JP5161208B2 - 電気モータ制御方法、システム、および装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般に電気モータを利用する電子器具および機器に関し、特にエネルギー節約のための電気モータ制御方法、システムおよび装置に関する。

力率は、電気負荷の皮相電力に対する平均電力の割合である。力率は０（負荷のインピーダンスは完全にリアクティブの場合）〜１（完全にレジスティブな負荷の場合）の値である。実際、電子器具の力率は０〜１の間で、力率の値が１に近いほど、エネルギーは装置によって効率的に消費され、かつ電力消費は少ない。そこで、極めてリアクティブな負荷を用いる電力消費（例えば、電気誘導モータ）に対しては、見かけの負荷の力率を調整してパフォーマンスを上げ、大量のエネルギーの浪費を避ける手段を講じることが望ましい。例えば、２２０Ｖ電線から１００ｋＷを０．８５の力率で消費する工場では、１１８ｋＷの供給皮相電力が必要である。しかし、力率が０．９５に改善されれば、供給皮相電力は１０５．３ｋＷまで落ちる。電力会社の多くは、力率を調整するための手段を積極的に講じることを消費者に求めている。

力率の改善の恩恵を受けるのは大規模な工場にとどまらない。ＡＣモータは、コンプレッサからエレベータまで多くの異なる電子器具や装置の中にあり、ＡＣモータは通常入力インピーダンスにおいて誘導的であるので、特に負荷が小さい状態または負荷変動の所定の期間内に、所望の力率よりも低い値を示す。ＡＣモータの力率を改善するためのコントローラが開発されており、これはこの分野では公知である。この例には、「三相力率コントローラ用位相検出装置」（Ｎｏｌａ‘５２８）と題される特許文献１と、「ＡＣ誘導モータ用力率制御システム」（Ｎｏｌａ‘１７７）と題される特許文献２と、「ＡＣ誘導モータコントローラ用均整・同期位相検出装置」（Ａｎｄｅｒｓｏｎ）と題される特許文献３とがある。

通常、多くのＡＣモータコントローラが行う力率緩和への取り組みは、電流フェーザと電圧フェーザとの間の位相差を検知し、その後コントローラを使用して各ＡＣモータのサイリスタの動作を調整して電圧と電流の位相遅れを低減しようとすることによって行われる。理想的な実装としては、電流フェーザと電圧フェーザとの間の位相を０にすることができれば、負荷は電源装置に対して見かけ上は抵抗であるので、力率は１に近くなる。力率を完全に１にするのは実質的に可能ではないが、力率を少し改善すれば消費電力に大きな違いをもたらすことができる。

長年にわたり、電気モータの力率改善に対し多くの異なる取り組みがなされてきた。例えば、特許文献４（標題は「ＡＣ誘導モータ用力率制御システム」（Ｎｏｌａ‘６４８））では、負荷が最大の状態に満たない誘導モータについての記載があり、これは参照することにより開示に含まれるものである。電流と電圧との間の位相角（モータ力率）は制御される。特許文献４のシステムでは、モータ力率は、モータに接続されたサイリスタの制御を通じ、命じた力率信号と動作上の力率の間の差の関数として制御される。

「ＡＣ誘導モータ用力率制御システム」（Ｎｏｌａ‘１７７）と題される特許文献２には、（例えば、モータの最高電圧がオン時のスピードを増加させることによって）モータ負荷が急激に変化する状態に反応するように構成されたシステムが開示されている。特許文献２のシステムでは、電圧と電流による矩形波信号を合成し、かつモータ電流とモータ電圧との間の位相角と同等の時間幅を持つ一連のパルスを生成することによって位相の比較が行われる。パルスの変動幅は、位相差に比例する振幅を持つ変動振幅ＤＣ信号へと変換される。こうして得られた差異信号、つまり回路エラー信号は、後に誘導モータのコイルと直列のトライアックのオン時を制御するために使用され、選択された力率でモータの動作を維持する。これにより、負荷が最大の状態である誘導モータよりも低い値まで電気の入力を低減する効果が得られる。

平滑ＤＣ信号を生成するためにパルスに対するフィルタリングが必要となる点は、このようにパルスを平滑ＤＣ信号へ変換する際に特有の点である。これは、例えば、アナログ積分器を使用することで達成される。アナログ積分器では、その性質上、位相角の変化とコントローラが把握する変化との間にタイムラグが生じることがある。このラグは、負荷の変化に反応するモータの性能に対して非常に大きくなることがある。その結果、特許文献２に示すような設計では、モータの負荷が急に増加する期間にこの時間遅れを相殺する回路が必要とされることがある。

