JP2011072145A - モータドライブシステム - Google Patents

Abstract

【課題】 モータドライブシステム装置内で発生する高調波を低減することを達成する。
【解決手段】 電動機４のステータ巻線の一部は第１インバータ２と接続され、また電動
機４のステータ巻線の一部は第２インバータ３と接続される。位相制御によって、第１イ
ンバータ２と第２インバータ３の出力電圧が互いに３０°の位相差を以って出力する。位
相差を持った第１インバータ２と第２インバータ３は、互いに逆位相をもつ出力電圧とな
る。そのため第１インバータ２と第２インバータ３の出力電圧を合成すると、高調波が低
減する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータドライブシステムに関する。

鉄道車両用モータドライブシステムは、車両の床下のような限られたスペースに搭載する
必要があることや、既存製品の汎用性を高めることからも複数の小型インバータで大容量
のモータを駆動できるモータドライブシステムが開発されてきた。

モータドライブシステムの小型化の方法として、モータの損失を低減して発熱量を抑制す
ることで装置の冷却構造が簡易化され、モータドライブシステム装置全体の小型化を実現
する、という方法が考えられている。

モータ電流高調波を低減する方法としては、多レベルインバータや、複数台のインバータ
を用いて多重化、多相化する方法がある。

このようなモータの熱損失を低減するためには、モータ電流の高調波を低減することが必
要となる。モータ電流の高調波は低減させる発明として図１５に示すような、第１のイン
バータ１０１と第２のインバータ１０２の２台のインバータを用いて１つのモータ１０３
を駆動する際に、第１のインバータ１０１と第２のインバータ１０２の間で生じる相互イ
ンダクタンスの干渉を減らす悲干渉化制御がある。相互インダクタンスの干渉を低減させ
るために、２つのインバータを１つの式によって制御する制御方式を採っている多相巻線
モータドライブシステムが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

多重巻線永久磁石モータのモデル化と非干渉化制御方式の開発（平成１７年電機学会産業応用部門大会）

従来の多相巻線モータドライブシステムは、モータドライブシステムに搭載している個々
のインバータの出力を合成するため、複数のインバータのUVWのコイルを近接して設け、U
VWのコイル間が磁気的結合を有するように構成している。インバータのUVWのコイル間の
磁気的結合は、出力合成には必要となるが、同時にモータ電流高調波が発生する。このモ
ータ電流高調波は、電流損失を生じさせ、モータドライブシステムから高い熱を発生させ
てしまう。また、モータ電流高調波は、騒音を発生させる。このようなモータ電流高調波
からモータドライブシステム全体に及ぼす影響を防止するために、冷却装置や防音装置が
必要となり、モータドライブシステムの装置全体が大型化してしまう虞があった。

本発明の上記問題点を解決するためになされたもので、モータ電流高調波を低減し、装置
全体の小型化が可能となるモータドライブシステムを提供することを目的とする。

上記を解決するために、本発明によるモータドライブシステムは、（請求項１をコピー、
またはその他の重要クレーム）とを有することを特徴としている。

本発明によれば、モータドライブシステム装置全体の高調波を低減し、装置を高効率化す
ることができる。

本発明の第１の実施形態のモータドライブシステムブロック図。 本発明の第１の実施形態の第１インバータのU相出力電圧図。 本発明の第１の実施形態の第２インバータのU相出力電圧図。 本発明の第１の実施形態の第１インバータと第２インバータのU相合成出力電圧図。 本発明の第１の実施形態の第１インバータの電流波形図。 本発明の第１の実施形態の第２インバータの電流波形図。 本発明の第１の実施形態の第１インバータと第２インバータの合成電流波形図。 本発明の第２の実施形態の等価回路図。 本発明の第２の実施形態のモータドライブシステ等価回路図。 第１の実施形態のモータドライブシステム等価回路図。 本発明の第２の実施形態の第１インバータの電流波形図。 本発明の第２の実施形態の第２インバータの電流波形図。 本発明の第３の実施形態のモータドライブシステムブロック図。 本発明の第４の実施形態のモータドライブシステムブロック図。 従来の多重巻線永久磁石モータの等価回路図。

