JP2005117875A - 交流回転電機の磁気騒音低減方法及びそれを用いるモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流回転電機の磁気騒音を従来より格段に低減する方法を提供すること。
【解決手段】多相の交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基本周波数成分を基準としてｎ＋１次（倍）の周波数の磁気騒音低減用高調波電流を多相交流電流に重畳することにより、交流回転電機の鉄心に径方向に発生する径方向磁気加振力のうちの基本周波数成分のｎ倍の高調波成分を減衰させる。磁気騒音は、ロータの起磁力により生じる鉄心の周方向振動と径方向振動の合成振動により生じるが、径方向振動の低減が磁気騒音低減に特に有効であり、ロータの起磁力及びステータ電流に起因する径方向磁気加振力の高調波成分は基本周波数の６倍又は１２倍の周波数となるので、ステータ電流に基本周波数の７倍、１３倍の周波数の電流を重畳することによりキャンセルすることができる。
【選択図】図１０

Description

本発明は、交流回転電機の磁気騒音低減方法及びそれを用いるモータ制御装置に関する。

近年、電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池自動車などが実用レベル又は開発レベルとなっている。これらの自動車では大出力の交流回転電機が走行動力発生用の主要要素となっているが、このような大出力交流回転電機ではその磁気騒音が大きいという問題があった。また、種々の用途において、静粛な交流モータが要望されており、交流回転電機の磁気騒音低減に関する種々の技術が提案されている。たとえば、特許文献１は、電動機の誘起電圧に含まれる高調波成分を打ち消す電圧成分をインバータの出力電圧に重畳することによりトルク脈動やそれによる騒音を低減することを提案している。

その他、たとえば、特許文献２は、通電電流の基本周波数成分に対してその高調波成分を積極的に重畳してトルク脈動の低減を図ることを提案している。
特許第2928594号公報 特開平11−55986号公報

しかしながら、上記した従来の高調波重畳式磁気騒音低減技術にもかかわらず、交流回転電機の低騒音化は満足できる水準に達していると言えるものではなかった。この理由について以下に説明する。

騒音は振動体（ここでは交流回転電機の鉄心）の機械的振動により発生するため、何らかの振動手段を付加して、減衰すべき周波数の振動エネルギーと同一周波数、逆位相、等しい振幅をもつ振動エネルギーを加えれば、振動体のこの周波数における振動をキャンセルできるはずである。また、電機子電流の基本周波数成分に対してなんらかの高調波成分を加えることにより磁気騒音を低減できる知見自体は上記したように以前より種々主張されている。

しかしながら、これら先行技術文献は、交流回転電機の所定周波数の磁気騒音（音響エネルギー）を低減するために、その電機子コイルにどのような周波数、位相、振幅を重畳すればよいか、すなわち低減すべき音響（振動エネルギー）と通電電流との数量的関係について具体的に記載しておらず、ある特定周波数の磁気騒音を低減するためのどのような電流を流すべきかが不明であったため、その実用化は困難であった。更に、この磁気騒音とそれを抑制するための電流との間の関係は交流回転電機の構造やその使用状態により種々変動するはずであり、その結果、上記高調波重畳式磁気騒音低減技術は理念としては知られていてもいまだ実用されたものはなかった。

本発明は上記問題点に鑑み、種々の交流回転電機の磁気騒音を簡単確実に低減可能な交流回転電機の磁気騒音低減方法及びそれを用いるモータ制御装置を提供することをその目的としている。

請求項１記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法は、多相の交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基本周波数成分を基準としてｎ（ｎは自然数）＋１倍（次）の周波数の径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳することにより、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成分のｎ（倍）次の高調波成分を減衰させることを特徴としている。これにより、種々の大きさ、任意の出力状態の交流回転電機の磁気騒音を良好に低減することが初めて可能となった。なお、オープン制御により径方向振動低減用高調波電流の位相や振幅は予め定めた値としてもよく、あるいはフィードバック制御により検出した径方向振動低減用高調波電流の値を予め定めた値としてもよい。ただし、これら予め定めた値は、予め記憶する基本波電流振幅や回転数と位相や振幅とのマップに基づいて運転状態に応じて変更することができる。

以下、更に詳しく説明する。

磁気騒音は、交流回転電機の鉄心の磁気力（磁気加振力）により形成される振動（磁気振動ともいう）に起因し、この磁気振動は周方向振動と径方向振動の合成振動となる。

鉄心の周方向振動はトルクリップルを生じさせるが、ステータ鉄心又はロータ鉄心はほぼ円筒形状又は円柱形状を有しているため、これら鉄心が周方向に周期的に振動したとしても、この振動による鉄心に接する空気の振動すなわち騒音は小さい。これに対して、鉄心の径方向の振動はステータ鉄心又はロータ鉄心の外周面又は内周面の径方向振動を生じさせるが、これら外周面又は内周面は空気に接しているため、ステータ鉄心又はロータ鉄心の径方向振動により、これら外周面又は内周面が径方向に振動し、大きな騒音を生じさせる。

すなわち、磁気加振力の周方向成分を低減することによりトルク脈動が低減され、磁気加振力の径方向成分を低減することにより磁気騒音が低減される。

本発明では、通常はロータ起磁力及びステータ電流（基本周波数成分）により形成される磁気加振力の径方向成分（径方向磁気的加振力ともいう）の所定次数の高調波成分を低減するために、この高調波成分とのベクトル和の振幅が小さくなるような位相、振幅をもつこの所定次数の磁気加振力を追加するべくこの次数よりも１だけ大きい次数の径方向振動低減用高調波電流を上記ステータ電流（多相交流電流）に重畳させる。これにより、良好に磁気騒音の低減を実現することができることがわかった。なお、上記、径方向振動低減用高調波電流の重畳により、上記ロータ起磁力及びステータ電流（基本周波数成分）により形成される磁気加振力の径方向成分と同様に、交流回転電機のその他の径方向振動、たとえば外部から入力される径方向振動も低減することができる。

すなわち、この発明によれば、基本周波数のｎ＋１倍の周波数の径方向振動低減用高調波電流がトルク形成のための通電電流に重畳される。これにより、通電電流の基本周波数のｎ倍の周波数の径方向振動の高調波成分を低減することができることがわかった。この理由については、後述するものとする。

好適な態様（請求項２）において、前記交流回転電機としての三相交流回転電機のステータ電流の基本周波数成分に対して６ｋ＋１（ｋは自然数）倍の周波数をもつ径方向振動低減用高調波電流を前記ステータ電流に重畳するにより、前記基本周波数成分の６ｋ倍の周波数をもつ前記交流回転電機の径方向振動を前記重畳を行わない場合に比べて低減する。これにより、三相交流回転電機において主要な磁気騒音を構成する磁気騒音の６ｋ次の高調波成分を良好に低減又はキャンセルすることができる。

好適な態様（請求項３）において、７次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、前記径方向振動の６次の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させる。これにより、従来もっとも振幅が大きい磁気騒音成分であった径方向振動の６次高調波成分を良好に低減できる。

好適な態様（請求項４）において、１３次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、前記径方向振動の１２次の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させる。これにより、従来において２番目に耳障りな磁気騒音成分であった径方向振動の１２次高調波成分を良好に低減できることがわかった。

好適な態様（請求項５）において、７次と１３次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、６次及び１２次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも同時に減衰させる。これにより、従来において１、２番目に耳障な磁気騒音成分であった径方向振動の６次、１２次高調波成分を良好に低減できることがわかった。

好適な態様（請求項６）において、基本波、７次、１３次の前記径方向振動低減用高調波電流による６次、１２次の前記径方向振動の高調波成分と、６次、１２次の前記径方向振動の高調波成分とのベクトル和の振幅が所定値以下となるように、前記７次、１３次の径方向振動低減用高調波電流の位相、振幅を設定する。なお、このような７次、１３次の径方向振動低減用高調波電流の位相、振幅は、数式演算で求められてもよく、有限要素法などにより演算してもよく、実験的に決定されてもよい。これにより、従来において１、２番目に耳障な磁気騒音成分であった径方向振動の６次、１２次高調波成分を良好に低減できることがわかった。

好適な態様（請求項７）において、１９次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、１８次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させる。これにより、回転電機の静粛な運転が可能となる。

好適な態様（請求項８）において、２５次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、２４次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させる。これにより、回転電機の静粛な運転が可能となる。

好適な態様（請求項９）において、I1を前記基本周波数の振幅、Ｉｍを前記高調波電流の振幅、ｔ、ｘ、ｙをそれぞれ所定の位相角とした場合に、前記多相交流電流の基本波周波数成分は、第１相基本周波数成分Iｕ1（＝I1sin（θ））、第２相基本周波数成分Iｖ1（＝I1sin（θ−ｘ））、第３相基本周波数成分Iｗ１（＝I1sin（θ−ｙ））を少なくとも含み、ｍ（＝ｎ＋１）倍の周波数の径方向振動低減用高調波電流が、第１相高調波成分Iｕｍ（＝Iｍsin｛ｍ（θ＋ｔ）｝）、第２相基本周波数成分Iｖｍ（＝Iｍsin｛ｍ（θ＋ｔ）−ｘ｝）、第３相基本周波数成分Iｗｍ（＝Iｍsin｛ｍ（θ＋ｔ）−ｙ｝）を少なくとも含み、前記第１相高調波成分Iｕｍは前記第１基本周波数成分Iｕ１に、前記第２相高調波成分Iｖｍは前記第２基本周波数成分Iｖ１に、前記第３相高調波成分Iｗｍは前記第３基本周波数成分Iｗ１に重畳される。

