JP6183190B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

ここに開示される発明は、系統へ電力を出力する電力変換装置に関する。

小規模の発電施設、または小規模の蓄電池から系統へ電力を出力する電力変換装置が知られている。このような電力変換装置は、パワーコンディショナ、または系統連系インバータなどとも呼ばれることがある。この種の電力変換装置においては、系統における電力の品質を維持するために、系統へ出力される交流電力に含まれる高調波を抑制する必要がある。

例えば、特許文献１が開示する技術は、ヒステリシス制御されるインバータ回路による電力変換と、比例積分制御される昇圧回路による電力変換とを交流電圧と直流電圧との交点付近の切換タイミングにおいて切換える。さらに、比例積分制御される昇圧回路による電力変換を、交流電圧Ｖａｃが直流電圧Ｖｄｃより高くなるより所定の進角量だけ前に開始させている。この構成によると、昇圧回路の起動遅れに起因する高調波が抑制される。また、進角量は、昇圧回路の容量成分と誘導成分との共振周期に基づいて設定されている。

特開２０１２−１６５４９９号公報

従来技術の構成では、電力変換装置の運転状態が変化すると、高調波を十分に抑制できない場合がある。例えば、交流電源へ供給される出力電流が大きくなると、電流歪み率は大きくなる傾向がある。このため、出力電流が大きくなると高調波を十分に抑制できないおそれがある。

また、別の観点では、従来技術の構成では、歪み率を抑えるために進角量を大きく設定すると、損失の増加を招き、インバータ回路による電力変換と昇圧回路による電力変換とを切換えることによる効率向上効果が削がれる場合がある。例えば、進角量が大きくなると歪み率が低下するが、その反面、損失が増加する。よって、歪み率を望ましい値に抑制しながら、損失を抑制することが望ましい。

上述の観点において、または言及されていない他の観点において、電力変換装置にはさらなる改良が求められている。

発明の目的のひとつは、高調波を抑制できる電力変換装置を提供することである。

発明の目的の他のひとつは、高調波を抑制しながら、高い効率を実現できる電力変換装置を提供することである。

発明の目的のさらに他のひとつは、電力変換装置の運転状態が変化しても、高調波を抑制しながら、高い効率を実現できる電力変換装置を提供することである。

ここに開示される発明は上記目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。なお、特許請求の範囲およびこの項に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、発明の技術的範囲を限定するものではない。

開示される発明のひとつにより電力変換装置が提供される。発明は、直流電源（４）から直流端（６）に供給される直流電力を交流電力に変換し、交流端（５）から交流電源（３）へ供給する電力変換装置（１）において、直流端と交流端との間に設けられたインバータ回路（７）と、インバータ回路と直流端との間に設けられ、少なくとも直流電力を昇圧してインバータ回路に供給可能なコンバータ回路（８）と、コンバータ回路から供給される電圧を交流電源の交流電圧（Ｖａｃ）に変換するようにインバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御と、交流電圧の極性に応じた状態にインバータ回路を制御する極性制御とを切替える第１の切替制御部（２６）と、直流端に供給される直流電圧をインバータ回路に供給するようにコンバータ回路を制御する直結制御と、直流電圧を交流電圧に変換するようにコンバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御とを切替える第２の切替制御部（２７）と、電力変換装置の作動状態を示すパラメータに応じて調節される可変の進角量（ΔＶ）を設定し、コンバータ回路のための直結制御からフィードバック制御への切替時期を基本時期から進角量だけ進角させる進角量設定部（３２）を備え、進角量設定部（３２）は、予め用意された関数によってパラメータに応じた進角量を設定し、進角量設定部（３２）は、インバータ回路と交流端との間のリアクトル成分（Ｌ）、交流電源の周波数（ω）、交流端から出力される出力電流の指令値（Ｉｒｅｆ）、直流電源の直流電圧（Ｖｄｃ）、および交流端の交流電圧（Ｖａｃ）から、進角量を演算することによって設定することを特徴とする。

この構成によると、インバータ回路はフィードバック制御と極性制御とによって制御される。また、コンバータ回路は、フィードバック制御と直結制御とによって制御される。極性制御と直結制御とにおいては、インバータ回路およびコンバータ回路におけるスイッチング損失が抑制される。進角量設定部は、コンバータ回路のための直結制御からフィードバック制御への切替時期を基本時期から進角量だけ進角させる。このため、コンバータ回路のフィードバック制御の遅れに起因する出力電流の歪み、すなわち高調波が抑制される。さらに、進角量は可変とされており、電力変換装置の作動状態を示すパラメータに応じて調節される。このため、電力変換装置の作動状態に応じた適切な進角量が設定される。これにより、電力変換装置の作動状態の変化に追従して、進角量を調節し、歪を抑制しながら、損失を抑制することができる。
開示される発明のひとつにより電力変換装置が提供される。発明は、直流電源（４）から直流端（６）に供給される直流電力を交流電力に変換し、交流端（５）から交流電源（３）へ供給する電力変換装置（１）において、直流端と交流端との間に設けられたインバータ回路（７）と、インバータ回路と直流端との間に設けられ、少なくとも直流電力を昇圧してインバータ回路に供給可能なコンバータ回路（８）と、コンバータ回路から供給される電圧を交流電源の交流電圧（Ｖａｃ）に変換するようにインバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御と、交流電圧の極性に応じた状態にインバータ回路を制御する極性制御とを切替える第１の切替制御部（２６）と、直流端に供給される直流電圧をインバータ回路に供給するようにコンバータ回路を制御する直結制御と、直流電圧を交流電圧に変換するようにコンバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御とを切替える第２の切替制御部（２７）と、電力変換装置の作動状態を示すパラメータに応じて調節される可変の進角量（ΔＶ）を設定し、コンバータ回路のための直結制御からフィードバック制御への切替時期を基本時期から進角量だけ進角させる進角量設定部（３２）を備え、進角量設定部（３２）は、予め用意されたマップによってパラメータに応じた進角量を設定し、進角量設定部（３２）は、インバータ回路と交流端との間のリアクトル成分（Ｌ）、交流電源の周波数（ω）、交流端から出力される出力電流の指令値（Ｉｒｅｆ）、直流電源の直流電圧（Ｖｄｃ）、および交流端の交流電圧（Ｖａｃ）から、進角量を演算することによって設定することを特徴とする。

発明の第１実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 第１実施形態のインバータのための切替制御部を示すブロック図である。 第１実施形態のコンバータのための切替制御部を示すブロック図である。 第１実施形態の変更量設定部を示すブロック図である。 第１実施形態の作動特性の一例を示すグラフである。 第１実施形態の波形を示す波形図である。 発明の第２実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 発明の第３実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 発明の第４実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 発明の第５実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 発明の第６実施形態の波形を示す波形図である。

図面を参照しながら、ここに開示される発明を実施するための複数の形態を説明する。各形態において、先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。また、後続の実施形態においては、先行する実施形態で説明した事項に対応する部分に百以上の位だけが異なる参照符号を付することにより対応関係を示し、重複する説明を省略する場合がある。各形態において、構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については他の形態の説明を参照し適用することができる。