以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態のモータドライブシステムブロック図である。図２は、
本発明の第１の実施形態の第１インバータのU相出力電圧図である。図３は、本発明の第
１の実施形態の第２インバータのU相出力電圧図である。図４は、本発明の第１の実施形
態の第１インバータと第２インバータのU相合成出力電圧図である。図５は、本発明の第
１の実施形態の第１インバータの電流波形図である。図６は、本発明の第１の実施形態の
第２インバータの電流波形図である。図７は、本発明の第１の実施形態の第１インバータ
と第２インバータの合成電流波形図である。以下に、図を参照して第１の実施形態につい
て説明する。

（構成）
図１に示すように、パンタグラフ１と接続された第１インバータ２は、第２インバータ３
、電動機４、第１の制御手段７と接続される。また、第２インバータ３は、第１インバー
タ２、電動機４、第２の制御手段８と接続される。電動機４は、第１インバータ２、第２
インバータ３、第１の電流検知手段５、第２の電流検知手段６、速度検知手段１０と接続
されている。第１の電流検知手段５は、電動機４のＵ相線、Ｖ相線と、第１の制御手段７
と接続されている。第２の電流検知手段６は、電動機４のＵ相線、Ｖ相線と、第２の制御
手段８と接続されている。第１の制御手段７は、第１インバータ２、第１の電流検知手段
５、トルク指令手段９に接続されている。また、第２の制御手段８は、第２インバータ３
、第２の電流検知手段６、トルク制御手段９に接続されている。トルク手段９は、第１の
制御手段７、第２の制御手段８と接続されている。速度検知手段１０は、電動機４、第１
の制御手段７、第２の制御手段８と接続される。

電動機４は、電動機４内備わるステータ巻線の半数は、第１ステータ巻線４ａとして第１
インバータに接続され、残りのステータ巻線は、第２のステータ巻線４ｂとして第２イン
バータ３に接続される。

（各構成の作用）
第１の電流検知手段５は第１インバータ２を流れる電流に関する情報を取得し、第１の制
御手段７に送る。また、第２の電流検知手段６は第２インバータ３を流れる電流に関する
情報を取得し、第２の制御手段８に送る。

トルク指令手段９は、電動機３の出力に関する情報を第１の制御手段７および第２の制御
手段８に送る。なお、トルク指令手段９が提供するトルク指令を電動機３のステータ巻線
電流の指令値として与えた場合にも同等の作用を得ることができる。

第１の制御手段７は、第１の電流検知手段５で取得した情報とトルク指令手段９からの情
報を用いて、第１インバータ２の電流指令値を演算する。また第２の制御手段８は、第２
の電流検知手段６で取得した情報とトルク指令手段９からの情報を用いて、第２インバー
タ３の電流指令値を演算する。また、第１の制御手段７は、第１の電流検知手段５から得
た情報と、速度検知手段１０から得た電動機４の速度に関する情報を用いて第１インバー
タ２のインバータ出力指令値を演算し、第１インバータ２に対し制御信号を出力する。第
２の制御手段８は、第２の電流検知手段６から得た情報と、速度検知手段１０から得た電
動機４の速度に関する情報を用いて第２インバータ３のインバータ出力指令値を演算し、
第１インバータ２に対し制御信号を出力する。電動機４は第１のインバータ２と第２のイ
ンバータ３の電流指令値と制御信号によって制御される。

なお、第１の制御手段７、第２の制御手段８は、２つの独立したハードウエアにより構成
する他に、同一のハードウエア内において、ソフトウエアとして構成することも可能であ
る。速度検出手段１０は電動機３の回転速度に関する情報を取得する。

