ロータ回転位置情報を検出し、モータの３相交流電圧、３相交流電流を制御する。
なお、本発明に関わるモータの例は、特許文献３に示されるモータである。これは２個のループ状巻線を備えるモータで、３相交流の不平衡な巻線のモータがある。

特開平７−１１５７８９号公報（図４） 国際公開第９６／０５６５０号パンフレット（図１） 特許第４００７３３９号公報（図１）

上記の図３０に示す方法では、ローパスフィルタを使用するため、応答に遅れがある。従って、急加減速を必要とする用途では時間的な高速応答が必要であり、問題がある。
また、ロータが停止している場合、あるいは、低速で回転している場合には、各巻線の誘起電圧が小さく、ロータ回転位置θｒｅの検出が難しい。従って、低速回転でのセンサレス制御には適さない面がある。なお、低速回転での位置検出が難しい場合、停止状態からセンサレス位置検出が可能となるある程度の中速の回転速度までは、３相電流を低速から徐々に中速の回転速度まで周波数を高めて、同期運転で始動させる方法が一般的に使用されている。

他の方法として、拡張誘起電圧方式と言われるような、低速回転から高速回転まで、高速な応答速度でロータ回転位置θｒｅを検出できる方法などもあるが、回転座標系での演算を行うなど高度な計算が必要となり、ある程度の処理能力を有するマイコンが必要となり、コストの問題、制御回路部のサイズの問題などがある。また、ロータの回転方向によりインダクタンスの値が異なることも利用した位置検出方法なので、ロータ表面に一様に永久磁石を配置した表面磁石形ロータの場合は、拡張誘起電圧方式であっても低速回転のロータ位置検出が難しい。

また、いわゆる１２０°通電方式のブラシレスモータの駆動方法がある。
１２０°通電方式は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３線の内の２線に通電して順次通電相を変えてモータを回転する方法である。この駆動方法における特有のセンサレス位置検出方法も使用されている。３線の内の１線には電流が通電されていないので通電しない相の高調波電圧が少ないことを利用して、前記の中性点４５Ｎが零ボルトになる位相を検出する方法がある。このセンサレス位置検出方法は、簡素な構成であり、低コストなモータシステムとすることができる。
しかしこの方法は、巻線のインダクタンスが大きい場合、相電流の切り替え時に発生するいわゆるスパイク電圧の時間幅が広くなり、センサレス位置検出の時間的検出マージンが低下する問題がある。また、当然のことながら、１５０°通電方式、１８０°通電方式、正弦波通電方式などの駆動方式に適用することはできない。従って、低騒音化の限界などの問題がある。

本発明で示す３相の不平衡な巻線を備えるモータのセンサレス制御は、今までにその様な不平衡な巻線のモータに関する試みがなかったため、発明者らの知る限り、公知技術がない。また、不平衡な巻線であるため、従来の３相巻線が平衡であることを前提とした種々のセンサレス位置検出方法は、不平衡巻線では種々の問題が発生する。
本発明は、上記事情に基づいて成されたもので、その目的は、不平衡なＶ結線の巻線構成においてセンサレスで制御するモータを提供することにある。

（請求項１に係る発明）
請求項１に記載の発明は、３相の交流モータにおいて、モータの入力である端子あるいはリード線をＸ端子、Ｙ端子、Ｚ端子とし、前記Ｘ端子とＹ端子との間に配置したＵ相巻線ＷＵと、前記Ｚ端子とＸ端子との間に配置したＷ相巻線ＷＷと、前記Ｕ相巻線ＷＵのＵ相電圧Ｖｕを検出する電圧検出手段ＤＶｕｔと、前記Ｕ相巻線ＷＵに通電する電流Ｉｙを検出する電流検出手段ＤＩｙと、前記Ｗ相巻線ＷＷに通電する電流Ｉｚを検出する電流検出手段ＤＩｚと、前記Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを計算する計算手段ＣＶｕｒと、前記計算手段ＣＶｕｒの出力Ｖｕｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｕとを備え、前記Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出して制御するモータの構成である。
この構成によれば、３相モータの各巻線の内部インピーダンスが異なっていても、正確に各巻線の誘起電圧成分を検出することができ、センサレスで制御を行えるモータとすることができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記計算手段ＣＶｕｒは、Ｕ相巻線ＷＵの抵抗値Ｒｕも使用してＵ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを計算し、制御するモータの構成である。
この構成によれば、巻線の抵抗による電圧降下も計算するので、特に巻線抵抗による電圧降下の比率の大きい小型のモータにおいて、より正確なセンサレスで制御を行えるモータとすることができる。

請求項３に記載の発明は、３相の交流モータにおいて、モータの入力である端子あるいはリード線をＸ端子、Ｙ端子、Ｚ端子とし、前記Ｘ端子とＹ端子との間に配置したＵ相巻線ＷＵと、前記Ｚ端子とＸ端子との間に配置したＷ相巻線ＷＷと、前記Ｕ相巻線ＷＵのＵ相電圧Ｖｕを検出する電圧検出手段ＤＶｕと、前記Ｕ相巻線ＷＵに通電する電流Ｉｙを検出する電流検出手段ＤＩｙと、前記Ｗ相巻線ＷＷのＷ相電圧Ｖｗを検出する電圧検出手段ＤＶｗと、前記Ｗ相巻線ＷＷに通電する電流Ｉｚを検出する電流検出手段ＤＩｚと、前記Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを計算する計算手段ＣＶｕｒと、前記Ｗ相巻線ＷＷの誘起電圧成分Ｖｗｒを計算する計算手段ＣＶｗｒと、前記計算手段ＣＶｕｒの出力Ｖｕｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｕと、前記計算手段ＣＶｗｒの出力Ｖｗｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｗとを備え、前記Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒと前記Ｗ相巻線ＷＷの誘起電圧成分Ｖｗｒとを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出して制御するモータの構成である。
この構成によれば、２相、あるいは、３相の誘起電圧成分を用いてセンサレスで制御を行えるので、精度の向上と応答性の向上を行えるモータとすることができる。

請求項４に記載の発明は、請求項３において、前記計算手段ＣＶｕｒは、Ｕ相巻線ＷＵの抵抗値Ｒｕも使用してＵ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを計算し、前記計算手段ＣＶｗｒは、Ｗ相巻線ＷＷの抵抗値Ｒｗも使用してＷ相巻線ＷＷの誘起電圧成分Ｖｗｒを計算し、制御するモータの構成である。
この構成によれば、請求項３において巻線の抵抗による電圧降下も計算するので、特に巻線抵抗による電圧降下の比率の大きい小型のモータにおいて、より正確なセンサレスで制御を行えるモータとすることができる。

請求項５に記載の発明は、請求項３において、Ｕ相巻線ＷＵに関わる情報とＺ相巻線ＷＺに関わる情報からＶ相の誘起電圧成分Ｖｖｒを求め、この誘起電圧成分Ｖｖｒを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出して制御するモータの構成である。
この構成によれば、２相、あるいは、３相の誘起電圧成分を用いてセンサレスで制御を行えるので、精度の向上と応答性の向上を行えるモータとすることができる。

請求項６に記載の発明は、請求項１または請求項３において、ＭＯＳＦＥＴなどの電力素子を含む半導体素子のボンディングワイヤあるいはリード端子の抵抗値を利用してモータへ通電する電流成分を検出し、制御するモータの構成である。
この構成によれば、電流検出に使用するシャント抵抗の機能をボンディングワイヤ等を使用して構成することができるので、小型化、低コスト化を行えるモータとすることができる。

請求項７に記載の発明は、請求項１または請求項３において、モータ巻線ＷＡＡの温度を計測、あるいは、推測して求め、ある温度で抵抗値Ｒａａのモータ巻線ＷＡＡへ電流Ｉａａを通電して発生する抵抗電圧降下成分ＶａａＲを計算し、制御するモータの構成である。
この構成によれば、モータ巻線の電流通過により発生する電圧降下の温度変化を考慮することができるので、センサレス位置検出の検出精度を向上したモータとすることができる。

請求項８に記載の発明は、Ｕ相巻線ＷＵとＶ相巻線ＷＶとＷ相巻線ＷＷとをＹ結線し、Ｖ相巻線ＷＶのＶ相電圧Ｖｖを検出する電圧検出手段ＤＶｖと、Ｖ相巻線ＷＶの電流Ｉｖを検出する電流検出手段ＤＩｖと、Ｖ相巻線ＷＶの誘起電圧成分Ｖｖｒを計算する計算手段ＣＶｖｒ２と、前記計算手段ＣＶｖｒ２の出力Ｖｖｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｖとを備え、前記Ｖ相巻線ＷＶの誘起電圧成分Ｖｖｒを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧と電流を制御するモータの構成である。
この構成によれば、３個の巻線をＹ結線とした３相交流モータにおいて、相電圧を検出してセンサレス位置検出を行えるモータとすることができる。

請求項９に記載の発明は、Ｕ相巻線ＷＵとＶ相巻線ＷＶとＷ相巻線ＷＷとをＹ結線し、直列に接続したＵ相巻線ＷＵとＷ相巻線ＷＷとの両端の端子間電圧Ｖｕｗを検出する電圧検出手段ＤＶｕｗ２と、Ｖ相巻線ＷＶの電流Ｉｖを検出する電流検出手段ＤＩｖと、Ｗ相巻線ＷＷの電流Ｉｗを検出する電流検出手段ＤＩｗと、Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分ＶｕｒとＷ相巻線ＷＷの誘起電圧成分Ｖｗｒとの差Ｖｕｗｒを計算する計算手段ＣＶｕｗｒ２と、前記計算手段ＣＶｕｗｒ２の出力Ｖｕｗｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｕｗ２とを備え、前記Ｕ相巻線ＷＵとＷ相巻線ＷＷとの誘起電圧成分Ｖｕｗｒを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧と電流を制御するモータの構成である。
この構成によれば、３個の巻線をＹ結線とした３相交流モータにおいて、端子間電圧を検出してセンサレス位置検出を行えるモータとすることができる。

請求項１０に記載の発明は、請求項１、請求項３、請求項８、請求項９のいずれか一つにおいて、各相の正の電流あるいは負の電流の通電角幅が電気角で１４５°から１８０°の範囲とするモータの構成である。
この構成によれば、各相の電圧、電流の通電角幅を１４５°以上の種々の値とすることにより、電圧、電流の波形をより正弦波に近づけ、高調波を低減でき、簡素なセンサレス位置検出において低騒音の運転を行えるモータとすることができる。