特許文献３では、モータ負荷の大きな増加に対する反応についての記載がある。負荷が小さい状態から負荷が最大の状態への変化に対する反応スピードは、特に最小力率要求設定が比較的高い場合に、モータの失速や振動を防止するのに不十分である可能性がある。例えば、Ｎｏｌａシステムは相応に反応が早かったが、油井ポンプ、モータ発電装置、鍛造機、および冷蔵庫のコンプレッサ等の負荷の急激で大きな変化に反応するように更に改良することができる。

米国特許第４，４５９，５２８号明細書 米国特許第４，２６６，１７７号明細書 米国特許第５，８２１，７２６号明細書 米国特許第４，０５２，６４８号明細書

平滑ＤＣ信号を生成するパルス列のフィルタリング処理によってコントローラの応答が悪くなる可能性がある。また、コントローラに接続された高性能モータが、コントローラがこうした高性能モータに反応できないことによって過剰な振動が起きるといった望ましくない期間に突入する可能性がある。

誘導モータの位相遅れの制御を向上することができる反応が早いコントローラを設けることが好ましく、これによりエネルギーが節約される。また、誘導モータを含む多様な電気器具とともに機能することができるコンロトーラを設けることが望ましく、それにより力率と開始特性が向上する。また、プログラム化が可能で、かつ特定の負荷や動作状態に対してカスタマイズが可能な、力率向上コントローラを設けることが望ましい。

本発明は、モータ制御システムおよび方法を提供する。位相検出手段は、電源装置に接続される。位相検出手段の出力部は、モータのモータ電流のゼロ交差と、線間電圧のゼロ交差と、に同期する。位相検出手段の出力部と、整流手段ドライバとの間に連結されるデジタルマイクロプロセッサは、モータ電圧の位相がゼロ交差する第１の時間と、モータ電流の位相がゼロ交差する第２の時間と、を検知する。デジタルマイクロプロセッサは、第１の時間と第２の時間との時間差を決定し、モータの位相遅れを算出するためにその時間差を使用する。デジタルマイクロプロセッサは、整流手段の導通時間を算出するために位相遅れを使用して、モータへの効率的な電気の供給を命じる。

図１は、本発明の例示的実施形態にかかるモータ用のコントローラシステムを示すブロック図である。 図２は、本発明の例示的実施形態にかかる位相検知回路（ＰＤＣ）の模式図である。 図３は、図２に記載のＰＤＣの入出力波形図である。 図４は、本発明の例示的実施形態にかかる、位相角を記述されたサイリスタの導通角に関連付ける一連のモータの曲線である。 図５は、本発明の例示的実施形態にかかるコントローラシステムのアルゴリズムのブロック図である。 図６は、本発明の例示的実施形態にかかるモータを制御する方法を示すフローチャートである。

本発明は、モータの力率を調整するデジタルマイクロプロセッサを有するコントローラシステムを含む。

図１を参照して、モータ（図示せず）の力率を制御することにより、モータの動作効率を向上するコントローラシステム１００のブロック図レベルの例示的実施形態を説明する。単相の実装（例えば、単相モータ）を説明するが、当業者であれば、複数相モータ（例えば三相モータ）を制御するには複数段使用すると良いことがわかる。

システム１００は、電源装置１０１と、電源装置１０２と、位相検出器１０３と、デジタルマイクロプロセッサ１０５と、整流器ドライバ１０７と、整流器１０９と、を備える。電源装置１０１は、位相検出器１０３に接続され、第１の位相検出器入力部を介して線間電圧１１９を位相検出器１０３に供給する。また、電源装置１０１は、グランド１３７にも接続される。位相検出器１０３はまた、第２の位相検出器入力部を介してモータのモータ端子電圧１２１連結される。位相検出器１０３はデジタルマイクロプロセッサ１０５に連結され、モータ電流のゼロ交差と、線間電圧１１９のゼロ交差と、に同期する信号をデジタルマイクロプロセッサ１０５に供給する。デジタルマイクロプロセッサ１０５は同期信号を用いてモータの位相遅れを算出し、それにより整流器ドライバ１０７の導通時間を算出する。整流器ドライバ１０７は整流器１０９を導通させるかまたはオンしてモータへの電力供給を命じる。

第２の電源装置１０２は低レベルの線間電圧１１９とモータ端子電圧１２１を位相検出器１０３に供給するが、低レベルの線間電圧１１９とモータのモータ端子電圧１２１は、それぞれ位相検出器１０３の入力部１１５（例えば＋１５Ｖ）と入力部１１７（例えば−１５Ｖ）に連結される。また、線間電圧１１９は、整流器１１９の入力部に連結される。第１の位相検出器出力部１２５はモータ電流のゼロ交差に同期し、第２の位相検出器出力部１２７は線間電圧１１９のゼロ交差に同期する。位相検出器１０３の第１の位相検出器出力部と第２の位相検出器出力部はデジタルマイクロプロセッサ１０５に連結される。デジタルマイクロプロセッサ１０５は、モータ電圧の位相がゼロ交差する第１の時間と、モータ電流の位相がゼロ交差する第２の時間を検知する。デジタルマイクロプロセッサ１０５は、内部クロックを有するので、第１の時間と第２の時間を容易に決定することができる。デジタルマイクロプロセッサ１０５は、第１の時間と第２の時間との時間差を決定し、その時間差を用いてモータの位相遅れを算出する。デジタルマイクロプロセッサ１０５は、位相遅れを用いて整流器１０９の導通時間を算出する。この導通時間は位相遅れとモータの負荷のうち少なくとも一方に伴い変化する。