このようにすれば、各相の基本周波数成分の回転順序すなわち位相順と各相の振動低減用の（ｎ＋１）次高調波成分の回転順序とが一致するため、良好にｎ次径方向振動を低減することができる。なお、上記説明では、ステータ電流の基本周波数成分に対してｍ―１倍の周波数の径方向振動を低減するために基本周波数成分の相電流に対してｍ倍の周波数の用の高調波相電流を重畳することを説明した。もちろん、更に加えて更に異なる次数の径方向振動低減のためにそれより一つ次数が高い高調波電流を重畳してもよい。

本発明のモータ制御装置（請求項１０）は、Ｍ（Ｍは３以上の正の整数）相の車両用同期交流回転電機の回転位置を検出する回転位置検出手段と、検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電機の電機子の各相巻線に所定の基本周波数及び振幅を有する所定の相電流を個別に加えるモータ電流制御手段とを備えるモータ制御装置において、
前記モータ電流制御手段が、前記相電流の基本周波数成分を基準としてｎ＋１倍（次）の周波数の径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳することにより、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成分のｎ（次）倍の高調波成分を減衰させる。これにより、本発明の磁気騒音低減方法を用いることにより静粛な交流回転電機を実現することができる。

なお、回転検出手段としては、ロータの回転角度を検出するたとえばレゾルバなどの回転角センサを採用することが通常であるが、いわゆるセンサレス方式として知られるモータ電流やモータ電圧の位相に基づいてロータの回転角を推定する回路を採用してもよい。

好適な態様（請求項１１）において、前記モータ電流制御手段は、前記７次の高調波成分及び１３次の高調波成分の少なくとも一方を前記相電流に重畳させることにより、前記交流回転電機としての三相交流回転電機に生じている前記径方向振動の６、１２次の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させる。この態様によれば、上記した磁気騒音低減方法を用いたモータ制御を行うので、良好かつ確実に磁気騒音の低減を実現することができる。

好適な態様（請求項１２）において、前記モータ電流制御手段は、１９次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、１８次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させる。これにより、回転電機の静粛な運転が可能となる。

好適な態様（請求項１３）において、前記モータ電流制御手段は、前記モータ電流制御手段は、２５次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、２４次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させる。これにより、回転電機の静粛な運転が可能となる。

好適な態様（請求項１４）において、前記交流回転電機は、車両用エンジン及び／又は車輪軸に、連結され、前記モータ電流制御手段は、前記車両用エンジンの停止時に前記径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳する。これにより、回転電機の磁気騒音が目立ちやすいエンジン停止時の車両騒音に対する快適性を向上することができる。

好適な態様（請求項１５）において、前記交流回転電機は、車両用エンジン及び又は車輪軸に回生制動可能に連結され、前記モータ電流制御手段は、前記車両用エンジンの停止時及び回生制動時の少なくともいずれかにおいて前記径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳する。これにより、回転電機の磁気騒音が目立ちやすいエンジン停止時やエンジン騒音が小さい回生制動時の車両騒音に対する快適性を向上することができる。

好適な態様（請求項１６）において、前記モータ電流制御手段は、少なくとも基本周波数成分と前記基本周波数成分のｎ＋１倍の周波数の高調波電流とを含む前記相電流（本発明で言う径方向振動低減用高調波電流を含まない）による前記基本周波数成分のｎ倍の周波数の径方向振動を低減乃至最小化するｎ＋１倍の周波数の前記径方向振動低減用高調波電流を求め、前記径方向振動低減用高調波電流を前記相電流に重畳する。なお、径方向振動低減用高調波電流は予め記憶するマップから求めて計算式から演算してもよい。重要な点は、相電流が基本周波数成分だけでなく、そのｎ＋１倍の周波数の高調波電流を含むことである。したがって、相電流の基本周波数成分のｎ倍の周波数の径方向振動低減のためには、径方向振動が、相電流の基本周波数成分の他にｎ＋１倍の周波数の高調波成分によっても発生する。つまり、相電流は、所定次数の一つ又は複数の高調波電流を基本周波数成分の他に含む。そこで、この態様では、これら高調波電流も含む相電流（実際の相電流）による径方向振動低減を最小化乃至低減する高調波電流すなわち径方向振動低減用高調波電流を上記相電流に重畳する。重畳するべき所定字数の径方向振動低減用高調波電流の位相と振幅とは基本周波数成分の周波数、振幅など応じて変化するので、予め実験的に定めたり、有限要素法により予め定めたりしてマップとして記憶しておき、基本周波数成分の周波数や振幅を検出してこのマップに代入して読み出したり、計算したりすることができる。これにより、高調波を含む実際の相電流による径方向振動を良好に低減することができる。

その他、電機子電流はｎ＋１次の高調波電流をもたないものと仮定し、検出するかあるいは求めた電機子電流の基本周波数成分に対してｎ次の径方向振動が低減乃至最小となるｎ＋１次の磁気騒音低減用の高調波電流を演算し、その後、電機子電流に現在含まれているその高調波電流をこの磁気騒音低減用の高調波電流から減算して、それを電機子電流に重畳してもよい。たとえば、オープン制御においては、通電するべき電機子電流の基本周波数成分に対して発生するｎ次の磁気騒音を最小化するためのｎ＋１次の磁気騒音低減用の高調波電流を求める。また、上記電機子電流の基本周波数成分により発生するはずのｎ＋１次の高調波電流を混入高調波電流として予め記憶するマップ又は計算式から求め、上記磁気騒音低減用の高調波電流から混入高調波電流を減算した値を通電するべき電機子電流の基本周波数成分に重畳して電機子電流制御の目標値とすればよい。

好適な態様（請求項１７）において、前記モータ電流制御手段は、前記相電流に含まれる基本周波数成分のｎ＋１倍の周波数の高調波電流を混入高調波電流として検出し、前記相電流が前記混入高調波電流を含まず前記基本周波数成分のみである場合にて前記径方向振動のｎ次の高調波成分を低減乃至最小化するためのｎ＋１次の前記径方向振動低減用高調波電流をフィードバック制御目標値として求め、前記混入高調波電流と前記目標値との差を０に収束させるフィードバック制御を行う。このようにすれば、磁気騒音低減の回路処理を更に簡単とすることができる。

具体的に説明すると、検出した電機子電流がその基本周波数成分だけである場合の磁気騒音最小化を実現する磁気騒音低減用の高調波電流を求める。次に、検出した電機子電流の高調波電流をこの磁気騒音低減用の高調波電流から減算した差が０となるフィードバック制御を行えばよい。

同様に、検出した相電流からその基本周波数成分を除く高調波電流（混入高調波電流という）を抽出する。次に、相電流がその基本周波数成分だけである場合の一つないし複数の所定次数の径方向振動を最小化するための一つないし複数の所定次数の径方向振動低減用高調波電流を求め、これをフィードバック目標値とする。次に、混入高調波電流とフィードバック目標値との差を０に収束させるべくフィードバック制御を行う。このようにすれば、検出した相電流には最終的に相電流の基本周波数成分と径方向振動低減用高調波電流とだけが存在することになるため、径方向振動を簡素な構成にて最小化することができる。
（変形態様）
１．上記した径方向振動低減用高調波電流の次数（すなわち、基本周波数成分の周波数に対する径方向振動低減用高調波電流の周波数の倍率）であるｎ＋１は、高調波電流発生回路の製造上の公差を含むことができることは当然である。たとえば、ｎ＋１は、（ｎ＋１）−０．１〜（ｎ＋１）＋０．１の範囲としてもよい。
２．上記各構成では、径方向振動の低減について説明したが、同時に、周方向磁気加振力（トルクリップル）低減のための高調波電流を更に重畳することもできる。
３．交流回転電機としては、種々の形式の同期機を採用することが好適であり、動作モードは、電動モードおよび発電モードのどちらで利用しても良い。また、すべての回転域で径方向振動低減用高調波電流を重畳してもよく、特に磁気騒音が問題となる回転域でのみ径方向振動低減用高調波電流を重畳してもよい。所定の一つの次数の径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより所定の一つの次数の径方向振動を低減してもよく、複数の次数の径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより複数の次数の径方向振動を低減してもよい。回転域により、径方向振動低減用高調波電流の重畳とトルクリップル低減用の高調波電流の重畳とを切り替えてもよい。

以下、本発明の好適態様を図面を用いて説明する。
（原理説明）
以下、本発明を多相交流回転電機に適用した場合の原理を以下に説明する。

図１は、Ｍ相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図であり、図２は図１の等価磁気回路図である。同期機では磁束φはロータの磁極（コイル又は永久磁石により形成される）により形成され、ロータ起磁力Ｆｍａｇは磁気回路におけるロータの磁極の起磁力すなわち磁界強度であり、ステータ起磁力Fｃｏｉｌは、ステータ電流により磁気回路に形成される起磁力すなわち磁界強度である。Rｇはステータとロータとの間のギャップの磁気抵抗である。

