JP6197700B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

ここに開示される発明は、電源機器から最大の電力を取り出すように制御される電力変換装置に関する。

太陽電池および／または燃料電池といった小規模の電源機器から供給される電力を調整し、交流機器、または系統へ電力を出力する電力変換装置が知られている。このような電力変換装置は、パワーコンディショナ、または系統連系インバータなどとも呼ばれることがある。この種の電力変換装置においては、電源機器から最大の電力を取り出すように発電機器からの出力を自動的に調節する機能が設けられることがある。

例えば、特許文献１および特許文献２は、電源機器から最大の電力を取り出すように電源機器からの出力電流を調節する最大電力制御を開示する。

特許文献２は、インバータ回路とコンバータ回路とを相補的に利用することにより直流−交流変換を提供する電力変換装置を開示する。

また、

特開平０９−５６１８０号公報 特開２００１−１６９５６４号公報 特開２０１２−１６５４９９号公報

特許文献１が開示する最大電力追従制御（ＭＰＰＴ：Maximum Power Point Tracking）では、最大電力が得られる電流値を探索するように電流値が調節される。しかし、電力変換装置の応答性、ノイズなどの多様な要因に起因して、最大電力点に安定的に維持することが困難となることがある。例えば、電流値を減少させてゆく場合、最大電力が得られる電流値を通過してしまう。

最大電力追従制御を特許文献３のような電力変換装置に用いた場合にも、最大電力点に安定的に維持することが困難な場合がある。

特許文献２が開示する装置は、その制御方式に起因して、電力変換装置の入力電流に出力電圧の周波数の整数倍のリプルが重畳する。このため、指令値に対する応答性が遅い。特許文献２が開示する装置を一例とする指令値に対する応答性が遅い電力変換装置においては、最大電力追従制御を行うと最大電力点を通過する場合があり、最大電力を安定的に得ることが困難な場合がある。

上述の観点において、または言及されていない他の観点において、電力変換装置にはさらなる改良が求められている。

発明の目的のひとつは、最大電力追従制御によって安定的に最大電力を維持できる改良された電力変換装置を提供することである。

発明の目的の他のひとつは、電流指令値に対する応答性が遅い電力変換方式を採用していても、最大電力の近傍における運転を安定的に維持できる電力変換装置を提供することである。

発明の目的の他のひとつは、インバータ回路とコンバータ回路とを交互に高速スイッチングすることにより、交流出力の電流を指令値にフィードバック制御する電力変換装置において、発電機器から最大の電力を安定的に取り出すことができる電力変換装置を提供することである。

ここに開示される発明は上記目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。なお、特許請求の範囲およびこの項に記載した括弧内の符号は、ひとつの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、発明の技術的範囲を限定するものではない。

開示される発明のひとつにより、直流電源（４）から直流端（６）に供給される直流電力を交流電力に変換し、交流端（５）から交流電源（３）へ供給する電力変換装置（１）が提供される。発明は、直流端と交流端との間に設けられたインバータ回路（７）と、インバータ回路と直流端との間に設けられ、少なくとも直流電力を昇圧してインバータ回路に供給可能なコンバータ回路（８）と、交流端における電流に関連する電流を検出する電流センサ（１４、１５）と、交流端における電流の指令値を設定する指令値作成部（２０）と、直流電源から供給される電圧を交流電圧に変換するとともに、電流センサにより検出される電流が指令値に追従するようにインバータ回路とコンバータ回路とをフィードバック制御するフィードバック制御部（２１−３１）と、直流電源から出力される電力が徐々に増加するように指令値作成部によって設定される指令値を変化させ、電力が最大となる最大電力点を探索するとともに、最大電力点を越えたことが検出されると、および／または最大電力点を越えることが予測されると、最大電力点を越える前の値に指令値に戻す最大電力制御部（４０）とを備え、
指令値を戻すときの指令値の変化量は、最大電力点を探索するときの指令値の変化量より大きく、
指令値を戻すときの指令値は、振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐによって補正され、
直流電源からの入力電圧をＶｉｎ、直流電源の開放電圧をＶｏｃ、部品の個体差による変動を補償するための調整値をα、係数（Ｖｉｎ／Ｖｏｃ＋α）は１．０未満、係数（１−Ｖｉｎ／Ｖｏｃ−α）は１．０未満、前の指令値をＩｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅとして、振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐは、最大電力点を越えたことが検出されると、Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＝（Ｖｉｎ／Ｖｏｃ＋α）×Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅにより、最大電力点を越えることが予測されると、Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＝（１−Ｖｉｎ／Ｖｏｃ−α）×Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅにより与えられることを特徴とする。

この発明によると、最大電力制御部は、直流電源から出力される電力が徐々に増加するように指令値を変化させる。これにより、直流電源から出力される電力が最大となる最大電力点が探索される。電力変換装置は、その回路構成に起因して、またはそのインバータ回路とコンバータ回路とのフィードバック制御に起因して、遅い応答性を有している場合がある。この発明によると、最大電力点を超えると、および／または最大電力点を超えると予測されると、最大電力点を越える前の値に指令値が戻される。このため、電力変換装置が遅い応答性を有していても、過剰な電力の低下が回避される。この結果、最大電力追従制御によって安定的に最大電力を維持できる。

発明の第１実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 第１実施形態の最大電力制御に関連する部分を示すブロック図である。 第１実施形態の最大電力制御に関連する処理を示すフローチャートである。 第１実施形態の作動時における波形を示す波形図である。 第１実施形態の最大電力制御の挙動を示すグラフである。 第１実施形態の作動を示す波形図である。 第１実施形態の作動を示す波形図である。 発明の第２実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 発明の第３実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。 発明の第４実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。

図面を参照しながら、ここに開示される発明を実施するための複数の形態を説明する。各形態において、先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。また、後続の実施形態においては、先行する実施形態で説明した事項に対応する部分に百以上の位だけが異なる参照符号を付することにより対応関係を示し、重複する説明を省略する場合がある。各形態において、構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については他の形態の説明を参照し適用することができる。

（第１実施形態）
図１において、発明を実施するための第１実施形態に係る電力変換装置１と、この電力変換装置１を含む電力システム２とが図示されている。電力システム２は、系統３に接続された需要家に設置されている。電力システム２は、例えば、個人の住宅、または事業所において構成されている。系統３は、電力供給会社などの供給者によって提供される電力網、または小規模発電施設によって提供される交流電源である。系統３を供給する小規模発電施設は、個人の住宅、または事業所に設置することができる。系統３は、単相３線方式の電源であり、中性線（Ｎ）と、電圧線（Ｕ、Ｖ）とを有する。

電力システム２は、小規模な直流電源４を備える。直流電源４は、住宅などに設置された太陽電池および／または燃料電池といった直流を出力する発電機器によって提供される。

電力変換装置１は、系統３に接続された交流端５と、直流電源４に接続された直流端６とを備える。電力変換装置１は、直流端６から供給される直流電力を交流電力に変換し、交流電力を交流端５から系統３に供給する。電力変換装置１は、インバータ回路７と、降圧型のコンバータ回路８とを備える。

インバータ回路７は、系統３と直流電源４との間に設けられている。インバータ回路７は、コンバータ回路８と交流端５との間に設けられている。インバータ回路７は、少なくとも直流電力を交流電力に変換可能である。インバータ回路７は、直流端６から供給された直流電力を変調する変調機能と、直流電力を交流電力に変換する直交変換機能とを少なくとも有する。インバータ回路７は、直流電力を交流電力に変換する直交変換と、交流電力を直流電力に変換する交直変換とが可能な双方向変換回路によって提供することができる。インバータ回路７は、直流電源４から系統３へ電力を逆潮流させるとき、系統３の交流電圧Ｖａｃの位相と、電力変換装置１から系統３へ出力される出力電流の位相とを一致させることができる。インバータ回路７は、直流端６から供給される直流電力を交流電力に変換する直交変換機能と、直流電圧Ｖｄｃを調整して系統３の交流電圧Ｖａｃに一致させる電圧変換機能とを提供する。