デジタルマイクロプロセッサ１０５の第１の出力部１２９と第２の出力部１３１はそれぞれ整流器ドライバ１０７（例えば、シリコン制御整流器（ＳＣＲ））の第１の入力部１３３と第２の入力部１３５に連結される。第１の出力部１２９と第２の出力部１３１は位相検出器１０３からのゼロ電圧交差に同期する。整流器ドライバ１０７は近代的設計によるものや、（上述の）ＮｏｌａやＡｎｄｅｒｓｏｎのコントローラと同様のものであってもよく、また、ＳＣＲやトライアックといったあらゆる種類のサイリスタを駆動するものであってもよい。整流器ドライバ１０７は、一つ以上の整流器１０９（例えば上述したＮｏｌａまたはＡｎｄｅｒｓｏｎコントローラで説明した、一つ以上のサイリスタ１１１、１１３）を制御する。整流器ドライバ１０７が整流器１０９を導通させるので、モータ端子電圧１２１がモータに与えられる。

デジタルマイクロプロセッサ１０５を使用して電圧と電流との間のモータの位相遅れを決定し、整流器ドライバ１０７を制御することで、コントローラシステム１００はモータの位相遅れを低下させ、これにより、相当に力率を最大値にすることができる。従って、デジタルマイクロプロセッサ１０５は、モータの位相遅れを正確に算出することができ、その結果、整流器１０９の導通を算出し、モータに効率的に電力を供給することができる。

図２は位相検出器１０３を示す。位相検出器１０３は、アナログ回路でも良い（たとえな、ＮｏｌａやＡｎｄｅｒｓｏｎのコントローラに使用される位相検出器）。位相検出器１０３は、電圧入力と電流入力とを供給する一つ以上の分圧器と、増幅および電圧波形と電流波形の矩形波に変換するための一つ以上の演算増幅器を備える。モータ端子電圧１２１は、第１の分圧器２０１を介して第１の演算増幅器２１５（Ｕ１とも称す）の第１の反転入力部２０７に連結される。線間電圧１１９は、第２の分圧器２０３を介して第１の演算増幅器２１５の第1の非反転入力部２０９に連結され、かつ第３の分圧器を介して第２の演算増幅器２１７（Ｕ２とも称す）の第２の反転入力部２１１に連結される。第２の演算増幅器２１７の第２の非反転入力部はグランド１３７に連結される。

例えば、５０ｋΩや７．５ｋΩの抵抗とともに示される分圧器は、モータの給電レベルから演算増幅器レベルまで電圧を下げる。こうした特定の抵抗値は例示的実施形態を示すものであるが、当業者であれば動作環境に応じて異なる量の電圧調整や抵抗値が使用できることが明らかにわかる。第１の演算増幅器２１５と第２の演算増幅器２１７の入力信号を更に調整するために、別の、または追加のフィルタ要素を設けてもよい。第１の分圧器２０１はモータ端子電圧１２１からの入力を取得し、第１の演算増幅器２１５の反転端子に供給する。第２の分圧器２０３は線間電圧１１９からの入力を受け、第１の演算増幅器２１５の非反転端子に供給する。第３の分圧回路は線間電圧１１９から入力を受け、第２の演算増幅器２１７に信号を供給する。

キャパシタ２２１は第１の演算増幅器２１５の反転端子と非反転端子との間に連結される。キャパシタ２２３は第１の演算増幅器２１５の非反転端子とグランド１３７の間に連結される。キャパシタ２２１、２２３は線間電圧１１９とモータ端子電圧１２１からのノイズをフィルタリング処理する。

第１の演算増幅器２１５は、モータ端子電圧１２１と線間電圧１１９とを比較する。第１の演算増幅器２１５は、抵抗２１９（例えば図示の４７０ｋΩの抵抗）を介した正帰還で構成される。正帰還は、第１の演算増幅器２１５をヒステリシス付きコンパレータとして機能させる。第１の演算増幅器２１５の第１の増幅器出力部（第１の位相検出器出力部１２５）は、モータ電流の位相遅れに同期する矩形波である。第２の演算増幅器２１７の第２の増幅器出力部（第２の位相検出器出力部１２７）は、線間電圧１１９のゼロ交差と同期する矩形波を生成する矩形波生成器として動作する。第１の演算増幅器２１５の第１の増幅器出力部１２５は、モータ電流のゼロ交差に同期し、第２の演算増幅器２１７の第２の増幅器出力部１２７は、線間電圧１１９のゼロ交差に同期する。

