JP2011072137A - 系統連系インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源からの入力電圧を調節可能としながらも、高効率且つ低ノイズを実現できる系統連系インバータ装置を提供する。
【解決手段】昇圧回路３のスイッチング周波数は昇圧制御部５にて共振周波数と一致するよう固定的に設定されている。出力制御部６は、インバータ回路４の入力インピーダンスを変化させることにより、直流電源の負荷状態を変化させて昇圧回路３の入力電圧Ｖ１を制御する。具体的には、出力制御部６にてインバータ回路４のオンデューティを変化させることにより、昇圧回路３の入力電圧Ｖ１を調節することが可能となり、直流電源が太陽電池の場合には最大電力追従制御を行うことができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、太陽電池や燃料電池などの直流電源の出力を交流電源に変換して出力する系統連系インバータ装置に関するものである。

この種の系統連系インバータ装置１は、図１６に示すように、直流電源（図示せず）からの直流出力を所望の電圧まで昇圧する昇圧回路３と、昇圧回路３の直流出力を交流出力に変換するインバータ回路４とを電力変換回路として備えている。図１６では、昇圧回路３が直流電力を商用電力系統に逆潮流可能な電圧まで昇圧し、インバータ回路４が商用電力系統２へ逆潮流を行う例を示す。

さらに、系統連系インバータ装置１には、昇圧回路３を制御するために電圧検出手段５６と目標設定手段５７と制御手段５１とを有する昇圧制御部５が設けられ、インバータ回路４を制御するために出力算出手段６８と制御手段６３とを有する出力制御部６が設けられている。昇圧回路３は、電圧検出手段５６で検出される出力電圧（以下、昇圧電圧という）Ｖ２を、目標設定手段５７で設定される一定電圧に維持するように制御手段５１にてフィードバック制御される。インバータ回路４は、所望の出力電力が得られるように出力算出手段６８で出力電流が算出され、算出された出力電流を出力するように制御される。

昇圧回路３には、たとえば図２に示すような構成の共振形の昇圧回路３が用いられる。この昇圧回路３は、入力端Ｔｉｎ間にフルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の出力端間に１次巻線が接続された出力トランスＴ１と、出力トランスＴ１の２次巻線に共振回路３１を介して接続された整流回路３２とを有している。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と他の２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路とが昇圧回路３の入力端Ｔｉｎ間に並列に接続された形態でフルブリッジ接続される。出力トランスＴ１の１次巻線は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間に接続される。共振回路３１はインダクタＬ１とコンデンサＣ３との直列回路からなり、整流回路３２はダイオードブリッジで構成されている。なお、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはそれぞれスナバ用のコンデンサＣ１１〜Ｃ１４が並列接続されている。

この昇圧回路３は、スイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数と一致させた条件下で駆動されることにより（図６参照）、出力トランスＴ１の２次巻線を流れる負荷電流がゼロのタイミングでスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフさせることや、出力トランスＴ１の１次側励磁電流とコンデンサＣ１１〜Ｃ１４とによる部分共振動作などを比較的容易に実現することができる。そのため、高効率、低ノイズの電源として利用されている。特に絶縁構造により比較的高い昇圧比においても高効率で動作可能であるため、低電圧／大電流特性を有する電源の昇圧回路３として利用される（たとえば特許文献１参照）。

ところで、太陽電池や燃料電池などの直流電源は、出力インピーダンスが比較的大きく、図３に示すように出力電圧が高くなるほど出力電流が小さくなる電圧電流特性、並びにある電圧をピークとして出力電圧が低下あるいは上昇するのに伴い出力電力が低下する電圧電力特性を有する。また、これらの電圧電流特性、電圧電力特性は直流電源の動作条件（たとえば太陽電池に対する日射量）の変動によって特性が大きく変化する。そのため、直流電源から所望の電力を取り出すためには、直流電源の動作条件に合わせて直流電源の負荷状態を変化させることにより、直流電源の電圧電力特性上で電力が所望の電力となる電圧に昇圧回路３の入力電圧（＝直流電源の出力電圧）を調節する制御を行う必要がある。このような理由から、太陽電池や燃料電池などを直流電源に用いる系統連系インバータ装置１の昇圧回路３としては、比較的広範囲の入力電圧に対して高効率、低ノイズであることが要求される。

ここにおいて、前述の共振形の昇圧回路３を用いる場合に系統連系インバータ装置の入力電圧（＝直流電源の出力電圧）を調節する方法としては、昇圧回路３のスイッチング周波数を変化させ昇圧回路３の入力インピーダンスを変化させることにより、直流電源の負荷状態を変化させる方法が考えられる。この場合、図１７に示すように、スイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数より高周波側にシフトさせることで昇圧比を低下させることが一般的である。なお、図１７ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオンオフ状態を（ａ）に示し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオンオフ状態を（ｂ）に示し、出力トランスＴ１の２次巻線に流れる負荷電流を（ｃ）に示す。

特開２００５−３０４２８９号公報

しかしながら、昇圧回路３のスイッチング周波数が共振回路３１の共振周波数からずれると、出力トランスＴ１の２次巻線を流れる負荷電流がゼロでないタイミングでスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンオフされることとなり、スイッチング損失やスイッチングノイズが増大する。さらに、急峻な電流変化による共振用インダクタＬ１の損失増大、発熱、ノイズ増大などの問題を生じる。また、昇圧回路３の入力電圧が高くなれば、スイッチング周波数が高周波側にシフトして損失が増大するとともに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン時間が短くなることで十分な励磁電流が得られず、出力トランスＴ１の１次側において部分共振の条件を満足できずにハードスイッチングとなり、さらなる効率低下につながる。