インバータ回路７は、フルブリッジ回路と、ノーマルコイルＬｎと、コンデンサＣｆとを備える。フルブリッジ回路は、複数のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４をＨブリッジに接続した回路である。フルブリッジ回路は、少なくとも４つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、およびＱ４を備える。スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、およびＱ４は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）素子である。スイッチ素子Ｑ１およびＱ４は、直流電圧Ｖｄｃと同じ極性の電圧を出力するので、正転対のスイッチ素子と呼ばれる。スイッチ素子Ｑ２およびＱ３は、直流電圧Ｖｄｃと逆極性の電圧を出力するので、反転対のスイッチ素子と呼ばれる。

ノーマルコイルＬｎは、インバータ回路７と交流端５との間に設けられている。ノーマルコイルＬｎは、フルブリッジ回路の交流端５に接続されている。ノーマルコイルＬｎは、ブリッジ回路のひとつの交流端５と、系統３との間に直列接続されている。コンデンサＣｆは、ノーマルコイルＬｎと交流端５との間に並列接続されている。ノーマルコイルＬｎは、ノーマルモードコイルとも呼ばれる。

コンバータ回路８は、系統３と直流電源４との間に設けられている。コンバータ回路８は、昇圧型のコンバータ回路８である。コンバータ回路８は、少なくとも直流電源４から供給される直流電圧を昇圧しインバータ回路７に供給可能である。

コンバータ回路８は、リアクトルＬｒと、スイッチ素子Ｑａと、ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣｓとを備える。スイッチ素子Ｑａは、ＩＧＢＴ素子である。リアクトルＬｒの一端には、直流電圧Ｖｄｃが供給される。リアクトルＬｒの他端は、スイッチ素子ＱａとダイオードＤ１との接続点に接続されている。スイッチ素子ＱａとダイオードＤ１とは、平滑コンデンサＣｓの両端間において直列接続されている。ダイオードＤ１はブリッジ回路のアッパアームを提供し、スイッチ素子Ｑａはブリッジ回路のロワアームを提供する。平滑コンデンサＣｓは、インバータ回路７とコンバータ回路８との間に位置している。

この構成によると、インバータ回路７とコンバータ回路８とによって、直流電源４から系統３への電力変換が提供可能である。電力変換には、直流電源４の電圧と系統３の電圧との間の変換、および直流から交流への変換とが含まれる。

電力変換装置１は、インバータ回路７と交流端５との間にノイズを除去するためのフィルタ回路９を備える。電力変換装置１は、交流端５とフィルタ回路９との間に遮断器１０を備える。遮断器１０は、系統３と電力変換装置１との接続を遮断する。電力変換装置１は、直流端６とコンバータ回路８との間に、ノイズを除去するためのフィルタ回路１１を備える。フィルタ回路１１は、正極線と負極線との間に接続されたコンデンサを含むことができる。

電力変換装置１は、各部の電圧、電流を検出するための複数のセンサを備える。電力変換装置１は、直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ１２と、交流電圧Ｖａｃを検出する電圧センサ１３とを備える。電力変換装置１は、直流電源４から供給される電流（入力電流とも呼ばれる）を検出する電流センサ１４を備える。電力変換装置１は、ノーマルコイルＬｎに流れる電流を検出する電流センサ１５を備える。電力変換装置１は、平滑コンデンサＣｓの端子間電圧を検出する電圧センサ１６を備える。

電力変換装置１は、インバータ回路７とコンバータ回路８とを制御する制御装置１７を備える。制御装置１７は、電子制御装置（Electronic Control Unit）である。制御装置は、少なくともひとつの演算処理装置（ＣＰＵ）と、プログラムとデータとを記憶する記憶媒体としての少なくともひとつのメモリ装置（ＭＭＲ）とを有する。制御装置は、コンピュータによって読み取り可能な記憶媒体を備えるマイクロコンピュータによって提供される。記憶媒体は、コンピュータによって読み取り可能なプログラムを非一時的に格納している。記憶媒体は、半導体メモリまたは磁気ディスクなどによって提供されうる。制御装置は、ひとつのコンピュータ、またはデータ通信装置によってリンクされた一組のコンピュータ資源によって提供されうる。プログラムは、制御装置によって実行されることによって、制御装置をこの明細書に記載される装置として機能させ、この明細書に記載される方法を実行するように制御装置を機能させる。制御装置は、多様な要素を提供する。それらの要素の少なくとも一部は、機能を実行するための手段と呼ぶことができ、別の観点では、それらの要素の少なくとも一部は、構成的なブロック、またはモジュールと呼ぶことができる。

この実施形態では、電力変換装置１は、直流電源４から系統３への電力供給、すなわち逆潮流を提供する。直流電源４が入力側とされ、系統３すなわち交流電源が出力側とされる。電力変換装置１は、基本的な動作方式として切換え駆動方式を採用する。この切換え駆動方式では、インバータ回路７を高速スイッチング駆動し、コンバータ回路８を固定的に駆動するモードと、インバータ回路７を固定的に駆動し、コンバータ回路８を高速スイッチング駆動するモードとが提供される。それらのモードの間において、インバータ回路７とコンバータ回路８との両方が高速スイッチング駆動されることを排除するものではない。

切換え駆動方式では、交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電圧Ｖｄｃより低い期間において、インバータ回路７をスイッチング制御し直流電力を交流電力に変換する。このときコンバータ回路８のスイッチ素子Ｑａは継続的にＯＦＦ状態に維持される。切換え駆動方式では、交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電圧Ｖｄｃ、すなわち入力電圧より高い期間において、コンバータ回路８をスイッチング制御し直流電力を交流電力に変換する。このとき、インバータ回路７のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４は、正転対と反転対とが交互にＯＮ状態となるように、交流電圧Ｖａｃの極性に合わせて相補的にＯＮ／ＯＦＦ制御される。すなわち、コンバータ回路８が高速スイッチング駆動されるとき、インバータ回路７は６０Ｈｚまたは５０Ｈｚといった比較的低速でスイッチング駆動される。

実施形態では、コンバータ回路８はノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬを使って比例積分（ＰＩ）制御される。コンバータ回路８のフィードバック制御は、出力電流を指令値Ｉｒｅｆに追従させる比例積分制御である。インバータ回路７はノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬを使ってヒステリシス制御される。インバータ回路７のフィードバック制御は、出力電流を指令値Ｉｒｅｆに追従させるヒステリシス制御である。インバータ回路７のフィードバック制御およびコンバータ回路８のフィードバック制御は、ノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬに基づいて出力電流の位相を系統（交流電源）３の交流電圧Ｖａｃの位相に一致させるように実行される。この構成によると、ノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬに基づいてフィードバック制御が実行されるから、交流端５へ出力される出力電流の位相を正確に制御できる。

制御装置１７は、ヒステリシス制御によってインバータ回路７を制御する。ヒステリシス制御においては、検出された電流ＩＬが指令値Ｉｒｅｆに一致するように、スイッチ素子Ｑ１−Ｑ４がスイッチングされる。ヒステリシス制御においては、指令値Ｉｒｅｆに基づいて設定された上限値ＩＬ＋と下限値ＩＬ−との間に電流ＩＬを維持するように、スイッチ素子Ｑ１−Ｑ４がスイッチングされる。

制御装置１７は、比例積分制御（ＰＩ制御）によってコンバータ回路８を制御する。比例積分制御においては、電流ＩＬが指令値Ｉｒｅｆに一致するように、スイッチ素子Ｑａがスイッチングされる。比例積分制御においては、電流ＩＬと指令値Ｉｒｅｆとの偏差に比例する比例成分と、偏差を積分した積分成分とに応じて、スイッチ素子Ｑａのスイッチングディーティ比が調節される。

