CN107769672B

CN107769672B - 用于运行电机的方法以及电机

Info

Publication number: CN107769672B
Application number: CN201710692114.0A
Authority: CN
Inventors: 约翰尼斯·施瓦茨科普夫
Original assignee: Brose Fahrzeugteile SE and Co KG
Current assignee: Brose Fahrzeugteile SE and Co KG
Priority date: 2016-08-15
Filing date: 2017-08-14
Publication date: 2021-02-26
Anticipated expiration: 2037-08-14
Also published as: EP3285381A1; DE102016215175A1; CN107769672A; US20180048256A1; US10211772B2

Abstract

本发明涉及用于运行电机的方法以及电机。本发明特别是涉及用于运行电机的方法，电机带有电流源和电动机以及接在电流源和电动机之间的变流器，其中，电流源的输入电流借助对变流器的一定数量的半导体开关进行的脉冲宽度调制操控而转换成用于电动机的多相输出电流，其中，一个或每个脉冲在第一时间点产生，并且在脉冲持续时间之后在第二时间点结束，其中，针对每个在对半导体开关进行脉冲宽度调制操控的过程中在电流源的中间回路中产生的交流电流部分来确定频谱，并且其中，对脉冲宽度调制操控的脉冲的脉冲持续时间进行调控，使得交流电流部分的频谱的总和最小。

Description

用于运行电机的方法以及电机

技术领域

本发明涉及用于运行电机的方法，电机带有电流源和电动机以及接在电流源和电动机之间的变流器，其中，电流源的输入电流借助对变流器的一定数量的半导体开关进行的脉冲宽度调制操控而转换为用于电动机的多相输出电流，其中，一个或每个脉冲在第一时间点产生，并且在脉冲持续时间之后在第二时间点结束。本发明此外涉及根据这种方法所描述的尤其是用于机动车的电机。

背景技术

电动运行的调设系统作为机动车部分如车窗升降器、座椅调设装置、门和滑车顶驱动装置或冷却通风器驱动装置以及泵和内部空间风扇通常具有带有受控的电动机的电机。为此，无刷电动机例如是公知的，其中，相对于定子可转动地支承的转子通过旋转磁场驱动。为此，定子的相绕组被加载以相应的三相电流或马达电流，其借助作为(马达)电子器件的一部分的控制器来控制和调节。

这种电机通常包括(高压)电池作为车辆内部的能量存储器，由该能量存储器以直流电的形式给电动机提供电能。为了将直流电转换为马达电流，适当地将变流器(逆变器、转换器)接在能量存储器和电动机之间。在此，(直流电压)中间回路后接于能量存储器，中间回路与变流器的桥电路联接。能量存储器和中间回路在此作为电流源起作用以用于为变流器提供输入侧的直流电(输入电流)。马达电流作为多相输出电流通过脉冲宽度调制(PWM)操控桥电路的半导体开关产生。通过PWM操控部的脉冲，半导体开关以时序在导通和封锁状态之间切换。

通过半导体开关的切换过程，在中间回路或电流源的线路中产生交流电流。该交流电流在遵守EMV(电磁兼容性)准则方面被视为是重要的。

发明内容

本发明的任务在于说明一种特别适当的用于运行电机的方法。电机的EMV特性尤其是应该在运行时得到改进。此外，本发明的任务还在于说明一种根据这种方法工作的电机。

根据本发明，在方法方面，所提到的任务以如下的用于运行电机的方法来解决，并且在电机方面，所提到的任务以如下的电机来解决。

根据本发明的用于运行电机的方法，所述电机带有电流源和电动机以及接在所述电流源与所述电动机之间的变流器，

-其中，所述电流源的输入电流借助对所述变流器的一定数量的半导体开关进行的脉冲宽度调制操控而转换成用于所述电动机的多相输出电流，

-其中，针对每个相的操控均具有至少一个脉冲，其中，所述脉冲或每个脉冲在第一时间点产生，并且在脉冲持续时间之后在第二时间点结束，

-其中，针对每个在对所述半导体开关进行脉冲宽度调制操控的过程中在所述电流源的中间回路中产生的交流电流部分来确定频谱，并且

-其中，对针对确定的频率的脉冲宽度调制操控的脉冲的脉冲持续时间进行调控，使得所述交流电流部分的频谱的总和最小。

根据本发明的电机带有电流源和电动机以及接在所述电流源与所述电动机之间的变流器，所述变流器具有用于执行根据本发明的用于运行电机的方法的控制器。

本发明具有有利的设计方案和改进方案。

根据本发明的方法适用于且设定用于运行电机。电机在此具有能量存储器，能量存储器具有后接的(直流电压)中间回路，能量存储器和后接的(直流电压)中间回路一起实施为用于机器的电动机的电流源(电压供应装置)。在此，在电流源和电动机之间接有例如形式为逆变器(转换器)的变流器。