（第１実施形態）
図１において、発明を実施するための第１実施形態に係る電力変換装置１と、この電力変換装置１を含む電力システム２とが図示されている。電力システム２は、系統３に接続された需要家に設置されている。電力システム２は、例えば、個人の住宅、または事業所において構成されている。系統３は、電力供給会社などの供給者によって提供される電力網、または小規模発電施設によって提供される交流電源である。系統３を供給する小規模発電施設は、個人の住宅、または事業所に設置することができる。系統３は、単相３線方式の電源であり、中性線（Ｎ）と、電圧線（Ｕ、Ｖ）とを有する。

電力システム２は、小規模な直流電源４を備える。直流電源４は、住宅などに設置された二次電池によって提供される。

電力変換装置１は、系統３に接続された交流端５と、直流電源４に接続された直流端６とを備える。電力変換装置１は、直流端６から供給される直流電力を交流電力に変換し、交流電力を交流端５から系統３に供給する。電力変換装置１は、インバータ回路７と、降圧型のコンバータ回路８とを備える。

インバータ回路７は、系統３と直流電源４との間に設けられている。インバータ回路７は、コンバータ回路８と交流端５との間に設けられている。インバータ回路７は、少なくとも直流電力を交流電力に変換可能である。インバータ回路７は、直流端６から供給された直流電力を変調する変調機能と、直流電力を交流電力に変換する直交変換機能とを少なくとも有する。インバータ回路７は、直流電源４から系統３へ電力を逆潮流させるとき、交流電圧の位相と系統３へ出力される電流との位相とを一致させることができる。

インバータ回路７は、交流電力を直流電力に変換する交直変換と、直流電力を交流電力に変換する直交変換とが可能な回路である。インバータ回路７は、直流端６から供給される直流電力を交流電力に変換する直交変換機能と、直流電圧Ｖｄｃを調整して系統３の交流電圧Ｖａｃに一致させる電圧変換機能とを提供する。インバータ回路７は、系統３の交流電圧Ｖａｃの位相と、電力変換装置１から系統３へ出力される出力電流の位相とを一致させることができる。

インバータ回路７は、フルブリッジ回路と、ノーマルコイルＬｎと、コンデンサＣｆとを備える。フルブリッジ回路は、複数のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４をＨブリッジに接続した回路である。フルブリッジ回路は、少なくとも４つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、およびＱ４を備える。スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、およびＱ４は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）素子である。スイッチ素子Ｑ１およびＱ４は、直流電圧Ｖｄｃと同じ極性の電圧を出力するので、正転対のスイッチ素子と呼ばれる。スイッチ素子Ｑ２およびＱ３は、直流電圧Ｖｄｃと逆極性の電圧を出力するので、反転対のスイッチ素子と呼ばれる。

ノーマルコイルＬｎは、インバータ回路７と交流端６との間に設けられている。ノーマルコイルＬｎは、フルブリッジ回路の交流端５に接続されている。ノーマルコイルＬｎは、ブリッジ回路のひとつの交流端５と、系統３との間に直列接続されている。コンデンサＣｆは、ノーマルコイルＬｎと交流端５との間に並列接続されている。ノーマルコイルＬｎは、ノーマルモードコイルとも呼ばれる。

コンバータ回路８は、系統３と直流電源４との間に設けられている。コンバータ回路８は、昇圧型のコンバータ回路８である。コンバータ回路８は、少なくとも直流電源４から供給される直流電圧を昇圧しインバータ回路７に供給可能である。

コンバータ回路８は、リアクトルＬｒと、スイッチ素子Ｑａと、ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣｓとを備える。スイッチ素子Ｑａは、ＩＧＢＴ素子である。リアクトルＬｒの一端には、直流電圧Ｖｄｃが供給される。リアクトルＬｒの他端は、スイッチ素子ＱａとダイオードＤ１との接続点に接続されている。スイッチ素子ＱａとダイオードＤ１とは、平滑コンデンサＣｓの両端間において直列接続されている。ダイオードＤ１はブリッジ回路のアッパアームを提供し、スイッチ素子Ｑａはブリッジ回路のロワアームを提供する。平滑コンデンサＣｓは、インバータ回路７とコンバータ回路８との間に位置している。

この構成によると、インバータ回路７とコンバータ回路８とによって、直流電源４から系統３への電力変換が提供可能である。電力変換には、直流電源４の電圧と系統３の電圧との間の変換、および直流から交流への変換とが含まれる。

電力変換装置１は、インバータ回路７と交流端５との間にノイズを除去するためのフィルタ回路９を備える。電力変換装置１は、交流端５とフィルタ回路９との間に遮断器１０を備える。遮断器１０は、系統３と電力変換装置１との接続を遮断する。電力変換装置１は、直流端６とコンバータ回路８との間に、ノイズを除去するためのフィルタ回路１１を備える。

電力変換装置１は、各部の電圧、電流を検出するための複数のセンサを備える。電力変換装置１は、直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ１２と、交流電圧Ｖａｃを検出する電圧センサ１３とを備える。電力変換装置１は、直流電源４から供給される電流（入力電流とも呼ばれる）を検出する電流センサ１４を備える。電力変換装置１は、ノーマルコイルＬｎに流れる電流を検出する電流センサ１５を備える。電力変換装置１は、平滑コンデンサＣｓの端子間電圧を検出する電圧センサ１６を備える。

電力変換装置１は、インバータ回路７とコンバータ回路８とを制御する制御装置１７を備える。制御装置１７は、コンピュータによって読み取り可能な記憶媒体を備えるマイクロコンピュータによって提供される。記憶媒体は、コンピュータによって読み取り可能なプログラムを非一時的に格納している。記憶媒体は、メモリによって提供されうる。プログラムは、制御装置１７によって実行されることによって、制御装置１７をこの明細書に記載される装置として機能させ、この明細書に記載される制御方法を実行するように制御装置１７を機能させる。制御装置１７が提供する手段は、所定の機能を達成する機能的ブロック、またはモジュールとも呼ぶことができる。

この実施形態では、電力変換装置１は、直流電源４から系統３への放電、すなわち逆潮流を提供する。直流電源４が入力側とされ、系統３すなわち交流電源が出力側とされる。電力変換装置１は、基本的な動作としては交流電圧Ｖａｃが直流電圧Ｖｄｃより低い場合は、インバータ回路７をスイッチング制御し直流電力を交流電力に変換する。このときコンバータ回路８のスイッチ素子Ｑａは継続的にＯＦＦ状態に維持される。交流電圧Ｖａｃが直流電圧Ｖｄｃ、すなわち入力電圧より高い場合は、コンバータ回路８をスイッチング制御し、インバータ回路７のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４は、正転対と反転対とが交互にＯＮ状態となるように、交流電圧Ｖａｃの極性に合わせて相補的にＯＮ／ＯＦＦ制御される。実施形態では、コンバータ回路８はノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬを使って比例積分（ＰＩ）制御される。コンバータ回路８のフィードバック制御は、出力電流を指令値Ｉｒｅｆに追従させる比例積分制御である。インバータ回路７はノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬを使ってヒステリシス制御される。インバータ回路７のフィードバック制御は、出力電流を指令値Ｉｒｅｆに追従させるヒステリシス制御である。インバータ回路７のフィードバック制御およびコンバータ回路８のフィードバック制御は、ノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬに基づいて出力電流の位相を系統（交流電源）３の交流電圧Ｖａｃの位相に一致させるように実行される。この構成によると、ノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬに基づいてフィードバック制御が実行されるから、交流端６へ出力される出力電流の位相を正確に制御できる。

