JP2014057521A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】演算負荷の低減を図りつつ、高調波電流の抑制効果を高めることができる電力変換装置を得ること。
【解決手段】交流電源を整流する整流器と、昇圧リアクタ、スイッチング素子、逆流防止素子を有し構成され、整流器の出力をチョッピングして昇圧するチョッパ回路部と、駆動パルスによりスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段１０と、チョッパ回路部の出力を平滑する平滑コンデンサと、母線電圧検出手段と、リアクタ電流検出手段とを備え、スイッチング制御手段１０は、母線電圧とリアクタ電流とに基づき駆動パルスのオンデューティを算出するオンデューティ算出手段２９と、少なくともリアクタ電流に基づき整流電圧を推定する整流電圧推定手段２６と、整流電圧に応じたオンデューティの理論値を算出するオンデューティ理論値算出手段２７と、オンデューティと理論値とに基づいてオンデューティを補償するオンデューティ補償手段３０とを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、交流電源を直流に変換して負荷に供給する電力変換装置に関する。

電源電流に含まれる高調波成分による障害を抑制するため、高調波電流を発生する電子機器に対して、国際的に規制が設けられている。この規制をクリアするため、コンバータにてＡＣまたはＤＣでのチョッピングにより電源短絡を行い、電源電流に含まれる高調波電流を抑制する施策がとられる。より高調波電流を抑制するため、もしくは、高調波電流を抑制すべく動作する際の損失を低減するため、チョッピングを行う周波数は増加の傾向にあり、これに伴って、コンバータでのチョッピングを制御するための演算負荷が増大してきている。

従来、交流電源の位相に応じて変化する電流制御ゲインを出力し、この電流制御ゲインに応じたＰＷＭ信号によりスイッチング素子をオン／オフ制御して電流を制御することにより、演算負荷の低減を図る技術が開示されている（例えば、特許文献１）。

特開平１０−３２７５７６号公報

しかしながら、上記従来技術では、交流電源の位相に応じて予め決められた定数に基づいてＰＷＭデューティを制御しているため、負荷や入力電圧の変動に応じた制御を行うことができず、高調波電流の抑制効果が不十分である、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、演算負荷の低減を図りつつ、高調波電流の抑制効果を高めることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電力変換装置は、交流電源を整流する整流器と、リアクタ、スイッチング素子、および逆流防止素子を有して構成され、前記整流器の出力をチョッピングして昇圧するチョッパ回路部と、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、前記チョッパ回路部の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサが平滑した母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、前記リアクタに流れるリアクタ電流を検出するリアクタ電流検出手段と、を備え、前記スイッチング制御手段は、前記母線電圧と前記リアクタ電流とに基づいて、前記スイッチング素子に対する駆動パルスのオンデューティを算出するオンデューティ算出手段と、少なくとも前記リアクタ電流に基づいて、前記整流器の整流電圧を推定する整流電圧推定手段と、前記整流電圧に応じた前記オンデューティの理論値を算出するオンデューティ理論値算出手段と、前記オンデューティと前記理論値とに基づいて前記オンデューティを補償するオンデューティ補償手段と、前記オンデューティ補償手段により補償されたオンデューティに基づいて、前記駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、演算負荷の低減を図りつつ、高調波電流の抑制効果を高めることができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置の整流電圧、母線電圧指令値、およびオンデューティ理論値の各波形図である。 図４は、実施の形態１にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、および母線電流の各波形図である。 図５は、実施の形態１にかかる電力変換装置の母線電流検出タイミングにおける母線電流の傾きを示す図である。 図６は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第２の構成例を示す図である。 図７は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第３の構成例を示す図である。 図８は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第３の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。 図９は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の構成例を適用したモータ駆動制御装置の一構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第１の構成例を示す図である。 図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第１の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態２にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、およびリアクタ電流の各波形図である。 図１３は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第２の構成例を示す図である。 図１４は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第２の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。 図１５は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第３の構成例を示す図である。 図１６は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第３の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。 図１７は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第１の構成例を示す図である。 図１８は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第１の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。 図１９は、実施の形態３にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、および母線電流の各波形図である。 図２０は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第２の構成例を示す図である。 図２１は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第２の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。 図２２は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第３の構成例を示す図である。 図２３は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第３の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。 図２４は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第４の構成例を示す図である。 図２５は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第４の構成例におけるスイッチング制御手段の第１の構成例を示す図である。 図２６は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第４の構成例におけるスイッチング制御手段の第２の構成例を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる電力変換装置は、三相交流電源（以下、単に「交流電源」という）１の交流電圧を整流する三相整流器（以下、単に「整流器」という）２、チョッパ回路部３、チョッパ回路部３の出力を平滑する平滑コンデンサ７、母線電流検出手段８、母線電圧検出手段９、およびスイッチング制御手段１０を備えている。整流器２は、６個の整流ダイオード２ａ〜２ｆをブリッジ接続して構成される。チョッパ回路部３は、昇圧リアクタ４と、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ＧＡＴＥ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のようなスイッチング素子５と、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子６とにより構成される。