本発明は上記事由に鑑みて為されたものであって、直流電源からの入力電圧を調節可能としながらも、高効率且つ低ノイズを実現できる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明では、直流電源から出力される直流電圧を昇圧する昇圧回路および昇圧回路の出力を交流に変換するインバータ回路を有した電力変換回路と、インバータ回路から出力される出力電流を制御する出力制御部とを備え、昇圧回路は、絶縁型の出力トランスと共振動作を実現するための共振回路とを具備したスイッチング電源からなり、一定のスイッチング周波数で駆動され、出力制御部は、前記出力電流を変化させることにより電力変換回路全体の入力インピーダンスを変化させることを特徴とする。

この構成によれば、電力変換回路全体としての入力インピーダンスは、昇圧回路のスイッチング周波数ではなくインバータ回路の出力電流を変化させることで変化するので、昇圧回路においては、スイッチング周波数を一定として一定の昇圧比で昇圧を行うことができる。そのため、負荷電流がゼロのタイミングでのスイッチングおよび部分共振動作の維持が可能となり、スイッチング損失を低減して、高効率且つ低ノイズを実現できるという利点がある。しかも、出力制御部が出力電流を変化させることにより電力変換回路全体の入力インピーダンスを調節可能であるから、直流電源からの入力電圧の調節が可能であって、たとえば太陽電池を直流電源とする場合に最大電力追従制御を実現できる。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記出力制御部が、前記昇圧回路の出力電圧に相当する電圧を検出する第１検出手段を有し、第１検出手段の検出電圧が予め設定される目標電圧と一致するように、前記出力電流を制御して前記電力変換回路全体の入力インピーダンスを調節することで電力変換回路の入力電圧を調節することを特徴とする。

この構成によれば、昇圧回路の出力電圧に相当する電圧が目標電圧と一致するように、直流電源からの入力電圧が調節されるので、昇圧回路の昇圧比を一定としながらも、目標電圧によって昇圧回路の出力電圧を制御することができる。

請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記直流電源が出力電圧に関連して出力電力が変化する出力特性を持ち、前記出力制御部が、直流電源の出力電力に相当する電力を検出する第２検出手段を有し、前記目標電圧を変化させた際の第２検出手段の検出電力の変化の傾向から直流電源の出力特性を判断し、当該出力特性に基づいて目標電圧を設定することを特徴とする。

この構成によれば、直流電源として太陽電池や燃料電池のように出力電圧によって出力電力が異なるものを用いる場合でも、直流電源から所望の電力を出力させることができる。

請求項４の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記出力制御部が、前記インバータ回路の出力電圧が商用電力系統への逆潮流に最低限必要な電圧を確保するように前記目標電圧の下限値を設定し、目標電圧が当該下限値以下となる場合には目標電圧を下限値に固定することを特徴とする。

この構成によれば、インバータ回路においては少なくとも商用電力系統への逆潮流に最低限必要な大きさの出力電圧が維持されるため、インバータ回路の出力電圧が当該大きさを下回ることにより発生する逆潮流電流の歪みを防止でき、安定して低歪率の逆潮流が可能となる。

請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記出力制御部が、前記商用電力系統の電圧を検出する第３検出手段を有し、第３検出手段の検出電圧のピーク値に応じて前記目標電圧の下限値を変化させることを特徴とする。

この構成によれば、商用電力系統の電圧のピーク値に応じて目標電圧の下限値が決まるため、インバータ回路においては商用電力系統への逆潮流に最低限必要な大きさの出力電圧を確実に維持することで、より低歪率の逆潮流が可能となる。また、商用電力系統の電圧のピーク値とインバータ回路の出力電圧との間には少なくとも一定の差分を確保できるので、インバータ回路の出力電圧に尤度を持つ必要がなく、目標電圧の下限値を極力低く設定することができ変換効率が向上する。そして、目標電圧の下限値を低くすれば直流電源からの入力電圧も下げることができるため、より広範囲で入力電圧の調節が可能となる。

請求項６の発明は、請求項４の発明において、前記出力制御部が、前記商用電力系統に逆潮流される前記出力電流の歪率を算出する歪率算出手段を有し、前記目標電圧を低下させたときに歪率算出手段で算出される歪率を規定値と比較し、当該歪率が規定値以上になった時点の目標電圧を前記下限値とすることを特徴とする。

この構成によれば、商用電力系統の電圧のピーク値に応じて目標電圧の下限値を決める場合に比べて、目標電圧の下限値をより一層低く設定することができる。

請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６のいずれかの発明において、前記共振回路を流れる電流に相当する電流を検出する第４検出手段と、第４検出手段の検出電流がゼロのときに前記昇圧回路のスイッチング素子がオフするように前記スイッチング周波数を設定する昇圧制御部とを備えることを特徴とする。

この構成によれば、昇圧回路のスイッチング素子を流れる負荷電流がゼロのときにスイッチング素子がオフするようにスイッチング周波数が設定されるので、共振回路の回路定数にばらつきがあっても、負荷電流がゼロのタイミングでのスイッチングおよび部分共振動作を維持することができ、高効率且つ低ノイズを実現することができる。

請求項８の発明は、請求項１ないし請求項６のいずれかの発明において、前記電力変換回路の入力電力を検出する第５検出手段と、電力変換回路の出力電力を検出する第６検出手段と、第５検出手段の検出電力に対する第６検出手段の検出電力との比率から変換効率を算出する効率算出手段と、所定範囲内で前記スイッチング周波数を変化させ、効率算出手段で算出される変換効率が最大となるようにスイッチング周波数を再設定する昇圧制御部を備えることを特徴とする。