代わりに、第１の分圧器２０１を電流変換器（図示せず）に替えてもよい。また、電流変換器は第１の演算増幅器２１５に連結されるレジスタ２１９と第２の分圧器２０３の替わりにもなる。電流変換器自体、モータの電流のゼロ交差を計測することができる。

デジタルマイクロプロセッサ１０５は、整流器ドライバ１０７と、第１の増幅器出力部１２５と第２の増幅器出力部１２７である位相検出器出力部との間に連結される。デジタルマイクロプロセッサ１０５は、第１の演算増幅器２１５のスイッチ状態と、第２の演算増幅器２１７のスイッチ状態との差異を算出することによってモータの電流と電圧との間の位相遅れを決定し、これにより、位相遅れの信号を瞬時に生成する。この位相遅れは、整流器ドライバ１０７の導通制御のために使用される。従って、整流器ドライバ１０７の通導により整流器１０９が通導し、モータに電力が供給される。

図３は、線間電圧１１９の基準波形と、対応する第１の演算増幅器２１５と第２の演算増幅器２１７と共にシステム１００の出力により生成されるモータ電流を示す。

位相がどのように検知されるかを理解するには、第１の演算増幅器２１５の出力を考察すると良い。サイリスタ１１１、１１３がオフすると（ゼロモータ電圧）、第１の演算増幅器２１５の反転端子と非反転端子との差が、検知される線間電圧１１９と等しくなる。しかし、サイリスタ１１１、１１３がオンすると、配線とモータ端子との電圧差が非常に低くなる。検知された線間電圧１１９（非反転入力部）が検知されたモータ電圧（反転入力部）よりも高い場合、第１の演算増幅器２１５の出力は＋１５Ｖになる。これは、例えば、ゼロ電流で表されるサイリスタ１１１、１１３のオフ時に、線間電圧１１９の正の半周期の間に起こる。正帰還と結合される第１の演算増幅器２１５の正の出力は、検知されるモータ電圧（反転入力部）が検知される線間電圧１１９よりも非常に高くなるまで第１の演算増幅器２１５が状態を変化させないように、検知される線間電圧１１９を増加させる。これは、サイリスタ１１１、１１３が線間電圧１１９の負の半周期の間に再びオフするまで起こらない。そのため、第１の演算増幅器２１５の出力は、サイリスタ１１１、１１３が線間電圧１１９の正の半周期時にオンした時からサイリスタ１１１、１１３が線間電圧１１９の負の半周期時に再びオフするまで正のままになる。この波形は、第１の演算増幅器２１５として図３に示される。

一方、第２の演算増幅器２１７は、線間電圧１１９のみを検知し、線間電圧１１９が正から負へと変化する際に正から負へ状態を変化させる。

このため、第１の演算増幅器２１５のスイッチ状態と、第２の演算増幅器２１７のスイッチ状態との時間差を算出することによって位相角を決定するために、デジタルマイクロプロセッサ１０５（またはマイクロコントローラもしくはデジタル信号演算処理装置）を使用することができる。これにより、位相角の信号が瞬時に生成される。位相検出のアルゴリズムは以下の式で表される。
γ＝（Ｔ１−Ｔ２）×Ｋ （１）
Ｔ１：電流がゼロ交差する時間
Ｔ２：電圧がゼロ交差する時間
Ｋ：Ｔ１とＴ２の差をミリ秒で表した場合、ミリ秒で表される電圧の１周期の時間で３６０度を除算した値
γ：度で表される位相遅れ

位相遅れは、サイリスタ１１１、１１３の導通（オン・オフ時）の算出に使用される。

デジタルマイクロプロセッサ１０５（またはマイクロコントローラもしくはデジタル信号演算処理装置）は、第１の演算増幅器２１５のスイッチ状態と第２の演算増幅器２１７のスイッチ状態との時間差を算出して、位相遅れに関連する位相エラー信号を決定するために使用される。位相エラー検出アルゴリズムは、以下の式で表される。
（θ_D−θ_FB）×Ｋ＝λ （２）
θ_D：ミリ秒で表される所望の位相角
θ_FB：ミリ秒で表されるモータ電流のゼロ交差時間からモータ電圧のゼロ交差を減算した値
Ｋ：ミリ秒で表される電圧の１周期の時間で３６０度を除算した値（例えば、６０周期電圧では、１６．６６７ミリ秒で３６０度を除算する）
λ：度で表される位相エラー信号