請求項１１に記載の発明は、請求項１、請求項３、請求項８、請求項９のいずれか一つにおいて、各相の電流の波形形状が、概略、正弦波電流制御であるモータの構成である。 この構成によれば、概略、正弦波電流、電圧のモータ運転とすることにより、簡素なセンサレス位置検出において低騒音の運転を行えるモータとすることができる。

本発明の対象とするモータの縦断面図である。 ロータ表面の磁石の円周方向形状を直線状に展開した図である。 図１のステータの各相磁極がロータに対向する面の円周方向形状を直線状に展開した図である。 図３のステータの各相磁極形状を変形した例である。 図３のステータの各相磁極形状を変形した例である。 （ａ）図１のコイルの縦形状を示す正面図、（ｂ）図１のコイルの横形状を示す側面図である。 図１の各相のコイルの円周方向形状を直線状に展開した図である。 図７に示すコイルの内、同一スロットに配置する２個のコイルを１個に統合したコイル形状の展開図である。 ３相のデルタ結線のモータに関し、３相の電圧ベクトルＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗを基準に、通電する３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ等を付記した図である。 図１、図８に示すモータ構成で、Ｖ結線とした巻線と３相電流を供給するインバータを示す図である。 図１、図８に示すモータ構成の電圧ベクトル、電流ベクトル、トルクの関係の例を示す図である。 図１０に示すＶ結線とした巻線の等価回路を示す図である。 Ｖ結線の巻線からロータ回転位置θｒｅを検出する構成を示す図である。 ３相の誘起電圧成分からロータ回転位置θｒｅの領域判定を行う関係を示す図である。 図１、図８、図１３に示す構成で、１２０°通電を行うシミュレーション結果である。 図１、図１０の構成を含む速度制御システムの概要を示す図である。 図１３に示す要素を構成することができる演算増幅器の活用例として、（ａ）加減算器、（ｂ）微分器の例を示す図である。 モータの起動から速度制御を行う制御の例を示す図である。 半導体の集積回路素子の断面および内部接続に使用するボンディングワイヤ等を示す図である。 モータ巻線の抵抗値およびシャント抵抗の抵抗値を定電流回路で計測する構成例を示す図である。 ３相モータのＹ結線の相電圧を検出してセンサレス位置検出を行う構成例である。 ３相交流、４極、集中巻き巻線構成のモータの縦断面図である。 図２２に示すモータの横断面図である。 Ｙ結線の３相モータの相電圧、相電流、端子間電圧の関係を示す図である。 Ｙ結線の３相モータの等価回路である。 ３相モータのＹ結線の端子間電圧を検出してセンサレス位置検出を行う構成例である。 図１、図８、図１３に示す構成で、１５０°通電を行うシミュレーション結果である。 図１、図８、図１３に示す構成で、１８０°通電を行うシミュレーション結果である。 図１、図８、図１３に示す構成で、正弦波電流制御を行うシミュレーション結果である。 従来のセンサレス位置検出の構成例である。

本発明を実施するための最良の形態を以下の実施例により詳細に説明する。

（実施例１）
本発明で示す３相の不平衡な巻線を備えるモータの例は、特許文献３に示されるモータであり、２個のループ状巻線を備えている。但し、３相の不平衡な巻線を備えるモータのセンサレス制御は、今までにその様な不平衡な巻線のモータに関する試みがなかったため、発明者らの知る限り、公知技術がない。
そこで、本発明では、制御回路を含め、簡素で低コストなモータシステムを提案する。また、生活の場に近いところで使用される各種のファンなどの用途では静かさが重要であり、極めて静粛なモータ構成も提案する。

図１から図１１に、本発明の対象とする、３相の不平衡な巻線を備えるモータの構成例を示す。図１はその概略的な構成を示す縦断面図の例である。Ｑ１１はロータ軸、Ｑ１２はロータ表面に取り付けられたＮ極永久磁石およびＳ極永久磁石、Ｑ１３はＵ相ステータ磁極、Ｑ１４はＶ相ステータ磁極、Ｑ１５はＷ相ステータ磁極、Ｑ１Ａはステータ磁路のバックヨーク部、Ｑ１６は円周方向に環状形状のＵ相巻線、Ｑ１７とＱ１８はＶ相巻線、Ｑ１９はＷ相巻線、Ｑ１Ｂはモータケース、Ｑ１Ｃは軸受けである。
図２は前記永久磁石Ｑ１２の円周方向の表面形状を直線状に展開した図で、円周方向を紙面で水平方向として示し、機械的角度を付記している。Ｑ２１はＮ極永久磁石、Ｑ２２はＳ極永久磁石であり、８極のロータの例である。
図３は図１に示すロータの永久磁石に対向するＵ、Ｖ、Ｗ各相のステータ磁極の円周方向形状を直線状に展開した図である。Ｕ相ステータ磁極Ｑ１３、Ｖ相ステータ磁極Ｑ１４、Ｗ相ステータ磁極Ｑ１５は相互に機械角で３０°の位相差、電気角で１２０°の位相差を持たせて配置している。

ロータの永久磁石に対向する各相のステータ磁極の形状は種々の変形が可能である。例えば図４に示すように長方形の形状とすることもできる。Ｑ３１はＵ相ステータ磁極、Ｑ３２はＶ相ステータ磁極、Ｑ３３はＷ相ステータ磁極である。図４の各ステータ磁極形状にスキューを加えることもできる。
また、図５に示すように、各相のステータ磁極の形状を台形とひし形の組み合わせとすることもできる。Ｑ４１はＵ相ステータ磁極、Ｑ４２はＶ相ステータ磁極、Ｑ４３はＷ相ステータ磁極である。各相ステータ磁極形状の面積は同じであり、相対的な位相差は電気角で１２０°である。この場合、各ステータ磁極を通過する磁束のロータ回転角θｒｅと共に変化する値は、図４の場合が矩形形状であるのに比較して、より正弦波形状に近くなり、トルクリップルが低減する効果がある。

図６は図１に示した各相の環状形状の巻線であり、同図（ａ）は正面図、同図（ｂ）は側面図である。Ｑ１６は環状形状の巻線、ＵはＵ相巻線の一端でＮは他端である。
図７は図１および図６に示した環状形状の各相巻線の円周方向形状を直線状に展開した図である。
ここで、図１に示した巻線Ｑ１６とＱ１７は、同一のスロットに平行に巻回した巻線であり、１個の環状巻線に統合することが可能である。具体的には、図７の負のＵ相巻線Ｑ１６と正のＶ相巻線Ｑ１７の巻線を、図８の巻線Ｑ７１へ等価に置き換えることができる。但し、巻線Ｑ７１へ通電する電流はＵ相巻線Ｑ１６とＶ相巻線Ｑ１７へ通電する電流を加算した値の電流を通電する必要がある。

この時、図７と図８の該当するスロットに流れる電流値は同じであるので、電磁気的には全く等価である。図８のように巻線を統合した方が巻線が単純化できる点が有利である。また、Ｕ相巻線Ｑ１６へ通電する負のＵ相電流（−Ｉｕ）とＶ相巻線Ｑ１７へ通電する正のＶ相電流Ｉｖとの位相差が電気角で６０°なので、巻線Ｑ７１へ通電するそれらの和（−Ｉｕ＋Ｉｖ）の電流実効値は統合する前の電流実効値の０．８６６倍であり、巻線のジュール熱換算では２乗となるので０．７５倍となり、２５％の発熱低減となる。
同様に、図７の巻線Ｑ１８、Ｑ１９も図８の巻線Ｑ７２へ置き換えることが可能であり、簡素化できる。図８の巻線の場合、図１のモータは、巻線が２個の３相交流モータとなる。

図１０に、３相交流インバータとの接続する例を示す。巻線Ｑ７１の一端４５Ｅへ（−Ｉｕ＋Ｉｖ）を通電し、巻線Ｑ７２の一端４５Ｆへ（−Ｉｖ＋Ｉｗ）を通電し、巻線Ｑ７１と巻線Ｑ７２の接続点４５Ｇへ（−Ｉｗ＋Ｉｕ）を通電する。３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの位相差が相互に１２０°で同一振幅の正弦波であるとき、前記（−Ｉｕ＋Ｉｖ）と（−Ｉｖ＋Ｉｗ）と（−Ｉｗ＋Ｉｕ）は相互に位相差が１２０°で同一振幅の正弦波となる。ここで、４５１、４５２、４５３、４５４、４５５、４５６は３相インバータを構成するトランジスタである。４５７、４５８、４５９、４５Ａ、４５Ｂ、４５Ｃは前記各トランジスタに逆並列に接続したダイオードである。
以上示したように、図１および図８に示すようなモータは、巻線が環状形状の簡素な構成の巻線なので巻線の製作が容易で、巻線占積率の向上も期待できる。そして、従来のコイルエンドの有るモータに比較してロータ軸方向の長さを短縮でき小型化できる特徴がある。

次に、図１に示すモータの巻線Ｑ７１、Ｑ７２の接続関係とインバータによる駆動方法を説明するため、一般的な３相デルタ結線の電圧、電流の関係を図９に示す。６０１はＵ相の巻線に発生するＵ相の電圧ベクトルＶｕであり、Ｕ相電流Ｉｕを通電する。６０２はＶ相の巻線に発生するＶ相の電圧ベクトルＶｖであり、Ｖ相電流Ｉｖを通電する。６０３はＷ相の巻線に発生するＷ相の電圧ベクトルＶｗであり、Ｗ相電流Ｉｗを通電する。インバータによりデルタ結線の各接続点へは、それぞれ、下記の電流を通電する。
Ｉｘ＝Ｉｕ−Ｉｗ （１）
Ｉｙ＝Ｉｖ−Ｉｕ （２）
Ｉｚ＝Ｉｗ−Ｉｖ （３）

図１０は３相インバータにより図１、図８に示すモータのＵ相巻線Ｑ７１、Ｗ相巻線Ｑ７２へ電圧、電流を印加する構成を示す図である。インバータは図３０と同じ構成である。４５ＧはＸ端子、４５ＥはＹ端子、４５ＦはＺ端子である。Ｘ端子４５ＧとＹ端子４５Ｅとの間に前記巻線Ｑ７１を接続する。Ｚ端子４５ＦとＸ端子４５Ｇとの間に前記巻線Ｑ７２を接続する。Ｘ端子４５ＧへはＸ相電流Ｉｘ＝Ｉｕ−Ｉｗを通電し、Ｙ端子４５ＥへはＹ相電流Ｉｙ＝Ｉｖ−Ｉｕを通電し、Ｚ端子４５ＦへはＺ相電流Ｉｚ＝Ｉｗ−Ｉｖの電流を通電する。図１、図８に示すモータではＶ相巻線を省略した構成としているので、図９と図１０に対比して示すように、Ｖ相電流ＩｖはＵ相巻線Ｑ７１とＷ相巻線Ｑ７２とへ直列に通電することになる。Ｖｖ＝−Ｖｕ−Ｖｗなので、図１０のＶ相電流Ｉｖは図９のＶ相電流Ｉｖと原理的に同じ機能である。
このように、図１に示したモータは、２個の巻線Ｑ７１、Ｑ７２でいわゆるＶ結線を構成することができる。３相の不平衡な２個の巻線ではあるが、原理的には３相交流モータを構成することができる。