この構成によれば、変換効率が最大となるようにスイッチング周波数を再設定することで、共振回路の回路定数にばらつきがあっても、負荷電流がゼロのタイミングでのスイッチングおよび部分共振動作を維持することができ、高効率且つ低ノイズを実現することができる。なお、電力変換回路の入力電力や出力電力を検出する手段は、系統連系インバータ装置の他機能でも必要となるものであり、第５検出手段や第６検出手段を他機能に兼用できるという利点もある。

請求項９の発明は、請求項８の発明において、前記昇圧制御部が、前記共振回路の共振周波数に寄与する部品の温度を検出する温度センサを有し、温度センサの検出温度の温度変化が所定の閾値以上となったときに、前記スイッチング周波数の再設定を行うことを特徴とする。

この構成によれば、共振回路の共振周波数に寄与する部品の温度によって共振回路の共振周波数が変動することがあっても、スイッチング周波数が再設定されることで当該変動後の共振周波数に合わせて負荷電流がゼロのタイミングでのスイッチングおよび部分共振動作を維持することができる。

請求項１０の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記昇圧回路が、目標電圧が予め設定されている上限値以下の場合には、前記スイッチング周波数を固定する通常モードで動作し、目標電圧が前記上限値を超える場合には、目標電圧を当該上限値に固定し、スイッチング周波数を変化させ昇圧比を低下させることで前記電力変換回路全体の入力インピーダンスを変化させる制限モードで動作することを特徴とする。

この構成によれば、制限モードにより目標電圧が上限値を超えることがないようにしているから、たとえば直流電源が開放電圧付近で動作する場合などで昇圧回路の出力電圧が上昇しても、制限モードに移行することで昇圧回路の出力電圧が制限される。そのため、回路部品の耐圧を低く抑えることができる。したがって、比較的広範囲の入力電圧に対応させながらも、回路部品の小型化、低コスト化を図ることができる。

請求項１１の発明は、請求項１０の発明において、前記昇圧回路が、一対のスイッチング素子の直列回路と他の一対のスイッチング素子の直列回路とが前記直流電源の出力端間に並列に接続され、出力トランスの１次巻線を各一対のスイッチング素子の接続点間に接続したフルブリッジ回路からなり、前記制限モードにおいて、各一対のスイッチング素子のオン時間の長さを固定し、各一対のスイッチング素子のオフ時間の長さをオン時間に比べて長くすることにより全てのスイッチング素子がオフとなるデッドタイムを設け、デッドタイムの長さを調節することで前記スイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数よりも低い範囲で調節することを特徴とする。

この構成によれば、デッドタイムを設けたことでスイッチング素子を流れる電流がゼロの状態でスイッチング素子をオンできるため、スイッチング素子を流れる電流に急峻な変化が生じずスイッチング素子のサージ電圧を抑制しつつ、昇圧回路の昇圧比を低下させることができる。したがって、制限モードにおいても、高効率且つ低ノイズを維持することが可能となる。

請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、前記昇圧回路が、前記スイッチング素子の両端電圧を検出する第７検出手段を有し、前記制限モードにおいて、スイッチング素子の両端電圧が所定値以下となるタイミングで当該スイッチング素子をオンすることを特徴とする。

この構成によれば、全てのスイッチング素子がオフの期間に回路中の浮遊容量や配線インダクタンスなどの影響でスイッチング素子の両端間に共振電圧が発生することがあっても、当該共振電圧が所定値以下のタイミングでスイッチング素子がオンすることによりスイッチング損失を低減でき、高効率且つ低ノイズを実現できる。

本発明は、直流電源からの入力電圧を調節可能としながらも、昇圧回路においてはスイッチング周波数を一定として負荷電流がゼロのタイミングでのスイッチングおよび部分共振動作の維持が可能となり、スイッチング損失を低減して、高効率且つ低ノイズを実現できるという利点がある。

本発明の実施形態１の概略ブロック図である。 同上の昇圧回路の概略回路図である。 同上に用いる太陽電池の出力特性の説明図である。 同上の昇圧回路の動作の説明図である。 同上の昇圧回路の動作の説明図である。 同上の昇圧回路の動作を示すタイムチャートである。 同上の他の構成例を示す概略ブロック図である。 同上のさらに他の構成例を示す概略ブロック図である。 本発明の実施形態２の概略ブロック図である。 同上の他の構成例を示す概略ブロック図である。 本発明の実施形態３の概略ブロック図である。 同上の昇圧回路の動作の説明図である。 同上の昇圧回路の動作を示すタイムチャートである。 同上の昇圧回路の動作を示すタイムチャートである。 同上の昇圧回路の動作を示すタイムチャートである。 従来例を示す概略ブロック図である。 同上の動作を示すタイムチャートである。

（実施形態１）
本実施形態の系統連系インバータ装置１は、図１に示すように、商用電力系統２に逆潮流可能な電圧まで入力電圧を昇圧する昇圧回路３と、昇圧回路３の直流出力を交流出力に変換し商用電力系統２に逆潮流するインバータ回路４とを電力変換回路として備えている。

昇圧回路３の入力端Ｔｉｎには、直流電圧を出力する直流電源（図示せず）が接続される。本実施形態では一例として太陽電池を直流電源に用いるものと仮定するが、直流電源は太陽電池に限るものではなく、たとえば燃料電池などであってもよい。なお、昇圧回路３の入力端Ｔｉｎ間並びに出力端Ｔｏｕｔ（図２参照）間にはそれぞれ平滑用のコンデンサＣ１，Ｃ２が接続されている。

