JP6358103B2

JP6358103B2 - 多重巻線回転電機の制御装置

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Publication number: JP6358103B2
Application number: JP2015004992A
Authority: JP
Inventors: 純石田; 藤井　淳; 淳藤井
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2015-01-14
Filing date: 2015-01-14
Publication date: 2018-07-18
Anticipated expiration: 2035-01-14
Also published as: JP2016131461A

Description

本発明は、ステータに巻回された複数の巻線群、及び前記複数の巻線群に対する共通のロータを有する多重巻線回転電機に適用される制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、多重巻線回転電機と、この回転電機を構成する各巻線群に交流電圧を印加するインバータとを備える制御システムに適用されるものが知られている。詳しくは、この制御装置は、回転電機の電気角の１周期において、インバータを構成する上アームスイッチがオンされてかつ下アームスイッチがオフされる状態と、上アームスイッチがオフされてかつ下アームスイッチがオンされる状態とが１回ずつ実現される矩形波制御（１パルス制御ともいう）によって回転電機を駆動制御する。

特開２０１１−７２１４５号公報

ここで、本願発明者は、以下に説明する矩形波制御を採用することとした。詳しくは、まず、回転電機の２相回転座標系における各巻線群のそれぞれに流れるトルク電流を検出する。そして、検出したトルク電流に基づいて回転電機のトルクを推定し、推定したトルクとその指令値とに基づいて、インバータを構成する各スイッチを操作する。

しかしながら、矩形波制御によって回転電機を駆動制御すると、各巻線群には、基本波成分に加えて高調波成分を含む電流が流れる。具体的には、２相回転座標系において、各巻線群に流れる電流には、例えば６次や１２次の高調波成分が含まれる。この場合、例えば、電気角の大小によらず一定の検出周期で各巻線群に流れる電流を検出すると、各巻線群に流れる電流の時間平均値を正確に把握することができない懸念がある。このとき、トルク推定精度が低下し、ひいては回転電機の制御性が低下する懸念がある。

本発明は、多重巻線回転電機のトルク推定精度の低下を回避できる多重巻線回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、ステータ（１３）に巻回された複数の巻線群（１０Ａ，１０Ｂ）、及び前記複数の巻線群に対する共通のロータ（１２）を有する多重巻線回転電機（１０）と、上アームスイッチ（ＳＵｐ１〜ＳＷｐ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｐ２）及び下アームスイッチ（ＳＵｎ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｎ２〜ＳＷｎ２）の直列接続体を有し、前記巻線群に電圧を印加する電力変換回路（２０Ａ，２０Ｂ）とを備える制御システムに適用され、前記複数の巻線群のうち、いずれか１つを第１対象巻線群とし、残余のいずれか１つを第２対象巻線群とし、前記回転電機の２相回転座標系における前記第１対象巻線群及び前記第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流を検出する電流検出手段（４２，４３）と、前記電流検出手段によって検出された前記第１対象巻線群及び前記第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流に基づいて、前記回転電機のトルクを推定するトルク推定手段（４４）と、前記トルク推定手段によって推定されたトルクと、その指令値とに基づいて、前記回転電機の電気角の１周期において、前記上アームスイッチがオンされてかつ前記下アームスイッチがオフされる状態と、前記上アームスイッチがオフされてかつ前記下アームスイッチがオンされる状態とが１回ずつ実現される矩形波制御を行うべく前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのそれぞれを操作する操作手段（４５〜４８）とを備え、前記電流検出手段は、前記第１対象巻線群に流れるトルク電流検出値と前記第２対象巻線群に流れるトルク電流検出値との合計値が、前記第１対象巻線群及び前記第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流の１変動周期における平均値の合計値となるようなタイミングにおいて、前記回転電機のトルクの推定に用いる前記第１対象巻線群及び前記第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流を検出することを特徴とする。