(作用)
図１に示す構成により、電動機４は第１インバータ２と第２インバータ３の両方から電力
の供給を受けることができる。図２が示すように、第１インバータ２は１パルスモード制
御で電圧制御が行われている。位相差をつける前の第１インバータの電圧出力１１ａを１
５°前に位相をずらす。そのため、第１インバータ２からは、位相差をつけた後の第１イ
ンバータの電圧出力１２ａが出力される。また、図３が示すように、第２インバータ３は
１パルスモード制御で電圧制御が行われている。位相差をつける前の第２インバータの電
圧出力１１ｂを１５°後ろに位相をずらす。そのため、第２インバータ３からは、位相差
をつけた後の第２インバータの電圧出力１２ｂが出力される。位相差をつけた後の第１イ
ンバータの電圧出力１２ａと位相差をつけた後の第２インバータの電圧出力１２ｂの合成
値は図４に示す。相差をつけた後の第１インバータの電圧出力１２ａと位相差をつけた後
の第２インバータの電圧出力１２ｂは、互いに３０°の位相差をもった矩形波電圧を電動
機４のステータ巻線に印加する。これにより、図４に示すように、位相差をつける前の第
１インバータと第２インバータの合成電圧出力１１よりも位相差をつけた後の第１インバ
ータと第２インバータの合成電圧出力１２のほうが正弦波に近いものとなる。

このような位相制御を適用した際の、第１インバータ２の出力電流波形を図５に示し、第
２インバータ３の出力電流波形を図６に示す。また、第１インバータ２と第２インバータ
３の出力電流を合成した場合を、図７に示す。図５と図６に示すように、第１インバータ
２と第２インバータ３の電流波形は高調波を有しているが、第１インバータと第２インバ
ータでは逆位相が生じているため、合成することにより図７に示すように高調波が低減さ
れる。ただし、位相差を設ける場合は、合成後の電圧の基本成分が、位相差を設けない場
合と同じになるよう、振幅１３の補正を行う
（効果)
このような構成のモータドライブシステムは、第１インバータ２と第２インバータ３から
位相の異なる電圧を出力させることにより、第１インバータ２と第２インバータ３から発
生する高調波を相殺することが可能となる。高調波は、振動周波数の高調波成分を増加さ
せ、乗客者もしくは列車走行近隣の住民が耳障りと感じる騒音を増加させる。また、電動
機４に印加させる電圧に高調波が含まれている場合は、熱損失が増加し、故障の原因にな
るとともに、モータドライブシステムの高効率化を妨げいている。このように、騒音や電
動機４から発生する熱量を低減することで、従来のモータドライブシステムに必要であっ
た防音装置や冷却装置を簡素化させることが可能となり、小型軽量化で騒音の少ないモー
タドライブシステムを提供することが可能となる。

（第２の実施形態）
本発明に基づく第２の実施形態について図を参照し、詳細に説明する。図８は、本発明の
第２の実施形態の等価回路図である。図９は、本発明の第２の実施形態のモータドライブ
システ等価回路図である。図１０は、第１の実施形態のモータドライブシステム等価回路
図である。図１１は、本発明の第２の実施形態の第１インバータの電流波形図である。図
１２は、本発明の第２の実施形態の第２インバータの電流波形図である。尚、図１乃至７
と同一の構成をとるものについては、同符号を付して説明を省略する。

本実施形態は、第１の実施形態に鉄心コア部２０ｕ、２０ｖ、２０ｗが追加されている点
が異なっている。以下、その点について詳細に説明する。

（構成）
図８に示すように、第１インバータ２と第２インバータ３の間に設けられた鉄心コア部２
０uは、電動機４と第１インバータ２、第２インバータ３のU相線に設けられている。また
、第１インバータ２と第２インバータ３の間に設けられた鉄心コア部２０ｖは、電動機４
と第１インバータ２、第２インバータ３の間に設けられたV相線に設けられている。また
、第１インバータ２と第２インバータ３の間に設けられた鉄心コア部２０ｗは、電動機４
と第１インバータ２、第２インバータ３のW相線に設けられている。鉄心コア部２０ｕ、
２０ｖ、２０ｗは、第１インバータ２のステータ巻線４a方向と第２インバータ３のステ
ータ巻線４ｂ方向が逆になるように設けられている。