スイッチング制御手段１０は、母線電流検出手段８および母線電圧検出手段９の各出力信号に基づいて、スイッチング素子５を動作させる駆動パルスを生成する。母線電流検出手段８は、整流器２から負荷（図示せず）へ流れ、負荷から整流器２に流れる電流である母線電流（Ｉｄｃ）を検出し、スイッチング制御手段１０に出力する。母線電圧検出手段９は、チョッパ回路部３の出力電圧を平滑コンデンサ７で平滑した電圧である母線電圧（Ｖｏ）を検出し、スイッチング制御手段１０に出力する。

図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。図２に示すように、スイッチング制御手段１０は、フィードバック制御部２１およびフィードフォワード制御部２２を含み構成される。フィードバック制御部２１は、母線電流指令値制御手段２３およびオンデューティ制御手段２４を含み構成されたオンデューティ算出手段２９と、オンデューティ補償手段３０と、駆動パルス生成手段２５とを備えている。このスイッチング制御手段１０は、例えばマイコンのような演算手段を用いて構成される。

母線電流指令値制御手段２３は、母線電圧検出手段９の出力信号である母線電圧（Ｖｏ）と、例えば予め設定される母線電圧指令値（Ｖｏ＊）とから、母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）を演算する。この母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）の演算は、例えば、母線電圧検出手段９の出力信号である母線電圧（Ｖｏ）と母線電圧指令値（Ｖｏ＊）との差分を比例積分制御して行う。

オンデューティ制御手段２４は、母線電流指令値制御手段２３にて演算した母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）と母線電流検出手段８にて検出した母線電流（Ｉｄｃ）とから、スイッチング素子５のオンデューティ（ｄｕｔｙ）を演算する。オンデューティ（ｄｕｔｙ）の演算は、例えば、母線電流指令値制御手段２３の出力である母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）と母線電流検出手段８の出力信号である母線電流（Ｉｄｃ）との差分を比例積分制御して行う。

オンデューティ補償手段３０は、後述するオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）をベースとしてオンデューティ制御手段２４にて演算したオンデューティ（ｄｕｔｙ）を補償する。

駆動パルス生成手段２５は、オンデューティ補償手段３０により補償されたオンデューティに基づいて、スイッチング素子５を動作させる駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）を生成して出力する。この駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）は、例えば、三角波や鋸歯波のようなキャリア信号と補償後のオンデューティとを比較し、キャリア信号より補償後のオンデューティが大きくなる区間だけ、スイッチング素子５がオンするようなパルス信号である。

ここで、母線電流指令値制御手段２３やオンデューティ制御手段２４での演算に用いる制御パラメータは、例えば、オンデューティ制御手段２４における比例制御ゲインが母線電圧に反比例して変化するのが望ましいなど、回路の動作状況に合わせた最適値が存在する。したがって、整流器２の出力電圧である整流電圧や母線電流（Ｉｄｃ）や母線電圧（Ｖｏ）の値に応じた計算式、もしくはテーブルを設け、回路の動作状況に合わせて制御パラメータを調整するようにしてもよい。これにより制御性を向上することができる。