上記発明では、電流検出手段によって検出された第１，第２対象巻線群のそれぞれのトルク電流に基づいて、回転電機のトルクを推定する。そして、推定されたトルクとその指令値とに基づいて、矩形波制御を行うべく、電力変換回路を構成する上アームスイッチ及び下アームスイッチのそれぞれを操作する。ここで、矩形波制御を行うことにより、２相回転座標系において、第１対象巻線群及び第２対象巻線群のそれぞれに流れる電流に高調波成分が含まれる。

そこで上記発明では、第１，第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流検出値の合計値が、第１，第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流の１変動周期における平均値の合計値となるようなタイミングにおいて、トルク推定に用いる第１，第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流を検出する。このため、高調波成分に起因したトルク電流の検出精度の低下を回避することができ、ひいては回転電機のトルク推定精度の低下を回避することができる。

第１実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。第１巻線群と第２巻線群とのなす角度を示す図。矩形波制御における出力電圧ベクトルの推移を示す図。出力電圧ベクトルとスイッチングモードとの関係を示す図。制御装置におけるモータ制御のブロック図。電流検出タイミングを示すタイムチャート。第２実施形態にかかる電流検出タイミングを示すタイムチャート。第３実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。電流検出タイミングを示すタイムチャート。第１巻線群及び第２巻線群のそれぞれに流れる電流の合計値の推移を示すタイムチャート。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ１０は、多相多重巻線を有する回転電機であり、本実施形態では、３相２重巻線を有する突極型の同期モータである。本実施形態では、モータ１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。特に本実施形態では、図示しないエンジンの初回の始動に加えて、所定の自動停止条件が成立する場合にエンジンを自動停止させ、その後、所定の再始動条件が成立する場合にエンジンを自動的に再始動させるアイドリングストップ機能を実行する場合にも、モータ１０がスタータとして機能する。ちなみに、モータ１０としては、例えば、永久磁石界磁型のものや、巻線界磁型のものを採用することができる。

モータ１０を構成するロータ１２は、エンジンのクランク軸と動力伝達が可能とされている。モータ１０を構成するステータ１３には、２つの電機子巻線群（以下、第１巻線群１０Ａ、第２巻線群１０Ｂ）が巻回されている。第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂに対して、ロータ１２が共通化されている。

図２を用いて、各巻線群１０Ａ，１０Ｂについて説明する。第１巻線群１０Ａ及び第２巻線群１０Ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。第１巻線群１０Ａは、電気角で互いに１２０°ずつすれた各巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡを有し、第２巻線群１０Ｂは、電気角で互いに１２０°ずつすれた各巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢを有している。本実施形態では、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとのなす角度Δθが電気角で３０°とされている。また、本実施形態では、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとが同じ構成とされている。具体的には、第１巻線群１０Ａを構成する各巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡのそれぞれの巻数ＮＡと、第２巻線群１０Ｂを構成する各巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢのそれぞれの巻数ＮＢとが等しく設定されている。これにより、第１巻線群１０Ａの自己インダクタンスと、第２巻線群１０Ｂの自己インダクタンスとが等しくされている。

先の図１に戻り、モータ１０には、第１巻線群１０Ａ及び第２巻線群１０Ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１インバータ２０Ａ、第２インバータ２０Ｂ）が電気的に接続されている。詳しくは、第１巻線群１０Ａには、第１インバータ２０Ａが接続され、第２巻線群１０Ｂには、第２インバータ２０Ｂが接続されている。第１インバータ２０Ａ及び第２インバータ２０Ｂのそれぞれには、共通の直流電源であるバッテリ２１が並列接続されている。なおバッテリ２１には、コンデンサ２２が並列接続されている。

第１インバータ２０Ａは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１０Ａを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡに接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。

第２インバータ２０Ｂは、第１インバータ２０Ａと同様に、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１０Ｂを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢに接続されている。本実施形態では、本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２しては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。