（作用）
図９に示すように、第１の実施形態の第１インバータ２のステータ巻線と第２インバータ
３のステータ巻線の間には、磁気干渉が発生する磁気的干渉部２１が存在する。これは、
第１インバータ２と第２インバータ３に接続されたステータ巻線同士が接近しているため
、ステータ巻線間で磁気干渉が発生する。このような磁器干渉部２１が存在することで、
第１インバータ２と第２インバータ３は、図５、図６で示すような高調波を含んだ電流波
形となり、耳障りな騒音や熱発生の原因となる。

第１の実施形態においては、この高調波を第１インバータ２と第２インバータ３の出力電
圧に位相差を設け、その出力電圧を合成することで、電動機４内で発生する高調波を低減
することを実現した。本実施形態では、第１インバータ２と第２インバータ３内で、個々
に発生する高調波の低減を可能にする。

図１０に示すように、鉄心コア部２０をモータドライブシステム内に設けることで、第１
インバータ２と第２インバータ３の間で発生する磁気干渉が抑制される。第１インバータ
２と第２インバータ３の間の磁気的干渉部（Ｍ）２１では、相互インダクタンスが生じる
ため、高調波が成分が生じる。第１インバータ２のステータ巻線の巻き方向が第２インバ
ータ３のコイルの巻き方向とは逆になっているため、鉄心コア部（Ｍ´）２０の磁気的干
渉部２１とは逆向きの高調波が生じる。つまり、磁気的干渉部２１と鉄心コア部２０で生
じる高調波成分が｜Ｍ｜＝｜Ｍ´｜となるように鉄心コア部２０を設けることで、第１イ
ンバータ２と第２インバータ３内で生じていた高調波成分を低減することが可能となる。
このような鉄心コア部２０ｕ、２０ｖ、２０ｗを設けた第１インバータ部２の電流波形を
図１１に示す。図１１に示すように、第１の実施形態における第１インバータ部２の電流
波形よりも本実施形態の第１インバータ２の電流波形は高調波成分を含んでいない。また
、鉄心コア部２０ｕ、２０ｖ、２０ｗを設けた第２インバータ部３の電流波形を図１２に
示す。図１２に示すように、第１の実施形態における第２インバータ３の電流波形よりも
本実施形態の第２のインバータ３の電流波形は高調波成分を含んでいない。

(効果)
このような構成のモータドライブシステムは、第１の実施形態の効果に追加して、第１イ
ンバータ２、第２インバータ3が相互に干渉し合うことによって発生する高調波を低減さ
せることが可能となる。第１インバータと第２インバータから電動機４への配線上での電
流損失を抑制できるため、従来のモータドライブシステムに必要であった防音装置や冷却
装置を簡素化させることが可能となり、小型軽量化で騒音の少なく、高効率なモータドラ
イブシステムを提供することが可能となる。

（第３の実施形態）
本発明に基づく第２の実施形態について図を参照し、詳細に説明する。図１３は、本発明
の第３の実施形態のモータドライブシステムブロック図である。尚、図１乃至１２と同一
の構成をとるものについては、同符号を付して説明を省略する。

本実施形態は、第１の実施形態に、新たな第３インバータ３２を追加したものである。ま
た、第３インバータ３２の追加によって、第３の制御手段３３、第３の電流検知手段３４
、鉄心コア部３０ｕ、３０ｖ、３０ｗ、３１ｕ、３１ｖ、３１ｗが追加された点が異なっ
ている。以下、その点について詳細に説明する。