制御装置１７は、ヒステリシス制御によってインバータ回路７を制御する。ヒステリシス制御においては、検出された電流ＩＬが指令値Ｉｒｅｆに一致するように、スイッチ素子Ｑ１−Ｑ４がスイッチングされる。ヒステリシス制御においては、指令値Ｉｒｅｆに基づいて設定された上限値ＩＬ＋と下限値ＩＬ−との間に電流ＩＬを維持するように、スイッチ素子Ｑ１−Ｑ４がスイッチングされる。

制御装置１７は、比例積分制御（ＰＩ制御）によってコンバータ回路８を制御する。比例積分制御においては、電流ＩＬが指令値Ｉｒｅｆに一致するように、スイッチ素子Ｑａがスイッチングされる。比例積分制御においては、電流ＩＬと指令値Ｉｒｅｆとの偏差に比例する比例成分と、偏差を積分した積分成分とに応じて、スイッチ素子Ｑａのスイッチングディーティ比が調節される。

この構成によると、インバータ回路７もコンバータ回路８も高調波を低減したい入力電流であるノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬで制御するので、制御し易く正弦波に近い電流に制御することができる。

制御装置１７は、インバータ回路７をデューティ駆動（高速のスイッチング駆動）することにより電圧を調節し、電力変換を提供するインバータスイッチング期間を提供する。制御装置１７は、コンバータ回路８をデューティ駆動（高速のスイッチング駆動）することにより電圧を調節し、電力変換を提供するコンバータスイッチング期間を提供する。制御装置１７は、インバータスイッチング期間とコンバータスイッチング期間とを交互に実行することにより、直流電源４から系統３への逆潮流を提供する。制御装置１７は、インバータ回路７だけが駆動される期間と、コンバータ回路８だけがデューティ駆動される期間とを設けるように、インバータスイッチング期間と、コンバータスイッチング期間とを切換える。インバータ回路７だけによる電力変換と、コンバータ回路８だけによる電力変換とを切換えることにより、スイッチングに伴う損失が抑制される。

さらに、電力変換装置１は、基本的な動作に加えて、コンバータ回路８によるフィードバック制御の開始時期を上記基本的な動作の時期から進角側へ補正する機能を備える。

制御装置１７は、インバータ回路７による電力変換と、コンバータ回路８による電力変換とが併用される併用期間を提供する。併用期間は、インバータスイッチング期間と、コンバータスイッチング期間とを重複させることによって提供される。併用期間は、インバータ回路７による電力変換および／またはコンバータ回路８による電力変換の期間を進角方向および／または遅角方向へ延長することによって提供することができる。この実施形態では、コンバータ回路８による電力変換の期間を進角方向へ延長することによって併用期間が提供される。

制御装置１７は、インバータスイッチング期間およびコンバータスイッチング期間の開始タイミングおよび停止タイミングを設定する手段を提供する。開始タイミングおよび停止タイミングの基本時期は、直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃ（交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜）との交点に基づいて設定することができる。すなわち、Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜をインバータスイッチング期間に対応付け、Ｖｄｃ＜｜Ｖａｃ｜をコンバータスイッチング期間に対応付けることができる。なお、Ｖｄｃ＝｜Ｖａｃ｜のときは、いずれか一方の期間に対応付けることができる。

制御装置１７は、開始タイミングおよび／または停止タイミングを、上記基本時期から変更する手段を提供する。基本時期からの変更により、上記併用期間が提供される。制御装置１７は、併用期間におけるコンバータ回路８のためのスイッチングデューティ比の基底値を設定する手段を提供する。言い換えると、この手段は、コンバータ回路８のスイッチング駆動のための最小のデューティ比を設定する手段を提供する。

さらに、制御装置１７は、上記基本時期からの変更量を、逆潮流される電力の歪みを抑制するように、適応的に調節する手段を提供する。ここでは、歪みが望ましい水準に抑制されるように、出力電流の大きさに応じて変更量が調節される。ひとつの実施形態では、コンバータ回路８のデューティ駆動の開始タイミングを、上記基本時期から進角させることにより、基本時期からの変更手段が提供される。さらに、出力電流に応じて適応的に変更量を調節することにより調節手段が提供される。制御装置１７は、逆潮流される電力の歪みを抑制するように、出力電流の大きさに応じて、上記開始タイミングの基本時期からの進角量を適応的に調節する。

制御装置１７は、ノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬに応じて、電流の指令値Ｉｒｅｆを作成する電流指令値作成部２０を備える。電流指令値作成部２０において、出力したい電力から出力電圧を割り、電流の指令値Ｉｒｅｆを演算する。電流センサ１５によって検出される電流ＩＬは、系統３へ出力される交流電流であり、出力電流でもある。制御装置１７は、指令値Ｉｒｅｆの位相を同期させる位相同期部２１を備える。位相同期部２１は、位相が調節された指令値Ｉｒｅｆを出力する。出力電流と出力電圧は力率を１に近づける必要があるため、位相同期部２１において交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングと周期を求め、交流電圧Ｖａｃとの位相を合わせた電流の指令値Ｉｒｅｆとする。制御装置１７は、インバータ回路７の制御に適するように指令値Ｉｒｅｆを補正する第１の補正部２２を備える。制御装置１７は、コンバータ回路８の制御に適するように指令値Ｉｒｅｆを補正する第２の補正部２３を備える。補正部２２、２３においては、平滑コンデンサＣｓ等による電流遅れをカバーするよう指令値Ｉｒｅｆを補正する。

制御装置１７は、インバータ回路７のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４を制御するための駆動信号を発生するためのインバータ制御部２４を備える。インバータ制御部２４は、系統３の交流電圧に応じた電圧を出力するようにインバータ回路７をフィードバック制御するための駆動信号と、直交変換回路として機能するようにインバータ回路７を直交変換制御するための駆動信号とを出力する。直交変換制御は、交流電圧の極性に応じてインバータ回路７を制御するから、極性制御とも呼ばれる。この実施形態では、フィードバック制御として、ヒステリシス制御が利用されている。