第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂの高電位側の端子（各上アームスイッチのコレクタ側の端子）には、バッテリ２１の正極端子が接続されている。第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂの低電位側の端子（各下アームスイッチのエミッタ側の端子）には、バッテリ２１の負極端子が接続されている。

本実施形態にかかる制御システムは、回転角センサ３０、電圧センサ３１、第１相電流検出部３２Ａ、及び第２相電流検出部３２Ｂを備えている。回転角センサ３０は、モータ１０の回転角（電気角θｅ）を検出する回転角検出手段である。電圧センサ３１は、第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂの電源電圧ＶＤＣ（入力電圧ともいう）を検出する。第１相電流検出部３２Ａは、第１巻線群１０Ａの各相電流（３相固定座標系における第１巻線群１０Ａに流れる相電流）を検出する。第２相電流検出部３２Ｂは、第２巻線群１０Ｂの各相電流（３相固定座標系における第２巻線群１０Ｂに流れる相電流）を検出する。なお、回転角センサ３０としては、例えばレゾルバを用いることができる。また、各相電流検出部３２Ａ，３２Ｂとしては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを用いることができる。

上記各種センサの検出値は、マイコンを主体として構成される制御装置４０に取り込まれる。制御装置４０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行する。制御装置４０は、モータ１０の制御量（トルク）をその指令値（指令トルクＴｒｑ＊）に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１インバータ２０Ａ及び第２インバータ２０Ｂを操作する操作信号を生成するモータ制御を行う。なお、図１には、第１インバータ２０Ａの各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１を操作する信号を第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１として示し、第２インバータ２０Ｂの各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２を操作する信号を第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２として示している。

制御装置４０は、各操作信号を矩形波制御に基づいて生成する。矩形波制御は、図３に示すように、電気角θｅの３６０°を１周期として、有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を電気角６０°毎に順次出現させる制御である。これにより、各インバータ２０Ａ，２０Ｂのそれぞれにおいて、各相スイッチのオンオフ１周期とモータ１０の電気角の回転周期とが略一致する。なお、図４には、各出力電圧ベクトルと各相スイッチの操作状態との対応関係を示した。図中、「Ｖ０，Ｖ７」は無効電圧ベクトルを示す。

続いて、図５を用いて制御装置４０によって実行されるモータ制御について説明する。

位相差加算部４１は、回転角センサ３０によって検出された電気角θｅに、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとのなす角度Δθを加算して出力する。

第１変換部４２は、電気角θｅと、第１相電流検出部３２Ａによって検出されたＶ相電流ＩＶ１，Ｗ相電流ＩＷ１とに基づいて、第１巻線群１０Ａに対応する３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、２相回転座標系（ｄｑ座標系）における第１ｄ軸電流Ｉｄ１と、第１ｑ軸電流Ｉｑ１（トルク電流）とに変換する。第２変換部４３は、位相差加算部４１から出力された電気角「θｅ＋Δθ」と、第２相電流検出部３２Ｂによって検出されたＶ相電流ＩＶ２，Ｗ相電流ＩＷ２とに基づいて、第２巻線群１０Ｂに対応する３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、２相回転座標系における第２ｄ軸電流Ｉｄ２と、第２ｑ軸電流Ｉｑ２（トルク電流）とに変換する。ちなみに、本実施形態において、各変換部４２，４３が「電流検出手段」を構成する。

トルク推定部４４（「トルク推定手段」に相当）は、第１変換部４２から出力された第１ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ１，Ｉｑ１と、第２変換部４３から出力された第２ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ２，Ｉｑ２とに基づいて、モータ１０の推定トルクＴｅを算出する。なお、トルク推定手法については、後に詳述する。

トルク偏差算出部４５は、トルク推定部４４によって算出された推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊から減算することで、トルク偏差ΔＴを算出する。指令トルクＴｒｑ＊は、各インバータ２０Ａ，２０Ｂに対する共通の指令値である。