昇圧回路３は、図２に示すように、入力端Ｔｉｎ間にフルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の出力端間に１次巻線が接続された絶縁型の出力トランスＴ１と、出力トランスＴ１の２次巻線に共振回路３１を介して接続された整流回路３２とを有するスイッチング電源からなる。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と他の２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路とが昇圧回路３の入力端Ｔｉｎ間に並列に接続された形態でフルブリッジ接続される。出力トランスＴ１の１次巻線は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間に接続される。共振回路３１はインダクタＬ１とコンデンサＣ３との直列回路からなり、整流回路３２はダイオードブリッジで構成されている。なお、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはそれぞれスナバ用のコンデンサＣ１１〜Ｃ１４が並列接続されているが、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の出力容量で代用する場合はこれらのコンデンサＣ１１〜Ｃ１４は省略可能である。

系統連系インバータ装置１には、昇圧回路３を駆動するため、昇圧ゲート信号によってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する制御手段５１を具備した昇圧制御部５が設けられている。ここで、昇圧制御部５は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４とを１組にするとともに、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とを１組にして、後述のスイッチング周波数にて各組のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を交互にオンとする。

上記構成によれば、出力トランスＴ１の２次側に共振回路３１が設けられているので、スイッチング周波数が共振回路３１の共振周波数と一致するときに、昇圧回路３の出力電圧は最大となる。そこで、本実施形態では共振回路３１の共振周波数と一致するようにスイッチング周波数を固定的に設定し、常に最大の昇圧比で昇圧を行うようにしてある。そのため、昇圧回路３の出力電圧（以下、昇圧電圧という）Ｖ２は入力電圧Ｖ１の増加に伴い一定の傾きをもって増加する。そして、このようにスイッチング周波数を共振周波数と一致させる場合、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフのタイミングを、共振回路３１を流れる共振電流のゼロクロス点に一致させることができる。これにより、出力トランスＴ１の２次巻線を流れる負荷電流がゼロの状態でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフすることが可能となる。ここに、負荷電流がゼロであっても、出力トランスＴ１の１次巻線に励磁電流（１次側励磁電流）が流れることにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を流れる電流はゼロにはならないものの、負荷電流がゼロ以外のタイミングでオンオフする場合に比べてスイッチング損失は大幅に低減する。

その結果、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ時に生じるスイッチング損失やスイッチングノイズの発生を防止することができる。また、出力トランスＴ１の２次側においても急峻な電流変化が抑制され、共振回路３１を構成するインダクタＬ１の損失や発熱、ノイズの増大等を防止できることになる。さらに、ソフトスイッチング条件を満たし、出力トランスＴ１の１次側励磁電流とコンデンサＣ１１〜Ｃ１４とによる部分共振動作を広範囲で維持することができる。

一方、インバータ回路４は、昇圧回路３の出力段に接続されているコンデンサＣ２の両端間に、昇圧回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と同様にフルブリッジ接続された４個のスイッチング素子（図示せず）を備えたフルブリッジ形のインバータ回路である。このインバータ回路４は、インダクタおよびコンデンサからなり商用電力系統２の周波数成分を通過させるフィルタ回路（図示せず）を備えている。

系統連系インバータ装置１には、出力ゲート信号によってインバータ回路４のスイッチング素子をオンオフ制御する出力制御部６が設けられている。ここで、出力制御部６は、各一対のスイッチング素子を高周波でオンオフ制御することにより、力率が１で所望の実効値の電流が逆潮流電流として商用電力系統２に対し出力されるようにインバータ回路４を制御する。

しかして、直流電源の出力は、昇圧回路３にて逆潮流に必要な電圧にまで昇圧された後、インバータ回路４にて逆潮流可能な周波数の交流に変換され、商用電力系統２に逆潮流されることになる。

ところで、直流電源としての太陽電池は、出力インピーダンスが比較的大きく、図３に示すように出力電圧が高くなるほど出力電流が小さくなる電圧電流特性（図中「イ」）、並びにある電圧をピークとして出力電圧が低下あるいは上昇するのに伴い出力電力が低下する電圧電力特性（図中「ロ」）を有する。また、これらの電圧電流特性、電圧電力特性は太陽電池に対する日射の変動等の動作条件の変動によって特性が大きく変化する。そのため、直流電源から最大電力を取り出すためには、直流電源の動作条件に合わせて直流電源の負荷状態を変化させることにより、直流電源の電圧電力特性上で電力が最大となる電圧に昇圧回路３の入力電圧（＝直流電源の出力電圧）Ｖ１を調節する最大電力追従制御（ＭＰＰＴ制御）を行う必要がある。

ここにおいて、最大電力追従制御の方法としては、背景技術の欄で説明したように、昇圧回路３のスイッチング周波数を変化させ昇圧回路３の入力インピーダンスを変化させることにより、直流電源の負荷状態を変化させる方法が考えられる。しかし、本実施形態では、上述のように昇圧回路３のスイッチング周波数は共振周波数と一致するよう固定的に設定されているので、昇圧回路３のスイッチング周波数を変化させて昇圧回路３の入力インピーダンスを変化させる当該方法を採用することはできない。