図１１は、図１、図８、図１０に示した各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと合成した各相の電流Ｉｘ、Ｉｙ、ＩｚおよびトルクＴａ、Ｔｂを示すベクトル図である。ここで、電圧ベクトルＶｕと電流ベクトルＩｕを同じ矢印で示している。同様に、ＶｖとＩｖ、ＶｗとＩｗも同じ矢印で示している。また、巻線抵抗、巻線インダクタンスは無視している。 図１１のトルクＴａは、図１０に示す巻線Ｑ７１が生成するトルクであり、電圧（−Ｖｕ）へ（２）式の電流Ｉｙ＝Ｉｖ−Ｉｕを通電し、それらの積として得ている。図１１のトルクＴｂは、図１０に示す巻線Ｑ７２が生成するトルクであり、電圧Ｖｗへ（３）式の電流Ｉｚ＝Ｉｗ−Ｉｖを通電し、それらの積として得ている。トルクＴａとＴｂはベクトル的に直交しており、それらの和は一定となる。従って、ロータが回転してもトルクの合計は一定値となる。

以上、２個の巻線を使用する不平衡な３相交流モータの電磁気的な関係について説明した。２個のループ状巻線で構成できるので、特に小型のモータでは巻線占積率を格段に向上することができ、効率を向上できる。コイルエンドが無く、ロータ軸方向の長さを大幅に短縮でき、小型化が可能である。自動車の補機に使用するような小型のモータでは、ステータの磁気回路は電磁鋼板の打ち抜きと折り曲げおよび絞りで容易に製作することができる。また、ステータ磁極の形状自在性を活用することにより、ロータ永久磁石に安価なフェライト磁石を使用することが技術的に容易である。従って、部品構成が簡単で部品点数も少ないことから低コスト化を実現できる。今後の量産用小型モータとして期待できる。しかし、このような構成のモータのセンサレス位置検出技術が確立していない。以降にこれらのモータに適したセンサレス位置検出の技術を示す。

図８、図１０、図１１に示すＵ相巻線Ｑ７１およびＷ相巻線Ｑ７２の等価回路を図１２に示す。ＶｕｒはＵ相巻線の誘起電圧成分、ＶｗｒはＷ相巻線の誘起電圧成分である。Ｒは巻線抵抗、Ｌｓは自己インダクタンス、Ｌｍは相互インダクタンスである。Ｙ相の端子には、Ｉｙ＝Ｉｖ−Ｉｕの電流を通電する。Ｚ相の端子には、Ｉｚ＝Ｉｗ−Ｉｖの電流を通電する。Ｕ相巻線電圧をＶｕ、Ｗ相巻線電圧をＶｗとする。
特に、図１に示すモータが表面磁石形のロータである場合には、下記の電圧方程式となる。
Ｖｕ＝Ｖｕｒ−Ｉｙ・Ｒ−Ｌｓ・（ｄＩｙ／ｄｔ）
−Ｌｍ・（ｄＩｚ／ｄｔ） （４）
Ｖｗ＝Ｖｗｒ＋Ｉｚ・Ｒ＋Ｌｓ・（ｄＩｚ／ｄｔ）
＋Ｌｍ・（ｄＩｙ／ｄｔ） （５）

このモータは２個の巻線で駆動する不平衡な３相交流モータなので、特有な電圧方程式となる。なお、各電圧、各電流などの定義を変更して、等価な内容を異なる形式で表現することも可能である。
両相の誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｗｒを求めると次式となる。
Ｖｕｒ＝Ｖｕ＋Ｉｙ・Ｒ＋Ｌｓ・（ｄＩｙ／ｄｔ）
＋Ｌｍ・（ｄＩｚ／ｄｔ） （６）
Ｖｗｒ＝Ｖｗ−Ｉｚ・Ｒ−Ｌｓ・（ｄＩｚ／ｄｔ）
−Ｌｍ・（ｄＩｙ／ｄｔ） （７）
各制御変数の値Ｖｕ、Ｖｗ、Ｉｙ、Ｉｚを検出することにより、誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｗｒを求めることができる。そして、これらの誘起電圧成分よりロータの電気角での回転位置θｒｅを求めることができる。

図１３は、（６）式、（７）式などに示した３相交流モータのセンサレス位置検出の構成、方法の例を示す図である。ＮＢ１はＹ相電流Ｉｙを検出するためのシャント抵抗である。ＮＢ２はＺ相電流Ｉｚを検出するためのシャント抵抗である。これらのシャント抵抗ＮＢ１、ＮＢ２は、通常、巻線の近くではなく、インバータなどの制御回路の近傍に配置して使用する。３５１はＸ端子、３５２はＹ端子、３５４はＺ端子である。３５３はＹ相電流検出用のシャント抵抗ＮＢ１の他端、３５５はＺ相電流検出用のシャント抵抗ＮＢ２の他端である。
ＮＢ３はＵ相電圧Ｖｕの検出手段で、その出力はＵ相電圧検出値Ｖｕｓである。ＮＢ４はＷ相電圧Ｖｗの検出手段で、その出力はＷ相電圧検出値Ｖｗｓである。ＮＢ５はＹ相電流Ｉｙの検出手段で、その出力はＹ相電流検出値Ｉｙｓである。ＮＢ６はＺ相電流Ｉｚの検出手段で、その出力はＺ相電流検出値Ｉｚｓである。ＮＢ７は微分器で、Ｙ相電流検出値Ｉｙｓの微分値（ｄＩｙ／ｄｔ）を得る。ＮＢ８は微分器で、Ｚ相電流検出値Ｉｚｓの微分値（ｄＩｚ／ｄｔ）を得る。

ＮＢ９はＵ相の誘起電圧Ｖｕｒを計算する演算器で、（６）式に示す計算、すなわち、モータパラメータであるＲ、Ｌｓ、Ｌｍとの比例計算と加減算を行う。具体的には（６）式の通りであり、Ｕ相電圧検出値ＶｕｓとＹ相電流検出値Ｉｙｓに抵抗値Ｒを乗じた値（Ｉｙ・Ｒ）、Ｙ相電流検出値Ｉｙｓの微分値に自己インダクタンスＬｓを乗じた値Ｌｓ・（ｄＩｙ／ｄｔ）、Ｚ相電流検出値Ｉｚｓの微分値に相互インダクタンスＬｍを乗じた値Ｌｍ・（ｄＩｚ／ｄｔ）をそれぞれ加算している。演算器ＮＢ９の出力ＮＢＨは、Ｕ相の誘起電圧成分Ｖｕｒである。

ＮＢＡはＷ相の誘起電圧Ｖｕｒを計算する演算器で、（７）式に示す計算、すなわち、モータパラメータであるＲ、Ｌｓ、Ｌｍとの比例計算と加減算を行う。具体的には（７）式の通りであり、Ｗ相電圧検出値ＶｗｓとＺ相電流検出値の負の値（−Ｉｚｓ）に抵抗値Ｒを乗じた値（−Ｉｚ・Ｒ）、Ｚ相電流検出値の負の値（−Ｉｚｓ）の微分値に自己インダクタンスＬｓを乗じた値Ｌｓ・（−ｄＩｚ／ｄｔ）、Ｙ相電流検出値の負の値（−Ｉｙｓ）の微分値に相互インダクタンスＬｍを乗じた値Ｌｍ・（−ｄＩｙ／ｄｔ）をそれぞれ加算している。演算器ＮＢＡの出力ＮＢＪは、Ｗ相の誘起電圧成分Ｖｗｒである。

ＮＢＢはフィルタで、ノイズなどの高調波成分を除去する。各相巻線の誘起電圧を検出するための理論の観点では不要である。出力はＵ、Ｖ、Ｗ相の３相の誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒである。なお、ＮＢＢでは、平衡３相交流電圧の内の２相の交流電圧Ｖｕｒ、Ｖｗｒを入力としているので、Ｖ相の誘起電圧成分Ｖｕｒも（−Ｖｕｒ−Ｖｗｒ）として計算して出力することができる。これらの３相の誘起電圧成分の例を図１４に示す。図１４の横軸は電気角で示すロータ回転位置θｒｅである。

ＮＢＣはコンパレータで、３相の誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒの正負を比較してＮＢＤ、ＮＢＥ、ＮＢＦを出力し、それらは図１４のＰｕ、Ｐｖ、Ｐｗに示すように、論理信号へ変換する。これらの論理信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗより、Ｐｕｖｗで示すようなロータ回転位置θｒｅの６０°ごとの領域Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ５、Ａ６を認識することができる。さらには、３相の誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒより、より細かな領域判定を行うことができる。あるいは、より詳細なロータ回転位置θｒｅの検出も、公知の三角関数の演算などにより、比較的容易に行うことができる。

図１５は、図１０の構成において、いわゆる１２０°通電方式でモータを制御する場合の各部の電圧、電流のシミュレーション結果の例である。横軸は電気角で示すロータ回転位置θｒｅである。図１０の直流電圧源２Ｅの負側を０ボルトとする時の４５Ｇ、４５Ｅ、４５Ｆの電位が図１５のＶｘ、Ｖｙ、Ｖｚである。その結果、Ｕ相巻線Ｑ７１に印加される電圧およびＷ相巻線Ｑ７２に印加される電圧が図１５のＶｕ、Ｖｗである。そして、Ｉｙ＝Ｉｖ−Ｉｕ、Ｉｚ＝Ｉｗ−ＩｖはＹ相電流、Ｚ相電流である。

（６）式に示されるＵ相巻線の自己インダクタンスＬｓの電圧成分は（Ｌｓ・ｄＩｙ／ｄｔ）、相互インダクタンスの電圧成分は（Ｌｍ・ｄＩｚ／ｄｔ）である。（７）式に示されるＷ相巻線の自己インダクタンスＬｓの電圧成分は（Ｌｓ・ｄＩｚ／ｄｔ）、相互インダクタンスの電圧成分は（Ｌｍ・ｄＩｙ／ｄｔ）である。これらの電圧、電流から（６）式、（７）式に基づいて計算される３相の誘起電圧成分は、図１５のＶｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒである。なお、Ｖｖｒは（−Ｖｕｒ−Ｖｗｒ）として得られる。以上、シミュレーション結果の例を示したように、複雑な形状の電圧信号、電流信号の中から３相の正弦波形状の誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒを検出することができる。