トルク制御器４６は、トルク偏差算出部４５によって算出されたトルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、第１電圧位相δＡと、第２電圧位相δＢとを算出する。本実施形態では、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によって各電圧位相δＡ，δＢを算出する。

ちなみに、各電圧位相δＡ，δＢは、例えば、２相回転座標系におけるｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向（ｄ軸の正方向からｑ軸の正方向へと回転する方向）を正方向として定義すればよい。指令トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが不足する場合には、電圧位相δＡ，δＢを増大（進角）させ、指令トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが過剰となる場合には、電圧位相δＡ，δＢを減少（遅角）させる。

第１操作信号生成部４７は、第１電圧位相δＡ、電圧センサ３１によって検出された電源電圧ＶＤＣ、及び電気角θｅに基づいて、矩形波制御を行うための第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を生成し、第１インバータ２０Ａに対して出力する。第２操作信号生成部４８は、第２電圧位相δＢ、電源電圧ＶＤＣ、及び位相差加算部４１の出力値「θｅ＋Δθ」に基づいて、矩形波制御を行うための第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を生成し、第２インバータ２０Ｂに対して出力する。これにより、先の図３に示すような出力電圧ベクトルが実現される。

続いて、本実施形態にかかる特徴的構成であるトルク推定部４４におけるトルク推定手法と、トルク推定に用いる電流の検出タイミングとについて詳述する。

まず、トルク推定手法について説明する。本実施形態において、トルク推定部４４は、下式（ｅｑ１）に基づいて推定トルクＴｅを算出する。

上式（ｅｑ１）において、「Ｐｎ」は極対数を示し、「Ｋｅ」は誘起電圧定数を示し、「Ｌｄ，Ｌｑ」は各巻線群１０Ａ，１０Ｂのそれぞれのｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「Ｍｄ，Ｍｑ」は各巻線群１０Ａ，１０Ｂの間のｄ，ｑ軸相互インダクタンスを示す。また、「Ｉｄｔｏｔａｌ」は、下式（ｅｑ２）にて表されるように、各巻線群１０Ａ，１０Ｂのそれぞれに流れるｄ軸電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の合計値（以下、ｄ軸合計電流）を示し、「Ｉｑｔｏｔａｌ」は、下式（ｅｑ３）にて表されるように、各巻線群１０Ａ，１０Ｂのそれぞれに流れるｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の合計値（以下、ｑ軸合計電流）を示す。

上式（ｅｑ１）は、モータ１０の電圧方程式に基づいて導かれる。詳しくは、電圧方程式は、下式（ｅｑ４）で表される。

上式（ｅｑ４）において、「Ｖｄ１，Ｖｑ１」は第１巻線群１０Ａにおけるｄ，ｑ軸電圧を示し、「Ｖｄ２，Ｖｑ２」は第２巻線群１０Ｂにおけるｄ，ｑ軸電圧を示し、「Ｒ」は第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂの巻線抵抗を示し、「ｓ」はラプラス変換における微分演算子を示し、「ω」はモータ１０の電気角速度を示す。

ここで、第１巻線群１０Ａにおける磁束ベクトル，電流ベクトルを「ΨＡ，ＩｄｑＡ」にて示し、第２巻線群１０Ｂにおける磁束ベクトル，電流ベクトルを「ΨＢ，ＩｄｑＢ」にて示すと、トルクＴｅは、下式（ｅｑ５）のように、磁束ベクトルと電流ベクトルとの外積値として表される。

上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いて上式（ｅｑ５）を整理すると、上式（ｅｑ１）が導かれる。

続いて、各電流値Ｉｑ１，Ｉｑ２，Ｉｄ１，Ｉｄ２の検出タイミング（サンプリングタイミング）について説明する。図６には、各ｑ軸電流の真値の推移を示す。なお、図６では、各ｑ軸電流に６次や１２次等の高調波成分が含まれるものを想定している。