インバータ制御部２４は、ヒステリシス制御のために、指令値Ｉｒｅｆから、ヒステリシス制御指令値としての上限値ＩＬ＋と下限値ＩＬ−とを作成する。この上限値ＩＬ＋と下限値ＩＬ−の間を電流ＩＬが流れるようにヒステリシス制御が実行される。交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電圧Ｖｄｃよりも小さい場合、ノーマルコイルＬｎの電流ＩＬが上限値ＩＬ＋を超えた場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ状態とされ、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＦＦ状態とされる。電流ＩＬが下限値ＩＬ−を下回った場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦ状態とされ、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮ状態とされる。

インバータ制御部２４は、極性制御のために、駆動信号を出力する。交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電圧Ｖｄｃよりも大きい場合、交流電圧Ｖａｃが正の場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ状態とされ、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＦＦ状態とされる。交流電圧Ｖａｃが負の場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦ状態とされ、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮ状態とされる。

制御装置１７は、コンバータ回路８のスイッチ素子Ｑａを制御するための駆動信号を発生するためのコンバータ制御部２５を備える。コンバータ制御部２５は、系統３の交流電圧に応じた電圧を出力するようにコンバータ回路８をフィードバック制御するための駆動信号と、直流電源４からの入力電圧をそのまま出力するようにコンバータ回路８を直結制御するための駆動信号とを出力する。この実施形態では、フィードバック制御として、比例積分制御（ＰＩ制御）が利用されている。コンバータ制御部２５は、指令値ＩｒｅｆとノーマルコイルＬｎに流れる入力電流ＩＬとの差分をとりＰＩ制御演算を実行し、スイッチ素子Ｑａの駆動信号のデューティ比ｄｕｔｙを算出する。

制御装置１７は、インバータ回路７の制御手法を切換える第１の切替制御部２６を備える。第１の切替制御部２６は、フィードバック制御と極性制御とを切換える。

図２は、切換制御部２６における処理を示すブロック図である。決定部２６ａでは、直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜とに基づいて、フィードバック制御または極性制御のいずれが一方がインバータ回路７の制御手法として決定される。ここでは、Ｖｄｃ＝｜Ｖａｃ｜を境界として、２つの制御が切替えられる。制御部２６ｂでは、制御手法に応じた駆動信号が設定される。図示される決定特性にはヒステリシスを設けてもよい。

ヒステリシス制御が選択されるＣａｓｅ１の場合（｜Ｖａｃ｜＜Ｖｄｃ）、電流ＩＬと、指令値Ｉｒｅｆとに基づいて、電流ＩＬが指令値Ｉｒｅｆに追従するようにフィードバック制御が実行される。ここでは、インバータ制御部２４によって与えられるヒステリシス制御が利用される。ヒステリシス制御においては、指令値Ｉｒｅｆに基づいて設定された電流上限値ＩＬ＋と、指令値Ｉｒｅｆに基づいて設定された電流下限値ＩＬ−との間に検出された電流ＩＬが維持される。ここでは、ＩＬ＋＜ＩＬになると、反転対のスイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮ状態に駆動され、ＩＬ＜ＩＬ−になると、正転対のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ状態に駆動される。

極性制御が選択されるＣａｓｅ２の場合（｜Ｖａｃ｜＞Ｖｄｃ）、交流電圧Ｖａｃの極性に対応して、正転対のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４と、反転対のスイッチ素子Ｑ２、Ｑ３とが相補的にＯＮ状態に駆動される。交流電圧Ｖａｃが正であるときに正転対のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ状態に駆動される。交流電圧Ｖａｃが負であるときに反転対のスイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮ状態に駆動される。

図１に戻り、制御装置１７は、コンバータ回路８の制御手法を切換える第２の切替制御部２７を備える。第２の切替制御部２７は、フィードバック制御と直結制御とを切換える。切替制御部２７は、直流電圧Ｖｄｃが交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜より小さい場合にスイッチ素子Ｑａを上記ＰＩ制御演算により設定されたデューティ比ｄｕｔｙでスイッチングできるようにＰＷＭ（パルス幅変調）演算によりスイッチング制御を行う。一方で、直流電圧Ｖｄｃが系統３の交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜より大きい場合には、スイッチ素子Ｑａを継続的にＯＦＦ状態に制御する。

図３は、切換制御部２７における処理を示すブロック図である。閾値設定部２７ａでは、コンバータ回路８のフィードバック制御を開始するための閾値であるコンバータ開始電圧Ｖｃｏｎ＿ｓｔが設定される。閾値の基本値は、直流電圧Ｖｄｃである。コンバータ開始電圧Ｖｃｏｎ＿ｓｔは、直流電圧Ｖｄｃと、後述の変更量ΔＶとに基づいて、Ｖｃｏｎ＿ｓｔ＝Ｖｄｃ−ΔＶによって設定される。コンバータ回路８のフィードバック制御を終了するための閾値は、直流電圧Ｖｄｃである。コンバータ開始電圧Ｖｃｏｎ＿ｓｔは、コンバータ回路８が直結制御されている期間のみ有効とされる。

デューティ設定部２７ｂでは、併用期間におけるコンバータ回路８のスイッチング制御のためのデューティ比ｄｕｔｙが設定される。併用期間におけるデューティ比ｄｕｔｙは、コンバータ回路８のフィードバック制御のために演算される計算値ｄｕｔｙ＿ｃａｌと、最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎとに基づいて設定される。最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎは、コンバータ回路８をフィードバック制御するために利用可能な最小のデューティ比である。最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎは、コンバータ回路８のフィードバック制御が安定的に迅速に開始されるように設定される。例えば、最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎは、コンバータ回路８のフィードバック制御が開始されるときに必要な電圧変換を実現し、かつその電圧変換が安定的に開始されるように設定される。ここでは、計算値ｄｕｔｙ＿ｃａｌと、最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎとのうちの大きい方がデューティ比ｄｕｔｙとして設定される。

決定部２７ｃでは、直流電圧Ｖｄｃと、後述の変更量ΔＶと、交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜とに基づいて、フィードバック制御または直結制御のいずれが一方がコンバータ回路８の制御手法として決定される。ここでは、｜Ｖａｃ｜がコンバータ開始電圧Ｖｃｏｎ＿ｓｔを上回るとコンバータ回路８のフィードバック制御が開始される。その後、｜Ｖａｃ｜が直流電圧Ｖｄｃを下回るとコンバータ回路８のフィードバック制御が終了される。このように、決定部２７ｃは、コンバータ回路８のフィードバック制御の開始時期だけを進角させる決定特性を提供する。制御部２７ｄでは、制御手法に応じた駆動信号が設定される。

直結制御が選択されるＣａｓｅ１の場合、すなわち｜Ｖａｃ｜が下降する過程において、｜Ｖａｃ｜がＶｄｃを下回った後は、スイッチ素子Ｑａは継続的にＯＦＦ状態に制御される。これにより、ダイオードＤ１を経由して、コンバータ回路８は直結状態になる。

フィードバック制御が選択されるＣａｓｅ２の場合、すなわち｜Ｖａｃ｜が上昇する過程において、｜Ｖａｃ｜がＶｄｃを上回った後は、スイッチ素子Ｑａは、ディーティ設定部２７ｂによって設定されたデューティ比によってスイッチング制御される。これにより、コンバータ回路８は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換し、さらに出力電流を指令値Ｉｒｅｆに一致させるように制御される。