図１、図２から、１相あたりの、磁束φ、磁気エネルギーW、径方向の磁気加振力ｆが、

により定義される。すなわち、磁気加振力ｆは、ロータ起磁力の２乗と、ステータ起磁力の２乗と、ロータ起磁力とステータ起磁力との積との合計として定義される。

上記図及び数式において、Iｃｏｉｌはステータ電流（電機子の相電流）、ｘはギャップ幅、Sはギャップ部対向面積、μ０は空気の透磁率、Nは電機子の各相コイルのターン数、Ｍは相数である。

この多相交流回転電機の第１（三相ではU）相、第２（三相ではV）相、第Ｍ（三相ではW）相のロータ起磁力Ｆｍａｇとステータ電流（相電流）Ｉｃｏｉｌとを、

に示す。ロータ起磁力は、ロータ回転を表すために三角関数にて記載されている。当業者であれば容易に理解されるので、三相より多相の場合における残りの相のロータ起磁力Ｆｍａｇ及びステータ電流Ｉｃｏｉｌの記載は省略する。当然、三相においては、xは、３６０／Ｍ＝１２０度となる。

なお、Fｉ（ｉは下付き添え字である）はロータ起磁力のｉ次成分の振幅、Iｉはステータ電流のｉ次成分の振幅、θはロータの回転角、α、β、γ、δ、ｓ、ｔ、ｕは位相角、ｊ、ｋ、L、ｍ、ｎは整数値である。

これらの式において、ロータ起磁力Ｆｍａｇは高調波としてｊ、ｋ、L次の高調波成分だけをもち、ステータ電流Ｉｃｏｉｌは高調波としてｍ、ｎ次の高調波成分だけをもつとしたが、更に他の高調波をもっていてもよいことは明白である。単純化のために、三相交流回転電機に限定すると、数４、数５、数６は下記のようになる。

数７を数３に代入して得られる数１０によりU相加振力ｆｕが得られる。

数８を数３に代入して得られる数１１によりV相加振力ｆｖが得られる。

数９を数３に代入して得られる数１２によりW相加振力ｆｗが得られる。

数４〜数６において、θは基本波の角度である。θは基本波の角速度をωとすればωｔに等しく、また基本波の周波数（基本周波数）をｆとすれば２πｆｔに等しいことは当然である。また、数４〜数６において、３６０、１２０、２４０という数値は、実際の計算では、２π、２π／３、４π／３にそれぞれ読み替えるのが簡単である。

磁気音は上記各相加振力のベクトル和に正相関を有するわけであるが、各相加振力は、数１０、数１１、数１２に示されるように多数の項の一次関数（和また差の式）となっている。各相加振力の合計は、各相の各項を互いに同一の次数ごとに（各周波数ごとに）別々にベクトル加算した項（以下、ベクトル加算項ともいう）の一次関数（和また差の式）となる。磁気音は、各ベクトル加算項において、ベクトル加算項を構成する各項が同位相（似た位相）で強めあう場合に問題となり、各ベクトル加算項を構成する各項の位相が大きく異なる場合にはベクトル加算項の振幅が小さくなるため、ほとんど問題とはならない。

すなわち、数１０、数１１、数１２を加算した場合、ベクトル加算項を構成する各項が同位相となってベクトル加算項の振幅が上記各項の振幅に対して大幅に大きくなるのは、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次となる。

数１０、数１１、数１２から、ステータ電流Ｉｃｏｉｌにｍ次高調波電流成分、ｎ次高調波電流成分を重畳すると、常に、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の加振力成分を顕著に生じさせることがわかる。

ということは、ある位相をもつｘ次の高調波電流成分を重畳することにより、（ｘ−１）次の加振力を発生することができることがわかる。

したがって、現在発生している磁気音の原因となる磁気音の（ｘ−１）次成分をキャンセルするために、この磁気音の（ｘ−１）次成分と逆位相、等振幅をもつ加振力を発生するｘ次の高調波電流を重畳することにより、磁気音をキャンセルすることができる。また、位相が完全に逆位相となっていなくても、振幅が完全に等しくなくても、ベクトル加算されたそれらの和の振幅を小さくすることにより、大幅に低減することができる。

また、現在発生している磁気音の原因となる磁気音の（ｘ−１）次成分を変更（増大又は低減）するために、この磁気音の（ｘ−１）次成分と逆位相、等振幅をもつ加振力を発生するｘ次の高調波電流をステータ電流の基本周波数成分に重畳することにより、磁気音を変更（増大又は低減）することができる。つまり、ベクトル加算されたそれらの和の振幅が増加したり、減少したりすることができる。

交流回転電機の（ｘ−１）次の磁気音を増加又は低減するために、ｘ次の高調波電流を好適位相、好適振幅で重畳すればよいという知見は、従来知られていなかったものであり、今後の低騒音モータの開発において非常に重要である。

同様に、数１０、数１１、数１２から、ステータ電流Ｉｃｏｉｌにｍ次高調波電流成分とｎ次高調波電流成分とを重畳することにより、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の磁気加振力成分を同時に変更（増加又は低減）することもできる。ただし、この場合、重畳するｍ次高調波電流成分の位相及び振幅と、ｎ次高調波電流成分の位相及び振幅とによって、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の加振力が生じるために、これらの加振力と、本来存在する（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の磁気音とのそれぞれの次数でのベクトル和がすべて０となることは容易ではない。しかし、各次の加振力のベクトル和の振幅ができるだけ小さくなるようにもしくは所望の大きさになるように重畳電流の位相及び振幅を調整することができる。

交流回転電気の（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の磁気音を同時に変更（低減又は増大）するために、ｍ次、ｎ次の高調波電流を好適位相、好適振幅にて加算すればよいという知見は、従来知られていなかったものであり、今後の低騒音モータの開発において非常に重要である。

数１０、数１１、数１２にて表される各項のうち、ベクトル和が０となる項を消去して簡略化した式を以下に示す。

三相交流回転電機のロータ起磁力Ｆｍａｇの高調波としては、極数、ステータスロット数にもよるが、一般的に３次高調波成分と５次高調波成分と７次高調波成分がほかの次数の高調波成分よりも格段に優勢であるので、ロータ起磁力Ｆｍａｇの基本波成分と３次高調波成分と５次高調波成分と７次高調波成分とをもち、磁気音変更のための高調波電流を重畳しない場合について、生じる磁気音（磁気音）を以下に説明する。

整数値（次数値）は、ｊ＝３、ｋ＝５、L＝７となるので、これを数７〜数９に代入すると、下記の式となる。

これら数１６、数１７、数１８を数３に代入し、高調波電流重畳しないので、ｍ＝０（Im=0）、ｎ＝０（In=0）とすれば、下記の式が得られる。

数１９、数２０、数２１において、ベクトル和が０となる項を消去し、同位相で強め合う項と直流成分項とを抜粋すると、下記の式となる。

したがって、数２２、数２３、数２４を加算して得られる各相加振力の合計は、下記の数２５となる。

数２５において、○で囲んだ数字を丸数字というものとすると、丸数字１で示される項は加振力合計の直流成分項、丸数字２で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの３次の高調波により生じる６次の高調波成分、丸数字３で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と５次の高調波により生じる６次の高調波成分、丸数字４で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と７次の高調波により生じる６次の高調波成分、丸数字５で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次と７次の高調波により生じる１２次の高調波成分、丸数字６で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分、丸数字７で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの７次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分となる。

すなわち、三相交流回転電機の磁気音は、ロータ起磁力Ｆｍａｇの基本波成分と３次高調波成分と５次高調波成分と７次高調波成分により、６次と１２次の磁気音成分に起因することが数２５からわかる。

そこで、これら６次と１２次の磁気音成分の変更（低減又は増大）のために、ステータ電流Ｉｃｏｉｌに７次高調波成分と１３次高調波成分を重畳した場合を以下に説明する。

この場合、数７、数８、数９において、ｊ＝３、ｋ＝５、L＝７、ｍ＝７、ｎ＝１３とすれば、下記の式となる。

数２６、数２７、数２８を用いて、数１０、数１１、数１２を計算すると、下記の式が得られる。

数２９、数３０、数３１において、ベクトル和が０となる項を消去し、同位相で強め合う項と直流成分項とを抜粋すると、下記の式が得られる。

これらの式を数２５と同様に整理すると、各相加振力の総和は、下記の式となる。

この数３５において、
丸数字１で示される項は直流成分項、
丸数字２で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの３次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字３で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と５次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字４で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と７次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字５で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次と７次の高調波により生じる１２次の高調波成分、
丸数字６で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分、
丸数字７で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの７次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分となる。

丸数字８で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次の成分（基本波）とステータ電流の７次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字９で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次の成分（基本波）とステータ電流の１３次の高調波により生じる１２次の高調波成分、
丸数字１０で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の７次の高調波により生じる１２次の高調波成分、
丸数字１１で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の１３次の高調波により生じる１８次の高調波成分、
丸数字１２で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの７次の高調波とステータ電流の１３次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字１３で示される項はステータ電流の１次の成分（基本波）と７次の成分により生じる６次の高調波成分、
丸数字１４で示される項はステータ電流の１次の成分（基本波）と１３次の成分により生じる１２次の高調波成分、
丸数字１５で示される項はステータ電流の７次の成分と１３次の成分により生じる６次の高調波成分である。