そこで、本実施形態の系統連系インバータ装置１は、以下の構成を採用することによって最大電力追従制御を行うものとする。

すなわち、本実施形態では出力制御部６にてインバータ回路４の入力インピーダンスを変化させることにより、昇圧回路３およびインバータ回路４からなる電力変換回路全体としての入力インピーダンス（直流電源の負荷状態）を変化させて昇圧回路３の入力電圧Ｖ１を制御する。具体的には、出力制御部６で制御される逆潮流電流（実効値）と商用電力系統２の電圧とで決まる出力電力が大きくなれば、入力インピーダンスは小さくなり、直流電源の負荷状態は重負荷となり、直流電源の出力電流は増加する。一方、前記出力電力が小さくなれば、入力インピーダンスは大きくなり、直流電源の負荷状態は軽負荷となり、直流電源の出力電流は減少する。

ここで、直流電源としての太陽電池は、図３のように出力電流の増加に伴い出力電圧が低下する電圧電流特性を有するので、結局、インバータ回路４の入力インピーダンスを大きくすれば直流電源の出力電圧が上昇し、当該入力インピーダンスを小さくすれば直流電源の出力電圧が低下することになる。このように、出力制御部６にてインバータ回路４の入力インピーダンスを変化させることにより、昇圧回路３の入力電圧（＝直流電源の出力電圧）Ｖ１を調節することが可能となり、上記最大電力追従制御を行うことができる。

より具体的に説明すると、出力制御部６は、昇圧回路３の出力段に接続されたコンデンサＣ２の両端電圧から昇圧電圧Ｖ２を検出する第１検出手段６１と、第１検出手段６１の検出電圧と後述の目標電圧とを比較する比較器６２とを有する。さらに、出力制御部６は、インバータ回路４から出力される逆潮流電流を検出して、当該検出結果を比較器６２から出力される指令値と一致させるように、インバータ回路４のスイッチング素子を駆動するための出力ゲート信号を出力する制御手段６３を有している。比較器６２は、第１検出手段６１の検出電圧と目標電圧とが一致するように指令値の大きさを決定し、検出電圧が目標電圧より低ければ指令値を下げて逆潮流電流を減少させ、検出電圧が目標電圧より高ければ指令値を上げて逆潮流電流を増加させる。ここで、昇圧回路３の昇圧比は一定であるため、結果的に、昇圧回路３の入力電圧（＝直流電源の出力電圧）Ｖ１は図４に示すように目標電圧に対して１／Ｎ（Ｎは昇圧回路３の昇圧比）の傾きをもって一対一で決まることになる。

また、出力制御部６には、図１に示すように昇圧回路３の入力電力（＝直流電源の出力電力）を検出する第２検出手段６４と、第２検出手段６４の検出電力に基づいて前記目標電圧を決定する目標算出手段６５とが設けられている。目標算出手段６５は、直流電源の動作条件に合わせて、直流電源の電圧電力特性上で電力が最大となる電圧（以下、最適出力電圧という）に昇圧回路３の入力電圧（＝直流電源の出力電圧）Ｖ１を調節する最大電力追従制御が行われるように、前記目標電圧の値を決定する。

要するに、直流電源は最適出力電圧をピークとして出力電圧が低下あるいは上昇するのに伴い出力電力が低下する電圧電力特性を有しているので、直流電源から最大電力を取り出すためには、直流電源の出力電圧を最適出力電圧に調節する必要がある。そこで、目標算出手段６５は、目標電圧を変化させることにより昇圧回路３の入力電圧（＝直流電源の出力電圧）Ｖ１を変化させた際に第２検出手段６４の検出電力が最大となる点を最適出力電圧とし、当該最適出力電圧のＮ倍（Ｎは昇圧回路３の昇圧比）の電圧を目標電圧とする。つまり、目標電圧を低下させた際に検出電力が増加すれば、そのときの昇圧回路３の入力電圧Ｖ１は図５のように最適出力電圧よりも高い負特性領域αにあると判断して、目標電圧を低下させることで直流電源から取り出す電力を増加させる。一方、目標電圧を上昇させた際に検出電力が増加すれば、そのときの昇圧回路３の入力電圧Ｖ１は最適出力電圧よりも低い正特性領域βにあると判断して、目標電圧を上昇させることで直流電源から取り出す電力を増加させる。

このように目標算出手段６５にて目標電圧を変化させ最適出力電圧を見つけ出す処理は定期的に実行されるものとし、その結果、直流電源の動作条件（太陽電池に対する日射）が変動したとしても、定期的に変動後の特性に合わせて目標電圧が調整されることとなる。したがって、直流電源の動作条件が変動する場合でも、直流電源から最大電力を取り出すことが可能となり、最も効率のよい状態で系統連系インバータ装置１を動作させることができる。なお、第２検出手段６４は直流電源の出力電力に相当する電力を検出するものであればよく、たとえば昇圧回路３の後段側で電力を検出する構成であってもよい。

以上説明した構成によれば、出力制御部６にてインバータ回路４を制御することにより、昇圧回路３のスイッチング周波数を固定した状態で、直流電源の出力電力が最大となるように昇圧回路３の入力電圧Ｖ１を調節する最大電力追従制御を行うことができる。そのため、昇圧回路３のスイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数と一致させることにより、常に、負荷電流がゼロのタイミングでスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフさせることが可能である。これにより、出力トランスＴ１の１次巻線に流れる電流を、図６に示すように歪みのない正弦波状とすることができ、且つ部分共振動作を維持できるため、昇圧回路３で生じるスイッチング損失やスイッチングノイズの発生を防止して、高効率且つ低ノイズの系統連系インバータ装置１を実現することができる。なお、図６ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオンオフ状態を（ａ）に示し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオンオフ状態を（ｂ）に示し、出力トランスＴ１の２次巻線に流れる負荷電流を（ｃ）に示す。ここで、図６（ｃ）には直流電源の出力電力が大きい場合の波形（振幅が大きい方）と、直流電源の出力電力が小さい場合の波形（振幅が小さい方）とを示している。