在机器运行时，变流器将电流源的输入电流转换成用于电动机的多相的，尤其是三相的输出电流(马达电流、三相电流)。为此，接到中间回路中的变流器的数量利用脉冲宽度调制(PWM)操控以时序操控。PWM操控在每个相中具有至少一个脉冲形的信号(脉冲)以用于切换各自的半导体开关。一个或每个脉冲在第一时间点产生，并且在各自的脉冲持续时间后在第二时间点结束。

根据该方法，针对每个在对半导体开关进行脉冲宽度调制操控的过程中在电流源的中间回路中产生的交流电流部分来确定频谱。为此，交流电流部分例如借助傅里叶变换转变到频域中。脉冲宽度调制操控的脉冲的脉冲持续时间在此以如下方式调控，即，使交流电流部分的频谱的总和(总频谱)最小。由此，通过电源中的交流电流部分形成的交流电流被减小或最小化，这有利地传递到电机的EMV特性上。由此尤其是减小电流源或电压源的负载。此外，由此可以改进机器的声音，即能够实现噪音降低。

交流电流部分(电流分量(stromblock))的频谱通常具有类似的幅度，然而这些幅度在相位中有所不同。通过调控脉冲持续时间，频谱的相位向着彼此推移，并且不会在此改变频谱的幅度。因此，通过适当地选择脉冲持续时间可能的是，至少针对确定的频率实现总频谱的最小化和进而实现电流源中的交流电流的最小化。

总频谱通常不能够在整个频率范围中最小化，然而针对待优化的频率(尤其是PWM操控的时钟频率)总频谱足够用于进行最小化。当交流电流部分的各个频谱的相位相对彼此推移成相反或正好相反时，幅度最小。在适当的改进方案中，为了使总和最小化，各个频谱尤其是在要优化的频率周围的区域中以180°相对彼此相移。

在一个有利实施方案中，调控针对确定的频率的脉冲持续时间，尤其是针对一个或每个频谱的最大值的频率的脉冲持续时间。一个或每个频谱的最大值基本上通过PWM操控或脉冲的时钟频率(基波部分)确定。优选地，在电机运行时动态地进行相关频率的确定。换言之，在运行时间内实时地调控用于相关频率的脉冲持续时间。

在一个可行实施方式中，利用时钟频率进行确定。这意味着的是，PWM操控的每个周期单独地优化。在此例如可想到的是，仅一次性地以每毫秒的方式计算出最佳的脉冲持续时间。由此减小计算负荷。但同样也可想到的是利用使用针对相关频率的带通的电路技术上的实施方式，其中，脉冲持续时间在调校时间内以如下方式调控，即，调控出最小值。

在一个适宜构造方案中，一个或每个脉冲以第一时间段早于第一时间点地产生，并且/或者以第二时间段晚于第二时间点地结束。通过调整第一和第二时间段，第一和第二时间点的时间位置在PWM操控期间得到有效推移。因此，随后改变或调控脉冲持续时间。由此以简单的方式和方法实现交流电流部分的频谱彼此间的(相对的)相移。

在一个适当设计方案中，为了产生多相输出电流每个脉冲设有相同的第一和第二时间段以调控脉冲持续时间。换言之，针对所有接通，也就是将半导体开关从非导通(封锁)状态切换到导通状态使用共同的第一时间段，从而所有脉冲在更早的(第一)时间点产生。相应地针对所有切断，也就是将半导体开关从导通的状态切换到封锁状态同样使用共同的第二时间段，从而所有脉冲在更晚的(第二)时间点结束。同样可想到的例如还有，所有脉冲在更晚的时间点产生并且/或者在更早的时间点结束。

以其来调控PWM操控的脉冲持续时间的时间段对于不同的周期来说是可改变的。这意味着的是，例如针对PWM操控的每个周期确定时间段的新的值，或者在多个周期上使用时间段的相同的值。重要的是，不同的相的所有脉冲持续时间在周期内以相同的时间段改变。换言之，在调控脉冲持续时间之前和之后，脉冲持续时间彼此间的差在周期内保持恒定。