結局、数３５で示される各相加振力の合計は、６次、１２次の高調波となるので、上記丸数字２、３、４、６、７、８、１２、１３、１５の項の位相角や各振幅を設定すれば、上記丸数字２、３、４、６、７、８、１２、１３、１５の項のベクトル和を０、又は、小さくしたり、又は、大きくしたりすることができ、磁気音の６次の騒音をキャンセル乃至低減（乃至増大）を実現することができる。

同様に、上記丸数字５、９、１０、１４の項の位相角や各振幅を設定すれば、上記丸数字５、９、１０、１４の項のベクトル和を０、又は、小さくしたり、又は、大きくしたりすることができ、磁気音の１２次の騒音をキャンセル乃至低減（乃至増大）を実現することができる。

つまり、数３５において７次の高調波電流成分と１３次の高調波電流成分との位相と振幅とを調整することにより、数３５に示す直流項以外の項の和を０として三相交流回転電機において最も重要となる磁気音の６次の高調波成分と１２次の高調波成分をキャンセルしたり、低減（乃至増大）したりすることができる。

磁気音の６次高調波のキャンセル条件を下記の式に示す。

数３６において、破線にて示す各項の和または差は磁気音成分となる径方向磁気加振力の６次高調波のベクトル和を表し、実線にて示す各項の和または差はキャンセル用の高調波電流による加振力の６次高調波のベクトル和を示す。したがって、数３６において、これら両者のベクトル和が０となるように、位相角と振幅を定めればよい。磁気音の１２次高調波のキャンセル条件を下記の式に示す。

数３７において、破線にて示す各項の和または差は磁気音成分となる１２次高調波のベクトル和を表し、実線にて示す各項の和または差はキャンセル用の高調波電流による加振力の１２次高調波のベクトル和を示す。したがって、数３７において、これら両者のベクトル和が０となるように、位相角と振幅を定めればよい。

なお、上記した数３５、数３６、数３７において、回転数の関数としてのθは刻々と変化するので、基本波の回転数や位相や振幅の時間変化につれて、数３５に示す磁気音の総和を所定レベルとするための高調波電流の振幅と位相とは刻々と変化する。同様に、数３６、数３７を満足する高調波電流の振幅と位相も刻々と変化する。このため、重畳する高調波電流の振幅と位相とは、基本波電流の周波数、位相、振幅に応じて所定時間ごとに演算される。

（回路構成例１）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図３に示す。このモータ制御回路はモータ電流をフィードバック制御を行う実施例である。

１０は三相同期機１０７のモータ電流を制御するモータ電流制御手段であり、以下の構成をもつ。

１００は、基本波に相当する電流指令値（三相交流座標系）の振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。１０１は、所定次数の高調波電流（三相交流座標系）の振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。

振幅・位相指令用の回路ブロック１００は、たとえば車両制御ECUなどの外部制御装置から受け取った電流指令（基本波）に基づいて上記振幅、位相を決定する。また、回路ブロック１００がこの車両制御ＥＣＵにより構成されてもよい。この外部制御装置は三相同期機１０７の回転角信号（回転位置信号）及びトルク指令に基づいてこの基本波としての電流指令値を演算する。

回路ブロック１０１は、上記した電流指令（基本波）電流の周波数、振幅、位相を上記した数１３又は数１４又は数１５に入力して演算することにより、あらかじめ定められた所定次数の高調波電流の周波数、振幅、位相を決定し、それらを指示する振幅・位相指令を出力する。これら数式のうちの他の定数は目的に応じて予め設定されている。

たとえば、６次及び１２次の磁気音を低減又はキャンセルする場合には、数３６、３７の式の計算値が所定値以下又は０となるように、７次／又は１３次の高調波電流の振幅と位相とを決定する。他の定数は交流回転電機に特有の数値として予め設定されている。

それに応じて、６次の磁気音だけをキャンセルする場合には、数３６の式の計算値が所定値以下又は０となるように、高調波電流の振幅と位相とを決定する。１２次の磁気音だけをキャンセルする場合には、数３７の式の計算値が所定値以下又は０となるように、高調波電流の振幅と位相とを決定する。いずれにせよ、これらの式において、重畳する７次及び／又は１３次の高調波電流の位相及び／振幅を調整することにより、６次／又は１２次の磁気音すなわち磁気音の大部分を増幅したり、低減したり、キャンセルしたりすることができ。

なお、上記数式の計算の代わりに、予めこれらの数式に相当するマップ又はテーブルに上記基本周波数成分の周波数、位相、振幅を代入して、７次及び／又は１３次の高調波電流の位相、振幅の値をサーチしてもよい。また、回路ブロック１００が、演算されたステータ電流の基本周波数成分の振幅及び位相に基づいてその現在値を算出して出力し、回路ブロック１０１が、演算された高調波電流の振幅及び位相に基づいて高調波電流の現在値を算出して出力することもできる。

これら基本波電流及び高調波電流に関する指令は、回路ブロック１０２に入力される。回路ブロック１０２は、入力された情報に基づいて決定される各相の基本波電流値及び高調波電流値を相ごとに加算して、定期的に合成三相交流電流値を算出する。

算出した合成三相交流電流値は座標軸変換用の回路ブロック１０３によりｄ−ｑ軸系に座標変換され、減算器１０４にてそれらの検出値（ｄ−ｑ軸）と比較され、それらの差が電流増幅器４００によりゲイン調節された後、座標軸変換用の回路ブロック１０４Aにて三相交流電流値に出力される。

回路ブロック１０４Aは、上記差を消去する各相のＰＷＭ制御電圧を回路ブロック１０５にて発生させ、この三相ＰＷＭ制御電圧により三相インバータ１０６のスイッチング素子を断続制御し、この三相インバータ１０６の出力電圧を発電電動機である三相同期機１０７のステータコイルに印加する制御を行い、三相同期機１０７に流れる三相交流電流を回路ブロック１００、１０１で指定される周波数、振幅、位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。この種のＰＷＭフィードバック制御自体はもはや周知であるので、詳細な説明は省略する。

三相同期機１０７は回転角センサ１０８を内蔵しており、速度・位置信号処理用回路ブロック１０９は、回転角センサ１０８から出力される回転位置信号から速度信号と位置信号とを抽出し、それらを、回路ブロック１０４Aに入力する。また、三相同期機１０７のステータコイル電流は、電流センサ１１０にて検出され、座標軸変換用回路ブロック１１１にてｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに変換され、減算器１０４に入力される。

（回路構成例２）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図４に示す。

１００は、基本波に相当する電流指令値（三相交流座表系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。回路ブロック１００から出力された指令値は回路構成例１と同様に三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック３００を介して減算器１０４ａに出力する。FFT１１１は、電流検出から出力された相電流からその基本波成分（三相交流座標系）の検出値を抽出する。この検出値は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０３により座標変換された後、減算器１０４ａにて上記電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０１を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Bに出力する。回路ブロック１０４Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。

１０１は、所定次数の高調波に相当する電流指令値（三相交流座標系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。回路ブロック１００から出力された指令値は回路構成例１と同様に三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック３００を介して減算器１０４ａに出力する。FFT１１１は、モータ電流から上記所定次数の高調波成分（三相交流座標系）の検出値を抽出する。この検出値は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０４により座標変換された後、減算器１０４ｂにて上記電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０２を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Cに出力する。回路ブロック１０４Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。

回路ブロック１０４Cは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。回路ブロック１０９が検出した回転位置信号から位置信号と速度信号とを抽出して上記座標変換をなすための回路ブロック１０４B、１０４C、３００、３０１に出力する。

加算器１１２にて加算された合成の三相交流電流指令値に対応する各相のＰＷＭ制御電圧を回路ブロック１０５にて発生させ、この三相ＰＷＭ制御電圧により三相インバータ１０６のスイッチング素子を断続制御し、この三相インバータ１０６の出力電圧を発電電動機である三相同期機１０７のステータコイルに印加する制御を行い、三相同期機１０７に流れる三相交流電流を回路ブロック１００、１０１で指定される周波数、振幅、位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。

（回路構成例３）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図５に示す。この回路は、図４に示すFFT１１１に代えてフィルタ１１３を採用し、基本波電流検出値と高調波電流検出値とを抽出するものである。

電流センサ１１０にて検出された相電流信号からその基本波成分（三相交流座標系）の検出値を抽出する。この検出値は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０３により座標変換された後、減算器１０４ａにて基本波用の電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０１を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Bに出力する。回路ブロック１０４Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。

減算器１１７は、電流センサ１１０にて検出された相電流信号（三相交流座標系）からその基本波成分（三相交流座標系）を減算し、その高調波成分を抽出する。検出された高調波成分は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０４により座標変換された後、減算器１０４ｂにて高調波用の電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０２を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Cに出力する。回路ブロック１０４Cは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。

これにより回路構成例２と同様の動作を行うことができる。

（回路構成例４）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図６に示す。このモータ制御回路は三相交流座標系のみにてモータ電流をフィードバック制御を行う実施例である。

１００は、基本波に相当する電流指令値（三相交流座標系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。１０１は、所定次数の高調波電流（三相交流座標系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。これらの回路ブロックの機能は、図３の場合と同じであり、高調波ブロック１０１は、回路ブロックから出力される周波数、位相、振幅を数１３又は数１４又は数１５に代入して高調波の振幅、位相を決定するか、実質的に同じ演算処理をマップ又はテーブルを用いて行う。