ところで、系統連系インバータ装置１から商用電力系統２への逆潮流を行うためには、インバータ回路４の出力電圧を商用電力系統２の電圧よりも高く維持する必要がある。そこで、本実施形態では目標電圧に下限値を設定し、目標電圧が当該下限値を下回らないようにすることで、インバータ回路４の出力電圧を逆潮流可能な大きさ以上に維持する。要するに、目標算出手段６５は、原則として第２検出手段６４の検出電力を最大とするように目標電圧を設定するが、目標電圧が前記下限値以下になる場合には例外的に目標電圧を当該下限値に固定する。これにより、インバータ回路４の出力電圧が逆潮流に最低限必要な大きさ以上に維持されるため、インバータ回路４の出力電圧が当該大きさを下回ることにより発生する逆潮流電流の歪みを防止でき、安定して低歪率の逆潮流を行うことができる。

ここにおいて、目標電圧の下限値は、たとえば商用電力系統２のピーク電圧に応じて定められる。この場合、図７に示すように商用電力系統の電圧Ｖ３を検出する第３検出手段６６を出力制御部６に設け、目標算出手段６５は、当該第３検出手段６６の検出電圧のピーク値に応じて目標電圧の下限値を設定する。これにより、インバータ回路４においては商用電力系統２への逆潮流に最低限必要な大きさの出力電圧を確実に維持でき、低歪率の逆潮流が可能となる。また、目標電圧を商用電力系統２のピーク電圧に比べて所定の差分だけ大きくなるように設定しておけば、インバータ回路４の出力電圧に尤度を持つ必要がなく、目標電圧の下限値を極力低い値に設定することがきる。これにより、比較的広範囲の入力電圧Ｖ１に対応して最大電力追従制御を行うことができ、電力変換効率が向上するという利点がある。

また、この構成に限らず、逆潮流電流の歪率を規定値以下に抑えることができる値に、目標電圧の下限値を設定することも考えられる。この場合、図８に示すようにインバータ回路４から出力される逆潮流電流の歪率を算出する歪率算出手段６７を出力制御部６に設け、目標算出手段６５は、目標電圧を徐々に低下させた際に当該歪率算出手段６７で算出される歪率を規定値と比較し、歪率が規定値以上となった時点の目標電圧を下限値に設定する。これにより、上述のように商用電力系統２のピーク電圧に応じて下限値を決める場合に比べて、目標電圧の下限値をさらに低く設定可能となり、結果的により広範囲の入力電圧Ｖ１に対応して最大電力追従制御を行うことができる。

（実施形態２）
本実施形態の系統連系インバータ装置１は、昇圧回路３のスイッチング周波数が自動的に設定されるようにした点が実施形態１の系統連系インバータ装置１と相違する。

すなわち、共振回路３１の共振周波数は、共振回路３１を構成するインダクタＬ１およびコンデンサＣ３や出力トランスＴ１の漏れインダクタンス等の回路定数によって決まるため、これらの回路素子の個体差により回路定数がばらついていると、共振周波数もばらつく可能性がある。そこで、本実施形態では、昇圧回路３のスイッチング周波数を予め固定的に決めてしまうのではなく、実際に系統連系インバータ装置１を動作させた状態でスイッチング周波数が自動的に補正される構成を採用する。

具体的には、図９に示すように昇圧回路３の出力トランスＴ１の１次巻線を流れる負荷電流を検出する第４検出手段５２が昇圧制御部５に付加されており、昇圧制御部５の制御手段５１は、第４検出手段５２の検出電流がゼロのときにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフするようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動タイミングを制御する。これにより、昇圧回路３のスイッチング周波数は共振回路３１の共振周波数と一致することになる。なお、第４検出手段５２は、出力トランスＴ１の１次側を流れる電流を直接検出するものに限らず、出力トランスＴ１の２次側に接続された共振回路３１を流れる電流を負荷電流として検出するものであってもよい。

また、本実施形態の他の構成例として、図１０に示すように昇圧回路３およびインバータ回路４での電力の変換効率を算出する効率算出手段５３を昇圧制御部５に設け、当該変換効率が最大となるように昇圧制御部５にてスイッチング周波数を調節する構成も考えられる。この場合、昇圧回路３の入力電力を検出する第５検出手段５４と、インバータ回路４の出力電力を検出する第６検出手段５５とを設け、効率算出手段５３は第５検出手段５４の検出電力Ｗｉに対する第６検出手段５５の検出電力Ｗｏの比率（検出電力Ｗｏ／検出電力Ｗｉ）から変換効率を算出する。そして、昇圧制御部５は、所定の範囲内で昇圧回路３のスイッチング周波数を変化させ、効率算出手段５３で算出される変換効率が最大となる周波数を新たなスイッチング周波数に設定する。

これにより、変換効率に基づいてスイッチング周波数が設定されることになるので、共振回路３１の回路定数にばらつきがあっても、スイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数と一致させて昇圧回路３における変換効率を最大とすることができる。なお、系統連系インバータ装置１においては第５検出手段５４や第６検出手段５５のように入力電力、出力電力を検出する手段は他機能で必須の構成であるため、図１０の構成では、上記図９の第４検出手段５２のように専用の回路を付加する必要がないという利点もある。