本実施形態では、上述したように、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとのなす角度Δθが電気角で３０°ずれている。こうした構成を前提として、矩形波制御を行うと、図６に示すように、第１ｑ軸電流Ｉｑ１の推移と、第２ｑ軸電流Ｉｑ２の推移とは、第１，第２ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の１変動周期（略６０°）の平均値Ｉａｖｅに対して対称となる。ここで、第１，第２ｑ軸電流の検出値を下式（ｅｑ６）のように表す。

上式（ｅｑ６）において、「Ｉａｖｅ１」は第１ｑ軸電流Ｉｑ１の１変動周期における平均値を示し、「Ｉａｖｅ２」は第２ｑ軸電流Ｉｑ２の１変動周期における平均値を示し、「α」は各ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の平均値からのずれ量を示す。本実施形態では、各巻線群１０Ａ，１０Ｂの自己インダクタンスが同一であり、また、各インバータ２０Ａ，２０Ｂに対して共通の指令トルクＴｒｑ＊が設定されていることから、各平均値Ｉａｖｅ１，Ｉａｖｅ２が互いに等しい値Ｉａｖｅとなっている。第１，第２ｑ軸電流の検出値Ｉ１ｄｅｔｅｃｔ，Ｉ２ｄｅｔｅｃｔを合計すると、下式（ｅｑ７）となる。

上式（ｅｑ７）によれば、第１ｑ軸電流Ｉｑ１の検出タイミングと、第２ｑ軸電流Ｉｑ２の検出タイミングとが同一のタイミングである場合、第１，第２ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の合計値が、第１，第２ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の１変動周期における平均値Ｉａｖｅ１，Ｉａｖｅ２の合計値Ｉａｖｅｔｏｔａｌと等しくなることがわかる。この合計値Ｉａｖｅｔｏｔａｌは、電気角に依存しない。

そこで本実施形態では、第１ｑ軸電流Ｉｑ１の検出タイミングと、第２ｑ軸電流Ｉｑ２の検出タイミングとを同一のタイミングＴｄに設定する。特に本実施形態では、上記検出タイミングを電気角６０°毎に設定する。

ちなみに、例えば第１ｑ軸電流Ｉｑ１に着目すると、図６において、第１インバータ２０Ａの出力電圧ベクトルが例えばＶ２に維持される期間の途中に第１ｑ軸電流Ｉｑ１の変化速度の符号が反転している。これは、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとが互いに磁気結合している構成において、第２インバータ２０Ｂの出力電圧ベクトルが切り替わることに起因して生じる。

また、本実施形態では、第１，第２ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の検出タイミングＴｄが、第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂのそれぞれの出力電圧ベクトルの切り替えタイミングを避けて設定されている。この設定は、第１，第２ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の検出精度の低下を回避するためのものである。つまり、出力電圧ベクトルの切り替わりタイミングにおいては、電流にノイズが重畳し、電流検出精度が低下する懸念がある。

ちなみに、第１，第２ｄ軸電流Ｉｄ１，Ｉｄ２についても、第１，第２ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２と同様に、第１ｄ軸電流Ｉｄ１の検出タイミングと、第２ｄ軸電流Ｉｄ２の検出タイミングとが同一のタイミングに設定されている。特に本実施形態では、各ｄ軸電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の検出タイミングＴｄが、各ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の検出タイミングと同じタイミングＴｄに設定されている。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとのなす角度Δθが３０°となる構成において、第１ｑ軸電流Ｉｑ１の検出タイミングと第２ｑ軸電流Ｉｑ２の検出タイミングとを同一のタイミングに設定した。このため、第１，第２ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の合計値であるｑ軸合計電流Ｉｑｔｏｔａｌが、第１，第２ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の１変動周期における平均値の合計値となる。また、第１ｄ軸電流Ｉｄ１の検出タイミングと第２ｄ軸電流Ｉｄ２の検出タイミングとを同一のタイミングＴｄに設定した。このため、第１，第２ｄ軸電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の合計値であるｄ軸合計電流Ｉｄｔｏｔａｌが、第１，第２ｄ軸電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の１変動周期における平均値の合計値に近い値となる。したがって、各合計電流Ｉｑｔｏｔａｌ，Ｉｄｔｏｔａｌを上式（ｅｑ３）に入力することにより、電流に高調波成分が含まれる場合であっても、トルク推定精度を低下させることなく推定トルクＴｅを算出することができる。