式（１）のＫは（大体の場合）時間で表されるが、式（２）のＫはミリ秒で表される。位相エラー信号は、システム１００で、サイリスタ１１１、１１３の導通（オン・オフ時間）を制御するために用いられる。

例えば、図４は、サイリスタ１１１、１１３がオンされた際に、位相角を導通角と称される時間に関係付ける典型的な一連のモータ特性を示す。図４に示されるのは、上方ならびに右に延びる直線であり、この線を表すのは以下の式である。
ｙ＝Ａｘ−Ｂ （３）
ｘ：計測された位相角（式（１）のγでもよい）
Ａ：ゲイン（例えば、ゲインは図４の４）
Ｂ：オフセット（例えば、オフセットは図４の１２８）
ｙ：導通角

約５０度の位相遅れがある垂直部分を持つ曲線４ａは、負荷が最大のモータ（１００％）として示され、一方、約７５度の位相遅れがある垂直部分を持つ曲線４ｅは、負荷の無いモータ（０％）として示される。その間の曲線（４ｂ、４ｃおよび４ｄ）は、負荷が最大の状態と無負荷状態との間のモータ動作範囲（それぞれ７５％、５０％、および２５％の負荷がかかっている状態）のモータ負荷を示す。

例示的実施形態の曲線４ａから曲線４ｅにおいて、サイリスタ１１１（またはサイリスタ１１３）は電圧ゼロ交差でオフするように命じられる。しかし、サイリスタ１１１を通過する電流があるので、サイリスタ１１１はこの電流が０になるまでオフできない。電圧のゼロ交差後のある時点で、この電流は０になる（例えば、位相遅れ時間）。このとき、サイリスタ１１１はオフする（この電流のゼロ交差より前にサイリスタ１１１はコントローラシステム１００によって導通を命じられる）。もし、この電流のゼロ交差より前にサイリスタ１１１がコントローラシステム１００によって導通を命じられれば、サイリスタ１１１はオンのままである。導通時間が位相遅れ時間よりも短い場合は、サイリスタ１１１はオンのままで、位相遅れも一定のままである。

位相遅れよりも導通時間が長いと、サイリスタ１１１が電流のゼロ交差（位相遅れ）時にオフし、導通時にオンに戻る。これにより、サイリスタ１１１がオフの間にモータが０Ｖを受ける。全周期にわたる平均電圧は低く、位相遅れは少なくなる（言い換えれば、高力率になる）。位相と導通時間が所定の負荷で等しくなるポイントより上に導通時間を増加させることにより、図４の曲線４ａから曲線４ｅが生成される。曲線４ａから曲線４ｅは、モータの特性や位相のモータへの導通時間に対する関係を示している。

例えば、負荷が最大の状態では、曲線４ａのように最高電圧に近づけることが望ましく、また、無負荷状態では、曲線４ｅのように最小の位相遅れに近づけることが望ましい。本例では、システム１００は、負荷が最大の状態では曲線４ａにおいての約５０度の導通角を出力し、無負荷状態では曲線４ｅにおいて約１１０度の導通角を出力する。あいにく、無負荷状態時に１１０度で導通させても、モータに動作に十分な電圧がないのでモータは停止する。無負荷状態時に１００度で導通させると、位相は約５７度になり、導通角５５度で位相は約４６度になる。これらの２つのポイントを用いれば、（例えば、式（３）を用いて）所望の導通角を算出することができる。曲線４ｄの負荷の場合、式（３）で表される線が曲線４ｄと交差するところでシステム１００が導通する。システム１００は、式（３）によって表される線と電流負荷曲線とが交差するところでモータを制御する。負荷が変化すれば、位相角は、新たな負荷曲線と式（３）によって表される曲線とが新たに交差するところに移動する。これが、（位相である）入力が変化すれば自動的に出力が変化するという閉ループフィードバック制御である。式（３）は、システム１００を安定化させるために閉ループフィードバック制御の原理を用いて当業者が調整可能なものである。例えば、式（３）が垂直直線（ｙ＝２０ｘ−１０００）に近づけば、モータのフィードバック制御システムは不安定になる。

式（３）は、システム１００のモータの位相角を制御するためのアルゴリズムの一例示的実施形態である。位相角制御用のアルゴリズムは、式（３）にあるような定数１２８およびゲイン４を変更することにより調整してもよい。位相角制御用のアルゴリズムを実施する例を図５に示す。