図１６は回転速度制御を行うモータ制御システム全体の概要を示す図である。図１６の例は、３相交流モータの電圧および電流を厳密に制御するシステムではなく、比較的小型のモータで、簡素な制御で低コストなモータシステムを構成する例である。
ＮＣ９は制御対象のモータを示している。Ｕ相巻線Ｑ７１、Ｗ相巻線Ｑ７２、Ｙ相電流検出用のシャント抵抗ＮＢ１、および、Ｚ相電流検出用のシャント抵抗ＮＢ２は、図１３と同じである。図１３のその他の検出および演算を行っている部分がセンサレス位置検出手段ＮＣＢである。ＮＣＥは電流情報で、ＮＣＣはロータ回転位置θｒｅなどの位置情報である。ＮＣＤは速度検出手段で、その出力ωｒｅはロータの回転速度信号である。
ωｒｃは速度指令であり、加減算器ＮＣ１でロータ回転速度ωｒｅとの差分を求め、電流制御手段ＮＣ３へ出力する。電圧制御手段ＮＣ５は、電流制御手段ＮＣ３の出力である電流振幅指令ＮＣ４と前記位置情報ＮＣＣを入力とし、Ｕ相電圧指令ＮＣ６およびＷ相電圧指令ＮＣ７を出力する。

なお、前記位置情報ＮＣＣは図１４の各信号などであり、これらの情報に基づいて図１５のＶｘ、Ｖｙ、Ｖｚに示すように、モータの各端子へ電圧を印加すべきロータ回転位置情報を得て、印加すべきタイミング、印加すべき区間を制御している。
ＮＣ８はパワートランジスタを含む電力変換器で、モータの電圧と電流を制御する。ＮＣ８の一つである前記電流情報ＮＣＥにより、モータの巻線へ過大な電流が流れた場合の電流制限を行い、パワートランジスタおよびモータ巻線の過電流保護を行っている。特に自動車の補機用小型モータの制御においては、バッテリー電源電圧が１２ボルト近傍の低電圧なので、２００ボルト系のモータ制御に比較して低電圧大電流モータとなり、過電流保護に対する制御法が異なることがある。

次に、図１３に示した各検出手段、各演算手段の具体的な実現方法の例について説明する。図１７は演算増幅器の例であり、図１３の演算をこれらの演算増幅器を使用して構成することができる。図１７の（ａ）は加減算器であり、ＩＮ１は入力信号の一つでその電位をＶ１とし、ＩＮ２は入力信号の一つでその電位をＶ２とし、ＶＳＧはコモン電位ＶＣとし、ＲＲ１は抵抗器でありその抵抗値をＲＶ１とし、ＲＲ２は抵抗器でありその抵抗値をＲＶ２とし、ＯＵＴ１は出力電位ＶＯとすると、それらの関係は次式となる。
（ＶＯ−ＶＣ）＝｛（Ｖ１−ＶＣ）−（Ｖ２−ＶＣ）｝×ＲＶ２／ＲＶ１ （８）
＝（Ｖ１−Ｖ２）×ＲＶ２／ＲＶ１ （９）

さらに、コモン電位ＶＣが零ボルトであれば、次式となる。
ＶＯ＝（Ｖ１−Ｖ２）×ＲＶ２／ＲＶ１ （１０）
この（１０）式は加減算（Ｖ１−Ｖ２）と増幅（ＲＶ２／ＲＶ１）とを行う加減算増幅器である。従って、検出手段ＮＢ３、ＮＢ４、ＮＢ５、ＮＢ６等に使用することができる。また、図１７の（ａ）は入力抵抗ＲＲ１を並列に付加することにより多入力とすることもできる。前記演算器ＮＢ９、ＮＢＡは４入力の加減算器なので、図１７の（ａ）を応用して構成することができる。

前記フィルタＮＢＢはローパスフィルタなので、例えば、図１７の（ａ）の抵抗器ＲＲ２に並列にコンデンサを取り付けることにより構成することができる。前記コンパレータＮＢＣは抵抗器ＲＲ２を大きな値の抵抗値とすることにより実現することができる。
図１７の（ｂ）は微分器であり、ＩＮ３は入力信号でその電位をＶ３とし、ＣＣ１はコンデンサでありその値をＣＶ１とし、ＲＲ４は抵抗器でありその抵抗値をＲＶ４とし、ＯＵＴ２は出力電位ＶＯとすると、それらの関係は次式となる。
（ＶＯ−ＶＣ）＝−ＣＶ１×ＲＶ４×ｄ（Ｖ３−ＶＣ）／ｄｔ （１１）
さらに、コモン電位ＶＣが零ボルトであれば、次式の微分器となる。
ＶＯ＝−ＣＶ１×ＲＶ４×ｄ（Ｖ３）／ｄｔ （１２）

従って、前記微分器ＮＢ７、ＮＢ８へ応用することができる。以上示したように、図１３の各回路は、演算増幅器を利用して構成することができる。
また、図１３の各構成要素は、演算増幅器とデジタル論理回路で構成することもできる。あるいは、アナログ電圧信号をＡＤ変換器でデジタル信号に変換して、デジタル論理回路で構成することができる。あるいは、アナログ電圧信号をＡＤ変換器でデジタル信号に変換して、マイクロコンピュータを使用してそのソフトウェアで制御し構成することができる。このように、図１３に示した各機能を具現化するハードウエアは種々のものを選択することができる。

図１６の例に示したように、モータＮＣ９にロータ回転位置検出用のエンコーダを取り付けることなく、速度制御ができることを示した。しかし、始動時にはロータが回転しておらず、前記の各相誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒであり、図１３の方法ではロータ回転位置θｒｅを検出することはできない。この方法の場合、ある回転速度以下では、各相電流を強制的に通電して同期電動機の同期特性を利用して始動する。回転速度が零の近傍で使用することの多いサーボモータ用途での使用は困難であるが、例えば、ファンなどの用途では特定の特殊な方法で始動し、大半の運転時間はセンサレス制御で効率良くモータを駆動することができる。

図１８にファンなどの用途での運転シーケンスの例をフローチャートにして示す。
ＳＴＡＲＴでモータ運転を開始し、４２１で「起動位置への位置決め」が完了しているかを判定し、「起動位置への位置決め」が完了していない場合は４２２の「起動位置への位置決め」を実行する。起動位置への位置決めは、例えば、各相の電流に特定電流を通電して、ロータが同期位置へ位置決めする動作である。
４２２の「起動位置への位置決め」が実行された後は、４２３の起動へ進む。４２１で「起動位置への位置決め」が完了している場合は、４２３の起動へ進む。

４２３の起動では、「起動開始」の状態かどうかを判定する。「起動開始」の状態であれば、４２４の起動動作を行う。起動動作は、例えば、起動位置への位置決めを行う電流で静止した状態から徐々にインバータの周波数を上昇して、モータの同期トルクを利用して回転数を上昇するように加速する。４２３で「起動開始」の状態ではなく、既にある程度の回転速度で回転している場合は、次の４２５へ進む。
４２５では、所定回転数Ｎｍｉｎ以上であって、前記の各相誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒによりロータの回転位置θｒｅの検出が可能であるかどうかを判定する。ロータ回転位置検出ができていないか、あるいは、所定回転数Ｎｍｉｎ以下の場合には、４２１へもどり、起動動作を継続する。所定回転数Ｎｍｉｎ以上である場合には、４２６へ進む。

４２６では、センサレス位置検出を行い、図１６に示すような速度制御を行う。すなわち、速度指令ωｒｃに従ってロータの回転速度ωｒｅを制御する。図１８ではファンなどの用途での運転シーケンスの例を示しており、回転終了の指令が来るまではこの速度制御を継続する。
４２７では「回転終了」の判定を行う。「回転終了」でない場合は、４２１へ戻り、速度制御を継続する。「回転終了」の指令がある場合には、４２８へ進み、モータ各相の電流を遮断し、終了する。

なお、急速減速が必要な場合は、負トルクが発生するように速度制御を行うこともできる。また、前記の所定回転数Ｎｍｉｎ以下においても急速減速が必要な場合は、起動時の加速と同様に、強制的な電流を通電して同期トルクにより急速減速も可能である。前記の強制的な電流とは、図１０のインバータ出力の３相電流をある振幅で同期回転数で通電し、その電流の周波数を減少させ、同期トルクを発生させ、モータの速度を制御する方法である。この強制的な速度制御は、センサレス位置検出のできない起動および停止の時に使用することができる。しかし、その時の力率は低いので、モータ効率は低くなる。この強制的な電流により同期トルクを発生させて回転数制御を行う方法は、ごく一般的に使用されている方法である。

なお、図１３、図１５などに示したように、図１、図１０等に示すモータのセンサレス位置検出を行うことができる。そして、前記領域信号Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ５、Ａ６等を利用してこのモータの電圧、電流制御を行うことができる。前記のセンサレス位置検出では、図１０に示すパワートランジスタがパルス幅変調ＰＷＭによる電圧のオン、オフ制御を行っているときにも、３相の誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒを連続的に正確に検出することが可能である。従って後に示すように、３相交流モータのいわゆる１２０°通電方式のモータ制御、１５０°通電方式のモータ制御、１８０°通電方式のモータ制御、あるいは、３相正弦波電流駆動方式のモータ制御などの種々の方式へ適用することができる。

次に、請求項１の発明について説明する。
図１３およびその説明で、Ｕ相の誘起電圧ＶｕｒとＷ相の誘起電圧Ｖｗｒとを検出し、ロータの回転位置情報を検出する方法を示した。エンコーダ等の位置検出器を使用しない、いわゆるセンサレス位置検出である。センサレス位置検出にも種々のニーズがあり、位置検出分解能を高く必要とする用途、センサレス位置検出の応答速度が重要である用途、コストが優先される用途、信頼性が要求される用途などである。ここで、ファンなどの回転速度制御においては、回転速度の増減は必要であるが急激な加減速を行う必要性が低く、そのような用途も多い。その様な場合、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｒだけの、単相の電圧検出でも十分に速度制御が可能である。

Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｒだけを検出する場合は、図１３の検出回路において、Ｗ相用のＮＢ４とＮＢＡが不要であり、ＮＢＢとＮＢＣのＷ相部分を簡略化することができる。そして、小型化、低コスト化も可能となる。
また、高効率モータでは巻線抵抗を小さく設計するので、巻線抵抗Ｒは小さな値となり、センサレス位置検出の計算では無視することも可能である。その様な場合には、演算器ＮＢ９のＵ相の誘起電圧の計算において、巻線抵抗の電圧降下（Ｉｙ・Ｒ）の計算を省略することができる。

次に、請求項２の発明について説明する。
小型のモータで、例えば、モータ効率が５０％から８０％くらいのモータでは、巻線抵抗Ｒの電圧降下（Ｉｙ・Ｒ）が大きくなる。その場合には、巻線抵抗の電圧降下（Ｉｙ・Ｒ）を求めてＵ相の誘起電圧の計算を行うことにより、より正確なＵ相の誘起電圧Ｖｕｒを検出することができる。そして、より正確なロータ回転位置を検出することができる。

次に、請求項３〜５の発明について説明する。
センサレス位置検出の応答速度がある程度求められ、また、位置検出分解能もある程度求められる場合には、図１３およびその説明で示した２相のセンサレス位置検出、あるいは、３相のセンサレス位置検出が適している。なお、Ｕ相の誘起電圧ＶｕｒとＷ相の誘起電圧Ｖｗｒとを検出できれば、Ｖ相の誘起電圧は、Ｖｖｒ＝−Ｖｕｒ−Ｖｗｒとして求められるので３相の誘起電圧検出ができる。また、高効率モータでは巻線抵抗を小さく設計するので、巻線抵抗Ｒは小さな値となり、センサレス位置検出の計算では無視することも可能である。

小型のモータで、例えば、モータ効率が５０％から８０％くらいのモータでは、巻線抵抗Ｒの電圧降下（Ｉｙ・Ｒ）が大きくなる。その場合には、各相の巻線抵抗の電圧降下分を計算し、３相各相の誘起電圧の計算を行うことにより、より正確なセンサレス位置検出を行うことができる。従って、加減速運転もより高速に行うことができる。
なお、図１４に示す各相誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒの値から、Ｐｕｖｗに示すように、電気角３６０°の範囲を電気角６０°ごとの領域Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ５、Ａ６に分けて領域検出を行うことができるが、さらに、高分解能な位置検出も可能である。良く知られているように、論理的、数学的には、Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒの値から、無限大の分解能の位置検出が可能である。実際には、電流や電圧の検出誤差、モータの不完全性、ノイズなどにより有限の分解能のセンサレス位置検出となる。

次に、請求項６の発明について説明する。
電流検出用のシャント抵抗として駆動回路用の集積素子ＬＳＩのボンディングワイヤあるいはリード端子の抵抗値を利用する方法を図１９に示し、説明する。小型モータの駆動回路は高集積化が進んでおり、制御回路とパワートランジスタの全てが１個の半導体チップに集積することも増えている。その場合には、半導体素子からモータへ直接配線され、従来使用されているプリント基板も省略されることがある。このような使い方の場合には、電流検出用にシャント抵抗の大きさとその発熱量が問題となる。
図１９において、ＮＥ５はＭＯＳＦＥＴなどのモータ電流を制御するパワートランジスタを含む集積回路を示している。ＮＥ３は半導体のチップ、ＮＥ４はボンディングワイヤ、ＮＥ２は集積回路ＮＥ５の外部と電気的に接続するためのリード端子である。ＮＥ１は樹脂などのパッケージである。

ここで、モータの電流はボンディングワイヤＮＥ４とリード端子ＮＥ２を通って供給されるので、これらをモータの電流値を検出するシャント抵抗として使用することができる。具体的には、ボンディングワイヤＮＥ４あるいはリード端子ＮＥ２を、例えば、図１３のシャント抵抗ＮＢ１の代わりに使用することができる。
シャント抵抗器として求められる特性として、放熱特性、抵抗値精度、抵抗値の温度変化特性がある。放熱特性に関しては、通常の抵抗値が十分小さく設計されているので、熱的には問題ない。逆に、検出電圧が小さい問題があるが、その近傍に差動増幅器を設けることにより解決できる。抵抗値精度については、そのバラツキを許容するか、抵抗値を個別に計測する方法もある。抵抗値の温度変化特性については、抵抗値の変化を計測するか、あるいは、近傍の温度を計測して温度補償を行うことも可能である。なお、ボンディングワイヤＮＥ４の機能は電気的な接続であり、他の電気的接続体に置き換えることもできる。

次に、請求項７の発明について説明する。
モータ巻線の電流による電圧降下について考える。図１３に示したように、前記の検出した電流値Ｉｙ、Ｉｚは、モータ巻線の電流による電圧降下（Ｉｙ・Ｒ）、（Ｉｚ・Ｒ）の計算に使用する。モータ巻線には、通常、銅線を使用するが、銅の温度係数は約０．４％／℃なので１００℃の温度変化で抵抗値が４０％変化することになる。特に、１００Ｗ以下の小型モータでは巻線抵抗の電圧降下成分が大きく、図１３の構成においてセンサレス位置検出の精度を上げるためには、モータ巻線の抵抗値の精度を向上する必要がある。 図２０にモータ巻線の抵抗値を計測する例を示す。ＮＬ１はモータの巻線、ＮＬ２は電流検出用のシャント抵抗、Ｉａはモータ電流である。

今、例として、モータは連続使用ではなく、時々は停止している用途について考えることにする。すなわち、モータ電流Ｉａが零となるタイミングがある様な用途である。その様なタイミングで、トランジスタＮＬ３と低電流回路ＮＬ４を動作させ、電流Ｉｓｓを通電してモータ巻線の両端電圧Ｖｓｓを計測することにより、巻線抵抗の値（Ｖｓｓ／Ｉｓｓ）を計測することができる。同時に、同様に、シャント抵抗器ＮＬ２の抵抗値を計測することもできる。なお、ＶＭは正側の電源電圧、ＶＬは負側の電源電圧である。
このように、モータ巻線の電流による電圧降下（Ｉｙ・Ｒ）、（Ｉｚ・Ｒ）の正確に計算することができる。

なお、通常、（６）、（７）式のインダクタンスに起因する電圧成分はモータの温度の影響は小さい。また、逆に巻線の抵抗値の変化から巻線温度を計測、推測することも可能であり、モータの異常検出、保護に使用することができる。
他の温度影響を低減する方法として、モータを連続使用する場合においても、モータの抵抗値を計測することも可能である。例えば、モータが回転中の数ｍｓｅｃの間、モータ電流Ｉａを零とする。そして、その短時間の間に電流Ｉｓｓを可変し、その間の巻線電圧を計測する。この時、Ｉｓｓの複数の電流値により、比較的緩やかな時間変化を示す誘起電圧成分を除去することができる。モータ電流Ｉａをごく短時間遮断しても、多くの用途では問題ない。

また、モータの電流値の検出は、電力素子であるＭＯＳＦＥＴのカレントミラー回路を利用して行うこともできる。その時の検出電流値のバラツキ、温度変化についても、センサー部のバラツキ計測、センサー部の温度特性による補正などにより高精度化が可能である。また、巻線の誘起電圧成分が回転数に比例することから、ロータの回転速度検出も可能である。その場合にも、永久磁石の温度特性を考慮し、補正して検出することができる。特にこの方法は、小型モータの量産において、制御回路部と電力変換部とを一つのチップに高集積化、小型化、低コスト化する場合において、外付けのシャント抵抗などを必要としないので効果的な電流検出方法である。

次に、請求項８の発明について説明する。
平衡した３相巻線を備える３相交流モータのセンサレス位置検出の構成例を図２１に示す。３相巻線はＹ結線の例である。ＮＢＫは３相交流モータのＵ相巻線、ＮＢＬはＶ相巻線、ＮＢＭはＷ相巻線である。ＮＢＮはＵ相端子であってＵ相端子の電位をＶｕｕとし、Ｕ相巻線ＮＢＫに印加する電圧はＶｕで、電流Ｉｕが通電する。３５２はＶ相端子であってＶ相端子の電位をＶｖｖとし、Ｖ相巻線ＮＢＬに印加する電圧はＶｖで、電流Ｉｖが通電する。３５４はＷ相端子であってＷ相端子の電位をＶｗｗとし、Ｗ相巻線ＮＢＭに印加する電圧はＶｗで、電流Ｉｗが通電する。

Ｙ結線の３相交流モータの具体的な例は、図１に示すような環状巻線を持つ構成のモータを３相巻線化した構成のモータへ適用することができる。また、小型モータで幅広く使用されている集中巻きの３相交流モータへ適用することもできる。
図２２は集中巻きの３相交流モータの縦断面図、図２３は図２２に示すモータの横断面図であり、４極のモータ例である。
図２２の５１１はロータ出力軸、５１９はロータ表面の永久磁石、５１２はロータのバックヨークである。５１４はステータコア、５１５はステータ巻線のコイルエンド部である。５１６はモータケースで、５１３は軸受けである。

３相交流モータの横断面図である図２３は、縦断面図である図２２の断面ＡＡ−ＡＡの断面図である。ＴＢＵ１とＴＢＵ２はＵ相のステータ磁極で、ＷＢＵ１とＷＢＵ２はＵ相の集中巻きの巻線で直列に接続している。ＴＢＶ１とＴＢＶ２はＶ相のステータ磁極で、ＷＢＶ１とＷＢＶ２はＶ相の集中巻きの巻線で直列に接続している。ＴＢＷ１とＴＢＷ２はＷ相のステータ磁極で、ＷＢＷ１とＷＢＷ２はＷ相の集中巻きの巻線で直列に接続している。これらのステータの３相巻線は、図２１のＮＢＫ、ＮＢＬ、ＮＢＭに示すようにＹ結線としている。

次に、これらのＹ結線の３相交流モータの電圧方程式について説明する。特に、図２１に示すモータが表面磁石形のロータである場合には、下記の電圧方程式となる。
Ｖｕ＝Ｖｕｒ＋Ｉｕ・Ｒ＋Ｌｓ・（ｄＩｕ／ｄｔ）
−Ｌｍ・（ｄＩｖ／ｄｔ）−Ｌｍ・（ｄＩｗ／ｄｔ） （１３）
Ｖｖ＝Ｖｖｒ＋Ｉｖ・Ｒ＋Ｌｓ・（ｄＩｖ／ｄｔ）
−Ｌｍ・（ｄＩｕ／ｄｔ）−Ｌｍ・（ｄＩｗ／ｄｔ） （１４）
Ｖｗ＝Ｖｗｒ＋Ｉｗ・Ｒ＋Ｌｓ・（ｄＩｗ／ｄｔ）
−Ｌｍ・（ｄＩｕ／ｄｔ）−Ｌｍ・（ｄＩｖ／ｄｔ） （１５）
ここで、各相巻線の抵抗値はＲ、各相巻線の自己インダクタンスはＬｓ、各相巻線の相互インダクタンスはＬｍ、Ｕ相巻線の誘起電圧成分はＶｕｒ、Ｖ相巻線の誘起電圧成分はＶｖｒ、Ｗ相巻線の誘起電圧成分はＶｗｒとする。なお、（１３）、（１４）、（１５）式の各相互インダクタンスＬｍの各値は、一般的にはそれぞれが異なる値であるが、特に表面磁石形のロータである場合にはほぼ同一の値として扱うことができる。