在一个有利设计方案中，第一和第二时间段在绝对值上是相同的。由此尤其地，输出电流的所产生的相电流仅被轻微影响，从而并不明显影响马达运行。

根据本发明的方法的附加的或另外的方面设置的是，第一和第二时间段事先针对不同的确定的频率计算出并且存储在表格中。由此实现特别是低成本的方法，该方法同时可以例如基于PWM操控的时钟频率的改变灵活地匹配于不同的频率。

电机尤其是适用于且设定用于机动车中的电动的驱动装置，例如用于作为机动车部件的调设系统。电动机优选以无刷的方式实施有定子和在其中可旋转地支承的转子。定子具有一定数量的相绕组，相绕组一方面在变流器上受引导，并且另一方面例如接在星形电路中的共同的结点(星点)中。变流器具有控制器，即控制设备。控制器在此通常在程序和/或电路技术上适用于且设定用于执行之前描述的方法。控制器因此具体地设定用于在运行时检测电流源中的交流电流部分，并且通过控制和/或调节PWM操控部来以如下方式调控(PWM)脉冲的脉冲持续时间，即，使交流电流部分在其相关的(频率)相位中向着彼此推移，从而使电流源中的交流电流最小化。

在一个优选设计方案中，控制器至少在芯片中通过带有处理器和数据存储器的微控制器形成，其中，用于执行根据本发明的方法的形式为运行软件(固件)的功能性以程序技术实现，从而该方法必要时以与用户相互作用的方式在微控制器中实施有运行软件的情况下自动执行。

控制器也可以在本发明的范围内替选地通过不可编程的电子构件例如ASIC(专用集成电路)形成，其中，用于执行该方法的功能性以电路技术器件实现。

以该方法运行的电机因此具有在EMV辐射方面以及在由于半导体开关的转换过程而出现的噪音形成方面得到改进的特性。根据本发明的方法尤其是适用于且设定用于使用在转速调节的系统中。应用原则上在此并不局限于汽车领域。

附图说明

下面，本发明的实施例借助附图详细阐述。在附图中以示意性且简化的图示示出：

图1：带有电流源和电动机以及接在它们之间的变流器的电机；

图2：机器的三相电动机的处于星形电路中的相绕组；

图3：用于操控电动机的相绕组的变流器的桥电路的桥模块；

图4：电流源的等效电路图；

图5：相绕组的PWM操控的图表；以及

图6a和图6b：在相移的情况下的PWM操控的图表。

彼此相应的部分和参量在所有图中始终设有相同的附图标记。

具体实施方式

图1示出用于未详细示出的电动机的电动调设系统(例如车窗升降器或座椅调设装置)的电机2。电机2为此包括三相电动机4，其借助变流器6与电流源(电压供应装置)8联接。电流源8在该实施例中包括车辆内部的例如形式为(机动车)电池的能量存储器10以及与之连接的(直流电压)中间回路12，(直流电压)中间回路12至少部分延伸到变流器6中。

中间回路12基本上通过输出线路12a和返回线路12b形成，变流器6借助它们与能量源10联接。线路12a和12b至少部分地引导到变流器6中，在变流器中，中间回路电容器14以及桥电路16接在线路12a和12b之间。

在电机2运行时，输送给桥电路16的输入电流I_E转换成用于电动机4的三个相U、V、W的三相输出电流(马达电流、三相电流)I_U、I_V、I_W。下面也被称为相电流的输出电流I_U、I_V、I_W引导到未详细示出的定子的相应的相(绕组)U、V、W(图2)上。

在图2中示出三个相绕组U、V、W的星形电路18。相绕组U、V、W分别以(相)端部22、24、26引导到桥电路16的各自的桥模块20(图3)上，并且以分别对置的端部在作为共同的连接接头的星点28中互接。在图2的图示中，相绕组U、V、W分别借助形式为电感30和欧姆电阻32以及各自的电压降34、36、38的等效电路图示出。分别在相绕组U、V、W上下降的电压34、36、38示意性地通过箭头表示并且由在电感30和欧姆电阻32以及感应电压40上的电压降的总和得到。通过电动机4的转子的运动而感应的电压40(电磁力、EMK、EMF)在图2中借助圆圈示出。