この構成によると、インバータ回路７もコンバータ回路８も高調波を低減したい入力電流であるノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬで制御するので、制御し易く正弦波に近い電流に制御することができる。

制御装置１７は、インバータ回路７を高速スイッチング駆動することにより電圧を調節し、電力変換を提供するインバータスイッチング期間を提供する。制御装置１７は、コンバータ回路８を高速スイッチング駆動することにより電圧を調節し、電力変換を提供するコンバータスイッチング期間を提供する。制御装置１７は、インバータスイッチング期間とコンバータスイッチング期間とを交互に実行することにより、直流電源４から系統３への逆潮流を提供する。制御装置１７は、インバータ回路７だけがデューティ駆動される期間と、コンバータ回路８だけがデューティ駆動される期間とを設けるように、インバータスイッチング期間と、コンバータスイッチング期間とを切換える。インバータ回路７だけによる電力変換と、コンバータ回路８だけによる電力変換とを切換えることにより、スイッチングに伴う損失が抑制される。さらに、制御装置１７は、インバータ回路７による電力変換と、コンバータ回路８による電力変換とが併用される併用期間を提供してもよい。

制御装置１７は、インバータスイッチング期間およびコンバータスイッチング期間の開始タイミングおよび停止タイミングを設定する手段を提供する。開始タイミングおよび停止タイミングの基本時期は、直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃ（交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜）との交点に基づいて設定することができる。すなわち、Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜をインバータスイッチング期間に対応付け、Ｖｄｃ＜｜Ｖａｃ｜をコンバータスイッチング期間に対応付けることができる。なお、Ｖｄｃ＝｜Ｖａｃ｜のときは、いずれか一方の期間に対応付けることができる。

制御装置１７は、ノーマルコイルＬｎに流れる電流ＩＬに応じて、電流の指令値Ｉｒｅｆを作成する電流指令値作成部２０を備える。電流指令値作成部２０において、出力したい電力から出力電圧を割り、電流の指令値Ｉｒｅｆを演算する。電流センサ１５によって検出される電流ＩＬは、系統３へ出力される交流電流であり、出力電流でもある。制御装置１７は、指令値Ｉｒｅｆの位相を同期させる位相同期部２１を備える。位相同期部２１は、位相が調節された指令値Ｉｒｅｆを出力する。出力電流と出力電圧は力率を１に近づける必要があるため、位相同期部２１において交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングと周期を求め、交流電圧Ｖａｃとの位相を合わせた電流の指令値Ｉｒｅｆとする。

制御装置１７は、インバータ回路７の制御に適するように指令値Ｉｒｅｆを補正する第１の補正部２２を備える。制御装置１７は、コンバータ回路８の制御に適するように指令値Ｉｒｅｆを補正する第２の補正部２３を備える。補正部２２、２３においては、平滑コンデンサＣｓ等による電流遅れを補償しカバーするよう指令値Ｉｒｅｆを補正する。

制御装置１７は、インバータ回路７のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４を制御するための駆動信号を発生するためのインバータ制御部２４を備える。インバータ制御部２４は、系統３の交流電圧に応じた電圧を出力するようにインバータ回路７をフィードバック制御するための駆動信号と、直交変換回路として機能するようにインバータ回路７を直交変換制御するための駆動信号とを出力する。直交変換制御は、交流電圧の極性に応じてインバータ回路７を制御するから、極性制御とも呼ばれる。この実施形態では、フィードバック制御として、ヒステリシス制御が利用されている。

インバータ制御部２４は、ヒステリシス制御のために、指令値Ｉｒｅｆから、ヒステリシス制御指令値としての上限値ＩＬ＋と下限値ＩＬ−とを作成する。この上限値ＩＬ＋と下限値ＩＬ−の間を電流ＩＬが流れるようにヒステリシス制御が実行される。交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電圧Ｖｄｃよりも小さい場合、ノーマルコイルＬｎの電流ＩＬが上限値ＩＬ＋を超えた場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ状態とされ、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＦＦ状態とされる。電流ＩＬが下限値ＩＬ−を下回った場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦ状態とされ、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮ状態とされる。

インバータ制御部２４は、極性制御のために、駆動信号を出力する。交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜が直流電圧Ｖｄｃよりも大きい場合、交流電圧Ｖａｃが正の場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ状態とされ、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＦＦ状態とされる。交流電圧Ｖａｃが負の場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦ状態とされ、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮ状態とされる。

制御装置１７は、コンバータ回路８のスイッチ素子Ｑａを制御するための駆動信号を発生するためのコンバータ制御部２５を備える。コンバータ制御部２５は、系統３の交流電圧に応じた電圧を出力するようにコンバータ回路８をフィードバック制御するための駆動信号と、直流電源４からの入力電圧をそのまま出力するようにコンバータ回路８を直結制御するための駆動信号とを出力する。この実施形態では、フィードバック制御として、比例積分制御（ＰＩ制御）が利用されている。コンバータ制御部２５は、指令値ＩｒｅｆとノーマルコイルＬｎに流れる入力電流ＩＬとの差分をとりＰＩ制御演算を実行し、スイッチ素子Ｑａの駆動信号のデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。

制御装置１７は、インバータ回路７の制御手法を切換える第１の切替制御部２６を備える。第１の切替制御部２６は、フィードバック制御と極性制御とを切換える。第１の切替制御部２６は、直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜とに基づいて、フィードバック制御または極性制御のいずれが一方をインバータ回路７の制御手法として決定する。ここでは、Ｖｄｃ＝｜Ｖａｃ｜を境界として、２つの制御が切替えられる。第１の切替制御部２６は、制御手法に応じた駆動信号を設定する。制御特性の切換えには、ヒステリシスを設けてもよい。

ヒステリシス制御が選択される場合（｜Ｖａｃ｜＜Ｖｄｃ）、電流ＩＬと、指令値Ｉｒｅｆとに基づいて、電流ＩＬが指令値Ｉｒｅｆに追従するようにフィードバック制御が実行される。ここでは、インバータ制御部２４によって与えられるヒステリシス制御が利用される。ヒステリシス制御においては、指令値Ｉｒｅｆに基づいて設定された電流上限値ＩＬ＋と、指令値Ｉｒｅｆに基づいて設定された電流下限値ＩＬ−との間に検出された電流ＩＬが維持される。ここでは、ＩＬ＋＜ＩＬになると、反転対のスイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮ状態に駆動され、ＩＬ＜ＩＬ−になると、正転対のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ状態に駆動される。

極性制御が選択される場合（｜Ｖａｃ｜＞Ｖｄｃ）、交流電圧Ｖａｃの極性に対応して、正転対のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４と、反転対のスイッチ素子Ｑ２、Ｑ３とが相補的にＯＮ状態に駆動される。交流電圧Ｖａｃが正であるときに正転対のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ状態に駆動される。交流電圧Ｖａｃが負であるときに反転対のスイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮ状態に駆動される。

制御装置１７は、コンバータ回路８の制御手法を切換える第２の切替制御部２７を備える。第２の切替制御部２７は、フィードバック制御と直結制御とを切換える。切替制御部２７は、直流電圧Ｖｄｃが交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜より小さい場合には、スイッチ素子Ｑａを上記ＰＩ制御演算により設定されたデューティ比ＤｕｔｙでスイッチングできるようにＰＷＭ（パルス幅変調）演算によりスイッチング制御を行う。一方で、直流電圧Ｖｄｃが系統３の交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜より大きい場合には、スイッチ素子Ｑａを継続的にＯＦＦ状態に制御する。

第２の切替制御部２７では、直流電圧Ｖｄｃと、交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜とに基づいて、フィードバック制御または直結制御のいずれが一方がコンバータ回路８の制御手法として決定される。ここでは、｜Ｖａｃ｜がＶｄｃを上回るとコンバータ回路８のフィードバック制御が開始される。その後、｜Ｖａｃ｜がＶｄｃを下回るとコンバータ回路８のフィードバック制御が終了される。第２の切替制御部２７では、制御手法に応じた駆動信号が設定される。