さらに、各電流Ｉｄ１，Ｉｄ２，Ｉｑ１，Ｉｑ２の全てを電気角６０°毎の同一タイミングで検出した。このため、推定トルクＴｅの更新周期を短縮でき、トルク制御精度の向上を図ることもできる。

（２）第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂのそれぞれの出力電圧ベクトルの切り替えタイミングを避けて電流検出タイミングを設定した。このため、電流の検出精度が低下することを回避できる。

（３）電流検出タイミングを電気角ベースで等間隔に設定した。トルク制御器４６において積分制御が行われる場合、電流検出タイミングが等間隔でないと、例えば電気角速度が略一定の状態とされるときであっても、電流検出間隔に応じて積分時間を変更する必要が生じ、制御装置４０の処理負荷が増大する懸念がある。また、電流検出間隔が等間隔でないと、電流検出間隔のうち一番短い間隔にあわせて制御装置４０における各処理を終える必要があり、制御装置４０を構成するマイコンに要求される処理速度が高くなる等、マイコンに要求されるスペックが高くなる懸念もある。この点、本実施形態によれば、積分時間を例えば一定時間に設定できるため、処理負荷の増大を回避できる。また、電流検出間隔に偏りがでることがないため、要求スペックが高くなることも回避できる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図７に示すように、第１ｑ軸電流Ｉｑ１の検出タイミングＴｄ１と、第２ｑ軸電流Ｉｑ２の検出タイミングＴｄ２とを電気角で６０°ずれた異なるタイミングに設定する。なお、図７は、先の図６に対応している。

また、第１ｄ軸電流Ｉｄ１の検出タイミングＴｄ１と、第２ｄ軸電流Ｉｄ２の検出タイミングＴｄ２とが異なるタイミングに設定されている。

本実施形態によれば、時間的に隣接する一組の第１，第２ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の加算値としてｑ軸合計電流Ｉｑｔｏｔａｌが算出される。また、時間的に隣接する一組の第１，第２ｄ軸電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の加算値としてｄ軸合計電流Ｉｄｔｏｔａｌが算出される。以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態の効果に準じた効果を得ることはできる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図８に示すように、第１，第２相電流検出部３２Ａ，３２Ｂに代えて、電流検出用のシャント抵抗が各インバータ２０Ａ，２０Ｂに備えられている。なお、図８において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、第１インバータ２０Ａは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗを備えている。第１Ｕ相シャント抵抗５０Ｕは、第１Ｕ相下アームスイッチＳＵｎ１のエミッタとバッテリ２１の負極端子との間に接続され、第１Ｕ相下アームスイッチＳＵｎ１に流れる電流を検出する。第１Ｖ相シャント抵抗５０Ｖは、第１Ｖ相下アームスイッチＳＶｎ１のエミッタとバッテリ２１の負極端子との間に接続され、第１Ｖ相下アームスイッチＳＶｎ１に流れる電流を検出する。第１Ｗ相シャント抵抗５０Ｗは、第１Ｗ相下アームスイッチＳＷｎ１のエミッタとバッテリ２１の負極端子との間に接続され、第１Ｗ相下アームスイッチＳＷｎ１に流れる電流を検出する。

第２インバータ２０Ｂは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗを備えている。なお、第２インバータ２０Ｂを構成する各シャント抵抗６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗについては、第１インバータ２０Ａを構成する各シャント抵抗５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗと同様であるため、詳細な説明を省略する。