星形电路18的操控借助桥电路16实现。桥电路16实施有尤其是作为B6电路的桥模块20。在该设计方式中，在运行时，在其中每个相绕组U、V、W上，以高的转换频率按照时序在送出线路12a的高的(直流)电压水平与返回线路12b的低的电压水平之间切换。高的电压水平在此尤其是中间回路12的中间回路电压U_ZK，其中，低的电压水平优选是地电势U_G。按照时序的操控实施为通过控制器42得到的在图1中借助箭头示出的PWM操控，利用该PWM操控可以控制和/或调节电动机4的转速、功率以及转动方向。

桥模块20分别包括两个半导体开关44和46，其在图2中仅示意性地和示例性地针对相W示出。桥模块20一方面以电势接头48与送出线路12a联接并且因此与中间回路电压U_ZK联接。另一方面，桥模块20以第二电势接头50与返回线路12b接触并且因此与地电势U_G接触。通过半导体开关44、46，相U、V、W的各自的相端部22、24、26可以要么与中间回路电压U_ZK要么与地电势U_G连接。如果半导体开关44闭合(导通)并且半导体开关46断开(未导通)，那么相端部22、24、26与中间回路电压U_ZK的电势连接。相应地在断开半导体开关44且闭合半导体开关46时，相U、V、W与地电势U_G接触。由此，借助PWM操控可以实现给每个相绕组U、V、W加载以两个不同的电压水平。

在图3中简化地示出单个桥模块20。在该实施例中，半导体开关44和46实施为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，其分别借助PWM操控在接通状态与封锁状态之间以时序切换。为此，各自的门接头引导到相应的控制电压输入端52、54，借助控制电压输入端传递控制器42的PWM操控的信号。

图4示出用于电流源8的等效电路图。在运行时，能量存储器10产生电池电压U_Bat以及相应的电池电流I_Bat，用以运行变流器6。在图4中，能量存储器10的内电阻作为欧姆电阻56示出，能量存储器10的自电感作为电感58示出。在返回线路12b中连有分流电阻60，中间回路电压U_ZK在分流电阻上下降。

下面借助图5示出和阐述各个相接头22、24、26上的信号曲线，各个相绕组U、V、W上的电压信号或PWM信号可以如何被有利地控制或调节，并且从中得到在相绕组U、V、W中的电流I_U、I_V、I_W和外部电流源8的输入电流I_E的方面的那些结果。

图5的图表包括四个水平的、相叠地布置的区段。沿着水平(即在X轴或横轴上)描绘出时间。示例性地，在图5中示出PWM操控的三个周期，其中，周期在此例如是50μs(微秒)长。

图5示出PWM操控，其中，电动机4的相接头22、24、26分别以不同的占空比(dutycycle)的PWM(脉冲)信号P_U、P_V、P_W操控。三个相U、V、W的当前的额定电压U_U、U_V、U_W在图5中以分别作为水平线的当前值62、64和66示出。额定电压值在此在时间上依赖于电动机4的转速地分别根据正弦函数的方式改变。这导致的是，当前值62、64和66的线周期性地沿垂直方向(即，沿Y轴或纵轴)上下运动。

在图表的上方的区段中的锯齿形的线代表在控制器42中整合的计数器的周期性地线性升高和线性下降的计数器读数68。各个相U、V、W的针对确定的时间点固定的阈值(即当前值62、64、66)与锯齿形的计数器读数68之间的交点代表用于产生和结束(PWM)脉冲P_U、P_V、P_W的时间点，相绕组U、V、W被加载以这些脉冲。这意味着的是，在高的电压阈值的情况下，当前值62、64、66是小的，从而脉冲形的脉冲P_U、P_V、P_W的操纵时间(Tastzeit)是长的，也就是说相应的相U、V、W长时间地以相电流I_U、I_V、I_W来通电或者被加载以电压。

在图5的图表的第二区段70中，在相接头22、24、26上的电压曲线可时间分辨地示出。在该实施例中，首先，相W在时间点72被加载以电压。在时间上延迟地，在时间点74之后，相绕组V被提供电压。随后，在时间点76开始对相U的电压供应。在第一脉冲持续时间T_U后，相U在时间点78与电压信号分离，并且因此脉冲P_U结束。随后，相V的脉冲P_V在脉冲持续时间T_V后在时间点80结束，并且相W的脉冲P_W在脉冲持续时间T_W后在时间点82结束。电压曲线作为针对三个相U、V、W的脉冲序列周期性地重复。