直結制御が選択される場合、すなわち｜Ｖａｃ｜が下降する過程において、｜Ｖａｃ｜がＶｄｃを下回った後は、スイッチ素子Ｑａは継続的にＯＦＦ状態に制御される。これにより、ダイオードＤ１を経由して、コンバータ回路８は直結状態になる。

フィードバック制御が選択される場合、すなわち｜Ｖａｃ｜が上昇する過程において、｜Ｖａｃ｜がＶｄｃを上回った後は、スイッチ素子Ｑａは、ディーティ設定部２７ｂによって設定されたデューティ比によってスイッチング制御される。これにより、コンバータ回路８は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換し、さらに出力電流を指令値Ｉｒｅｆに一致させるように制御される。

制御装置１７は、インバータ回路７のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４の駆動信号にデッドタイムを与えるデッドタイム生成部２８を備える。制御装置１７は、コンバータ回路８のスイッチ素子Ｑａの駆動信号にデッドタイムを与えるデッドタイム生成部２９を備える。

制御装置１７は、インバータ回路７のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４を駆動するためのゲート駆動部３０を備える。制御装置１７は、コンバータ回路８のスイッチ素子Ｑａを駆動するためのゲート駆動部３１を備える。制御装置１７の要素２１−３１は、フィードバック制御部を提供する。

制御装置１７は、最大電力制御（最大電力追従制御ともいう）を提供するための最大電力制御部４０を備える。最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆを増加方向および／または減少方向へ変化させる。最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆの変化前後の入力電力を監視する。最大電力制御部４０は、直流電源４から取り出される入力電力が最大になる指令値Ｉｒｅｆ、すなわち電力変換装置１の運転状態を探索する。さらに、最大電力制御部４０は、最大の入力電力が得られる運転状態を維持するように指令値Ｉｒｅｆを調節する。最大電力制御部４０は、その内部に複数の要素をもつ。最大電力制御部４０は、作成部３２、比較部３３、判断部３４、演算部３５を備える。最大電力制御部４０は、以下に説明される多様な入力信号を入力している。

作成部３２は、最大電力制御のための指令値Ｉｒｅｆの補正量を算出する。補正量は、出力電流の指令値の振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐとして算出される。比較部３３は、直流電源４から取り出される入力電力と、目標とする目標電力とを比較し、その比較結果に応じて、入力電力が最大となる運転状態を探索し、最大電力の近傍を維持するように指令値Ｉｒｅｆの増減を決定する。判断部３４は、入力電力と目標電力との比較による最大電力制御、すなわち探索の可否を判断する。演算部３５は、最大電力制御に必要な信号を処理する。演算部３５は、入力電力の実効値を算出する。この実施形態では、入力電力の実効値が最大になるように指令値Ｉｒｅｆが調節される。

最大電力制御部４０は、最大電力追従制御を行うために、異なる指令値Ｉｒｅｆにおける２つの入力電力を比較し、どちらの指令値Ｉｒｅｆがより大きい入力電力を取り出すかを判定する比較部を提供する。例えば、所定の時間、所定の期間、所定の制御周期数だけ離れた２つまたはそれを超える複数の時点における入力電力が比較される。最大電力制御部４０は、例えば、現在の入力電力と、過去の入力電力とを比較する比較部を提供する。現在の入力電力は、今回の制御周期における入力電力とすることができる。過去の入力電力は、１制御周期分だけ前の入力電力とすることができる。過去の入力電力は、２以上の制御周期数だけ前の入力電力でもよい。

最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆを一方向に変化させる探索との関係の下で、最大電力点を越えたか否か、または最大電力点を越えるであろうと予測される事象が検出されたか否かを判定する判定部を提供する。最大電力点を越えたことは、入力電力の変化傾向が反転したことを検出することによって判定することができる。また、最大電力点を越えるであろうと予測される事象は、指令値Ｉｒｅｆの変化が所定の上限値を上回ることによって検出することができる。最大電力制御部４０は、最大電力点を越えた場合、または最大電力点を越えると予測される場合に、指令値Ｉｒｅｆを最大電力が得られる値に設定し、維持する保持制御部を提供する。保持制御部による指令値Ｉｒｅｆの設定は、探索のための指令値Ｉｒｅｆの変化と対比して、短時間における大きい電流幅の変化となる。よって、保持制御部により与えられる指令値Ｉｒｅｆの変化は、スキップ的な変化とも呼ぶことができる。保持制御部により与えられる指令値Ｉｒｅｆの変化は、最大電力点を越えることに対して、最大電力点の方向へ、または最大電力点を越える前へ戻す変化である。よって、保持制御部により与えられる指令値Ｉｒｅｆの変化は、スキップ戻しとも呼ぶことができる。

この実施形態では、保持制御部は、最大電力点を越えた後に、指令値Ｉｒｅｆを探索中の変化方向とは逆方向に、所定の値だけ、短時間に変化させる。さらに、保持制御部は、その変化後の値を所定期間にわたって維持する。探索中に指令値Ｉｒｅｆが増加される場合、最大電力点を越えた後に、指令値Ｉｒｅｆは所定幅だけ短時間に減少させられる。これにより、電力変換装置１の遅い応答性を補償して、最大電力点の近傍の指令値Ｉｒｅｆが設定される。具体的には、現在より前の指令値Ｉｒｅｆ（ｉ−１）を利用して、スキップ的な変化のための変化幅が設定される。さらに、スキップ的な変化によって、探索方向における最大電力点より前の指令値に戻すために、所定の係数が用いられる。変化幅は、指令値Ｉｒｅｆを最大電力が得られる指令値より前の値に瞬時に引き下げるように設定される。すなわち、探索のための指令値Ｉｒｅｆの変化によって最大電力点を通過することを前提として、その通過前、望ましくは通過直前の指令値へ戻す機能が提供される。

この実施形態では、保持制御部は、最大電力点を越えると予測される場合に、指令値Ｉｒｅｆを探索中の変化方向とは逆方向に、所定の値だけ、短時間に変化させる。さらに、保持制御部は、その変化後の値を所定期間にわたって維持する。探索中に指令値Ｉｒｅｆが増加される場合、最大電力点を越えると予測された後に、指令値Ｉｒｅｆは所定幅だけ短時間に減少させられる。これにより、電力変換装置１の遅い応答性を補償して、最大電力点の近傍の指令値Ｉｒｅｆが設定される。具体的には、現在より前の指令値Ｉｒｅｆ（ｉ−１）を利用して、スキップ的な変化のための変化幅が設定される。さらに、スキップ的な変化によって、探索方向における最大電力点より前の指令値に戻すために、所定の係数が用いられる。変化幅は、指令値Ｉｒｅｆを最大電力が得られる指令値より前の値に瞬時に引き下げるように設定される。すなわち、探索のための指令値Ｉｒｅｆの変化によって最大電力点を通過することを前提として、その通過前、望ましくは通過直前の指令値へ戻す機能が提供される。

最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆをスキップ的に変化させた後に、入力電力が再び上昇を開始するまで、最大電力を探索する処理を停止する探索停止部を提供する。探索停止部は、指令値Ｉｒｅｆがスキップ的に変化した後に、入力電力が再び上昇を開始すると、指令値Ｉｒｅｆの変化を再開し、最大電力を探索する処理を再開する。