図１に戻り、制御装置１７は、インバータ回路７のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４の駆動信号にデッドタイムを与えるデッドタイム生成部２８を備える。制御装置１７は、コンバータ回路８のスイッチ素子Ｑａの駆動信号にデッドタイムを与えるデッドタイム生成部２９を備える。

制御装置１７は、インバータ回路７のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４を駆動するためのゲート駆動部３０を備える。制御装置１７は、コンバータ回路８のスイッチ素子Ｑａを駆動するためのゲート駆動部３１を備える。

制御装置１７は、変更量設定部３２を備える。変更量設定部３２は、コンバータ回路８によるフィードバック制御の開始時期を基本時期から進角させる機能を備える。よって、変更量設定部３２は、進角量を設定する進角量設定部とも呼ばれる。さらに、変更量設定部３２は、その進角量を電力変換装置１の作動状態に応じて適応的に可変的に調節する機能を有する。変更量設定部３２は、フィードバック制御の開始時期を設定するための閾値を変更する。閾値は、基本値から、変更量設定部３２によって設定された変更量だけ変更される。

この実施形態では、変更量設定部３２は、電力変換装置１の作動状態を示すパラメータに基づいて変更量を演算することによって設定する。変更量設定部３２は、パラメータのひとつとして、電力変換装置１に流れる電流の値を採用する。変更量設定部３２は、電力変換装置１に流れる電流に応じて変更量を設定する。変更量設定部３２は、直流電源４から系統３へ供給される電流に応じて変更量を設定する。言い換えると、変更量設定部３２は、直流電源４から電力変換装置１に供給される電流、または電力変換装置１から系統３へ供給される電流に基づいて変更量を設定する。具体的には、入力電流Ｉｄｃ、出力電流、ノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬ、および指令値Ｉｒｅｆのひとつまたは複数を利用することができる。

図４は、変更量設定部３２における処理を示すブロック図である。インバータ回路７とコンバータ回路８との制御切替時には、共振により電流歪みが発生してしまう。このため、コンバータ回路８のスイッチング開始を早めることで切替時の歪みを低減する。この開始タイミングは、容量成分と誘導成分により決まる。これにより高調波を抑制し、歪を低減できる。しかし、開始タイミングの進角量が容量成分と誘導成分により決まると、電力変換装置１が対応しようとするすべての出力電流、入力電圧の変化範囲にわたって歪の少ない正弦波を作成するためには進角量を大きくする必要がある。進角量は、コンバータ回路８のスイッチング駆動の開始タイミングを設定する閾値の変更量ΔＶに相当する。よって、変更量ΔＶを大きくする必要がある。しかし、これでは、必要以上にコンバータ回路８をスイッチング駆動することがある。例えば、低出力時には必要以上のスイッチングを行うことになる。この結果、効率が低下してしまう。

歪は入力電圧の変動や出力電流の変動により変わる。このため、これらの値により進角量を一定周期（例えば制御周期）ごとに随時変更することで更なる損失低減、歪抑制効果を見込める。そこで、変更量設定部３２は、出力電流、入力電圧を検出し、コンバータ回路８のスイッチング駆動を開始する閾値に相当する電圧値の変更量ΔＶを設定する。変更量設定部３２は、変更量ΔＶを切替制御部２７に出力する。切換制御部２７では、入力電圧である直流電圧Ｖｄｃから変更量ΔＶを分引いた電圧をコンバータ開始電圧Ｖｃｏｎ＿ｓｔとする。

変更量設定部３２は、変更量ΔＶを演算し、設定する。変更量ΔＶは、出力電流の歪、すなわち高調波成分が目標値を下回るように、しかも損失を抑制するように設定される。例えば、変更量ΔＶは、関数ΔＶ＝（ω^２Ｌ^２）^１／２×Ｉｒｅｆ＿ｒｍｓ＋αに基づいて演算することができる。Ｉｒｅｆ＿ｒｍｓは、指令値Ｉｒｅｆの実効値である。αは定数である。αは回路中の容量成分と誘導成分による調整値である。αは０．０〜５．０（Ｖ）とすることができる。

このように、進角量設定部３２は、予め用意された関数によってパラメータに応じた変更量（進角量）ΔＶを設定する。進角量設定部３２は、インバータ回路７と交流端６との間のリアクトル成分Ｌ、系統（交流電源）３の周波数ω、交流端６から出力される出力電流の指令値Ｉｒｅｆ、直流電源４の直流電圧Ｖｄｃ、および交流端６の交流電圧Ｖａｃから、変更量（進角量）ΔＶを演算することによって設定する。

また、変更量設定部３２は、入力電圧Ｖｄｃ、出力電圧Ｖａｃ、および変更量ΔＶに基づいて、最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを演算する。最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎは、関数ｄｕｔｙ＿ｍｉｎ＝１−Ｖａｃ／（Ｖｄｃ＋ΔＶ）＋βに基づいて演算することができる。βは定数である。上式のβは回路中の容量成分と誘導成分による調整値である。βは、０．０〜０．１程度の値とすることができる。このように、進角量設定部３２は、予め用意された関数によってパラメータに応じた最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを設定する。進角量設定部３２は、コンバータ回路８のフィードバック制御が開始される時期におけるコンバータ回路８のスイッチングのための最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを設定する。進角量設定部３２は、インバータ回路７と交流端６との間のリアクトル成分Ｌ、系統（交流電源）３の周波数ω、交流端６から出力される出力電流の指令値Ｉｒｅｆ、直流電源４の直流電圧Ｖｄｃ、および交流端６の交流電圧Ｖａｃから、最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを演算することによって設定する。この構成によると、進角量だけ進角された時期から適切なスイッチングが可能となる。

最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎは、切換制御部２７において、コンバータ制御部２５によって演算された計算値ｄｕｔｙ＿ｃａｌと比較され、大きいほうが駆動に用いられるデューティ比ｄｕｔｙとして選択される。このように、第２の切替制御部２７は、フィードバック制御のために演算されたデューティ比ｄｕｔｙ＿ｃａｌと、最小のデューティ比ｄｕｔｙ＿ｍｉｎとを比較し、大きい方のデューティ比に基づいてコンバータ回路８をスイッチングする。

図５において、複数の実線は、横軸の変更量ΔＶ（Ｖ）に対する出力電流の歪率（％）を示し、一点鎖線は、横軸の変更量ΔＶ（Ｖ）に対する電力変換装置１における損失（Ｗ）を示す。図中において、複数の実線は、指令値Ｉｒｅｆが異なる場合、すなわち出力電流の大きさが異なる場合を示している。図示されるように、変更量ΔＶが大きくなるほど、歪率が小さくなる。しかし、変更量ΔＶが大きくなるほど、損失が増加する。さらに、指令値Ｉｒｅｆが大きいほど、歪率が大きくなる。よって、変更量ΔＶは、歪率を抑制しながら、損失を抑制するように、適度な値に設定されることが望ましい。