図５は、図１に示すデジタルマイクロプロセッサ１０５内で実施される位相角制御アルゴリズムの一実施形態のブロック図を示す。位相角アルゴリズムは、式（３）にあるような定数１２８とゲイン４を変更することによって調整されてもよい。別の方法として、図５の例示的実施形態では、式（３）を解くことによりミリ秒で表される導通時間をある程度算出するが、他の様々な式を用いることができる。システム１００は、デジタルマイクロプロセッサ１０５を使用して時間から導き出される位相角（例えば、図５のステップ５０５と式（１）の出力）を算出することによって、サイリスタ１１１、１１３の導通を制御し、また、デジタルマイクロプロセッサ１０５において式（３）を使用して、この位相角を用いてサイリスタの導通時間を算出する。

例えば、デジタルマイクロプロセッサ１０５により、モータの電圧のゼロ交差時間（例えばミリ秒で表される）が算出される（ステップ５０１）。デジタルマイクロプロセッサ１０５により、モータの電流のゼロ交差時間（例えばミリ秒で表される）が算出される（ステップ５０３）。デジタルマイクロプロセッサ１０５は、モータ電流のゼロ交差時間とモータ電圧のゼロ交差時間との時間差を算出する（ステップ５０５）。この時間差は、モータの電圧と電流の間の位相遅れを算出するために使用される（例えば、時間差は２１.６度／ミリ秒で乗算される）（ステップ５０７）。デジタルマイクロプロセッサ１０５は、この位相遅れをゲイン（例えば、式（３）の４）で乗算する（ステップ５０９）。デジタルマイクロプロセッサ１０５は、ステップ５０９からオフセットと共にこの位相遅れを用いて（例えば、ステップ５０９の位相遅れから１２８度を減算する）（ステップ５１１）を使用し、整流器ドライバ１０７の導通角（例えば、度で表される導痛角）を算出する（ステップ５１３）。１２８度のオフセットは式（３）から求められる。デジタルマイクロプロセッサ１０５は、ステップ５１３の導通角を用い、その導通角に０.０４６を乗算して（ステップ５１５）導通角を度からミリ秒へと変換する。ミリ秒で表される導通角はモータの電圧のゼロ交差時間と共に用いられ、整流器ドライバ１０７の導通時間（例えばミリ秒で表される）が算出される（ステップ５１７）。

電圧の一つの正弦波は３６０度であり、ゼロ交差では０度である。９０度の導通角は、こうした正弦波のピークに現れる。導通時間はミリ秒で表される。６０周期ＡＣ電圧では、一つの正弦波は最初から終わりまで１６−２／３ミリ秒である。９０度の導通角では、導通時間は１６−２／３ミリ秒の１／４（または４．１６６ミリ秒）である。２１．６度／ミリ秒は１６−２／３ミリ秒で３６０度を除算することで得られる。０、０４６は１６−２／３ミリ秒を３６０度で除算することで得られる。

当業者は、必要であれば、システム１００の構成要素と同様に、ＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）コントローラや他の類似の制御装置を追加するなどしてアルゴリズムに関連した数を修正してシステム１００を最適化し、不安定さを補償してもよい。デジタルマイクロプロセッサ１０５を用いる位相遅れ（力率）の改良型の検出に従った前述の取り組みを利用することは、本発明の例示的実施形態となる。

図６は、モータの電圧のゼロ交差と電流のゼロ交差を検知して時間差を決定し、モータの位相遅れを算出することを含む、モータの力率を制御する方法を示す。この方法は、モータが最高速度を得るように所定数（Ｘ）の周期でモータを最大限に稼働させることを含む（ステップ６０１）。モータの電圧のゼロ交差を検出することが決定される（ステップ６０３）。デジタルマイクロプロセッサ１０５を使用して、モータ電圧の位相がゼロ交差する第１の時間が検知される。モータの電圧のゼロ交差が検出されると、タイマーまたはデジタルマイクロプロセッサ１０５内のタイミングループが開始される（ステップ６０５）。モータの電流のゼロ交差を検出することが決定される（ステップ６０７）。デジタルマイクロプロセッサ１０５を使用して、モータ電流の位相がゼロ交差する第２の時間が検知される。第１の時間と第２の時間を用いてモータの位相遅れが算出される。デジタルマイクロプロセッサ１０５を使用し、第１の時間と第２の時間との時間差が決定される。デジタルマイクロプロセッサ１０５を使用し、時間差を用いて、モータの位相遅れを算出する。導通角は、モータの位相遅れに基づいて算出される（ステップ６１１）。導通角によって、整流器ドライバ１０７、最終的には、整流器１１１をいつ導通するかが決定される（ステップ６１３）。ステップ６０３からステップ６１３が繰り返されて、モータの電圧のゼロ交差と電流のゼロ交差を検知することによって時間差を決定して、モータの位相遅れを算出することで、モータの力率を制御する。こうして、デジタルマイクロプロセッサ１０５を使用し、位相遅れを用いて整流器１０９の導通時間を算出するが、位相遅れと、モータの負荷のうち少なくとも一方に伴い導通時間が変化する。