回路ブロック１００、１０１から出力された振幅・位相指令は、回路ブロック１０２に入力される。回路ブロック１０２は、入力された基本波電流指令値の振幅・位相指令と高調波電流指令値の振幅・位相指令、並びに、検出された回転位置信号に基づいて基本波電流指令値（三相交流座標系）と高調波電流指令値（三相交流座標系）とをU相とV相とでそれぞれ加算してU相合成電流指令値（三相交流座標系）ｉｕ、V相合成電流指令値（三相交流座標系）ｉｖとして出力する。

減算器３００は、検出されたU相電流検出値ｉｕ’と上記U相合成電流指令値ｉｕとの差を求め、この差を電流制御器をなす回路ブロック３０２に出力する。減算器３０１は、検出されたV相電流検出値ｉｖ’と上記V相合成電流指令値ｉｖとの差を求め、この差を電流制御器をなす回路ブロック３０２に出力する。回路ブロック３０２は上記差を解消するU相電圧、V相電圧を形成し、回路ブロック１０５はこれらU相電圧、V相電圧に相当するU相、V相のＰＷＭ電圧を演算出力する。また、減算反転回路３０３は、上記U相電圧、V相電圧の差のアナログ反転信号をW相電圧として算出し、回路ブロック１０５はこのW相電圧のＰＷＭ電圧を演算出力する。これら三相のＰＷＭ電圧に相当するデユーティに応じて三相インバータ１０６が断続制御される。

（回路構成例５）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図７に示す。この回路は、図３に示す回路をオープン制御に変更したものである。

基本波回路ブロック１００、高調波回路ブロック１０１から出力される基本波電流及び高調波電流に関する指令は、回路ブロック１０２に入力される。回路ブロック１０２は、入力された情報に基づいて決定される各相の基本波電流値及び高調波電流値を相ごとに加算して、定期的に合成三相交流電流値を算出する。

算出した合成三相交流電流値は座標軸変換用の回路ブロック１０３によりｄーｑ軸系に座標変換され、電流増幅器４００によりゲイン調節された後、座標軸変換用の回路ブロック１０４Aにて三相交流電流値に出力される。

回路ブロック１０４Aは、各相のＰＷＭ制御電圧を回路ブロック１０５にて発生させ、この三相ＰＷＭ制御電圧により三相インバータ１０６のスイッチング素子を断続制御し、この三相インバータ１０６の出力電圧を発電電動機である三相同期機１０７のステータコイルに印加する制御を行い、三相同期機１０７に流れる三相交流電流を回路ブロック１００、１０１で指定される周波数、振幅、位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。

三相同期機１０７は回転角センサ１０８を内蔵しており、速度・位置信号処理用回路ブロック１０９は、回転角センサ１０８から出力される回転位置信号から速度信号と位置信号とを抽出し、座標変換のために回路ブロック１０３、１０４Aにそれらを入力する。

（実験例）
上記磁気騒音低減のための実験を図８に示す三相同期機（８極、２４スロット、IPM)を用いて行った。なお、基本波電流を４３Aとし、ロータ位相角はトルクが最大となる値に制御した。

図９は、この同期機のステータ電流に磁気騒音低減用の高調波電流を重畳せずにモータ駆動した場合の三相電流波形を示す。各相電流は、その基本周波数成分の他に比較的小さい高調波成分を含んでいる。図１０は、図９に示すステータ電流に磁気騒音低減用の高調波電流を重畳してモータ駆動した場合の三相電流波形を示す。図９、図１０において、回転数は１７００ｒｐｍとした。磁気騒音低減用の高調波電流は、図３の回路を用いてフィードバック方式にて重畳された。

それぞれFFTにより求めた図９に示すU相電流の周波数スペクトルA、及び、図１０に示す磁気騒音低減用高調波成分重畳U相電流の周波数スペクトルBを、図１１に示す。図１１において、各次数ごとに示された一対のバーのうち左側（薄いグレーにて表示）は図９に示すU相電流のスペクトルAを示し、各次数ごとに示された一対のバーのうち右側（濃いグレーにて表示）は図１０に示すU相電流のスペクトルBを示す。図９において、７次電流（７次高調波成分）は１次電流（基本周波数成分）の振幅の３％の大きさの振幅を有している。図１０において、７次電流（７次高調波成分）は１次電流（基本周波数成分）の振幅の１２％の大きさの振幅を有している。

図９の電流を通電した場合（以下、磁気騒音非低減モードと言う）と図１０の電流を通電した場合（以下、磁気騒音低減モードと言う）とにおけるステータの互いに隣接する３個のティースに加わる半径方向（径方向）加振力のロータ回転角による変化を図１２に示す。図１２に示される二つの周期変化波形のうち大きな方の周期変化波形Cは図９に示す磁気騒音非低減モードの径方向加振力の変化を示し、小さい方の周期変化波形Dは図１０に示す磁気騒音非低減モードの径方向加振力の変化を示す。また、Eは、磁気騒音非低減モードにおける径方向加振力の平均値を示す。なお、径方向加振力はロータの永久磁石の吸引により直流成分を有している。

図１３において、Fは示す磁気騒音非低減時の径方向加振力（大きい周期変化波形）Cの周波数スペクトルを示し、Gは磁気騒音低減時の径方向加振力（小さい周期変化波形）Dの周波数スペクトルを示す。周波数スペクトルFは、各次数ごとに示された一対のバーのうち左側（薄いグレーにて表示）のバーにより示されている。周波数スペクトルGは、各次数ごとに示された一対のバーのうち右側（濃いグレーにて表示）のバーにより示されている。

上記実験機における回転数を変更した場合の６次の磁気音（周波数６θ）の測定結果（電動時）を図１４に示す。図１４から、磁気騒音が耳障りとなる高回転域（約１５００rpm以上）にて良好に磁気騒音の６次成分を低減できることがわかる。上記実験機における回転数を変更した場合の６次の磁気音（周波数６θ）の測定結果（発電時）を図１５に示す。図１５から、ほとんど全部の回転域にわたって磁気騒音の６次成分を低減できることがわかる。また、磁気騒音が最大となる回転域において、磁気騒音低減用の高調波電流の重畳により６次磁気騒音を２０dbも低減できることがわかる。なお、図１４、図１５において一部の回転域において６次の磁気騒音は、磁気騒音低減用の高調波電流の７次成分の重畳により増加しているが、これは制御定数の設定が最適化されていないためであり、本質的なものではない。また、この磁気騒音の逆転は、６次の磁気騒音のレベルが小さいレベルで発生しており、その絶対値も小さいため問題とはならない。もちろん、この同期機において、磁気騒音低下があまり期待できない回転域において、磁気騒音低減用の７次の高調波電流の重畳を停止することもできる。

（変形態様）
なお、上記実施例の回路による高調波の重畳技術を利用して、すなわち周方向振動より次数が１大きい高調波電流を基本周波数成分に重畳することにより
、磁気騒音低減をやめて必要に応じてトルクリップル低減を行うように切り替えることもできる。具体的には、高調波電流の振幅と位相角を変更すればよい。

（変形態様）
上記各回路例の変形態様を以下に説明する。各回路例における高調波回路ブロックは、ロータに装備される永久磁石の温度特性を補償する温度補償回路ブロックを内蔵している。この温度補償回路ブロックは交流回転電機１０７に内蔵された温度センサの出力を読み込んで、上記永久磁石の残留磁束の温度変化を補償するために数３５又は数３６又は数３７における定数を変更する。

この温度補償回路ブロックをマイコン構成とした場合の温度補償制御動作ルーチンを図１６に示すフローチャートを参照して説明する。このルーチンは定期的に実施される。

まず、図示しない交流回転電機１０７内蔵の温度センサの出力信号からロータ温度を読み込み（S１００）、このロータ温度を予め記憶するロータ温度と定数との関係を示すマップに代入して定数を求め（S１０２)、それを出力する（S１０４）。交流回転電機１０７内蔵の温度センサの代わりに車両搭載の既存の温度センサを用いてもよい。

これにより、永久磁石温度の関数としてのロータ磁束φの変化により変更される上記数式の定数がわかるので、この定数を用いて上記数式を演算して高調波電流の位相、振幅を設定する。

（変形態様）
上記各回路例の変形態様を以下に説明する。この変形態様は、交流回転電機の動作モードの変更に基づいて、磁気音のレベルを変更するものである。

この磁気音のレベルを変更する回路ブロックをマイコン構成とした場合のルーチンを図１７に示すフローチャートを参照して説明する。このルーチンは定期的に実施される。

まず、外部より入力される交流回転電機１０７の動作モード又は交流回転電機１０７の回転数を読み込み（S２００）、これらのデータ（すなわち交流回転電機１０７の動作モード）を予め記憶する動作モードと定数との関係を示すマップに代入して定数を求め（S２０２)、それを出力する（S２０４）。これにより、求めた定数に基づいて上記数式を演算して所定次数の高調波電流の振幅、位相を決定することにより、磁気音の振幅を交流回転電機１０７の動作モードに応じて変更することができる。

動作モードとして、低回転域と高回転域とを設定することができる。この場合、低回転域では主として１２次の磁気音を低減するように定数を設定し、高回転域では主として６次の磁気音を低減するように定数を設定してもよく、その逆としてもよい。つまり、動作モードの変更に応じて磁気音の振幅を変更する代わりに主となる磁気音の次数を変更してもよい。なお、上記各図において、インバータ１０６を除く回路ブロックはインバータ制御回路を構成する。