この実施形態では、進角量設定部３２は、交流端５への出力電流の歪を抑制するために利用可能であって、パラメータに応じて規定される進角量の範囲から、電力変換装置１における損失を抑制できる進角量を設定する。この構成によると、出力電流の歪が小さくなると、装置の損失が増加する場合であっても、歪の抑制と損失の抑制との両立が図られる。

例えば、出力電流が指令値Ｉｒｅｆ５によって実現されている時には、歪率を目標値ＴＧＤ未満に抑制するために、変更量ΔＶ５を上回る範囲の変更量を利用可能である。しかし、ΔＶ５を上回る変更量を与えると、損失が増加する。よって、歪率の目標値ＴＧＤを達成するという観点から利用可能な変更量ΔＶの範囲の中でも小さい値を用いることが望ましい。

さらに、指令値Ｉｒｅｆが増加すると、すなわち出力電流が増加すると、目標値ＴＧＤを実現するために利用可能な変更量ΔＶの範囲は、高い領域へ移動する。よって、変更量ΔＶは、電力変換装置１の運転状態を示すパラメータであって、歪と損失とに影響を与える特定のパラメータに応じて設定されることが望ましい。このような特定のパラメータの一例が、出力電流と、それに関連する指標、例えば指令値Ｉｒｅｆである。

このように、変更量ΔＶは、出力電流の歪、すなわち高調波成分が目標値を下回るように、しかも損失を抑制するように、特定のパラメータによって規定される利用可能な範囲の中でも、小さい値に設定される。

図１に戻り、上述のように、第１の切替制御部２６および第２の切替制御部２７は、直流電圧Ｖｄｃと交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜と進角量とに基づいて制御の切替えを実行するように構成されている。第１の切替制御部２６は、Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＜｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答してフィードバック制御から極性制御に切替え、Ｖｄｃ＜｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＞｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答して極性制御からフィードバック制御へ切替えるように構成されている。

第２の切替制御部は、Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＜｜Ｖａｃ｜への切り替わりを基本時期として、基本時期から進角量ΔＶだけ進角した時期に、直結制御からフィードバック制御へ切替えるように構成されている。詳細には、第２の切替制御部２７は、Ｖｃｏｎ＿ｓｔ（＝Ｖｄｃ−ΔＶ）＞｜Ｖａｃ｜からＶｃｏｎ＿ｓｔ（＝Ｖｄｃ−ΔＶ）＜｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答して直結制御からフィードバック制御に切替え、Ｖｄｃ＜｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＞｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答してフィードバック制御から直結制御へ切替えるように構成されている。この構成によると、直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃとの比較によってインバータ回路とコンバータ回路との制御を切替えることができる。

進角量設定部３２は、閾値である直流電圧Ｖｄｃを変更する変更量ΔＶを設定することにより進角量を設定している。この構成によると、出力電流の歪に影響を与えるパラメータに基づいて進角量が設定される。

図６は、上記実施形態の作動例を示す。図中には、上段から、電圧波形、インバータ回路７の制御内容、コンバータ回路８の制御内容、平滑コンデンサＣｓの電圧、電流ＩＬ、スイッチ素子Ｑａの状態、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４の状態、およびスイッチ素子Ｑ２、Ｑ３の状態が図示されている。

図示されるように、インバータ回路７の制御は、ヒステリシス（ＨＹＳ）制御と、極性制御との間で切替えられている。インバータ回路７の制御は、Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＜｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答して、すなわち時刻ｔ２においてヒステリシス制御から極性制御に切替えられる。また、インバータ回路７の制御は、Ｖｄｃ＜｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＞｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答して、すなわち時刻ｔ３において極性制御からヒステリシス制御に切替えられる。このようなインバータ回路７の制御の切替えは、第１の切替制御部２６によって提供されている。

コンバータ回路８の制御は、比例積分（ＰＩ）制御と、直結制御との間で切替えられている。コンバータ回路８の制御は、Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＜｜Ｖａｃ｜への切り替わりより前の時刻ｔ１において直結制御から比例積分制御に切替えられる。コンバータ回路８の制御は、Ｖｃｏｎ＿ｓｔ（＝Ｖｄｃ−ΔＶ）＞｜Ｖａｃ｜からＶｃｏｎ＿ｓｔ（＝Ｖｄｃ−ΔＶ）＜｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答して、すなわち時刻ｔ１において直結制御から比例積分制御に切替えられる。また、コンバータ回路８の制御は、Ｖｄｃ＜｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＞｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答して、すなわち時刻ｔ３において比例積分制御から直結制御へ切替えられる。このようなコンバータ回路８の制御の切替えは、第２の切替制御部２７によって提供されている。

コンバータ回路８のフィードバック制御は、交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜と直流電圧Ｖｄｃとの交点に対応する時刻ｔ２より早い時刻ｔ１から開始されている。この結果、インバータ回路７のフィードバック制御（ヒステリシス制御（ＨＹＳ））と、コンバータ回路８のフィードバック制御（ＰＩ制御）とが併用される併用期間が生じている。しかも、上記併用期間を設定する変更量ΔＶは、出力電流の歪、すなわち高調波成分が目標値を下回るように、しかも損失を抑制するように、変更量ΔＶの利用可能な範囲の中でも小さい値に設定されている。このため、出力電流の歪が抑制され、しかも損失が抑制される。

以上に述べた実施形態によると、出力電流が変化しても、コンバータ回路８における無駄なスイッチングを抑制しながら、出力電流を歪が小さい正弦波に保つことができる。よって、出力電流および／または入力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が変化しても、出力電流の歪、すなわち高調波を抑制しながら、スイチング損失を低減できる電力変換器を提供するできる。

（第２実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、コンバータ回路８を電流ＩＬに基づいて制御した。これに代えて、この実施形態では、図７に図示されるように、直流電源４から電力変換装置１への入力電流Ｉｄｃに基づいてコンバータ回路８がフィードバック制御される。このように、インバータ回路７のフィードバック制御および／またはコンバータ回路８のフィードバック制御は、ノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬに基づいて出力電流の位相を系統（交流電源）３の交流電圧Ｖａｃの位相に一致させるように実行することができる。

（第３実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。この実施形態では、上記実施形態の構成に加えて、図８に図示されるように、直流電源４からインバータ回路７への直接的な給電を可能とするダイオードＤ２が設けられている。この構成によると、コンバータ回路８による電力変換からインバータ回路７による電力変換に切り替わった際に、リアクトルＬｒとダイオードＤ１での損失を低減できる。また、ダイオードＤ２に代えて、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子を設けてもよい。

（第４実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、コンバータ回路８のハイサイドには、ダイオードＤ１が用いられている。これに代えて、この実施形態では、図９に図示されるように、コンバータ回路８のハイサイドにスイッチ素子Ｑｂが用いられる。コンバータ回路８は、放電時に昇圧型コンバータとして機能し、充電時に降圧型コンバータとして機能することが可能となる。これにより、系統３から直流電源４への充電駆動が可能となる。