各シャント抵抗５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗ，６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗによって検出された電流は、制御装置４０に入力される。ここで本実施形態では、図９に示すように、各インバータ２０Ａ，２０Ｂの出力電圧ベクトルが、２相分の下アームスイッチがオンされる有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５となる期間内に電流検出タイミングが設定されている。これは、シャント抵抗を備えてかつ矩形波制御が行われる構成において、出力電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５となる場合のみ、キルヒホッフの法則に基づいて電流検出ができるためである。詳しくは、第１インバータ２０Ａにおいて出力電圧ベクトルがＶ１となる場合を例に説明すると、第１Ｖ相シャント抵抗５０ＶによってＶ相電流ＩＶ１を検出でき、第１Ｗ相シャント抵抗５０ＷによってＷ相電流ＩＷ１を検出できる。そして、検出された各相電流ＩＶ１，ＩＷ１に基づいて、Ｕ相電流ＩＵ１を算出できる。なお、図１０には、ｑ軸電流の真値、ｑ軸合計電流Ｉｑｔｏｔａｌ、ｄ軸電流の真値、及びｄ軸合計電流Ｉｄｔｏｔａｌの推移を示した。

以上説明した本実施形態によれば、電流検出が可能な出力電圧ベクトルが制限されている場合であっても、電流検出間隔を等間隔に設定することができる。これに対し、電流検出間隔が等間隔とならない場合、上述したように、積分時間の変更が必要になるといった不都合が生じる。また、電流検出間隔が等間隔とならない場合、上述したように、制御装置４０を構成するマイコンの要求スペックが高くなる懸念もある。本実施形態では、電気角６０°の等間隔で電流を検出できることから、こうした不都合は生じない。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第３実施形態において、上記第１実施形態で説明したように、各ｑ軸電流Ｉｑ１，Ｉｑ２及び各ｄ軸電流Ｉｄ１，Ｉｄ２を同一タイミングで検出してもよい。

・第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとのなす角度Δθは３０°に限らず、−３０°，９０°，１５０°等、「３０＋６０×Ｎ」°（Ｎは整数）を満たす任意の値であってもよい。

・電流検出タイミングとしては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、上記第１実施形態において、電流検出タイミングを電気角「６０×Ｍ」°（Ｍは２〜５の整数）毎に設定してもよい。また、電流検出タイミングを、「６０×Ｍ」°毎に設定するものに限らず、それ以外の間隔毎に設定してもよい。さらに、電流検出タイミングを、不等間隔毎に設定してもよい。

・上記各実施形態において、第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂのそれぞれの出力電圧ベクトルの切り替えタイミングを電流検出タイミングに設定してもよい。

・モータ１０として非突極型のもの（非突極機）を用いる場合、ｄ軸合計電流Ｉｄｔｏｔａｌを用いることなく、ｑ軸合計電流Ｉｑｔｏｔａｌによって推定トルクＴｅを算出することができる。

・上記各実施形態において、第１ｑ軸電流Ｉｑ１の１変動周期における平均値Ｉａｖｅ１と、第２ｑ軸電流Ｉｑ２の１変動周期における平均値Ｉａｖｅ２とが異なっていてもよい。また、第１ｄ軸電流Ｉｄ１の１変動周期における平均値と、第２ｄ軸電流Ｉｄ２の１変動周期における平均値とが異なっていてもよい。

・モータとしては、２重巻線を有するものに限らず、Ｌ重巻線（Ｌは３以上の整数）を有するものであってもよい。ここで、第１〜第３巻線群を有する場合、例えば、これら巻線群のうち、第１巻線群と第２巻線群とのそれぞれの電流検出タイミングを同一に設定し、第２巻線群と第３巻線群とのそれぞれの電流検出タイミングを同一に設定すればよい。