図２は、最大電力制御部４０における信号処理を示すブロック図である。最大電力制御部４０は、ひとつまたは複数の制御周期数だけ前の指令値Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅを利用する。この指令値Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅは、指令値Ｉｒｅｆ（ｉ−１）でもある。最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆの差分ｄＩｒｅｆ＿ａｍｐを利用する。差分ｄＩｒｅｆ＿ａｍｐは、最大電力点を越えた後の指令値Ｉｒｅｆ（ｉ）と、その前の指令値Ｉｒｅｆ（ｉ−１）との差である。指令値Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅおよび差分ｄＩｒｅｆ＿ａｍｐは、最大電力制御部４０内において得られる。最大電力制御部４０は、入力電圧Ｖｉｎを利用する。入力電圧Ｖｉｎは、電圧センサ１２から入力される。最大電力制御部４０は、入力電力Ｐｉｎを利用する。入力電力Ｐｉｎは、入力電圧Ｖｉｎと電流である指令値Ｉｒｅｆとから求めることができる。入力電圧Ｖｉｎは実効値として算出される。

最大電力制御部４０は、指令値を徐々に変化させる探索部４０ａを提供する。最大電力制御部４０は、通常時、すなわち最大電力点を探索しているとき、指令値Ｉｒｅｆを徐々に増加させる。指令値は徐々に減少されてもよい。探索方向の選択は、直流電源４の出力特性に応じて選定することができる。最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆを増加させるために、出力電流の指令値のための補正量である振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐを徐々に増加させる。このとき、最大電力制御部４０は、最大電力探索部を提供する。制御周期ごとの増加量をβ（ベータ）として、振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐは、下記（１）式で与えられる。（１）式は、（２）式と表すこともできる。なお、ｎは１以上の自然数とすることができ、制御周期数を示す。（ｉ）は今回の制御周期における値を示し、（ｉ−ｎ）は制御周期数ｎ回だけ前の値を示す。

Iref_amp=Iref_amp+β ・・・（１）
Iref_amp(i)=Iref_amp(i−n)+β ・・・（２）
最大電力制御部４０は、行き過ぎ復帰制御部４０ｂを提供する。行き過ぎ復帰制御部は、最大電力探索によって指令値Ｉｒｅｆが最大電力点を行き過ぎた場合に、指令値Ｉｒｅｆを最大電力点の前の値に復帰させる。最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆが最大電力点を越えることによって入力電力Ｐｉｎが最大電力Ｐｍａｘより下がった場合に、指令値Ｉｒｅｆをスキップ的に減少させる。

最大電力制御部４０は、通常の増加探索の結果、入力電力Ｐｉｎが最大電力Ｐｍａｘより低下したこと（Ｐｉｎ＜Ｐｍａｘ）を判定する機能を提供する。この機能は、最大電力点を越えたことを判定する機能である。最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆをスキップ的に減少させるために、振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐを前の指令値Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅよりもさらに小さい値に戻す。指令値が戻されるときの指令値の変化量（制御周期１回における変化量）は、最大電力点を探索するときの指令値の変化量（制御周期１回における変化量）より大きい。最大電力制御部４０は、下記（３）式によって振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐを設定する。

Ｖｏｃは直流電源４、例えば太陽電池の開放時の電圧である。α（アルファ）は回路の素子、直流電源４など部品の個体差による変動を補償するための調整値である。αは、１．０未満の値である。αは、およそ０〜０．１程度の値とすることができる。開放電圧Ｖｏｃは必ず入力電圧Ｖｉｎよりも大きいため、係数（Ｖｉｎ／Ｖｏｃ＋α）は１．０未満の値となる。よって、前の指令値よりさらに小さい指令値へ引き下げが実現される。（３）式は、（４）式と表すこともできる。

Iref_amp=(Vin/Voc+α)×Iref_amp_pre ・・・（３）
Iref_amp(i)=(Vin/Voc+α)×Iref_amp(i−n) ・・・（４）
最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆをスキップ変化させた後に、所定の期間を経過すると、再び最大電力点を探索する。電力変換装置１の応答遅れが比較的大きいから、スキップ変化後の探索によって指令値Ｉｒｅｆが最大電力点に到達する前に、実際の電流の実効値は指令値Ｉｒｅｆに追いつくこととなる。

最大電力制御部４０は、過大変動復帰制御部４０ｃを提供する。過大変動復帰制御部は、最大電力探索の間に、最大電力制御に大きい影響を与える過大な変動が生じた場合に、指令値Ｉｒｅｆを最大電力点の前の値に復帰させる。最大電力制御部４０は、直流電源４から出力される電流、電力変換装置１における入力電流が急激に低下した場合に、指令値Ｉｒｅｆをスキップ的に変化させる。

入力電流の低下は、指令値Ｉｒｅｆの変化量として算出することができる。例えば、前の制御周期における指令値と今回の制御周期における指令値との差分ｄＩｒｅｆ＿ａｍｐと、所定の閾値との比較によって急激な電流の低下が判定される。より具体的には、差分ｄＩｒｅｆ＿ａｍｐが、予め設定された上限値ｄＩｒｅｆ＿ｍａｘを上回ると急激な電流の低下を判定することができる。急激な電流の低下は、最大電力点を越えることが予測される場合に相当する。

急激な電流の低下は、直流電源４の出力の低下によって生じる。例えば、太陽電池に供給される日射量が急激に減少した場合である。この場合、電力変換装置１は、その遅い応答性に起因して、指令値Ｉｒｅｆが最大電力点を越える値になる場合がある。さらに、最大電力点の探索のために指令値Ｉｒｅｆが徐々に増加させられている場合、指令値Ｉｒｅｆの増加に反して入力電流が急激に減少するため、指令値Ｉｒｅｆは最大電力点を越えた値になりやすい。指令値が戻されるときの指令値の変化量（制御周期１回における変化量）は、最大電力点を探索するときの指令値の変化量（制御周期１回における変化量）より大きい。最大電力制御部４０は、下記（５）式によって振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐを設定する。係数（１−Ｖｉｎ／Ｖｏｃ−α）は１．０未満の値となる。（５）式は、（６）式と表すこともできる。

Iref_amp=(1-Vin/Voc-α)×Iref_amp_pre ・・・（５）
Iref_amp(i)=(1-Vin/Voc-α)×Iref_amp(i-n) ・・・（６）
最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆをスキップ変化させた後に、所定の期間を経過すると、再び最大電力点を探索する。電力変換装置１の応答遅れが比較的大きいから、スキップ変化後の探索によって指令値Ｉｒｅｆが最大電力点に到達する前に、実際の電流の実効値は指令値Ｉｒｅｆに追いつくこととなる。

最大電力制御部４０は、指令値Ｉｒｅｆがスキップ的に変化した後に、探索部４０ａによる最大電力の探索を停止させ、所定の条件が満たされてから、すなわち所定の期間が経過してから最大電力の探索を再開させる探索停止制御部４０ｄを提供する。この実施形態では、スキップ的な変化の後に、所定期間にわたって最大電力の探索が停止される。行き過ぎ復帰制御部および／または過大変動復帰制御部によって指令値Ｉｒｅｆがスキップ的に戻された場合、その直後から最大電力探索制御のために電力比較を行うと、電力変換装置１の遅い応答性に起因する遅延により、最大電力点を通過したと誤検出する場合がある。この場合、指令値は繰り返して下げられるから、過度の減少を生じる。このような過度の低下を防止するために、所定期間にわたって最大電力の探索が停止される。

具体的には、指令値がスキップ的に引き下げられた後に、入力電力（実効値）Ｐｉｎが再び増加するまでの期間、探索を停止する。入力電力Ｐｉｎが再び増加すると最大電力の探索のための指令値Ｉｒｅｆの計画された変化と、電力の比較とが再開される。ここでは、今回の制御周期における入力電力Ｐｉｎ（ｉ）と、前の制御周期における入力電力Ｐｉｎ（ｉ−１）とを比較することにより入力電力の増加が判定される。これより日射量が急変した場合でも、過剰な電力低下を引き起こすことなく最大電力追従制御を実現することができる。

図３は、最大電力制御に関連する機能を実現するための制御処理１５０を示すフローチャートである。ステップ１５１では、最大電力の探索、すなわち電力比較が許可されているか否かが判定される。最大電力の探索は、上述のスキップ的な変化の直後に禁止され、その後、後述のステップ１５８、１５９の処理によって許可される。最大電力探索が許可されている場合、ステップ１５２へ進む。