また、母線電流指令値制御手段２３やオンデューティ制御手段２４での演算手法として比例積分制御を挙げたが、これらの制御演算手法により本発明が限定されるものではなく、微分項を追加して比例積分微分制御とするなど、その他の演算手法を用いてもよい。また、母線電流指令値制御手段２３やオンデューティ制御手段２４での演算手法を同一の手法とする必要もない。

フィードフォワード制御部２２は、オンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）を算出してフィードフォワード補償するブロックであり、整流電圧推定手段２６およびオンデューティ理論値算出手段２７を備え構成される。

ここで、フィードフォワード制御部２２の動作を、チョッパ回路部３の動作と合わせて説明する。チョッパ回路部３には、整流器２の出力である整流電圧（Ｖｄｓ）が入力され、チョッパ回路部３の出力が平滑コンデンサ７で平滑され、母線電圧（Ｖｏ）が得られる。チョッパ回路部３において、スイッチング素子５がオンしたとき、逆流防止素子６の導通が阻止され、昇圧リアクタ４には整流電圧（Ｖｄｓ）が印加される。一方、スイッチング素子５がオフしたとき、逆流防止素子６が導通し、昇圧リアクタ４には、整流電圧（Ｖｄｓ）と母線電圧（Ｖｏ）との差分の電圧が、スイッチング素子５がオンしたときとは逆向きに誘導される。このとき、スイッチング素子５のオン時に昇圧リアクタ４に蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子５のオフ時に負荷へ移送されると見ることができる。スイッチング素子５のオン／オフ時に、昇圧リアクタ４を出入りするエネルギーが等しいとすると、オンデューティ（Ｄｏｎ）、整流電圧（Ｖｄｓ）、および母線電圧（Ｖｏ）の関係は下記（１）式で表される。

Ｖｏ＝Ｖｄｓ／（１−Ｄｏｎ） ・・・（１）

上記（１）式から明らかなように、スイッチング素子５のオンデューティ（Ｄｏｎ）を制御することで、チョッパ回路部３の出力電圧、すなわち母線電圧（Ｖｏ）を制御することができる。

上記（１）式をオンデューティ（Ｄｏｎ）について解くと、下記（２）式が得られる。

Ｄｏｎ＝１−（Ｖｄｓ／Ｖｏ） ・・・（２）

上記（２）式の母線電圧（Ｖｏ）に所望の母線電圧指令値（Ｖｏ＊）を代入すると、所望の母線電圧指令値（Ｖｏ＊）を得るためのオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）は、下記（３）式で表される。

Ｄｏｎ＊＝１−（Ｖｄｓ／Ｖｏ＊） ・・・（３）

図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置の整流電圧、母線電圧指令値、およびオンデューティ理論値の各波形図である。上記（３）式から明らかなように、整流電圧（Ｖｄｓ）が変動すると、それに伴いオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）が変動することがわかる。上述したフィードバック制御部２１により、母線電圧（Ｖｏ）や母線電流（Ｉｄｃ）をそれぞれの指令値との差分より制御を行う場合であっても、基本的には、上記（２）式で表されるオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）に追従するように制御する必要がある。

ここで、整流電圧（Ｖｄｓ）は、整流器２により交流電源１の交流電圧を直流に整流して得たものであるので、この整流電圧（Ｖｄｓ）には、電源電圧周波数の６倍の周波数で脈動する成分（以下、「６ｆ成分」と呼ぶ）が含まれる。つまり、駆動パルス生成手段２５に与える補償後のオンデューティがこの６ｆ成分に応じて補償されている必要がある。ここで、例えば、この６ｆ成分に応じた補償を、上述したフィードバック制御部２１のみで行う、つまり、フィードバック制御部２１により演算されたオンデューティを用いてスイッチング素子５の駆動パルスを生成する場合、上述した６ｆ成分の影響を受けないように、母線電流指令値制御手段２３やオンデューティ制御手段２４における制御応答周波数を十分に高い値とする必要があり、スイッチング制御手段１０を構成するマイコンの演算負荷が増大する。