特定の例示的実施形態を参照しながら本発明を説明してきたが、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々な変形や変更が実施可能である。明細書や図面は、限定的なものというよりも説明の手段とみなされるものであり、こうした変形例は全て本発明の範囲に含まれる。

特定の例示的実施形態に関して、利益、他の利点、および課題の解決を上記したが、利益、他の利点ならびに課題の解決、ならびに利益、他の利点、または問題の解決を生じさせうる、あるいは明らかにさせうる任意の要素は、重要、必須、また必要不可欠な特徴または要素であるとみなされるものではない。本明細書で用いられる「備える」という言葉やその他の変形は排他的な包含を網羅するものとし、要素の列挙を構成するプロセス、方法、部材または装置は、これらの要素のみを含むのではなく、明示的に列挙されていない他の要素、あるいはかかるプロセス、方法、物品または装置に固有の他の要素を含むことがある。

Claims (20)

1. モータのモータ電流のゼロ交差と同期する第１の位相検出手段出力部と前記電源装置の線間電圧のゼロ交差と同期する第２の位相検出手段出力部とを有する位相検出手段に連結された電源装置と、
   前記第１の位相検出手段出力部と、前記第２の位相検出手段出力部と、整流手段との間に連結されるデジタルマイクロプロセッサと、
   を備え、
   前記デジタルマイクロプロセッサは、
   モータ電圧の位相がゼロ交差する第１の時間を検知し、
   前記モータ電流の位相がゼロ交差する第２の時間を検知し、
   前記第１の時間と前記第２の時間との時間差を決定し、
   前記モータの位相遅れを算出するために前記時間差を使用し、
   前記整流手段の導通時間を算出するために前記位相遅れを使用するように構成されることを特徴とするシステム。
2. 前記位相遅れは、以下の式：
   γ＝（Ｔ１−Ｔ２）×Ｋ
   を用いて算出され、
   γは、度で表される位相遅れであり、
   Ｔ１は、電流がゼロ交差する時間であり、
   Ｔ２は、電圧がゼロ交差する時間であり、
   Ｋは、Ｔ１とＴ２との差をミリ秒で表した場合、ミリ秒で表される電圧の１周期の時間で３６０度を除算した値であることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
3. 前記整流手段の導通時間は、以下の式：
   ｙ＝Ａγ−Ｂ
   を用いて算出され、
   ｙは、導通時間であり、
   Ａはゲインであり、
   Ｂはオフセットであることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
4. 前記位相遅れに関連する位相エラー信号は、以下の式：
   λ＝（θ_D−θ_FB）×Ｋ
   を用いて算出され、
   λは、前記位相エラー信号であり、
   θ_Dは、ミリ秒で表される所望の位相角であり、
   θ_FBは、ミリ秒で表される前記モータ電流の位相がゼロ交差する前記第２の時間から前記モータ電圧の位相がゼロ交差する前記第１の時間を減算した値であり、
   Ｋは、ミリ秒で表される電圧の１周期の時間で３６０度を除算した値であることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
5. 前記整流手段の前記導通時間は、以下の式：
   ｙ＝Ａｘ−Ｂ
   を用いて算出され、
   ｙは、導通時間であり、
   Ａは、ゲインであり、
   Ｂは、オフセットであり、
   ｘは、前記モータの計測された位相角であることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
6. 前記導通時間は、前記位相遅れと前記モータの負荷のうち一方に伴い変化することを特徴とする請求項１に記載のシステム。
7. 前記位相検出手段は、
   前記電源装置の前記線間電圧に連結された第１の位相検出手段入力部と、
   前記モータのモータ端子電圧に連結された第２の位相検出手段入力部と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
8. 第１の位相検出手段入力部と第２の位相検出手段入力部と位相検出手段出力部とを有する位相検出手段に連結された電源装置と、
   第１の増幅手段出力部と第２の増幅手段出力部とを備える前記位相検出手段出力部と、整流手段ドライバと、の間に連結されたデジタルマイクロプロセッサと、
   を備え、
   前記第２の位相検出手段入力部は、第１の分圧手段を介して第１の演算増幅手段の第１の反転入力部に連結され、
   前記第１の位相検出手段入力部は、第２の分圧手段を介して前記第１の演算増幅手段の第１の非反転入力部に連結され、また、第３の分圧手段を介して第２の演算増幅手段の第２の反転入力部に連結され、
   前記第１の演算増幅手段の第１の増幅手段出力部は、モータ電流のゼロ交差に同期し、
   前記第２の演算増幅手段の第２の増幅手段出力部は、線間電圧のゼロ交差と同期し、
   前記デジタルマイクロプロセッサは、前記整流手段ドライバの導通を制御するために前記第１の演算増幅手段のスイッチ状態と前記第２の演算増幅手段のスイッチ状態との間の時間差を算出することにより、モータの電流と電圧の位相遅れを決定することを特徴とするシステム。
9. 前記整流手段ドライバは、
   前記整流手段ドライバと前記モータのモータ端子電圧との間に連結される一つ以上のサイリスタを導通させることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