（変形態様）
数３５又は数３６又は数３７の式は、ロータ起磁力Ｆｍａｇの高調波成分をステータ電流の基本波電流への高調波電流の重畳によりキャンセル乃至変更する例を示しているが、実際の交流回転電機のＰＷＭ制御では、インバータのスイッチングにより基本波電流に不可避的に高調波が重畳し、これに起因して磁気音が生じる。この磁気音を更に減少するには、このインバータのスイッチングによりステータ電流に不可避的に重畳する高調波電流を上記数式で求めた磁気音変更用の高調波電流からベクトル減算した高調波電流を基本波電流に重畳する演算を行えばよい。

（変形態様）
三相交流回転電機本来の磁気騒音を低減し、所定周波数の磁気音を発生させる制御動作を図１８に示すフローチャートを参照して説明する。
まず、外部の車両用電子制御装置から、指令を読み込み（S３００）、読み込んだ指令が、三相交流回転電機が現在発生している本来の磁気音と異なる所望の所定の磁気音を発生させる指令であるかどうかを判定し（S３０２）、そうであれば、上述の高調波回路ブロックを運転する。なお、実施例では、この高調波回路ブロックは、７次の高調波電流をそれぞれ所定位相、所定振幅で重畳する回路ブロックである。この７次の高調波電流の位相、振幅は、この重畳により、三相交流回転電機の本来の径方向磁気加振力（磁気音）の６次高調波成分を上述の式に基づいてキャンセルする大きさに設定される。

（変形態様）
上記磁気騒音低減方式の回転電機をエンジン走行車両に搭載した場合の制御動作を図１９に示すフローチャートを参照して説明する。なお、この種の回転電機は、たとえばハイブリッド車やトルクアシスト車用の発電電動機や電動エアコン等として広く用いられ、周知となっている。

まず、ステップS４００にて、エンジン停止中で電動動作中か、又は、回生制動による発電中かどうかを調べ、そうであれば、上述の高調波回路ブロックを運転し（S４０２）、そうでなければこの高調波回路ブロックを運転しない（S４０２）。この高調波回路ブロックは、７次の高調波電流を所定位相、所定振幅で重畳する回路ブロックである。この７次の高調波電流の位相、振幅は、この重畳により、三相交流回転電機の本来の径方向磁気加振力（磁気音）の６次高調波成分を上述の式に基づいてキャンセルする大きさに設定される。これにより、エンジン騒音が存在せず発電電動機の磁気騒音が耳障りとなりやすいエンジン停止中におけるモータ走行中（電動）や回生制動（発電）中の磁気騒音を低減して車両静粛性を向上することができる。また、それ以外の運転時には、高調波電流重畳制御用の回路を休止させることができる。

（回路構成例６）
上記した高調波電流の他の重畳制御を図２０〜図２３を参照して説明する。図２０はこの実施例のモータ制御装置を示すブロック回路図、図２１は座標変換回路２の一例を示すブロック回路図、図２２は回路各部の信号波形（回転座標系表示）を示す波形図、図２３は回路各部の信号波形（静止座標系表示）を示す波形図である。

このモータ制御装置はモータ電流をフィードバック制御を行う実施例であって、１は基本波指令値発生回路、２は高調波指令値発生回路、３、４は加算器、５、６は減算器、７、８はPIアンプ（比例−積分回路）、９は座標変換回路、１０はＰＷＭ電圧発生回路、１１は三相インバータ、１２は２つの電流センサ（相電流検出要素）、１３は三相同期電動発電機（車両用同期交流回転電機）、１４はレゾルバ（回転角検出要素）、１５は位置信号処理回路、１６は遅れ補償回路、１７は座標変換回路である。

上記各構成要素１〜１７のうち三相同期電動発電機１３を除く構成要素は、本発明で言うモータ制御装置を構成しており、上記各構成要素１〜１７のうち電流センサ（相電流検出要素）１２、三相同期電動発電機（車両用同期交流回転電機）１３およびレゾルバ（回転角検出要素）をのぞく構成要素（回路）は、本発明で言うモータ電流制御要素又はモータ制御手段を構成している。

また、構成要素（回路）１７は本発明で言う相電流検出値座標系変換要素を構成し、構成要素（回路）１は本発明で言う基本波指令値出力要素を構成し、構成要素（回路）２は本発明で言う高調波指令値出力要素を構成し、構成要素（回路）３〜６は本発明で言う電流偏差演算要素を構成し、構成要素（回路）７〜１１は本発明で言う相電圧制御要素を構成している。いうまでもなく、三相インバータ１１は直流電源から給電されて三相交流電圧を発生する。

基本波指令値発生回路（基本波指令値出力要素）１は、入力されるトルク指令値および回転数指令値に対応する基本波電流の目標値を、そのｄ軸電流成分であるｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊、および、そのｑ軸電流成分であるｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊に変換する公知の回路である。上記トルク指令値は、たとえば車両制御ECUなどの外部制御装置から入力され、この基本波指令値発生回路１はそれにも基づいてｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を決定する。このｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊の決定において必要であれば、トルク指令値以外に更に三相インバータ１１の電圧やレゾルバ１４の出力信号などが基本波指令値発生回路１に入力される。

高調波指令値発生回路２（高調波指令値出力要素）は、あらかじめ設定された６ｋ＋１（ｋは整数、基本周波数成分のｋは０）次の高調波電流の目標値を、そのｄ軸電流成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊、および、そのｑ軸電流成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊に変換する回路である。更に言えば、この高調波指令値発生回路２は、三相同期電動発電機１３の径方向振動を低減する高調波電流指令値を発生するための回路である。

高調波指令値発生回路２の具体例を図２１に示すブロック図を参照して説明する。図２１において、２１は７次電流指令値発生回路、２２は１３次電流指令値発生回路、２４、２５は座標変換回路、２７、２８は加算器である。ただし、この実施例では、高調波指令値発生回路２は６次および１２次の径方向振動低減のために７次および１３次の高調波指令値だけを発生するが更に高次の高調波指令値を発生して加算器２７、２８にて同様に重畳させてもよい。

７次電流指令値発生回路２１は、基本波指令値発生回路１から入力されるｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊と、６次径方向振動相殺用の７次高調波指令値の振幅Ｉ７＊および位相角β７＊との関係を記載するテーブルである。すなわち、７次高調波指令値の振幅Ｉ７＊および位相角β７＊は、基本波回転座標系上のｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊を変数とする関数値となる。なお、ここでは、７次高調波指令値の振幅Ｉ７＊および位相角β７＊は基本波回転座標系上の値とするが、静止座標系上においても同じ値となる。

同じく、１３次電流指令値発生回路２２は、基本波指令値発生回路１から入力されるｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊と、１２次径方向振動相殺用の１３次高調波指令値の振幅Ｉ１３＊および位相角β１３＊との関係を記載するテーブルである。すなわち、１３次高調波指令値の振幅Ｉ１３＊および位相角β１３＊は、基本波回転座標系上のｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊を変数とする関数値となる。なお、ここでは、１３次高調波指令値の振幅Ｉ１３＊および位相角β１３＊は基本波回転座標系上の値とするが、静止座標系上においても同じ値となる。これらのデータＩ７＊、β７＊、Ｉ１３＊、β１３＊は７次、１３次電流指令値発生回路２１、２２のROM（図示せず）に格納されている。ｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊を回路２１、２２に代入して得られたこれらのデータＩ７＊、β７＊は座標変換回路２４へ、これらのデータＩ１３＊、β１３＊は座標変換回路２５に出力される。

座標変換回路２４は、７次電流指令値発生回路２１から入力された７次高調波電流の振幅Ｉ７＊と位相角（基本波の位相角θを基準として決定する）β７＊とにより基本波回転座標系（ｄ−ｑ軸座標系又は基本波ｄｑ座標系ともいう）表示の７次高調波電流指令値のｄ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ７＊、および、そのｑ軸成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ７＊を演算する。

座標変換回路２５は、１３次電流指令値発生回路２２から入力された１３次高調波電流の振幅Ｉ１３＊と位相角（基本波の位相角θを基準として決定する）β１３＊とにより基本波回転座標系（ｄ−ｑ軸座標系又は基本波ｄｑ座標系ともいう）表示の１３次高調波電流指令値のｄ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ１３＊、および、そのｑ軸成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ１３＊を演算する。この演算は、次に示す数３８の演算により行われる。

なお、数３８において、θｖは、後述する遅れ補償回路（位相補償回路）１６から出力されるモータ回転角θを位相補償して得た位相補償回転角信号である。

ただし、上記説明では、回路２１、２２は、ｄ軸指令値Ｉｄ＊、ｑ軸指令値Ｉｑ＊と出力すべき高調波指令値の振幅、位相角とのテーブルを記憶したが、この検出した回転角、電圧、電流と、出力すべき高調波指令値の振幅、位相角とのテーブルを記憶しておき、このテーブルに回転角、電圧、電流の検出値を代入して出力すべき高調波指令値の振幅、位相角を演算してもよい。

次に、７次ｄ軸高調波指令値Ｉｄ７＊と１３次ｄ軸高調波指令値Ｉｄ１３＊とは加算器２７により加算されてｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊とされ、７次ｑ軸高調波指令値Ｉｑ７＊と１３次ｑ軸高調波指令値Ｉｑ１３＊とは加算器２８により加算されてｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊とされる。もちろん、１９次高調波指令値など更に高次の高調波指令値を形成して加算器２７、２８にて同様に加算してもよい。