インバータ回路７は、交流端５から供給される交流電圧Ｖａｃを直流に変換してコンバータ回路８に供給する。インバータ回路７は、系統３から交流電力を受け、全波整流された直流電力を出力する。インバータ回路７は、交流端５から供給された交流電力を直流電力に変換する交直変換機能を提供する。

この場合、コンバータ回路８は、演算処理によって求められたディーティ比ｄｕｔｙでスイッチ素子Ｑｂを制御することによって動作させられる。電力変換装置１は、系統３から電力供給を受けることにより直流電源４を充電する機能を提供する。この結果、充電と放電との双方向動作が可能となる。

（第５実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、出力電流を示す指令値Ｉｒｅｆに応じて変更量ΔＶを設定した。これに加えて、または代えて、電力変換装置１の作動状態において予測される歪率を算出する歪率算出部３３を設け、算出された歪率に応じて変更量ΔＶを設定してもよい。

図１０はこの実施形態の電力変換装置１を示す。歪率算出部３３は、出力電流、または出力電流に相当する電流ＩＬを検出する。歪率算出部３３は、電流ＩＬから歪率を算出し、変更量設定部３２に出力する。この場合、変更量設定部３２は、歪率がある一定値を上回ると、予め用意しておいた変更量ΔＶ、および最小値ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを出力する。さらに、変更量設定部３２は、歪率算出部３３から与えられる歪率に応じて予め決められた変更量ΔＶを出力する。例えば、歪率が増加するにつれて、変更量ΔＶを累進的に増加させる。

（第６実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、コンバータ回路８のフィードバック制御のためのスイッチング駆動の開始タイミングだけを進角させた。これに代えて、図１１に図示されるように、コンバータ回路８のフィードバック制御のためのスイッチング駆動の終了タイミングも遅角させてもよい。

この場合、第２の切替制御部は、Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＜｜Ｖａｃ｜への切り替わりを基本時期として、基本時期から進角量ΔＶだけ進角した時期に、直結制御からフィードバック制御へ切替え、基本時期から進角量ΔＶだけ遅角した時期に、フィードバック制御から直結制御へ切替えるように構成される。詳細には、第２の切替制御部２７は、Ｖｃｏｎ＿ｓｔ（＝Ｖｄｃ−ΔＶ）＞｜Ｖａｃ｜からＶｃｏｎ＿ｓｔ（＝Ｖｄｃ−ΔＶ）＜｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答して直結制御からフィードバック制御に切替え、Ｖｃｏｎ＿ｓｔ（＝Ｖｄｃ−ΔＶ）＜｜Ｖａｃ｜からＶｃｏｎ＿ｓｔ（＝Ｖｄｃ−ΔＶ）＞｜Ｖａｃ｜への切り替わりに応答してフィードバック制御から直結制御へ切替えるように構成される。

この場合、コンバータ回路８の制御をフィードバック制御から直結制御へ切換えるための閾値として、コンバータ開始電圧Ｖｃｏｎ＿ｓｔだけを用いることができる。このため、切換制御部２７における判定処理を簡単化することができる。

（他の実施形態）
上記実施形態では、スイッチ素子としてＩＧＢＴ素子を例示した。これに代えて、ＭＯＳＦＥＴ素子など種々の電力制御用のスイッチ素子を利用してもよい。

上記実施形態では変更量設定部３２において変更量ΔＶ、および最小値ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを演算により求めた。これに代えて、ひとつまたは複数のパラメータに対して予め求めた変更量ΔＶおよび／または最小値ｄｕｔｙ＿ｍｉｎをマップに設定し、マップをパラメータによって検索することによって変更量ΔＶおよび／または最小値ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを設定してもよい。例えば、電力変換装置１における直流電圧Ｖｄｃの変動範囲、および出力電流の変動範囲を予め想定することにより、それらの変動範囲における変更量ΔＶおよび最小値ｄｕｔｙ＿ｍｉｎをマップに設定し、電力変換装置１の運転状態を示す直流電圧Ｖｄｃおよび出力電流に応じてマップを検索し、得られる値を切替制御部２７に出力しても良い。この構成では、進角量設定部３２は、予め用意されたマップによってパラメータに応じた進角量を設定する。また、進角量設定部３２は、予め用意されたマップによってパラメータに応じた最小のデューティ比を設定する。また、最小のデューティ比は、電力変換装置１の運転状態に依存しない固定の値としてもよい。

上記実施形態では、可変の進角量を調節するために、進角量を規定する閾値を変化させる可変の変更量ΔＶを調節した。これに代えて、進角量に相当する時間、電気角など種々の指標によって進角量を調節してもよい。また、上記実施形態では、直流電圧Ｖｄｃを変更量ΔＶだけ変更することによって進角量を調節した。これに代えて、交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜を変更してもよい。また、直流電圧Ｖｄｃと絶対値｜Ｖａｃ｜との両方を変更してもよい。このように、進角量設定部３２は、直流電圧Ｖｄｃおよび／または交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜を変更する変更量ΔＶを設定することにより進角量を設定するように構成することができる。

上記実施形態では、指令値Ｉｒｅｆに応じて変更量ΔＶを調節した。これに代えて、電力変換装置１の運転状態を示すパラメータであって、歪と損失とに影響を与える種々のパラメータに応じて変更量ΔＶを調節することができる。例えば、出力電流である検出された電流ＩＬ、入力電圧である直流電圧Ｖｄｃ、入力電流Ｉｄｃ、入力電力、および出力電力、ならびにそれらに関連する指標、ならびにそれらに基づいて求められる歪率および損失をパラメータとして利用することができる。交流端６への出力電流、および直流端５からの入力電流Ｉｄｃ、ならびにそれらに関連する指標Ｉｒｅｆの少なくともひとつをパラメータとして、変更量（進角量）ΔＶを設定することが望ましい。この構成によると、出力電流の歪に影響を与えるパラメータに基づいて変更量（進角量）ΔＶが設定される。

ここに開示される発明は、その発明を実施するための実施形態に何ら制限されることなく、種々変形して実施することが可能である。開示される発明は、実施形態において示された組み合わせに限定されることなく、種々の組み合わせによって実施可能である。実施形態は追加的な部分をもつことができる。実施形態の部分は、省略される場合がある。実施形態の部分は、他の実施形態の部分と置き換え、または組み合わせることも可能である。実施形態の構造、作用、効果は、あくまで例示である。開示される発明の技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示される発明のいくつかの技術的範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含むものと解されるべきである。

例えば、制御装置が提供する手段と機能は、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、制御装置をアナログ回路によって構成してもよい。

１ 電力変換装置、 ２ 電力システム、 ３ 系統、 ４ 直流電源、
５ 交流端、 ６ 直流端、 ７ インバータ回路、 ８ コンバータ回路、
９、１１ フィルタ回路、 １０ リレー、
１２、１３、１６ 電圧センサ、 １４、１５ 電流センサ、 １７ 制御装置、
２０ 電流指令値作成部、 ２１ 位相同期部、 ２２、２３ 補正部、
２４ インバータ制御部、 ２５ コンバータ制御部、 ２６、２７ 切換制御部、
２８、２９ デッドタイム生成部、 ３０、３１ ゲート駆動部、
３２ 変更量設定部、 ３３ 歪率算出部。