10. 前記位相遅れは、以下の式：
    γ＝（Ｔ１−Ｔ２）×Ｋ
    を用いて算出され、
    γは、度で表される位相遅れであり、
    Ｔ１は、電流がゼロ交差する時間であり、
    Ｔ２は、電圧がゼロ交差する時間であり、
    Ｋは、Ｔ１とＴ２の差をミリ秒で表した場合、ミリ秒で表される電圧の１周期の時間で３６０度を除算した値であることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
11. 整流手段の導通時間は、以下の式：
    ｙ＝Ａγ−Ｂ
    を用いて算出され、
    ｙは、前記整流手段の導通に関連する導通時間であり、
    Ａは、ゲインであり、
    Ｂは、オフセットであることを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
12. 前記位相遅れは、以下の式：
    λ＝（θ_D−θ_FB）×Ｋ
    を用いて算出され、
    λは、位相遅れであり、
    θ_Dは、ミリ秒で表される所望の位相角であり、
    θ_FBは、ミリ秒で表される前記モータ電流の位相がゼロ交差する第２の時間から前記モータの電圧の位相がゼロ交差する第１の時間を減算した値であり、
    Ｋは、ミリ秒で表される電圧の１周期の時間で３６０度を除算した値であることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
13. 前記整流手段の導通時間は、以下の式：
    ｙ＝Ａｘ−Ｂ
    を用いて算出され、
    ｙは、前記整流手段の導通に関連する導通時間であり、
    Ａは、ゲインであり、
    Ｂは、オフセットであり、
    ｘは、計測された前記モータの位相角であることを特徴とする請求項８に記載のシステム。
14. モータを制御する方法であって、
    位相検出手段の第１の出力部で、前記モータのモータ電流のゼロ交差を検知する第１の検知ステップと、
    前記位相検出手段の第２の出力部で、電源の線間電圧のゼロ交差を検知する第２の検知ステップと、
    デジタルマイクロプロセッサを使用して、モータ電圧の位相がゼロ交差する第１の時間を検知するステップと、
    デジタルマイクロプロセッサを使用して、モータ電流の位相がゼロ交差する第２の時間を検知するステップと、
    デジタルマイクロプロセッサを使用して、第１の時間と第２の時間との時間差を決定するステップと、
    デジタルマイクロプロセッサを使用して、前記時間差を用いて前記モータの位相遅れを算出するステップと、
    デジタルマイクロプロセッサを使用して、前記位相遅れを用いて整流手段の導通時間を算出するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
15. モータ電圧の位相がゼロ交差する前記第１の時間を検知すると、前記デジタルマイクロプロセッサ内のタイマーを開始させるステップを更に含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
16. 前記位相遅れを、以下の式：
    γ＝（Ｔ１−Ｔ２）ｘＫ
    を用いて算出するステップを更に含み、
    γは、度で表される位相遅れであり、
    Ｔ１は、電流がゼロ交差する時間であり、
    Ｔ２は、電圧がゼロ交差する時間であり、
    Ｋは、ミリ秒で表されるＴ１とＴ２との差の、ミリ秒で表される電圧の１周期の時間で３６０度を除算した値であることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
17. 前記整流手段の前記導通時間を、以下の式：
    ｙ＝Ａγ−Ｂ
    を用いて算出するステップをさらに含み、
    ｙは、前記整流手段の導通に関連する導通時間であり、
    Ａは、ゲインであり、
    Ｂは、オフセットであることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
18. 前記導通時間は、前記位相遅れと前記モータの負荷のうち少なくとも一方に伴い変化するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
19. 前記整流手段の前記導通時間は、以下の式：
    ｙ＝Ａｘ−Ｂ
    を用いて算出され、
    ｙは、前記整流手段の導通に関連する導通時間であり、
    Ａは、ゲインであり、
    Ｂは、オフセットであり、
    ｘは、計測された前記モータの位相角であることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
20. 位相遅れエラーを、以下の式：
    λ＝（θ_D−θ_FB）×Ｋ
    を用いて算出するステップを更に含み、
    λは、前記位相遅れエラーであり、
    θ_Dは、ミリ秒で表される所望の位相角であり、
    θ_FBは、前記モータ電流の位相がゼロ交差する第２の時間からミリ秒で表される前記モータの電圧の位相がゼロ交差する第１の時間を減算した値であり、
    Ｋは、ミリ秒で表される電圧の１周期の時間で３６０度を除算した値であることを特徴とする請求項１４に記載の方法。

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