ステップ１５２では、最大電力の探索によって指令値Ｉｒｅｆが最大電力点を越えたか否かが判定される。ここでは、入力電力Ｐｉｎ（ｉ）と入力電力Ｐｉｎ（ｉ−１）との比較により、Ｐｉｎ（ｉ）＞Ｐｉｎ（ｉ−１）ではない場合に、最大電力点を越えたことが判定される。ステップ１５２は、直流電源４からの入力電力が増加から減少に転じると最大電力点を越えたと判定する判定手段を提供する。最大電力点を超えていない場合、最大電力の探索を継続するためにステップ１５３へ進む。ステップ１５３では、上記（１）式により指令値Ｉｒｅｆが増加される。

ステップ１５４では、過大な変動が生じたか否かが判定される。ここでは、振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐの変化量、すなわち差分ｄＩｒｅｆ＿ａｍｐが、予め設定された上限値ｄＩｒｅｆ＿ｍａｘを上回るか否かが判定される。ステップ１５４は、所定の制御周期の間における指令値の差分が所定の閾値を上回ると、最大電力点を越えると予測する予測手段を提供する。過大な変動が生じていない場合、ステップ１５５へ進む。

ステップ１５５では、ステップ１５３において設定された振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐが最大電力制御のための補正量として決定される。この結果、電力変換装置１は、振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐによって補正された指令値Ｉｒｅｆによって制御される。

ステップ１５２において入力電力Ｐｉｎ（ｉ）が、前の入力電力Ｐｉｎ（ｉ−１）より増加していない場合、ステップ１５６へ進む。この場合、最大電力点を越えたと判定できる。

ステップ１５６では、上記（３）式により指令値Ｉｒｅｆがスキップ的に引き下げられる。ステップ１５６を経由する場合、ステップ１５５では、指令値Ｉｒｅｆを急激に引き下げるための振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐが決定される。ステップ１５６は、過去の制御周期における指令値Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅと、入力電圧Ｖｉｎと、直流電源４の開放電圧Ｖｏｃとに基づいて、最大電力点を越える前の値を設定する行き過ぎ復帰設定手段を提供する。

ステップ１５４において差分ｄＩｒｅｆ＿ａｍｐが上限値ｄＩｒｅｆ＿ｍａｘを上回る場合、ステップ１５７へ進む。この場合、指令値Ｉｒｅｆが最大電力点を越えると予測される。

ステップ１５７では、上記（５）式により指令値Ｉｒｅｆがスキップ的に引き下げられる。ステップ１５７は、過去の制御周期における指令値Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅと、入力電圧Ｖｉｎと、直流電源４の開放電圧Ｖｏｃとに基づいて、最大電力点を越える前の値を設定する過大変動復帰設定手段を提供する。ステップ１５７を経由する場合、ステップ１５５では、指令値Ｉｒｅｆを急激に引き下げるための振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐが決定される。

図４は、電力変換装置１の作動の一例を示す。以下の説明では、直流電源４を入力側、系統３を出力側とする。

｜Ｖａｃ｜＞Ｖｄｃの期間（時刻ｔ１１と時刻ｔ１２との間）においては、コンバータ回路８はノーマルコイルＬｎの電流を使ってＰＩ（比例積分）制御される。コンバータ回路８は昇圧回路として機能する。ＰＩ制御においては、指令値ＩｒｅｆとノーマルコイルＬｎに流れる電流との差分をとりＰＩ制御演算を行い、スイッチングのためのデューティ比Ｄｕｔｙが算出される。よって、この期間においてコンバータ回路８のスイッチ素子Ｑａがデューティ比Ｄｕｔｙの高周波数でスイッチング駆動される。この期間においては、インバータ回路７は、整流のためのスイッチング状態に固定的に制御される。インバータ回路７は、交流電圧が正の場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮされ、Ｑ２、Ｑ３がＯＦＦされる。交流電圧が負の場合はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦされ、Ｑ２、Ｑ３がＯＮされる。

｜Ｖａｃ｜＜Ｖｄｃの期間（時刻ｔ１２と時刻ｔ１３との間）においては、インバータ回路７はノーマルコイルＬｎの電流を使ってヒステリシス制御される。インバータ回路７は直流電源４から供給される電圧を降圧して系統３へ供給する。インバータ回路７のヒステリシス制御は、上限値と下限値の間の電流が流れるようにスイッチ素子Ｑ１−Ｑ４がスイッチング駆動される。ノーマルコイル電流が上限値を上回るとスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮされ、Ｑ２、Ｑ３がＯＦＦされる。ノーマルコイル電流が下限値を下回るとスイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦされ、Ｑ２、Ｑ３がＯＮされる。このときコンバータ回路８は、電力を直通的に流すように固定的に制御される。

この構成によると、インバータ回路７もコンバータ回路８も高調波を低減したい入力電流であるノーマルコイルＬｎの電流で制御するので、制御し易く正弦波に近い電流に制御することができる。

直流電源４が太陽電池である場合、直流電源４の出力は、日射量の変化によって頻繁に変動する。太陽電池が発電する最大電力は、日射量に対応して変化する。そこで、従来、その時点で太陽電池が発電できる電力を最大限に負荷に出力できるように制御する最大電力追従制御（ＭＰＰＴ：Maximum Power Point Tracking）が知られている。このＭＰＰＴを実現するために、従来、特許文献１に開示される山登り法が知られている。この山登り法は、最大電力点を探索する。

この山登り法では、ある一定の制御周期で現在の電力と前周期の電力とを比較し、電流指令値を一定量ずつ増減させる。例えば、太陽電池出力制御用のコンバータ回路のスイッチングのデューティ比を制御することにより出力電力を増減させる。例えば、デューティ比を増加させたときに電力が増加した場合は、最大出力電力が得られる作動点が、現時点での作動点よりデューティ比を増加される正側にある。一方、電力が減少した場合は負側にあるといえる。そこで、最大電力点が正側にあると判定された場合、その次の制御周期において現時点のデューティ比からある一定値だけデューティ比を増加させる。このような探索動作を繰り返すことにより実際の出力電力が最大出力電力に近づくように制御される。

図５は、最大電力追従制御における動作点の変化を示す。直流電源４である太陽電池は、図示されるように最大電力が得られる動作点の両側において、異なる傾斜をもつ動作特性を有する。図示の例では、最大の電力が得られる動作点ＰＣ、ＰＦより電流が小さい側、図中の左側の傾斜は、動作点ＰＣ、ＰＦより電流が大きい側、図中の右側の傾斜より小さい。最大電力の探索は、傾斜が小さい側から電流値を変化させることにより進められる。

動作点ＰＡから最大電力の探索が開始される場合、動作点はＰＡ−ＰＢ−ＰＣへ推移する。最大電力が得られる動作点ＰＣを通過し、動作点ＰＤに到達すると、電力の低下が観測される。この場合、制御装置は、電流を減少させ、最大電力が得られる動作点ＰＣに接近させようとする。ところが、応答性が低い電力変換装置１においては、動作点ＰＤを通過し、さらに動作点ＰＥにまで到達することがある。このような過大な低下が生じると、最大電力を得ることが困難である。このような場合、この実施形態では、動作点ＰＥから動作点ＰＡまたはその近傍へスキップ的に戻す処理が実行される。これにより、電力の過剰な低下を抑制して再び探索を開始することができる。スキップ的な変化は、最大電力が得られる動作点ＰＣより高電圧側から低電圧側への変化によって提供される。また、スキップ的な変化の先は、動作点ＰＡに限られない。動作点ＰＣより動作点ＰＡ側の範囲に設定することができる。