このようにして求めたｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊は加算器３によりｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊に加算されてｄ軸指令値Ｉｄ＊とされ、同様に、ｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊は加算器４によりｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊に加算されてｑ軸指令値Ｉｑ＊とされる。これにより、簡単な演算により騒音キャンセル電流指令値を決定することができる。すなわち、各次高調波指令値は数３８に示すように単一周波数成分だけを演算すればよいので簡単となる。

位置信号処理回路１５は、レゾルバ１４からの回転角信号に基づいて静止座標
系の回転角θを演算し、遅れ補償回路１６および座標変換回路１７に出力する。遅れ補償回路１６は、位相補償回路であって、位相補償された回転角θｖを座標変換回路２４、２５および後述する座標変換回路９に出力し、これらの回路の演算遅れなどを補償する。座標変換回路１７は、電流センサ１２で検出されたＵ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとを座標変換処理することにより、回転座標系表示の電流検出値としてのｄ軸検出値Ｉｄとｑ軸検出値Ｉｑとを出力する。

減算器５は、上記の演算により求められたｄ軸指令値Ｉｄ＊からｄ軸検出値Ｉｄを減算して偏差ΔIｄを求め、減算器６は、ｑ軸指令値Ｉｑ＊からｑ軸検出値Ｉｑを減算して偏差ΔIｑを求める。ＰＩアンプ７は、偏差ΔIｄを０に収束させるべく偏差ΔIｄをPI（比例−積分）増幅して対応するｄ軸電圧Ｖｄを出力し、ＰＩアンプ８は、偏差ΔIｑを０に収束させるべく偏差ΔIｑをPI（比例−積分）増幅して対応するｑ軸電圧Ｖｑを出力する。

座標変換回路９は、入力される位相補償回転角信号θｖを用いてこれらの電圧Ｖｄ、Ｖｑを回転座標系の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、ＰＷＭ電圧発生回路１０は三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＰＷＭ信号電圧Ｕｕ、Ｕｖ、Ｕｗに変換し、三相インバータ１１は入力されるＰＷＭ信号電圧Ｕｕ、Ｕｖ、Ｕｗに基づいて内蔵の６つのスイッチング素子を断続制御して三相交流電圧を作成し、それを三相同期電動発電機１３の各相端子に印加する。上記したモータ制御回路は、高調波指令値発生回路２をのぞいて通常のモータ制御方式と同じであり、この種のＰＷＭフィードバック制御自体はもはや周知であるので、詳細な説明は省略する。

これにより、モータにおいて騒音の主要要因となっている６次、１２次高調波騒音のレベルを大幅に低減することができる。

以下、この実施例の利点を以下に説明する。

まず、この実施例によれば、構成要素（回路）５〜１１、１７が、基本波指令値および高調波指令値の両方を一括してフィードバック制御するので回路系を簡素化することができる。したがって、座標変換回路１７には、検出された三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖを基本周波数成分と高調波成分とに周波数分離せずにそのまま座標変換することができるので、この周波数分離のためのフィルタによる位相遅れを防止することができ、それによる演算誤差や制御遅れによる騒音キャンセル効果の劣化を抑止することができる。

また、高調波指令値の振幅、位相角のテーブルは、変動が少ないｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊、ｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊に対応して設定されているため、読み込み頻度を低減することができる。

（回路構成例７）
その他の実施例を図２４を参照して以下に説明する。この回路構成例は、図２０に示すフィードバック型の回路構成例１の高調波指令値発生回路２で生成するｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊、および、そのｑ軸電流成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊を、座標変換回路１７で生成する回転座標系表示の電流検出値としてのｄ軸検出値Ｉｄおよびｑ軸検出値Ｉｑから、減算器２０および２１により減算し、電流検出値としてのＩｄ１とＩｑ１を生成する。上記手段にて生成したＩｄ１、Ｉｑ１を減算器５、６にて減算し、ΔＩｄとΔＩｑを生成する。その後段の処理は回路構成例１の回路構成と同じであるため、説明を省略する。

（回路構成例８）
その他の実施例を図２５を参照して以下に説明する。この回路構成例は、図２０に示すフィードバック型の回路構成例１から電流センサ１２、座標変換回路１７を省略し、減算器５、６およびＰＩアンプ７、８を電流制御器１８に置換して、オープン制御型の回路に変更したものであり、電流制御器１８は、ｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊をそれぞれ所定の大きさのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値に変換し、座標変換回路９がこれらの回転座標系の電圧指令値を静止座標系の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するものである。

（回路構成例９）
他の実施例を図２６に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

この回路構成例は、図２１に示す基本波指令値発生回路１および高調波指令値発生回路２をマイコンによるソフトウエア処理とし、かつ、必要に応じて基本波指令値（回転座標系表示）への高調波指令値（回転座標系表示）の重畳の実施を特定の条件に応じて行うものである。

まず、ステップＳ１００にて基本波指令値を演算した後、別に演算した所定の判定結果に基づいて径方向振動低減のための高調波重畳を行うか否かを判定し（S１０２）する。高調波重畳処理を行わないと判定した場合には、ステップＳ１０３にてｄ軸指令値Ｉｄ＊をｄ軸指令値Ｉｄ１＊とし、ｑ軸指令値Ｉｑ＊をｑ軸指令値Ｉｑ１＊として、以下に説明する高調波重畳処理を行わない。高調波重畳処理を行うと判定した場合にはステップＳ１０４に進む。

なお、この高調波重畳の実施の是非は、たとえば回転数が所定値未満かどうかを判定し、そうであれば高調波重畳を指令し、そうでなければ高調波重畳を行わないようにすればよい。これにより、径方向振動騒音が目立つ低回転数域での高調波重畳による騒音低減を実現し、それ以上の回転域では電力消費の低減などを図ることができる。また、エンジン始動時など必要発生トルクが所定値以上である場合に高調波重畳を禁止しして、モータの最大トルクを増加することができる。

ステップＳ１０４では、求めた基本波指令値（ｄ軸指令値Ｉｄ１＊、ｑ軸指令値Ｉｑ１＊）をテーブルに代入して７次高調波指令値の振幅、位相角を求め、この７次高調波指令値の振幅およびその位相角と入力された補正回転角度θｖとに基づいて基本波指令値の回転座標系基準の７次高調波指令値を求める。

ステップＳ１０８、ステップＳ１１０における同様の処理にて１３次高調波指令値を求め、更にステップＳ１１２、ステップＳ１１４における同様の処理にて６ｋ＋１次高調波指令値を求め、ステップＳ１１６にてこれら各高調波指令値をすべて加算して、合成ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊、合成ｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊を求める。

次に、ステップＳ１１８にて、合成ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊にｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊を加算し、合成ｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊にｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を加算して、ｄ軸指令値Ｉｄ＊とｑ軸指令値Ｉｑ＊とを求める。なお、ステップＳ１１６、ステップＳ１１８は一括して演算してもよく、専用ハードウエアで演算してもよい。更に、ステップＳ１０４、Ｓ１０６と、ステップＳ１０８、Ｓ１１０とは専用ハードウエアにて並列に演算してもよく、アナログ回路にて演算してもよい。
（変形態様）
上記した数式を用いた説明では、３、５、７次高調波を含むロータ起磁力Ｆｍａｇにより生じる６次、１２次の磁気音を７次、１３次の高調波電流成分の重畳によりキャンセル又は低減する場合を示した。上記と同様の計算を行った結果、ある次数の高調波電流を重畳することにより、少なくともこの次数より１だけ低い次数の磁気騒音、もしくは、この次数より１だけ低い次数の磁気騒音と他の次数の磁気騒音とを低減乃至キャンセルできることがわかった。

たとえば、上記と同様の演算により、１８次の磁気音を１９次の高調波電流成分の重畳により、２４次の磁気音を２５次の高調波電流成分の重畳によりキャンセル又は低減することができる。その他、上記説明した式において、６次の磁気音（磁気音）だけをキャンセル乃至低減することもでき、１２次のそれだけをキャンセル乃至低減することも、数２６、数２７、数２８の該当項を０とすることにより簡単に実施することができる。これらの結果、三相回転電機において支配的な磁気騒音である６、１２、１８、２４次の磁気騒音を良好に低減することができる。

また、上記数式を用いた説明では、理論説明をわかりやすくするために本来のステータ（電機子電流）としては基本周波数成分だけを想定し、この基本周波数成分にｍ次、ｎ次の磁気騒音低減用の高調波電流を重畳すると考えた。しかし、一般的に（この実施例の制御を行わない場合）、実際のステータ電流にはロータ起磁力と同様に高調波成分を含むので、数１６、数１７、数１８のステータ電流は、例としてｊ次、ｋ次、L次を含んだ場合、数３９、数４０、数４１のようにあらわされる。従って、これを前述の数式により展開すればロータ起磁力の高調波成分により発生した加振力と同様、元来含有する高調波電流による加振力が発生することは明らかである。従って、本発明で重畳する高調波電流はそれを踏まえて、次数、振幅、位相を決定することで磁気音を低減あるいはキャンセルすることが可能であることは当然である。（これらの数式展開は前述の各式にあてはめてみれはわかるため省略する。）