また、Ｗ相端子３５４に対するＵ相端子ＮＢＮの電圧をＶｕｗ、Ｕ相端子ＮＢＮに対するＶ相端子３５３の電圧をＶｖｕ、Ｖ相端子３５３に対するＷ相端子３５４の電圧をＶｗｖとすると下記式の関係となる。
Ｖｕｗ＝Ｖｕ−Ｖｗ （１６）
Ｖｖｕ＝Ｖｖ−Ｖｕ （１７）
Ｖｗｖ＝Ｖｗ−Ｖｖ （１８）
また、３相モータの各相は、正弦波電圧および正弦波電流に限らず、下記式の関係となる。
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ （１９）
Ｖｕｗ＋Ｖｖｕ＋Ｖｗｖ＝０ （２０）

（１３）、（１４）、（１５）式を変形し、（１９）式を代入して次式となる。
Ｖｕｒ＝Ｖｕ−Ｉｕ・Ｒ−Ｌｓ・（ｄＩｕ／ｄｔ）
＋Ｌｍ・（ｄＩｖ／ｄｔ）＋Ｌｍ・（ｄＩｗ／ｄｔ）
＝Ｖｕ−Ｉｕ・Ｒ−（Ｌｓ＋Ｌｍ）・（ｄＩｕ／ｄｔ） （２１）
Ｖｖｒ＝Ｖｖ−Ｉｖ・Ｒ−（Ｌｓ＋Ｌｍ）・（ｄＩｖ／ｄｔ） （２２）
Ｖｗｒ＝Ｖｗ−Ｉｗ・Ｒ−（Ｌｓ＋Ｌｍ）・（ｄＩｗ／ｄｔ） （２３）
図２１のセンサレス位置検出では、（２２）、（２３）式に従い、Ｖ相巻線の誘起電圧成分Ｖｖｒ、Ｗ相巻線の誘起電圧成分Ｖｗｒを求め、その後、Ｕ相巻線の誘起電圧成分Ｖｕｒを下式により推定計算し、３相の誘起電圧成分よりロータ回転位置を検出している。 Ｖｕｒ＋Ｖｖｒ＋Ｖｗｒ＝０ （２４）

図２１のＮＢ３はＶ相の電圧検出手段で、図１３と同様の構成、作用であり、Ｖ相巻線ＮＢＬの両端電位からＶ相電圧Ｖｖを検出する。ＮＢ４はＷ相の電圧検出手段であり、Ｗ相巻線ＮＢＭの両端電位からＷ相電圧Ｖｗを検出する。ＮＢ５はＶ相の電流検出手段であり、シャント抵抗ＮＢ１の両端電位からＶ相電流Ｉｖを検出する。ＮＢ６はＷ相の電流検出手段であり、シャント抵抗ＮＢ２の両端電位からＷ相電流Ｉｗを検出する。ＮＢ７は微分器で、Ｖ相電流検出値Ｉｖｓの微分値（ｄＩｖ／ｄｔ）を得る。ＮＢ８は微分器で、Ｗ相電流検出値Ｉｗｓの微分値（ｄＩｗ／ｄｔ）を得る。なお、図１３と図２１に示すＮＢ３、ＮＢ４、ＮＢ５、ＮＢ６、ＮＢ７、ＮＢ８の各構成は同一の機能である。

図２１のＮＢＱはＶ相の誘起電圧Ｖｖｒを計算する演算器で、（２２）式に示す計算、すなわち、モータパラメータであるＲ、Ｌｓ、Ｌｍとの比例計算と加減算を行う。具体的には（２２）式の通りであり、Ｖ相電圧検出値ＶｖｓとＶ相電流検出値の負の値（−Ｉｖｓ）に抵抗値Ｒを乗じた値（−Ｉｖ・Ｒ）、Ｖ相電流検出値の負の値（−Ｉｖｓ）の微分値に自己インダクタンスＬｓを乗じた値Ｌｓ・（−ｄＩｖ／ｄｔ）、Ｖ相電流検出値の負の値（−Ｉｖｓ）の微分値に相互インダクタンスＬｍを乗じた値Ｌｍ・（−ｄＩｖ／ｄｔ）をそれぞれ加算している。演算器ＮＢＱの出力ＮＢＳは、Ｖ相の誘起電圧成分Ｖｖｒである。

図２１のＮＢＲはＷ相の誘起電圧Ｖｗｒを計算する演算器で、（２３）式に示す計算、すなわち、モータパラメータであるＲ、Ｌｓ、Ｌｍとの比例計算と加減算を行う。具体的には（２３）式の通りであり、Ｗ相電圧検出値ＶｗｓとＷ相電流検出値の負の値（−Ｉｗｓ）に抵抗値Ｒを乗じた値（−Ｉｗ・Ｒ）、Ｗ相電流検出値の負の値（−Ｉｗｓ）の微分値に自己インダクタンスＬｓを乗じた値Ｌｓ・（−ｄＩｗ／ｄｔ）、Ｗ相電流検出値の負の値（−Ｉｗｓ）の微分値に相互インダクタンスＬｍを乗じた値Ｌｍ・（−ｄＩｗ／ｄｔ）をそれぞれ加算している。演算器ＮＢＡの出力ＮＢＴは、Ｗ相の誘起電圧成分Ｖｗｒである。

図２１のフィルタＮＢＢおよびコンパレータＮＢＣの機能は図１３のそれぞれと同様の機能である。それらの出力ＮＢＤ、ＮＢＥ、ＮＢＦは、図１４のＰｕ、Ｐｖ、Ｐｗに示すような論理信号である。図１３の場合と同様に、ロータの回転位置を検出したことになる。
図２１およびその説明で、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｒとＷ相の誘起電圧Ｖｗｒとを検出し、ロータの回転位置情報を検出する方法を示した。エンコーダ等の位置検出器を使用しない、いわゆるセンサレス位置検出である。センサレス位置検出にも種々のニーズがあり、位置検出分解能を高く必要とする用途、センサレス位置検出の応答速度が重要である用途、コストが優先される用途、信頼性が要求される用途などである。

ここで、ファンなどの回転速度制御においては、回転速度の増減は必要であるが急激な加減速を行う必要性が低く、そのような用途も多い。その様な場合、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｒだけの、単相の電圧検出でも十分に速度制御が可能である。
Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｒだけを検出する場合は、図２１の検出回路において、Ｗ相用のＮＢ４とＮＢ６とＮＢ８とＮＢＲが不要であり、ＮＢＢとＮＢＣのＷ相部分を簡略化することができる。そして、小型化、低コスト化も可能となる。
また、高効率モータでは巻線抵抗を小さく設計するので、巻線抵抗Ｒは小さな値となり、センサレス位置検出の計算では無視することも可能である。その様な場合には、演算器ＮＢＱのＵ相の誘起電圧の計算において、巻線抵抗の電圧降下（Ｉｖ・Ｒ）の計算を省略することができる。

次に、平衡したＹ結線の３相巻線を備える３相交流モータのセンサレス位置検出の他の構成例を図２６に示し、説明する。
図２６の場合は、Ｙ結線の中性点ＮＢＰの電位を検出せずにロータ回転位置を検出する方法である。通常、モータとモータの制御回路とは分離して配置する場合が多く、モータの端子間電圧は制御回路側で容易に検出することができる。しかし、中性点ＮＢＰの電位を検出するためには、その検出のためにモータから制御装置までの配線を１本追加する必要があり、コスト的、物理的な増加となり負担である。この対応として、図２６では、中性点ＮＢＰの電位を使用せず、Ｙ結線の端子間電圧を検出してロータ回転位置を検出する方法を示す。

Ｙ結線の３相巻線を備える３相交流モータの端子間電圧Ｖｕｗ、Ｖｖｕ、Ｖｗｖおよび相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗおよび相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの関係を図２４のベクトル図に示す。Ｕ相巻線ＷＵの抵抗値、自己インダクタンスＬｓ、相互インダクタンスＬｍ、Ｕ相誘起電圧Ｖｕｒ、および、Ｖ相巻線ＷＶの抵抗値、自己インダクタンスＬｓ、相互インダクタンスＬｍ、Ｖ相誘起電圧Ｖｖｒ、および、Ｗ相巻線ＷＷの抵抗値、自己インダクタンスＬｓ、相互インダクタンスＬｍ、Ｗ相誘起電圧Ｖｗｒなどの等価回路を図２５に示す。
図２５の各相の間の誘起電圧成分Ｖｕｗｒ、Ｖｖｕｒ、Ｖｗｖｒは次式となる。
Ｖｕｗｒ＝Ｖｕｒ−Ｖｗｒ （２５）
Ｖｖｕｒ＝Ｖｖｒ−Ｖｕｒ （２６）
Ｖｗｖｒ＝Ｖｗｒ−Ｖｖｒ （２７）

ロータの回転位置を検出する方法としては、各相の間の誘起電圧成分Ｖｕｗｒ、Ｖｖｕｒ、Ｖｗｖｒを検出する方法と各相の誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒを検出する方法とがある。後に両方法について説明する。なお、両グループは３０°の位相差があるが容易に補正できる。また、各変数、各パラメータの関係は、（１３）式から（２４）式に示した関係である。
３相の端子間電圧Ｖｕｗ、Ｖｖｕ、Ｖｗｖは、図２４、図２５の関係であり、（１６）、（１７）、（１８）式へ（１３）、（１４）、（１５）式を代入し、変形すると下式となる。