また、図１０の構成を採用する場合、スイッチング周波数の再設定が行われるまでは、直近に設定されたスイッチング周波数が継続的に使用されることになるが、共振回路３１の共振周波数が変化しない限りスイッチング周波数を再設定する必要はない。そこで、図１０の構成を採用する場合、共振回路３１の共振周波数に寄与する部品（インダクタＬ１、コンデンサＣ３等）の温度を検出するためのサーミスタ（温度センサ）を昇圧制御部５に設け、検出温度の温度変化が所定の閾値以上となったときに、スイッチング周波数の再設定が行われる構成とすることが望ましい。これにより、共振回路３１の共振周波数が部品の動作温度によって変動することがあっても、スイッチング周波数が再設定されることで当該変動後の共振周波数にスイッチング周波数を一致させることが可能となり、共振周波数からスイッチング周波数がずれた状態が長く続くことを回避できる。

なお、本実施形態で示す図９および図１０では、第２検出手段６４の図示を省略している。その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態３）
本実施形態の系統連系インバータ装置１は、目標電圧に上限値を設定し、目標電圧が上限値以下の場合には昇圧回路３のスイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数と一致させる通常モードで動作し、目標電圧が上限値を超える場合には目標電圧を上限値に固定する制限モードで動作する点が実施形態１の系統連系インバータ装置１と相違する。

すなわち、通常モードでの動作は実施形態１で説明したものと同様であるが、制限モードでは、昇圧回路３の昇圧比を変化させることによって、昇圧回路３の入力電圧Ｖ１の変化に関わらず昇圧回路３から出力される昇圧電圧Ｖ２を目標電圧の上限値に固定する。要するに、制限モードでは昇圧電圧Ｖ２が上限値に固定されるように、昇圧回路３のスイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数からずらして昇圧比を低下させる。具体的には、図１１に示すように、目標算出手段６５が昇圧制御部５に対して制御信号を出力する構成とし、目標電圧が上限値を超える場合には制御信号にて昇圧回路３の昇圧比を低下させる。なお、図１１では、第２検出手段６４の図示を省略している。

しかして、図１２に示すように、昇圧回路３の入力電圧Ｖ１がある境界値以下の範囲Ｘにおいては、昇圧回路３のスイッチング周波数が共振周波数と一致して昇圧回路３の昇圧比が一定に維持されるため、昇圧電圧Ｖ２は入力電圧に比例する。一方、入力電圧Ｖ１が前記境界値を超える範囲Ｙにおいては、昇圧回路３のスイッチング周波数を共振周波数からずらして昇圧比を可変制御することで、昇圧電圧Ｖ２が入力電圧Ｖ１に関わらず前記上限値に維持される。

以上説明した構成によれば、昇圧回路３の入力電圧Ｖ１が上昇した場合であっても、昇圧電圧Ｖ２は目標電圧の上限値以下に抑えられるため、当該上限値を超える電圧が昇圧回路３から出力されることはない。したがって、昇圧回路３やその後段のインバータ回路４等の回路部品の耐圧を比較的低く抑えることができ、昇圧回路３を広範囲の入力電圧に対応させながらも、回路部品の小型化、低コスト化を図ることができるという利点がある。

ところで、本実施形態では、制限モードにおいて昇圧回路３の昇圧比を低下させる際、各一対のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン時間の長さを固定し、各一対のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオフ時間の長さをオン時間に比べて長くすることにより全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドタイムを設けている。そして、昇圧制御部５は、当該デッドタイムの長さを調節することで、昇圧回路３のスイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数よりも低い範囲で調節する。

一例を挙げると、通常モードでは、図１３（ａ），（ｂ）に示すように一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と他の一対のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とは、共振周波数と同一のスイッチング周波数にて交互にオンされるため、共振回路３１を流れる電流は図１３（ｃ）のように歪みのない正弦波状となる。なお、図１３並びに図１４，１５においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧を（ａ）、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の両端電圧を（ｂ）、共振回路３１に流れる電流を（ｃ）に示す。ここで、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンの期間を「Ｔｏｎ１」、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンの期間を「Ｔｏｎ２」、デッドタイムを「Ｔｄ」で表し、スイッチング周波数の逆数（スイッチングの繰返し周期）を「Ｔａ」あるいは「Ｔａ’」で表すものとする。

これに対し、制限モードでは、図１４（ａ），（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしてからスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンするまでの間、並びにスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフしてからスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンするまでの間に、全スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドタイムＴｄが設けられる。そのため、共振回路３１を流れる電流は図１４（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンの期間と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンの期間とにそれぞれ逆向きに流れる。ただし、全スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドタイムＴｄには共振回路３１に電流は流れないため、結局、共振回路３１には交互に逆向きの電流が間欠的に流れることになる。

このようにデッドタイムＴｄを設けたことで、スイッチング素子を流れる負荷電流がゼロの状態でオン・オフすることができるため、昇圧回路３に流れる電流に急峻な変化が生じず、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のサージ電圧や共振用リアクトル（インダクタＬ１）のコア損失を抑制することができる。その結果、スイッチング周波数が共振回路３１の共振周波数と一致しない制限モードにおいても、系統連系インバータ装置１を高効率且つ低ノイズで動作させることができる。

また、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）を検出する第７検出手段（図示せず）を昇圧回路３に設け、制限モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンするタイミングを、当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の両端電圧が所定値以下となるタイミングに合わせている。つまり、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなるデッドタイムＴｄにおいては、回路中の浮遊容量や配線インダクタンスなどの影響で、図１４（ａ），（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間に共振電圧が発生する可能性がある。仮に、ドレイン−ソース間に共振電圧が生じている状態でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンされるとスイッチング損失が生じて、効率の低下やノイズの発生につながる。