（構成）
第２インバータ３と第３インバータ３２の間に設けられている鉄心コア３０について述べ
る。図１３に示すように、第２インバータ３と第３インバータ３２の間に設けられた鉄心
コア部３０uは、電動機４と第２インバータ３、第３インバータ３２のU相線に設けられて
いる。また、第２インバータ３と第３インバータ３２の間に設けられた鉄心コア部３０ｖ
は、電動機４と第２インバータ３、第３インバータ３２の間に設けられたV相線に設けら
れている。また、第２インバータ３と第３インバータ３２の間に設けられた鉄心コア部３
０ｗは、電動機４と第２インバータ３、第３インバータ３２のW相線に設けられている。
鉄心コア部３０ｕ、３０ｖ、３０ｗは、第２インバータ３のステータ巻線４ｂ方向と第３
インバータ３２のステータ巻線４ｃ方向が逆になるように設けられている。

第１インバータ２と第３インバータ３２に設けられている鉄心コア部３１について述べる
。第１インバータ２と第３インバータ３２の間に設けられた鉄心コア部３１uは、電動機
４と第１インバータ２、第３インバータ３２のU相線に設けられている。また、第１イン
バータ２と第３インバータ３２の間に設けられた鉄心コア部３１ｖは、電動機４と第１イ
ンバータ２、第３インバータ３２の間に設けられたV相線に設けられている。また、第１
インバータ２と第３インバータ３２の間に設けられた鉄心コア部３１ｗは、電動機４と第
１インバータ２、第３インバータ３２のW相線に設けられている。鉄心コア部３１ｕ、３
１ｖ、３１ｗは、第１インバータ２のステータ巻線４ｂａ方向と第３インバータ３２のス
テータ巻線４ｃ方向が逆になるように設けられている。

（作用）
第１の実施形態と同様の作用によって、第２インバータ３と第３インバータ３２の間に
生じる磁気的干渉は、鉄心コア部３０（３０ｕ、３０ｖ、３０ｗ）で生じる磁気的干渉に
よって相殺され、磁気的干渉によって生じる高調波は抑制されることになる。また、第１
の実施形態と同様の作用によって、第１インバータ２と第３インバータ３２の間に生じる
磁気的干渉は、鉄心コア部３１（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）で生じる磁気的干渉によって
相殺され、磁気的干渉によって生じる高調波は抑制されることになる。

（効果）
本実施形態は、２台以上のインバータを用いて１台の電動機４を駆動する際にも、第１の
実施形態や第２の実施形態と同様に、各インバータで発生する高調波と電動機４で発生す
る高調波を低減させることが可能である。そのため、出力容量の大きい電動機４を使用す
る際にも騒音が少なく、小型軽量化で高効率なモータドライブシステムを提供することが
可能である。

（第４の実施形態）
本発明に基づく第２の実施形態について図を参照し、詳細に説明する。図１４は、本発明
の第４の実施形態のモータドライブシステムブロック図である。尚、図１乃至１３と同一
の構成をとるものについては、同符号を付して説明を省略する。

本実施形態は、第１の実施形態に、新たな第３インバータ３２と第４のインバータ４１を
追加したものである。また、第３インバータ３２の追加によって、第３の制御手段３３、
第３の電流検知手段３４が追加され、第４インバータ４１の追加によって、第４の制御手
段４２、第４の電流検知手段４３が追加され、第３インバータ３２と第４インバータ４１
の追加によって、鉄心コア部４０（４０ｕ、４０ｖ、４０ｗ）が追加された点が異なって
いる。以下、その点について詳細に説明する。（構成）
図１４に示すように、第１インバータ２と第２インバータ３間には鉄心コア部２０（２０
ｕ、２０ｖ、２０ｗ）が設けられ、第３インバータ３２と第４インバータ４１間に鉄心コ
ア部４０（４０ｕ、４０ｖ、４０ｗ）が設けられている。第３インバータ３２と第４イン
バータ４１間に設けられた鉄心コア部４０（４０ｕ、４０ｖ、４０ｗ）について説明する
。第３インバータ３２と第４インバータ４１の間に設けられた鉄心コア部４０uは、電動
機４と第３インバータ３２、第４インバータ４１のU相線に設けられている。また、第３
インバータ３２と第４インバータ４１の間に設けられた鉄心コア部４０ｖは、電動機４と
第３インバータ３２、第４インバータ４１の間に設けられたV相線に設けられている。ま
た、第３インバータ３２と第４インバータ４１の間に設けられた鉄心コア部４０ｗは、電
動機４と第３インバータ３２、第４インバータ４１のW相線に設けられている。鉄心コア
部４０ｕ、４０ｖ、４０ｗは、第３インバータ３２のステータ巻線４ｃ方向と第４インバ
ータ４１のステータ巻線４ｄ方向が逆になるように設けられている。