Ｖｕｗ＝Ｖｕｒ＋Ｉｕ・Ｒ＋Ｌｓ・（ｄＩｕ／ｄｔ）
−Ｌｍ・（ｄＩｖ／ｄｔ）−Ｌｍ・（ｄＩｗ／ｄｔ）
−（Ｖｗｒ＋Ｉｗ・Ｒ＋Ｌｓ・（ｄＩｗ／ｄｔ）
−Ｌｍ・（ｄＩｕ／ｄｔ）−Ｌｍ・（ｄＩｖ／ｄｔ）
＝Ｖｕｒ−Ｖｗｒ＋（Ｉｕ−Ｉｗ）・Ｒ
＋（Ｌｓ＋Ｌｍ）・（ｄ（Ｉｕ−Ｉｗ）／ｄｔ） （２８）
Ｖｖｕ＝Ｖｖｒ−Ｖｕｒ＋（Ｉｖ−Ｉｕ）・Ｒ
＋（Ｌｓ＋Ｌｍ）・（ｄ（Ｉｖ−Ｉｕ）／ｄｔ） （２９）
Ｖｗｖ＝Ｖｗｒ−Ｖｖｒ＋（Ｉｗ−Ｉｖ）・Ｒ
＋（Ｌｓ＋Ｌｍ）・（ｄ（Ｉｗ−Ｉｖ）／ｄｔ） （３０）

３相の線間の誘起電圧成分Ｖｕｗｒ、Ｖｖｕｒ、Ｖｗｖｒは、（２５）、（２６）、（２７）式と（２８）、（２９）、（３０）式より次式となる。
Ｖｕｗｒ＝Ｖｕｗ−（Ｉｕ−Ｉｗ）・Ｒ
−（Ｌｓ＋Ｌｍ）・（ｄ（Ｉｕ−Ｉｗ）／ｄｔ） （３１）
Ｖｖｕｒ＝Ｖｖｕ−（Ｉｖ−Ｉｕ）・Ｒ
−（Ｌｓ＋Ｌｍ）・（ｄ（Ｉｖ−Ｉｕ）／ｄｔ） （３２）
Ｖｗｖｒ＝Ｖｗｖ−（Ｉｗ−Ｉｖ）・Ｒ
−（Ｌｓ＋Ｌｍ）・（ｄ（Ｉｗ−Ｉｖ）／ｄｔ） （３３）

また、各相巻線の誘起電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒは、（２５）、（２６）、（２７）式より次式となる。
Ｖｕｒ＝（Ｖｕｗｒ−Ｖｖｕｒ）／３ （３４）
Ｖｖｒ＝（Ｖｖｕｒ−Ｖｗｖｒ）／３ （３５）
Ｖｗｒ＝（Ｖｗｖｒ−Ｖｕｗｒ）／３ （３６）
なお、ここで、３相の誘起電圧はバランスしていると仮定して、下式とする。
Ｖｕｒ＋Ｖｖｒ＋Ｖｗｒ＝０ （３７）
Ｖｕｗｒ＋Ｖｖｕｒ＋Ｖｗｖｒ＝０ （３８）

次に、請求項９の発明について説明する。
Ｕ相とＷ相との相関の誘起電圧成分Ｖｕｗｒを検出して、ロータの回転位置θｒｅを検出する方法である。（３１）式に従い、図２６の構成で誘起電圧成分Ｖｕｗｒを求めることができる。
図２６のＮＢ３はＷ相巻線ＮＢＭの端子３５４に対するＵ相巻線ＮＢＫの端子ＮＢＮの４４３で示す端子間電圧Ｖｕｗを検出する電圧検出手段である。図２６のＮＢ５はＶ相の電流検出手段であり、シャント抵抗ＮＢ１の両端電位からＶ相電流Ｉｖを検出する。ＮＢ６はＷ相の電流検出手段であり、シャント抵抗ＮＢ２の両端電位からＷ相電流Ｉｗを検出する。

４４２は演算器であり、入力であるＩｖ、Ｉｗから４４４で示す出力（Ｉｕ−Ｉｗ）を演算する。４４６は出力（Ｉｖ−Ｉｕ）である。ＮＢ７は微分器で、前記電流値（Ｉｕ−Ｉｗ）の微分値（ｄ（Ｉｕ−Ｉｗ）／ｄｔ）を出力する。
図２６のＮＢＱは演算器で、Ｕ相とＷ相との相関の誘起電圧成分Ｖｕｗｒを求めるため、（３１）式に従って演算する。すなわち、モータパラメータであるＲ、Ｌｓ、Ｌｍとの比例計算と加減算を行う。その出力４４９はＵ相とＷ相との相関の誘起電圧成分Ｖｕｗｒであり、高調波ノイズをフィルタＮＢＢで除去し、コンパレータＮＢＣで比較し論理信号ＮＢＤを得る。その論理信号ＮＢＤは図１４のＰｕに対して、（Ｕ−Ｗ）の相なので、位相が電気角で３０°進んでいる。

以上の説明で、単相のセンサレス位置検出ができたことになる。ファンなどの用途のように、加減速が急激である必要が少なく、負荷変動も比較的少ない用途では、このような単相のセンサレス位置検出を適用することができる。検出回路が少なくて済み、低コストである。しかし、モータの急激な加減速制御が必要な用途、負荷変動の大きな用途、あるいは、高精度な速度制御が求められる用途では、図１４に示したような３相のセンサレス位置検出が必要である。

図２６の残りの検出手段、演算手段等について説明する。ＮＢ４はＵ相巻線ＮＢＫの端子ＮＢＮに対するＶ相巻線ＮＢＬの端子ＮＢＮの３５２で示す端子間電圧Ｖｖｕを検出する電圧検出手段である。ＮＢ８は微分器で、前記電流値（Ｉｖ−Ｉｕ）の微分値（ｄ（Ｉｖ−Ｉｕ）／ｄｔ）を出力する。ＮＢＲは演算器で、Ｖ相とＵ相との相関の誘起電圧成分Ｖｖｕｒを求めるため、（３２）式に従って演算する。すなわち、モータパラメータであるＲ、Ｌｓ、Ｌｍとの比例計算と加減算を行う。その出力４４ＡはＶ相とＵ相との相関の誘起電圧成分Ｖｕｗｒであり、高調波ノイズをフィルタＮＢＢで除去し、コンパレータＮＢＣで比較し論理信号ＮＢＥを得る。その論理信号ＮＢＥは図１４のＰｖに対して、（Ｖ−Ｕ）の相なので、位相が電気角で３０°進んでいる。
この時、（３８）式の関係から、同時にＷ相とＶ相との相関の誘起電圧成分Ｖｕｗｒについてもその論理信号ＮＢＦを求めることができ、図１４のＰｗに対して、（Ｗ−Ｖ）の相なので、位相が電気角で３０°進んでいる。

以上説明したように、図２６の構成により図１４に示すような３相のセンサレス位置検出を実現することができる。３相の位置検出は、原理的には位置検出分解能を無限大に高めることができるので、モータの急激な加減速制御が必要な用途、負荷変動の大きな用途、あるいは、高精度な速度制御が求められる用途への対応も可能となる。なお、図２６では相間電圧を求める方法を示したが、（３４）、（３５）、（３６）式の関係から相電圧を検出することも可能であり、（１３）、（１４）、（１５）式を使用するなど、相電圧検出を基準としたセンサレス位置検出も可能である。そして、図２６の各検出手段、各演算手段の構成を変形することも可能である。

次に、請求項１０の発明について説明する。
ここで、図１、図８、図１０、図１３に示したモータとその制御装置において、３相各相の電圧を電気角でほぼ１５０°幅の通電角で制御するシミュレーションの例を図２７に示す。定常回転、定常負荷トルクの場合の例である。図２７の電位Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚは、直流電圧源２Ｅの出力電圧が０ボルト、１２ボルトとしたときのインバータ出力の電位である。図２７のＶｕはＱ７１のＵ相巻線に印加する電圧Ｖｕ＝（Ｖｘ−Ｖｙ）である。図２７のＶｗはＱ７２のＷ相巻線に印加する電圧Ｖｗ＝（Ｖｚ−Ｖｘ）である。各相の通電区間内では、パルス幅変調ＰＷＭを行い、制御している。

図２７のＩｙ、ＩｚはＹ相電流、Ｚ相電流である。Ｌｓ・ｄＩｙ／ｄｔ、Ｌｍ・ｄＩｚ／ｄｔ、Ｌｓ・ｄＩｚ／ｄｔ、Ｌｍ・ｄＩｙ／ｄｔはそれぞれの演算値である。Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒは３相の誘電圧成分で、図１５のフィルタＮＢＢの出力として得られる。印加された電位Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚはパワートランジスタのオン、オフで制御される電圧であるが、検出される３相の誘電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒはほぼ正弦波状の電圧であり、正確に誘電圧成分が検出されることが解る。
次に、図２８は図２７に類似しているが、３相各相の電圧を電気角でほぼ１８０°幅の通電角で制御するシミュレーションの例である。図２８の電流Ｉｙ、Ｉｚの波形が図２７とは、それらの高調波成分が異なることが視覚的に認識できる。どちらのモータ制御方法においても、３相の誘電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒはほぼ正弦波状の電圧であり、正確に検出されることが解る。

次に、請求項１１の発明について説明する。
ここで、図２９は図２７および図２８と同様のシミュレーションであるが、印加する電位Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚがパルス幅変調ＰＷＭで正弦波状の電圧を与え、正弦波状の電流Ｉｙ、Ｉｚを通電する例である。各図を比較すると、各電圧波形、各電流波形が異なる。しかし、検出される３相の誘電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒはほぼ正弦波状の電圧であり、正確に検出されることが解る。
なお、生活の場に近いところで使用される各種のファンなどの用途では極めて静粛であることを求められることも多い。一般的に、３相モータの電圧、電流を正弦波化することにより静粛化できることが知られている。本発明のセンサレス位置検出の方法は、モータの正弦波制御、あるいは、正弦波に近い制御においても適用が可能である。

従来のセンサレス位置検出の方法には、１２０°通電方式などの特定のモータ制御方式の時にだけ適用が可能なセンサレス位置検出の方法があるが、この点では本発明のセンサレス位置検出の方法とは異なる。具体的には、図１３に示した本発明のセンサレス位置検出方法は、図１５に示したいわゆる１２０°通電方式でのモータ制御、図２７に示したいわゆる１５０°通電方式でのモータ制御、図２８に示したいわゆる１８０°通電方式でのモータ制御、および、図２９に示したいわゆる正弦波電圧・電流通電方式でのモータ制御においても、３相の誘電圧成分Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒはほぼ正弦波状の電圧であり、正確に検出されることを確認した。各種のモータの電圧制御法、電流制御法においても本発明のセンサレス位置検出を適用することができる。
また、図２１および図２６に示す、Ｙ結線の３相モータのセンサレス位置検出方法においても、同様に各種のモータの電圧制御法、電流制御法において、各相の誘起電圧成分が正確に得られ、センサレス位置検出およびモータ制御を実現することができる。