本来の電機子電流に含まれる高調波電流の次数が低減すべき径方向振動の高調波成分の次数より一つだけ大きい次数である場合には、上記数式にて演算した磁気騒音低減用の高調波電流からこの本来の電機子電流に含まれる高調波電流を減算して本来の電機子電流の基本周波数成分に重畳することが好適である。

また、三相交流回転電機とは異なる多相交流回転電機であっても、ある次数の高調波電流を重畳することにより、この次数より１だけ低い次数の磁気騒音（磁気音）を低減できるという知見が成立することは、上記各式を相変更に合わせて変更すればわかるであろう。

また、分布巻きと呼ばれる多スロット構成（たとえば毎相毎極２スロット以上の構成）においても、この実施例を適用することができることは当然である。

上記した説明では、ステータ電流Ｉｃｏｉｌとして静止座標軸（角度θ）を基準に説明を行ったが、ステータ電流Ｉｃｏｉｌとして回転座標系（ｄ、ｑ軸）を基準として表示することも当然可能である。

その他、電機子電流に重畳すべき磁気騒音低減用の高調波電流を上記数式により算出する代わりに、上記数式の変数パラメータと磁気騒音低減用の所定次数の高調波電流の振幅、位相とのセットをテーブルに記憶しておき、このテーブルに変数パラメータを代入することにより、磁気騒音低減用の高調波電流の振幅、位相を決定することも当然可能である。磁気騒音低減のための上記処理は、専用ハードウエアの他、ソフトウエアを用いても求めることができることは当然である。

以上、本発明の好適な実施態様について詳述したが、当業者が種々の修正及び変更をなし得ること、並びに、特許請求の範囲は本発明の真の精神および趣旨の範囲内にあるこの様な全ての修正及び変更を包含することは、本発明の範囲に含まれることは当業者に理解されるべきものである。

多相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図である。 図１の等価磁気回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 実験に用いた三相同期機の模式径方向断面である。 図８の三相同期機の各相電流の波形図（磁気騒音非低減時）である。 図８の三相同期機の各相電流の波形図（磁気騒音低減時）である。 図８の三相同期機の相電流の周波数スペクトル図（磁気騒音非低減時及び磁気騒音低減時）である。 図８の三相同期機の径方向加振力の波形図（磁気騒音非低減時及び磁気騒音低減時）である。 図８の三相同期機の径方向加振力の周波数スペクトル図（磁気騒音非低減時及び磁気騒音低減時）である。 図８の三相同期機の磁気騒音（磁気音）の測定結果（電動時）を示す図である。 図８の三相同期機の磁気騒音（磁気音）の測定結果（発電時）を示す図である。 ロータ磁束の温度変化を補償するためのフローチャートである。 交流回転電機の動作モードに応じて磁気音の振幅を低減するフローチャートである。 三相交流回転電機の磁気騒音を低減し、所定周波数の磁気音を発生させる制御動作を示すフローチャートである。 エンジン走行車両に搭載した三相交流回転電機本来の磁気騒音を好適な条件にて低減する制御動作を示すフローチャートである。 他の回路例を示すブロック回路図である。 図２０に示す回路の一例を示すブロック回路図である。 図２０における各部信号波形（基本波回転座標系）を示す波形図である。 図２０における各部信号波形（静止座標系）を示す波形図である。 他の回路例を示すブロック回路図である。 他の回路例を示すブロック回路図である。 他の回路例を示すフローチャートである。

符号の説明

１０ モータ電流制御手段
１０６ インバータ
１０７ 三相同期機（交流回転電機）
１０８ 回転位置センサ
１００ 基本ＰＷＭ信号発生手段
１０１ 高調波ＰＷＭ信号発生手段

Claims (17)

1. 多相の交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基本周波数成分を基準としてｎ＋１倍（ｎは自然数）の周波数の径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳することにより、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成分のｎ（次）倍の高調波成分を減衰させることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。
2. 請求項１記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、
   前記交流回転電機としての三相交流回転電機のステータ電流の基本周波数成分に対して６ｋ＋１（ｋは自然数）倍の周波数をもつ径方向振動低減用高調波電流を前記ステータ電流に重畳するにより、前記基本周波数成分の６ｋ倍の周波数をもつ前記交流回転電機の径方向振動を前記重畳を行わない場合に比べて低減することを特徴とする磁気騒音低減方法。
3. 請求項２記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、
   ７次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、前記径方向振動の６次の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。
4. 請求項２記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、
   １３次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、前記径方向振動の１２次の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。
5. 請求項２記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、
   ７次と１３次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、６次及び１２次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも同時に減衰させることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。
6. 請求項２乃至５のいずれか記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、
   基本波、７次、１３次の前記径方向振動低減用高調波電流により形成される６次、１２次の前記径方向振動の高調波成分と、前記交流回転電機に生じている６次、１２次の前記径方向振動の高調波成分とのベクトル和の振幅が所定値以下となるように、前記７次、１３次の径方向振動低減用高調波電流の位相、振幅を設定することを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。
7. 請求項２乃至６のいずれか記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、
   １９次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、１８次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。
8. 請求項２乃至７のいずれか記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、
   ２５次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、２４次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。
9. 請求項１乃至８のいずれか記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、
   I1を前記基本周波数の振幅、Ｉｍを前記高調波電流の振幅、ｔ、ｘ、ｙをそれぞれ所定の位相角とした場合に、前記多相交流電流の基本波周波数成分は、第１相基本周波数成分Iｕ1（＝I1sin（θ））、第２相基本周波数成分Iｖ1（＝I1sin（θ−ｘ））、第３相基本周波数成分Iｗ１（＝I1sin（θ−ｙ））を少なくとも含み、
   ｍ（＝ｎ＋１）倍の周波数の径方向振動低減用高調波電流が、第１相高調波成分Iｕｍ（＝Iｍsin｛ｍ（θ＋ｔ）｝）、第２相基本周波数成分Iｖｍ（＝Iｍsin｛ｍ（θ＋ｔ）−ｘ｝）、第３相基本周波数成分Iｗｍ（＝Iｍsin｛ｍ（θ＋ｔ）−ｙ｝）を少なくとも含み、
   前記第１相高調波成分Iｕｍは前記第１基本周波数成分Iｕ１に、前記第２相高調波成分Iｖｍは前記第２基本周波数成分Iｖ１に、前記第３相高調波成分Iｗｍは前記第３基本周波数成分Iｗ１に重畳されることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。
10. Ｍ（Ｍは３以上の正の整数）相の車両用同期交流回転電機の回転位置を検出する回転位置検出手段と、
    検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電機の電機子の各相巻線に所定の基本周波数及び振幅を有する所定の相電流を個別に加えるモータ電流制御手段と、
    を備えるモータ制御装置において、
    前記モータ電流制御手段は、
    前記相電流の基本周波数成分を基準としてｎ＋１倍（ｎは自然数）の周波数の径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳することにより、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成分のｎ（次）倍の高調波成分を減衰させることを特徴とするモータ制御装置。
11. 請求項１０記載のモータ制御装置において、
    前記モータ電流制御手段は、
    前記７次の高調波成分及び１３次の高調波成分を前記相電流に重畳させることにより、前記交流回転電機としての三相交流回転電機に生じている前記径方向振動の６次及び１２次の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させることを特徴とするモータ制御装置。
12. 請求項１１記載のモータ制御装置において、
    前記モータ電流制御手段は、
    １９次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、１８次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させることを特徴とするモータ制御装置。
13. 請求項１１又は１２記載のモータ制御装置において、
    前記モータ電流制御手段は、
    ２５次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、２４次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合よりも減衰させることを特徴とするモータ制御装置。
14. 請求項１０乃至１３のいずれか記載のモータ制御装置において、
    前記交流回転電機は、車両用エンジンに連結解除可能に連結され、
    前記モータ電流制御手段は、前記車両用エンジンの停止時に前記径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳することを特徴とするモータ制御装置。
15. 請求項１０乃至１３のいずれか記載のモータ制御装置において、
    前記交流回転電機は、車両用エンジン及び／又は車軸に回生制動可能に連結され、
    前記モータ電流制御手段は、前記車両用エンジンの停止時及び回生制動時の少なくともいずれかにおいて前記径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳することを特徴とするモータ制御装置。
16. 請求項１０記載のモータ制御装置において、
    前記モータ電流制御手段は、
    少なくとも基本周波数成分と前記基本周波数成分のｎ＋１倍の周波数の高調波電流とを含む前記相電流による前記基本周波数成分のｎ倍の周波数の径方向振動を低減乃至最小化するｎ＋１倍の前記径方向振動低減用高調波電流を求め、
    前記径方向振動低減用高調波電流を前記相電流に重畳することを特徴とするモータ制御装置。
17. 請求項１０記載のモータ制御装置において、
    前記モータ電流制御手段は、
    前記相電流に含まれる基本周波数成分のｎ＋１倍の周波数の高調波電流を混入高調波電流として検出し、
    前記相電流が前記混入高調波電流を含まず前記基本周波数成分のみである場合にて前記径方向振動のｎ次の高調波成分を低減乃至最小化するためのｎ＋１次の前記径方向振動低減用高調波電流をフィードバック制御目標値として求め、
    前記混入高調波電流と前記目標値との差を０に収束させるフィードバック制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。

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