図中において、実線ＰＳＨは、日射量が多い高日射状態における直流電源４の出力を示す。破線ＰＳＬは、日射量が少ない低日射状態における直流電源４の出力を示す。高日射状態ＰＳＨから低日射状態ＰＳＬへの変化が生じる場合、動作点は最大電力点を越えた位置へ移動しやすい。例えば、高日射状態ＰＳＨにおいて動作点ＰＣが得られていても、低日射状態ＰＳＬへ変化すると、応答性が遅い電力変換装置１の場合、動作点が破線矢印で示されるように推移することがある。日射量の減少に起因する電力の変化に対して、制御が遅れるからである。この場合、電流値は大幅に変化する。このような場合、この実施形態では、動作点ＰＨから動作点ＰＧまたはその近傍へのスキップ的な変化処理が実行される。これにより、電流の指令値が急激に変化するから、電力の過剰な低下が抑制される。スキップ的な変化は、最大電力が得られる動作点ＰＦより高電圧側から低電圧側への変化によって提供される。また、スキップ的な変化の先は、動作点ＰＧに限られない。動作点ＰＦより動作点ＰＧ側の範囲に設定することができる。

最大出力追従制御が、この実施形態のような電力変換装置１、すなわちインバータ回路７とコンバータ回路８とを交互に高周波スイッチング駆動する交互駆動制御を適用した太陽電池用パワーコンディショナに適応する場合、解決されるべき課題がある。この場合、交互駆動制御は出力電流を正弦波に形成するよう制御するため、入力電流には系統３の周波数の倍数のリップル、例えば１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚのリップルが重畳する。そのため最大電力追従制御で与える電流指令値の変化が、すぐに入力電流の変化に反映されず、最大電力に達してから電流を下げていく際に応答性が追いつかず、出力電力がさらに低下してしまうことがある。特許文献２のように指令値に入力電圧／正規化電圧の係数を掛けたものを出力電流指令値としても指令値に対する応答性が悪いため電力低下を招くことがある。

この実施形態では、電力変換装置１の応答性の遅さに起因する電力の過剰な低下を抑制するために、電流の指令値が探索時の変化方向とは逆方向へスキップ的に戻される。まず、通常時は最大電力を探索するために電流の指令値を一定量づつ増加させる。やがて、入力電力が最大電力を超えると、指令値を上記（３）式で与えられる指令値へ切換えることにより、最大電力となる前の指令値に引き下げる。この制御によると、再び最大電力点に向けて探索が行われる間に、実際の電流実効値が指令値に追いつく。このため、電力変換装置１の動作点が、最大電力が得られる動作点の近傍に維持される。

電流が急激に低下した場合にも、電流の指令値が探索時の変化方向とは逆方向へスキップ的に戻される。電流の指令値の変化分が所定の閾値を上回ると、上記（５）式で与えられる指令値へ切換えることにより、最大電力が得られる動作点より探索時の変化方向に関して逆方向に位置する動作点へ戻される。この制御によると、再び最大電力点に向けて探索が行われる間に、実際の電流実効値が指令値に追いつく。このため、電力変換装置１の動作点が、最大電力が得られる動作点の近傍に維持される。

さらに、この実施形態では、指令値がスキップ的に引き下げられた後に、所定の期間は最大電力の探索のための電力比較を停止し、所定の期間の後に最大電力の探索を再開させる。このため、スキップ的な変化の直後における過渡的な状態に起因する誤動作を回避することができる。

図６は、横軸を時間とするグラフであって、日射量ＳＯＬ、直流電源４から取り出される電力ＰＯＷ、および電力変換装置１の効率ＥＦＦが示されている。時刻ｔ２１において、日射量ＳＯＬが急激に低下している。破線ＯＰＴは理想的な電力ＰＯＷの変化を示す。実線ＥＭＢはこの実施形態による電力ＰＯＷの変化を示す。この実施形態によると、破線ＯＰＴに近い挙動が得られる。また、効率ＥＦＦの低下も抑制されている。

図中において、一点鎖線ＭＦ１は、行き過ぎ復帰制御部によるスキップ的な変化を採用しない場合の変形例１を示す。この変形例１では、電力ＰＯＷが最大電力を越えるたびに電力ＰＯＷの過剰な低下が発生している。図中において、細かい破線ＭＦ２は、過大変動復帰制御部によるスキップ的な変化を採用しない場合の変形例２を示す。図示されるように、時刻ｔ２１の後、電力ＰＯＷは大きく低下している。この後、最大電力の付近に復帰するまでに長期間を要する。

図７は、日射量ＳＯＬが時刻ｔ３１において急激に増加する場合のグラフである。この実施形態によると、実線ＥＭＢに示すように、破線ＯＰＴに近い出力ＰＯＷが得られる。また、効率ＥＦＦの低下も抑制されている。

（第２実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、インバータ回路７とコンバータ回路８との両方がノーマルコイルＬｎの電流ＩＬに応じて制御される。これに代えて、この実施形態では、インバータ回路７をノーマルコイルＬｎの電流ＩＬに応じて制御し、コンバータ回路８は直流電源４からの入力電流Ｉｓに応じて制御する。

図８に図示されるように、コンバータ制御部２２５は、電流センサ１４から電流Ｉｓを入力する。コンバータ制御部２２５は、最大電力追従制御から得られる指令値、および中間コンデンサ等に流れる電流を考慮した指令値Ｉｒｅｆと電流Ｉｓとの差分をとりＰＩ制御演算を実行し、スイッチ素子Ｑａの駆動信号のデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。この実施形態によると、ノーマルコイルＬｎの電流ＩＬによってインバータ回路７を制御することにより、系統３へ供給される電流の高調波が抑制される。一方で、｜Ｖａｃ｜＞Ｖｄｃの期間において、直流電源４からの電流Ｉｓによってコンバータ回路８を制御することにより直流電源４からの電流変化に対する応答性を改善することができる。

（第３実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、上記（３）、（５）式に基づいて指令値にスキップ的な変化を与えた。これに代えて、この実施形態では、予めマップに設定された数値に基づいて指令値にスキップ的な変化が与えられる。

図９に図示されるように、最大電力制御部４０は、係数記憶部３３６を備える。係数記憶部３３６は、上記（３）、（５）式における係数部分に相当する数値を、上記係数部分における変数を検索のためのパラメータとするマップ上に記憶している。

例えば、係数（Ｖｉｎ／Ｖｏｃ＋α）と、係数（１−Ｖｉｎ／Ｖｏｃ−α）とに相当する数値が、直流電源４の運転状態に応じて計測または演算され、予め設定される。係数記憶部３３６は、係数（Ｖｉｎ／Ｖｏｃ＋α）と、係数（１−Ｖｉｎ／Ｖｏｃ−α）とに相当する数値を、直流電源４の運転状態を示すパラメータに対応付けて記憶する。係数記憶部３３６が、直流電源４の運転状態に対応した係数を提供することにより、前の制御周期における指令値と、提供された係数とに基づいてスキップ的な変化を与えるための指令値が演算される。例えば、入力電流Ｉｓ、入力電圧Ｖｉｎ、開放電圧Ｖｏｃそして前の制御周期の指令値Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅを検索のためのパラメータとするマップ上に上記係数またはスキップ的な変化のための指令値を記憶しておくことができる。この場合、上記パラメータに基づいて係数またはスキップ的な変化のための指令値が設定される。

（第４実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、ステップ的に指令値を引き下げた後に、再び電力が増加に転じるまで最大電力の探索を停止している。これに代えて、この実施形態では、所定の時間だけ最大電力の探索を停止する。

図１０に図示される最大電力制御部４０は、時間計測部４３７を備える。時間計測部４３７は、指令値がステップ的に引き下げられた後の経過時間を計測し、所定時間が経過するまで最大電力の探索のための指令値の増加と電力比較とを停止させ、所定時間が経過すると最大電力の探索のための指令値の増加と電力比較とを再開させる。上記所定時間は、固定の一定時間、直流電源４の運転状態などの外乱要因に応じて可変の時間、所定の制御周期の数など種々の変数を利用して設定することができる。