Claims (15)

1. 直流電源（４）から直流端（６）に供給される直流電力を交流電力に変換し、交流端（５）から交流電源（３）へ供給する電力変換装置（１）において、
   前記直流端と前記交流端との間に設けられたインバータ回路（７）と、
   前記インバータ回路と前記直流端との間に設けられ、少なくとも直流電力を昇圧して前記インバータ回路に供給可能なコンバータ回路（８）と、
   前記コンバータ回路から供給される電圧を前記交流電源の交流電圧（Ｖａｃ）に変換するように前記インバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御と、前記交流電圧の極性に応じた状態に前記インバータ回路を制御する極性制御とを切替える第１の切替制御部（２６）と、
   前記直流端に供給される直流電圧を前記インバータ回路に供給するように前記コンバータ回路を制御する直結制御と、前記直流電圧を前記交流電圧に変換するように前記コンバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御とを切替える第２の切替制御部（２７）と、
   前記電力変換装置の作動状態を示すパラメータに応じて調節される可変の進角量（ΔＶ）を設定し、前記コンバータ回路のための前記直結制御から前記フィードバック制御への切替時期を基本時期から前記進角量だけ進角させる進角量設定部（３２）を備え、
   前記進角量設定部（３２）は、予め用意された関数によって前記パラメータに応じた前記進角量を設定し、
   前記進角量設定部（３２）は、前記インバータ回路と前記交流端との間のリアクトル成分（Ｌ）、前記交流電源の周波数（ω）、前記交流端から出力される出力電流の指令値（Ｉｒｅｆ）、前記直流電源の直流電圧（Ｖｄｃ）、および前記交流端の交流電圧（Ｖａｃ）から、前記進角量を演算することによって設定することを特徴とする電力変換装置。
2. 直流電源（４）から直流端（６）に供給される直流電力を交流電力に変換し、交流端（５）から交流電源（３）へ供給する電力変換装置（１）において、
   前記直流端と前記交流端との間に設けられたインバータ回路（７）と、
   前記インバータ回路と前記直流端との間に設けられ、少なくとも直流電力を昇圧して前記インバータ回路に供給可能なコンバータ回路（８）と、
   前記コンバータ回路から供給される電圧を前記交流電源の交流電圧（Ｖａｃ）に変換するように前記インバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御と、前記交流電圧の極性に応じた状態に前記インバータ回路を制御する極性制御とを切替える第１の切替制御部（２６）と、
   前記直流端に供給される直流電圧を前記インバータ回路に供給するように前記コンバータ回路を制御する直結制御と、前記直流電圧を前記交流電圧に変換するように前記コンバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御とを切替える第２の切替制御部（２７）と、
   前記電力変換装置の作動状態を示すパラメータに応じて調節される可変の進角量（ΔＶ）を設定し、前記コンバータ回路のための前記直結制御から前記フィードバック制御への切替時期を基本時期から前記進角量だけ進角させる進角量設定部（３２）を備え、
   前記進角量設定部（３２）は、予め用意されたマップによって前記パラメータに応じた前記進角量を設定し、
   前記進角量設定部（３２）は、前記インバータ回路と前記交流端との間のリアクトル成分（Ｌ）、前記交流電源の周波数（ω）、前記交流端から出力される出力電流の指令値（Ｉｒｅｆ）、前記直流電源の直流電圧（Ｖｄｃ）、および前記交流端の交流電圧（Ｖａｃ）から、前記進角量を演算することによって設定することを特徴とする電力変換装置。
3. 前記進角量設定部（３２）は、前記交流端への出力電流（ＩＬ）の歪を抑制するために利用可能であって、前記パラメータに応じて規定される前記進角量の範囲から、前記電力変換装置における損失を抑制できる前記進角量を設定することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記進角量設定部（３２）は、前記交流端への出力電流（ＩＬ）、および前記直流端からの入力電流（Ｉｄｃ）、ならびにそれらに関連する指標（Ｉｒｅｆ）の少なくともひとつを前記パラメータとして、前記進角量を設定することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の電力変換装置。
5. 前記第１の切替制御部は、前記直流電圧Ｖｄｃと前記交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜と前記進角量とに基づいて制御の切替えを実行するように構成されており、
   前記第２の切替制御部は、Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜からＶｄｃ＜｜Ｖａｃ｜への切り替わりを前記基本時期として、前記基本時期から前記進角量だけ進角した時期に、前記直結制御から前記フィードバック制御へ切替えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記進角量設定部（３２）は、前記直流電圧Ｖｄｃおよび／または前記交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜を変更する変更量（ΔＶ）を設定することにより前記進角量を設定することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記進角量設定部（３２）は、前記コンバータ回路の前記フィードバック制御が開始される時期における前記コンバータ回路のスイッチングのための最小のデューティ比（ｄｕｔｙ＿ｍｉｎ）を設定することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載の電力変換装置。
8. 前記第２の切替制御部（２７）は、前記フィードバック制御のために演算されたデューティ比（ｄｕｔｙ＿ｃａｌ）と、前記最小のデューティ比（ｄｕｔｙ＿ｍｉｎ）とを比較し、大きい方のデューティ比に基づいて前記コンバータ回路をスイッチングすることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記進角量設定部（３２）は、予め用意された関数によって前記パラメータに応じた前記最小のデューティ比を設定することを特徴とする請求項７または請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記進角量設定部（３２）は、前記インバータ回路と前記交流端との間のリアクトル成分（Ｌ）、前記交流電源の周波数（ω）、前記交流端から出力される出力電流の指令値（Ｉｒｅｆ）、前記直流電源の直流電圧（Ｖｄｃ）、および前記交流端の交流電圧（Ｖａｃ）から、前記最小のデューティ比を演算することによって設定することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記進角量設定部（３２）は、予め用意されたマップによって前記パラメータに応じた前記最小のデューティ比を設定することを特徴とする請求項７または請求項８に記載の電力変換装置。
12. さらに、前記インバータ回路と前記交流端との間に設けられたノーマルコイル（Ｌｎ）を備え、
    前記インバータ回路の前記フィードバック制御および／または前記コンバータ回路の前記フィードバック制御は、前記ノーマルコイルに流れる出力電流（ＩＬ）に基づいて前記出力電流の位相を前記交流電源の交流電圧の位相に一致させるように実行されることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の電力変換装置。
13. 前記インバータ回路の前記フィードバック制御は、前記出力電流を指令値（Ｉｒｅｆ）に追従させるヒステリシス制御であることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記コンバータ回路の前記フィードバック制御は、前記出力電流を指令値（Ｉｒｅｆ）に追従させる比例積分制御であることを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記進角量設定部（３２）は、前記コンバータ回路のための前記フィードバック制御から前記直結制御への切替時期を基本時期から前記進角量だけ遅角させることを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれかに記載の電力変換装置。

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