在图5的第三区段84和第四区段86中分别示出电流源8(即例如中间回路12)中的通过PWM操控产生的交流电流I_res的时间曲线。

在区段84中示出用于运行情况的交流电流I_res，在该运行情况中在绝对值上，相绕组U被4A(安培)的相电流I_U流过，相绕组V被1A的相电流I_V流过，以及相绕组W被3A的相电流I_W流过。基于离开星点28和朝向星点的方向，相电流I_V和I_W具有相对于相电流I_U相反的电流方向。换言之，相电流I_V和I_W与相电流I_U相反地取向。

在时间点72和74之间的时间段中，3A的电流因此流过相绕组W，其中，从时间点74开始添加了流过相绕组V的1A的附加电流。由此，所产生的交流电流I_res在时间点74和76之间的时间段中具有4A的电流水平。在时间点76，通过脉冲P_U添加如下电流，即，该电流在电流幅度相同的情况下具有相反于另外的电流的电流方向。由此，在时间点76和78之间的脉冲持续时间T_U中，所产生的(总)交流电流I_res基本上完全减小。

在时间点78和80之间的持续时间中，通过相U的相电流I_U再次被切断，从而在该时间段中的交流电流I_res重新具有4A的幅度。在时间点80，幅度又减小至3A，并且在时间点82，在脉冲P_W结束后基本上完全减小。

像在图5中比较明显地看到的那样，通过脉冲序列基本上形成两个交流电流部分(电流分量)I₁和I₂，这两个交流电流部分在PWM操控的过程中周期性地重复。交流电流部分I₁在时间点72开始，并且在时间点76结束，其中，交流电流部分I₂在时间点78开始，并且在时间点82结束。

总体上得到在脉冲P_U、P_V、P_W的每个周期中的大数量的转换过程以及通过在中间回路12中的强烈变化的电流强度得到高的交流电流I_res，交流电流I_res给中间回路电容器14周期性地充电和放电。

在图5的区段86中示出如下情况，在该情况下，相电流I_V和I_W的电流方向是彼此相反的，并且相U中的电流方向具有和相V中相同的定向。在该情况下也得到大数量的(切换)转换过程和相似高的交流电流部分I₁和I₂。

因此，根据相电流I_U、I_V、I_W的曲线调控出不同的交流电流I_res。交流电流I_res具有频率分布，其主部分尤其是在n倍的PWM(时钟)频率的情况下存在。

随后，借助图6a和6b详细描述了用于减小在中间回路12中的交流电流I_res的方法。为此，控制器42使用针对PWM操控的调制方法，其中，交流电流I_res的频谱以如下方式受到影响，即，在一个频率中的尤其是在主部分中的交流电流部分最小化。

为此，控制器42例如借助傅里叶变换分别获知用于交流电流部分I₁或I₂的频谱F₁(ω)、F₂(ω)，其中，ω是角频率。

频谱F₁(ω)和F₂(ω)通常具有类似的幅度，然而区别在于它们各自的相位。所产生的交流电流I_res的相应的频谱F_res(ω)由于傅里叶变换的线性而作为各个频谱F₁(ω)、F₂(ω)的总和得到：

F_res(ω)＝F₁(ω)+F₂(ω)。

当各个频谱F₁(ω)和F₂(ω)在频率ω₀时使相位相反地推移，即以180°推移时，频谱F_res(ω)的幅度对于确定的频率ω₀来说是最小的。根据位移定律的相位改变根据如下关系通过乘以复杂的相因数以数学方式得到：

其中，j是虚数单位，并且τ₁是第一时间段或推移时间。

这意味着的是，在推移时间段τ₁时仅改变相位，然而没有改变频谱F₁(ω)的幅度。通过推移两个频谱F₁(ω)和F₂(ω)得到如下：

其中，τ₂描述了用于交流电流部分I₂的频谱F₂(ω)的时间段或推移时间。

通过适当地选择时间段τ₁和τ₂能够实现的是，对于频率ω₀来说，频谱F’_res(ω₀)是最小的。频率ω₀在此尤其是PWM操控的时钟频率，这意味着，交流电流部分I₁和I₂的基本频率或重复频率。

像在图6a和图6b中示意性地示出的那样，相移以如下方式实现，即，交流电流部分I₁和I₂在时间上向着彼此推移。针对该目的，在PWM操控过程中的所有相U、V、W一方面以时间段-τ₁更早地接通。这意味着的是，脉冲P_U’、P_V’、P_W’在以时间段-τ₁前移的时间点72’、74’、76’产生。另一方面，相U、V、W在以时间段τ₂延迟的时间点78’、80’、82’中切断。换言之，脉冲P_U’、P_V’、P_W’在时间段τ₂之后更晚地结束。由此，P_U’、P_V’、P_W’的脉冲持续时间T_U’、T_V’、T_W’以时间段τ₁+τ₂有效地延长。这意味着的是，PWM操控的占空比在相移期间得到调控。