（他の実施形態）
上記実施形態では、スイッチ素子としてＩＧＢＴ素子を例示した。これに代えて、ＭＯＳＦＥＴ素子など種々の電力制御用のスイッチ素子を利用してもよい。

上記実施形態では、インバータ回路７の高速スイッチング制御と、コンバータ回路８の高速スイッチング制御とが交互に切換えられる。これに代えて、インバータ回路７とコンバータ回路８とが同時に高速スイッチング制御される期間が設けられてもよい。これらの構成においても、交流電力のピーク付近ではコンバータ回路８だけが高速スイッチング制御され、交流電力のゼロクロス付近ではインバータ回路７だけが高速スイッチング制御されるから、スイッチング損失が抑制される。

ここに開示される発明は、その発明を実施するための実施形態に何ら制限されることなく、種々変形して実施することが可能である。開示される発明は、実施形態において示された組み合わせに限定されることなく、種々の組み合わせによって実施可能である。実施形態は追加的な部分をもつことができる。実施形態の部分は、省略される場合がある。実施形態の部分は、他の実施形態の部分と置き換え、または組み合わせることも可能である。実施形態の構造、作用、効果は、あくまで例示である。開示される発明の技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示される発明のいくつかの技術的範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含むものと解されるべきである。

例えば、制御装置が提供する手段と機能は、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、制御装置をアナログ回路によって構成してもよい。

１ 電力変換装置、 ２ 電力システム、 ３ 系統、 ４ 直流電源、
５ 交流端、 ６ 直流端、 ７ インバータ回路、 ８ コンバータ回路、
９、１１ フィルタ回路、 １０ リレー、
１２、１３、１６ 電圧センサ、 １４、１５ 電流センサ、 １７ 制御装置、
２０ 電流指令値作成部、 ２１ 位相同期部、 ２２、２３ 補正部、
２４ インバータ制御部、 ２５ コンバータ制御部、 ２６、２７ 切換制御部、
２８、２９ デッドタイム生成部、 ３０、３１ ゲート駆動部、
４０ 最大電力制御部。

Claims (14)

1. 直流電源（４）から直流端（６）に供給される直流電力を交流電力に変換し、交流端（５）から交流電源（３）へ供給する電力変換装置（１）において、
   前記直流端と前記交流端との間に設けられたインバータ回路（７）と、
   前記インバータ回路と前記直流端との間に設けられ、少なくとも直流電力を昇圧して前記インバータ回路に供給可能なコンバータ回路（８）と、
   前記交流端における電流に関連する電流を検出する電流センサ（１４、１５）と、
   前記交流端における電流の指令値を作成する指令値作成部（２０）と、
   前記直流電源から供給される電圧を交流電圧に変換するとともに、前記電流センサにより検出される電流が前記指令値に追従するように前記インバータ回路と前記コンバータ回路とをフィードバック制御するフィードバック制御部（２１−３１）と、
   前記直流電源から出力される電力が徐々に増加するように前記指令値作成部によって設定される前記指令値を変化させ、前記電力が最大となる最大電力点を探索するとともに、前記最大電力点を越えたことが検出されると、および前記最大電力点を越えることが予測されると、前記最大電力点を越える前の値に前記指令値に戻す最大電力制御部（４０）とを備え、
   前記指令値を戻すときの前記指令値の変化量は、前記最大電力点を探索するときの前記指令値の変化量より大きく、
   前記指令値を戻すときの前記指令値は、振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐによって補正され、
   前記直流電源からの入力電圧をＶｉｎ、前記直流電源の開放電圧をＶｏｃ、部品の個体差による変動を補償するための調整値をα、係数（Ｖｉｎ／Ｖｏｃ＋α）は１．０未満、係数（１−Ｖｉｎ／Ｖｏｃ−α）は１．０未満、前の指令値をＩｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅとして、前記振幅Ｉｒｅｆ＿ａｍｐは、前記最大電力点を越えたことが検出されると、Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＝（Ｖｉｎ／Ｖｏｃ＋α）×Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅにより、前記最大電力点を越えることが予測されると、Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＝（１−Ｖｉｎ／Ｖｏｃ−α）×Ｉｒｅｆ＿ａｍｐ＿ｐｒｅにより与えられることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記最大電力制御部は、
   前記指令値を徐々に変化させる探索部（４０ａ）と、
   前記最大電力点を越えたことが検出されると、前記最大電力点を越える前の値に前記指令値に戻す行き過ぎ復帰制御部（４０ｂ）とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記最大電力制御部は、
   前記指令値を徐々に変化させる探索部（４０ａ）と、
   前記最大電力点を越えることが予測されると、前記最大電力点を越える前の値に前記指令値に戻す過大変動復帰制御部（４０ｃ）とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記最大電力制御部は、
   前記指令値を徐々に変化させる探索部（４０ａ）と、
   前記最大電力点を越えたことが検出されると、前記最大電力点を越える前の値に前記指令値に戻す行き過ぎ復帰制御部（４０ｂ）と
   前記最大電力点を越えることが予測されると、前記最大電力点を越える前の値に前記指令値に戻す過大変動復帰制御部（４０ｃ）とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記最大電力制御部は、
   前記指令値が戻された後に、前記最大電力点の探索を所定期間にわたって停止させる探索停止制御（４０ｄ）を備えることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の電力変換装置。
6. 前記探索停止制御は、前記直流電源からの入力電力が増加するまで前記最大電力点の探索を停止させることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記探索停止制御は、所定の時間が経過するまで前記最大電力点の探索を停止させることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
8. 前記フィードバック制御部は、
   前記コンバータ回路から供給される電圧を前記交流電源の交流電圧（Ｖａｃ）に変換するように前記インバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御と、前記交流電圧の極性に応じた状態に前記インバータ回路を制御する極性制御とを切替える第１の切替制御部（２６）と、
   前記直流端に供給される直流電圧を前記インバータ回路に供給するように前記コンバータ回路を制御する直結制御と、前記直流電圧を前記交流電圧に変換するように前記コンバータ回路をフィードバック制御するフィードバック制御とを切替える第２の切替制御部（２７）とを備えることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれかに記載の電力変換装置。
9. 前記フィードバック制御部は、前記交流電源の交流電圧（Ｖａｃ）のピークを含む範囲において前記インバータ回路だけをフィードバック制御し、前記交流電源の交流電圧（Ｖａｃ）のゼロクロスを含む範囲において前記コンバータ回路だけをフィードバック制御することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の電力変換装置。
10. さらに、前記インバータ回路と前記交流端との間に設けられたノーマルコイル（Ｌｎ）を備え、
    前記電流センサ（１５）は前記ノーマルコイルに流れる出力電流を検出し、
    前記インバータ回路の前記フィードバック制御および／または前記コンバータ回路の前記フィードバック制御は、前記ノーマルコイルに流れる出力電流（ＩＬ）に基づいて前記出力電流の位相を前記交流電源の交流電圧の位相に一致させるように実行されることを特徴とする請求項１から請求項９のいずれかに記載の電力変換装置。
11. 前記インバータ回路の前記フィードバック制御は、電流を指令値に追従させるヒステリシス制御であることを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記載の電力変換装置。
12. 前記コンバータ回路の前記フィードバック制御は、電流を指令値に追従させる比例積分制御であることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の電力変換装置。
13. 前記最大電力制御部は、
    前記直流電源からの入力電力が増加から減少に転じると前記最大電力点を越えたと判定する判定手段（１５２）を備えることを特徴とする請求項１から請求項１２のいずれかに記載の電力変換装置。
14. 前記最大電力制御部は、
    所定の制御周期の間における前記指令値の差分が所定の閾値を上回ると、前記最大電力点を越えると予測する予測手段（１５４）を備えることを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれかに記載の電力変換装置。

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