（作用）
第１の実施形態と同様の作用によって、第３インバータ３２と第４インバータ４１の間に
生じる磁気的干渉は、鉄心コア部４０（４０ｕ、４０ｖ、４０ｗ）で生じる磁気的干渉に
よって相殺され、磁気的干渉によって生じる高調波は抑制されることになる。

（効果）
本実施形態は、鉄心コア部を設けた２台のインバータを１組としてとらえ、２組以上のイ
ンバータで1台の電動機４を駆動する際にも、第１の実施形態や第２の実施形態と同様に
、各インバータで発生する高調波と電動機４で発生する高調波を低減させることが可能で
ある。そのため、出力容量の大きい電動機４を使用する際にも騒音が少なく、小型軽量化
で高効率なモータドライブシステムを提供することが可能である。

１ パンタグラフ
２ 第１インバータ
３ 第２インバータ
４ 電動機
４ａ 第１のステータ巻線
４ｂ 第２のステータ巻線
４ｃ 第３のステータ巻線
４ｄ 第４のステータ巻線
５ 第１の電流検知手段
６ 第２の電流検知手段
７ 第１の制御手段
８ 第２の制御手段
９ トルク指令手段
１０ 速度検知手段
１１ａ 位相差をつける前の第１インバータの電圧出力
１１ｂ 位相差をつける前の第２インバータの電圧出力
１２ａ 位相差をつけた後の第１インバータの電圧出力
１２ｂ 位相差をつけた後の第２インバータの電圧出力
１１ 位相差をつける前の第１インバータと第２インバータの合成電圧出力
１２ 位相差をつけた後の第１インバータと第２インバータの合成電圧出力
１３ 振り幅
２０ 鉄心コア部
２０ｕ 鉄心コア部
２０ｖ 鉄心コア部
２０ｗ 鉄心コア部
２１ 磁気的干渉部
３０ 鉄心コア部
３０ｕ 鉄心コア部
３０ｖ 鉄心コア部
３０ｗ 鉄心コア部
３１ 鉄心コア部
３１ｕ 鉄心コア部
３１ｖ 鉄心コア部
３１ｗ 鉄心コア部
３２ 第３インバータ
３３ 第３制御手段
３４ 第３電流検知手段
４０ 鉄心コア部
４０ｕ 鉄心コア部
４０ｖ 鉄心コア部
４０ｗ 鉄心コア部
４１ 第４インバータ
４２ 第４の制御手段
４３ 第４の電流検知手段

Claims (3)

1. 複数台のインバータと、
   前記複数台のインバータが供給する電力を使用して駆動する電動機と、
   前記電動機は前記複数台のインバータと接続され、
   前記複数台のインバータから出力される電圧位相が異なるように制御する位相制御手段と
   を有することを特徴するモータドライブシステム。
2. 複数台のインバータと、
   前記複数台のインバータが供給する電力を使用して駆動する電動機と、
   前記複数台のインバータ間に設けられる鉄心コア部と、
   前記電動機は前記複数台のインバータと接続され、
   前記複数台のインバータから出力される電圧位相が異なるように制御する位相制御手段と
   を有することを特徴するモータドライブシステム。
3. 前記複数台のインバータは、第１インバータと第２インバータからなことを特徴とする請
   求項１乃至２記載のモータドライブシステム。

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