そこで、図１５（ａ），（ｂ）のようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の両端電圧が所定値以下となるタイミングで当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンすることによって、スイッチング損失を極力抑えるものとする。これにより、昇圧回路３の高効率化、低ノイズ化を図ることができる。厳密には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間の電圧が極小となるタイミングで当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンすることが望ましい。

その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

１ 系統連系インバータ装置
２ 商用電力系統
３ 昇圧回路
４ インバータ回路
５ 昇圧制御部
６ 出力制御部
３１ 共振回路
５２ 第４検出手段
５４ 第５検出手段
５５ 第６検出手段
６１ 第１検出手段
６４ 第２検出手段
６６ 第３検出手段
６７ 歪率算出手段
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｔ１ 出力トランス
Ｔｄ デッドタイム
Ｖ１ 入力電圧
Ｖ２ 昇圧電圧

Claims (12)

1. 直流電源から出力される直流電圧を昇圧する昇圧回路および昇圧回路の出力を交流に変換するインバータ回路を有した電力変換回路と、インバータ回路から出力される出力電流を制御する出力制御部とを備え、昇圧回路は、絶縁型の出力トランスと共振動作を実現するための共振回路とを具備したスイッチング電源からなり、一定のスイッチング周波数で駆動され、出力制御部は、前記出力電流を変化させることにより電力変換回路全体の入力インピーダンスを変化させることを特徴とする系統連系インバータ装置。
2. 前記出力制御部は、前記昇圧回路の出力電圧に相当する電圧を検出する第１検出手段を有し、第１検出手段の検出電圧が予め設定される目標電圧と一致するように、前記出力電流を制御して前記電力変換回路全体の入力インピーダンスを調節することで電力変換回路の入力電圧を調節することを特徴とする請求項１記載の系統連系インバータ装置。
3. 前記直流電源は出力電圧に関連して出力電力が変化する出力特性を持ち、前記出力制御部は、直流電源の出力電力に相当する電力を検出する第２検出手段を有し、前記目標電圧を変化させた際の第２検出手段の検出電力の変化の傾向から直流電源の出力特性を判断し、当該出力特性に基づいて目標電圧を設定することを特徴とする請求項２記載の系統連系インバータ装置。
4. 前記出力制御部は、前記インバータ回路の出力電圧が商用電力系統への逆潮流に最低限必要な電圧を確保するように前記目標電圧の下限値を設定し、目標電圧が当該下限値以下となる場合には目標電圧を下限値に固定することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の系統連系インバータ装置。
5. 前記出力制御部は、前記商用電力系統の電圧を検出する第３検出手段を有し、第３検出手段の検出電圧のピーク値に応じて前記目標電圧の下限値を変化させることを特徴とする請求項４記載の系統連系インバータ装置。
6. 前記出力制御部は、前記商用電力系統に逆潮流される前記出力電流の歪率を算出する歪率算出手段を有し、前記目標電圧を低下させたときに歪率算出手段で算出される歪率を規定値と比較し、当該歪率が規定値以上になった時点の目標電圧を前記下限値とすることを特徴とする請求項４記載の系統連系インバータ装置。
7. 前記共振回路を流れる電流に相当する電流を検出する第４検出手段と、第４検出手段の検出電流がゼロのときに前記昇圧回路のスイッチング素子がオフするように前記スイッチング周波数を設定する昇圧制御部とを備えることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の系統連系インバータ装置。
8. 前記電力変換回路の入力電力を検出する第５検出手段と、電力変換回路の出力電力を検出する第６検出手段と、第５検出手段の検出電力に対する第６検出手段の検出電力との比率から変換効率を算出する効率算出手段と、所定範囲内で前記スイッチング周波数を変化させ、効率算出手段で算出される変換効率が最大となるようにスイッチング周波数を再設定する昇圧制御部を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の系統連系インバータ装置。
9. 前記昇圧制御部は、前記共振回路の共振周波数に寄与する部品の温度を検出する温度センサを有し、温度センサの検出温度の温度変化が所定の閾値以上となったときに、前記スイッチング周波数の再設定を行うことを特徴とする請求項８記載の系統連系インバータ装置。
10. 前記昇圧回路は、目標電圧が予め設定されている上限値以下の場合には、前記スイッチング周波数を固定する通常モードで動作し、目標電圧が前記上限値を超える場合には、目標電圧を当該上限値に固定し、スイッチング周波数を変化させ昇圧比を低下させることで前記電力変換回路全体の入力インピーダンスを変化させる制限モードで動作することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の系統連系インバータ装置。
11. 前記昇圧回路は、一対のスイッチング素子の直列回路と他の一対のスイッチング素子の直列回路とが前記直流電源の出力端間に並列に接続され、出力トランスの１次巻線を各一対のスイッチング素子の接続点間に接続したフルブリッジ回路からなり、前記制限モードにおいて、各一対のスイッチング素子のオン時間の長さを固定し、各一対のスイッチング素子のオフ時間の長さをオン時間に比べて長くすることにより全てのスイッチング素子がオフとなるデッドタイムを設け、デッドタイムの長さを調節することで前記スイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数よりも低い範囲で調節することを特徴とする請求項１０記載の系統連系インバータ装置。
12. 前記昇圧回路は、前記スイッチング素子の両端電圧を検出する第７検出手段を有し、前記制限モードにおいて、スイッチング素子の両端電圧が所定値以下となるタイミングで当該スイッチング素子をオンすることを特徴とする請求項１１記載の系統連系インバータ装置。
    

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