以上、本発明について説明した。モータについては各種のモータへ適用することができる。例えば、アウタロータモータ、アキシャルギャップ型のモータ、リニアモータ、複合化されたモータなどへの適用も可能である。多極化、多相化、２相モータ等への適用も可能である。特に、ロータ表面にフェライト磁石を配置した表面磁石形のブラシレスモータの場合、フェライト磁石の比透磁率が空気に近く、各相の相互インダクタンスＬｍの変動が小さいので、本発明のセンサレス位置検出の精度が向上する。小型モータの領域では、フェライト磁石の表面磁石形ロータ、希土類磁石の表面磁石形モータが広く使用されている。

本発明の実施例で示した各検出手段、演算手段には種々のものを活用できる。例えば、電流の検出手段としてシャント抵抗の例を示したが、ホール素子を活用した電流検出手段、磁気抵抗素子を活用した電流検出手段、パワートランジスタなどの電力変換素子の電圧降下を利用した電流検出手段なども使用することができる。パワートランジスタのカレントミラーの効果を活用した電流検出も可能である。また、巻線電圧の検出手段については、絶縁型の電圧検出手段にも適用できる。
また、特に、モータの各電圧は制御装置がパワートランジスタのオン、オフを決定しているので、制御装置の演算部に電圧情報を持っている。従って、モータ巻線の電圧計測は行わず、モータへの電圧指令情報を電圧検出器の代わりに、電圧検出手段として使用することができる。

また、各検出手段、各演算手段にはいくつかの実現手段がある。一つの方法として、演算増幅器を使用して、アナログ電圧で検出する方法がある。また、アナログ電圧をＡＤ変換器でデジタル信号化し、デジタル演算で計算することもできる。例えば、フィールドプログラマブルゲートアレイＦＰＧＡなども広く使用されている。また、マイクロコンピュータを活用することもできる。これらの混在したシステムとすることもできる。実現手法は、コスト、信頼性、生産数量、周辺回路の都合などにより選択することができる。
パワートランジスタには、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＪＦＥＴ、ＳｉＣなど種々の素子を使用することができる。インバータの形態についても種々変形が可能である。特に小型のモータで生産数量の多い用途では、制御回路と電力変換部とが一つのチップ上に製作される、いわゆる１チップ化も進んでいる。種々の素子、形態を使用することができる。また、モータの制御については、速度制御だけでなく、位置制御、トルク制御等も可能である。

本発明のセンサレス位置検出方法を使用して制御するモータは、比較的構成が簡単で低コスト化および高温でも使用できる仕様特性とすることができる。近年の高集積化技術により各検出手段、演算手段は低コスト化が可能となってきている。小型モータを量産する場合、極端には、各検出手段、演算手段、電力素子を含めて一つの半導体チップに集積することができる。しかも、マイクロコンピュータを使用しない、簡素な構成とすることもできる。その結果、低コスト化、小型化、高信頼性化をも実現することができる。
従来のマイクロコンピュータを使用する、いわゆる回転子座標系のｄｑ軸制御を基本としたセンサレス位置検出技術を用い、実際のモータ電流、電圧は固定座標系で制御する方法とは異なる手法である。回転子座標系のｄｑ軸制御を使用する場合は、その演算等が必要であることからマイクロコンピュータを使用することが多く、コスト、温度使用環境などの点で制約が発生する。
センサレス位置検出の性能およびモータの制御性能についても十分な性能を確認している。その結果、自動車用、家電用、産業用などの各種用途に利用することができる。

Ｉｘ Ｘ相電流
Ｉｙ Ｙ相電流
Ｉｚ Ｚ相電流
Ｖｕ Ｕ相電圧
Ｖｖ Ｖ相電圧
Ｖｗ Ｗ相電圧
Ｑ７１ Ｕ相巻線
Ｑ７２ Ｗ相巻線
ＮＢ１ シャント抵抗
ＮＢ２ シャント抵抗
３５１ Ｘ端子
３５２ Ｙ端子
３５４ Ｚ端子
ＮＢ３ 電圧検出手段
ＮＢ４ 電圧検出手段
ＮＢ５ 電流検出手段
ＮＢ６ 電流検出手段
ＮＢ７ 微分器
ＮＢ８ 微分器
ＮＢ９ 演算器
ＮＢＡ 演算器
ＮＢＢ フィルタ
ＮＢＣ 比較器
ＮＢＨ Ｕ相誘起電圧成分
ＮＢＪ Ｗ相誘起電圧成分
ＮＢＤ Ｕ相論理信号
ＮＢＥ Ｖ相論理信号
ＮＢＦ Ｗ相論理信号

Claims (11)

1. ３相の交流モータにおいて、モータの入力である端子あるいはリード線をＸ端子、Ｙ端子、Ｚ端子とし、
   前記Ｘ端子とＹ端子との間に配置したＵ相巻線ＷＵと、
   前記Ｚ端子とＸ端子との間に配置したＷ相巻線ＷＷと、
   前記Ｕ相巻線ＷＵのＵ相電圧Ｖｕを検出する電圧検出手段ＤＶｕｔと、
   前記Ｕ相巻線ＷＵに通電する電流Ｉｙを検出する電流検出手段ＤＩｙと、
   前記Ｗ相巻線ＷＷに通電する電流Ｉｚを検出する電流検出手段ＤＩｚと、
   前記Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを計算する計算手段ＣＶｕｒと、
   前記計算手段ＣＶｕｒの出力Ｖｕｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｕとを備え、
   前記Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出して制御することを特徴とするモータ。
2. 請求項１に記載したモータにおいて
   前記計算手段ＣＶｕｒは、Ｕ相巻線ＷＵの抵抗値Ｒｕも使用してＵ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを計算し、制御することを特徴とするモータ。
3. ３相の交流モータにおいて、モータの入力である端子あるいはリード線をＸ端子、Ｙ端子、Ｚ端子とし、
   前記Ｘ端子とＹ端子との間に配置したＵ相巻線ＷＵと、
   前記Ｚ端子とＸ端子との間に配置したＷ相巻線ＷＷと、
   前記Ｕ相巻線ＷＵのＵ相電圧Ｖｕを検出する電圧検出手段ＤＶｕと、
   前記Ｕ相巻線ＷＵに通電する電流Ｉｙを検出する電流検出手段ＤＩｙと、
   前記Ｗ相巻線ＷＷのＷ相電圧Ｖｗを検出する電圧検出手段ＤＶｗと、
   前記Ｗ相巻線ＷＷに通電する電流Ｉｚを検出する電流検出手段ＤＩｚと、
   前記Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを計算する計算手段ＣＶｕｒと、
   前記Ｗ相巻線ＷＷの誘起電圧成分Ｖｗｒを計算する計算手段ＣＶｗｒと、
   前記計算手段ＣＶｕｒの出力Ｖｕｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｕと、
   前記計算手段ＣＶｗｒの出力Ｖｗｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｗとを備え、
   前記Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒと前記Ｗ相巻線ＷＷの誘起電圧成分Ｖｗｒとを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出して制御することを特徴とするモータ。
4. 請求項３に記載したモータにおいて
   前記計算手段ＣＶｕｒは、Ｕ相巻線ＷＵの抵抗値Ｒｕも使用してＵ相巻線ＷＵの誘起電圧成分Ｖｕｒを計算し、
   前記計算手段ＣＶｗｒは、Ｗ相巻線ＷＷの抵抗値Ｒｗも使用してＷ相巻線ＷＷの誘起電圧成分Ｖｗｒを計算し、制御することを特徴とするモータ。
5. 請求項３に記載したモータにおいて
   Ｕ相巻線ＷＵに関わる情報とＺ相巻線ＷＺに関わる情報からＶ相の誘起電圧成分Ｖｖｒを求め、この誘起電圧成分Ｖｖｒを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出して制御することを特徴とするモータ。
6. 請求項１または３に記載したモータにおいて
   ＭＯＳＦＥＴなどの電力素子を含む半導体素子のボンディングワイヤあるいはリード端子の抵抗値を利用してモータへ通電する電流成分を検出し、制御することを特徴とするモータ。
7. 請求項１または３に記載したモータにおいて
   モータ巻線ＷＡＡの温度を計測、あるいは、推測して求め、ある温度で抵抗値Ｒａａのモータ巻線ＷＡＡへ電流Ｉａａを通電して発生する抵抗電圧降下成分ＶａａＲを計算し、制御することを特徴とするモータ。
8. Ｕ相巻線ＷＵとＶ相巻線ＷＶとＷ相巻線ＷＷとをＹ結線し、
   Ｖ相巻線ＷＶのＶ相電圧Ｖｖを検出する電圧検出手段ＤＶｖと、
   Ｖ相巻線ＷＶの電流Ｉｖを検出する電流検出手段ＤＩｖと、
   Ｖ相巻線ＷＶの誘起電圧成分Ｖｖｒを計算する計算手段ＣＶｖｒ２と、
   前記計算手段ＣＶｖｒ２の出力Ｖｖｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｖとを備え、
   前記Ｖ相巻線ＷＶの誘起電圧成分Ｖｖｒを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧と電流を制御することを特徴とするモータ。
9. Ｕ相巻線ＷＵとＶ相巻線ＷＶとＷ相巻線ＷＷとをＹ結線し、
   直列に接続したＵ相巻線ＷＵとＷ相巻線ＷＷとの両端の端子間電圧Ｖｕｗを検出する電圧検出手段ＤＶｕｗ２と、
   Ｖ相巻線ＷＶの電流Ｉｖを検出する電流検出手段ＤＩｖと、
   Ｗ相巻線ＷＷの電流Ｉｗを検出する電流検出手段ＤＩｗと、
   Ｕ相巻線ＷＵの誘起電圧成分ＶｕｒとＷ相巻線ＷＷの誘起電圧成分Ｖｗｒとの差Ｖｕｗｒを計算する計算手段ＣＶｕｗｒ２と、
   前記計算手段ＣＶｕｗｒ２の出力Ｖｕｗｒを基にロータの回転位置θｒｅを検出する位置検出手段ＰＯＳｕｗ２とを備え、
   前記Ｕ相巻線ＷＵとＷ相巻線ＷＷとの誘起電圧成分Ｖｕｗｒを使用してロータの回転位置θｒｅの情報を検出し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧と電流を制御することを特徴とするモータ。
10. 請求項１、３、８、９のいずれか一つに記載したモータにおいて
    各相の正の電流あるいは負の電流の通電幅が電気角で１４５°から１８０°の範囲であることを特徴とするモータ。
11. 請求項１、３、８、９のいずれか一つに記載したモータにおいて
    各相の電流の波形形状が、概略、正弦波電流制御であることを特徴とするモータ。

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