１０…モータ、１０Ａ，１０Ｂ…第１，第２巻線群、２０Ａ，２０Ｂ…第１，第２インバータ、４０…制御装置。

Claims

ステータ（１３）に巻回された複数の巻線群（１０Ａ，１０Ｂ）、及び前記複数の巻線群に対する共通のロータ（１２）を有する多重巻線回転電機（１０）と、
上アームスイッチ（ＳＵｐ１〜ＳＷｐ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｐ２）及び下アームスイッチ（ＳＵｎ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｎ２〜ＳＷｎ２）の直列接続体を有し、前記巻線群に電圧を印加する電力変換回路（２０Ａ，２０Ｂ）とを備える制御システムに適用され、
前記複数の巻線群のうち、いずれか１つを第１対象巻線群とし、残余のいずれか１つを第２対象巻線群とし、
前記回転電機の２相回転座標系における前記第１対象巻線群及び前記第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流を検出する電流検出手段（４２，４３）と、
前記電流検出手段によって検出された前記第１対象巻線群及び前記第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流に基づいて、前記回転電機のトルクを推定するトルク推定手段（４４）と、
前記トルク推定手段によって推定されたトルクと、その指令値とに基づいて、前記回転電機の電気角の１周期において、前記上アームスイッチがオンされてかつ前記下アームスイッチがオフされる状態と、前記上アームスイッチがオフされてかつ前記下アームスイッチがオンされる状態とが１回ずつ実現される矩形波制御を行うべく前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのそれぞれを操作する操作手段（４５〜４８）とを備え、
前記電流検出手段は、前記第１対象巻線群に流れるトルク電流検出値と前記第２対象巻線群に流れるトルク電流検出値との合計値が、前記第１対象巻線群及び前記第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流の１変動周期における平均値の合計値となるようなタイミングにおいて、前記回転電機のトルクの推定に用いる前記第１対象巻線群及び前記第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流を検出することを特徴とする多重巻線回転電機の制御装置。
前記多重巻線回転電機は、前記第１対象巻線群と前記第２対象巻線群とのなす角度が電気角で「３０＋６０×Ｎ」°（Ｎは整数）となるように構成されている請求項１記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記電流検出手段は、前記第１対象巻線群に流れるトルク電流の検出タイミングと、前記第２対象巻線群に流れるトルク電流の検出タイミングとを同一のタイミングに設定する請求項２記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記電流検出手段は、前記第１対象巻線群に流れるトルク電流の検出タイミングと、前記第２対象巻線群に流れるトルク電流の検出タイミングとを異なるタイミングに設定する請求項２記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記電流検出手段は、前記第１対象巻線群及び前記第２対象巻線群のそれぞれに流れるトルク電流の検出タイミングを等間隔に設定する請求項３又は４記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記電力変換回路は、前記各巻線群のそれぞれに対応して個別に設けられ、
前記電流検出手段は、前記各電力変換回路のそれぞれの出力電圧ベクトルの切り替えタイミングを避けて前記トルク電流の検出タイミングを設定する請求項１〜５のいずれか１項に記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記回転電機は、３相のものであり、
前記電力変換回路は、３相インバータであり、
前記制御システムには、前記下アームスイッチのそれぞれに接続された電流検出用のシャント抵抗（５０Ｕ〜５０Ｗ，６０Ｕ〜６０Ｗ）が備えられ、
前記電流検出手段は、前記インバータの出力電圧ベクトルが２相分の前記下アームスイッチがオンされる有効電圧ベクトルとなる期間内に、前記トルク電流の検出タイミングを設定する請求項１〜６のいずれか１項に記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記回転電機は、２つの前記巻線群を有する２重巻線回転電機である請求項１〜７のいずれか１項に記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記第１対象巻線群を構成する各巻線の巻数と、前記第２対象巻線群を構成する各巻線の巻数とは、同一の数に設定されている請求項１〜８のいずれか１項に記載の多重巻線回転電機の制御装置。