在图6b的实施例中，时间段τ₁、τ₂在绝对值上相同，这尤其意味着的是，时间段-τ₁等于时间段τ₂。由此确保的是，所产生的交流电流I’_res的平均值没有发生明显改变。

在一个适当设计方案中，时间段τ₁、τ₂在针对不同的频率ω₀的准备阶段中确定，并且存储在控制器42的表格中。附加地或替选地，交流电流部分I₁和I₂在运行时通过分流电阻60来检测，并且时间段τ₁、τ₂实时地计算出。

本发明并不局限于上面描述的实施例。相反地，在不离开本发明的主题的情况下，本领域技术人员也可以从中导出本发明的另外的变型方案。此外尤其地，所有结合实施例描述的单个特征也可以以其他的方式相互组合，而不会离开本发明的主题。

附图标记列表

2 机器

4 电动机

6 变流器

8 电流源

10 能量存储器

12 中间回路

12a 输出线路

12b 返回线路

14 中间回路电容器

16 桥电路

18 星形电路

20 桥模块

22、24、26 相端部

28 星点

30 电感

32 电阻

34、36、38 电压降

40 电压

42 控制器

44、46 半导体开关

48、50 电势接头

52、54 控制电压输入端

56 电阻

58 电感

60 分流电阻

62、64、66 当前值

68 计数器读数

70 区段

72、74、76 时间点

72’、74’、76’ 时间点

78、80、82 时间点

78’、80’、82’ 时间点

84、86 区段

U、V、W 相/相绕组

I_U、I_V、I_W 相电流/输出电流

I_E 输入电流

U_ZK 中间回路电压

U_G 地电势

I_Bat 电池电流

U_Bat 电池电压

U_U、U_V、U_W 额定电压

P_U、P_V、P_W 脉冲信号/脉冲

P_U’、P_V’、P_W’ 脉冲信号/脉冲

T_U、T_V、T_W 脉冲持续时间

T_U’、T_V’、T_W’ 脉冲持续时间

I_res、I_res’ 交流电流

I₁、I₂ 交流电流部分

F₁(ω)、F₂(ω) 频谱

F_res(ω)、F’_res(ω) 频谱

ω、ω₀ 频率

τ₁、τ₂ 时间段/推移时间

Claims

1.一种用于运行电机(2)的方法，所述电机带有电流源(8)和电动机(4)以及接在所述电流源与所述电动机之间的变流器(6)，

-其中，所述电流源(8)的输入电流(I_E)借助对所述变流器(6)的一定数量的半导体开关进行的脉冲宽度调制操控而转换成用于所述电动机(4)的多相输出电流，

-其中，针对每个在对所述半导体开关进行脉冲宽度调制操控的过程中在所述电流源(8)的中间回路(12)中产生的交流电流部分来确定频谱，并且

-其中，对针对确定的频率(ω₀)的脉冲宽度调制操控的脉冲的脉冲持续时间进行调控，使得所述交流电流部分的频谱的总和(F_res(ω))最小，其中，为了使所述频谱的总和(F_res(ω))最小化使所述频谱以180°相对彼此相移。

2.根据权利要求1所述的方法，

其特征在于，

对针对所述频谱或每个频谱的最大值的频率的脉冲持续时间进行调控。

3.根据权利要求1所述的方法，

其特征在于，

所述脉冲或每个脉冲以第一时间段(τ₁)早于所述第一时间点地产生，并且/或者以第二时间段(τ₂)晚于所述第二时间点地结束。

4.根据权利要求3所述的方法，

其特征在于，

为了产生所述多相输出电流，每个脉冲设有相同的第一时间段和第二时间段(τ₁、τ₂)，用以调控所述脉冲持续时间。

5.根据权利要求3或4所述的方法，

其特征在于，

所述第一时间段和所述第二时间段(τ₁、τ₂)在绝对值上是相同的。

6.根据权利要求3或4所述的方法，

其特征在于，

所述第一时间段和所述第二时间段(τ₁、τ₂)针对不同的确定的频率(ω₀)计算出并且存储在表格中。

7.一种电机(2)，所述电机带有电流源(8)和电动机(4)以及接在所述电流源与所述电动机之间的变流器(6)，所述变流器具有用于执行根据权利要求1所述的方法的控制器(42)。