そこで、本実施の形態では、フィードフォワード制御部２２のオンデューティ理論値算出手段２７にて、上記（３）式を用いて整流電圧（Ｖｄｓ）の６ｆ成分に応じたオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）を求め、このオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）をベースとし、そのオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）と、オンデューティ算出手段２９において演算したオンデューティ（ｄｕｔｙ）との差分（つまり、補償後のオンデューティ）を用いて、駆動パルス生成手段２５において駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）を生成する。このようにすることにより、フィードバック制御部２１で補償すべき外乱は６ｆ成分以外となるので、フィードバック制御部２１における制御応答周波数を下げることができ、マイコンの演算負荷を低減することができる。

ここで、オンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）を演算する際に用いる整流電圧（Ｖｄｓ）について説明する。整流電圧（Ｖｄｓ）は、フィードバック制御部２１には使用しないため、整流電圧（Ｖｄｓ）を検出する場合には、フィードフォワード制御部２２における制御に用いるために新たに整流電圧推定手段を設ける必要があり、部品の増加や、回路実装面積の増大や基板コストの増加といった問題が生じる。そこで、本実施の形態では、母線電流検出手段８から出力される母線電圧（Ｉｄｃ）を用いて、整流電圧（Ｖｄｓ）を推定し、その推定した整流電圧（Ｖｄｓ）を用いて、オンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）を演算する。母線電圧（Ｉｄｃ）は、フィードバック制御部２１における制御にも用いる検出値であるので、フィードフォワード制御部２２における制御に用いるために新たに検出部を設ける必要がないため、回路実装面積の増大や基板コストの増加を招くことなく実現することができる。

まず、図４は、実施の形態１にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、および母線電流の各波形図である。ここでは、整流電圧推定手段２６において、母線電流（Ｉｄｃ）、母線電圧（Ｖｏ）、およびオンデューティ（Ｄｏｎ）の関係を用いて、整流電圧（Ｖｄｓ）を推定する手法について説明する。

図４に示すように、スイッチング素子５がオンしているとき、つまり、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）が「Ｈ」である期間は、上述したように、昇圧リアクタ４には整流電圧（Ｖｄｓ）が印加され、昇圧リアクタ４を交流電源１側から負荷側に流れる母線電流Ｉｄｃｏｎは、直線的に増加する。昇圧リアクタ４のインダクタンス値をＬとすると、このＩｄｃｏｎの傾きΔＩｄｃｏｎは、下記（４）式で表される。

ΔＩｄｃｏｎ＝Ｖｄｓ／Ｌ ・・・（４）

また、スイッチング素子５がオフしているとき、つまり、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）が「Ｌ」である期間は、上述したように、昇圧リアクタ４には整流電圧（Ｖｄｓ）と母線電圧（Ｖｏ）との差分の電圧が、スイッチング素子５のオン時とは逆向きに印加され、昇圧リアクタ４を交流電源１側から負荷側に流れる母線電流Ｉｄｃｏｆｆは、直線的に減少する。このＩｄｃｏｆｆの傾きΔＩｄｃｏｆｆは下記（５）式で表される。

ΔＩｄｃｏｆｆ＝（Ｖｄｓ−Ｖｏ）／Ｌ ・・・（５）

スイッチング制御手段１０を、例えばマイコンのような演算手段で実現する場合、母線電流検出手段８で検出した母線電流（Ｉｄｃ）や母線電圧検出手段９で検出した母線電圧（Ｖｏ）のアナログ値は、マイコン内のキャリア信号の谷や山に同期したタイミングでデジタル値として取り込まれる。また、このキャリア信号は、駆動パルス生成手段２５で駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）を生成する際に用いられる三角波としても用いられる。

上述したように、補償後のオンデューティと三角波であるキャリア信号との比較により駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）を生成する場合には、例えば、図４に示すように、キャリア信号の谷の頂点が駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間の中間点となり、キャリア信号の山の頂点が駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオフ期間の中間点となる。ここで例えば、母線電流（Ｉｄｃ）のアナログ値をデジタル値として取り込む検出タイミングを、キャリア信号の谷および山の頂点に同期したタイミングとすると、キャリア信号の谷の頂点における検出値Ｉｄｃ_１と山の頂点における検出値Ｉｄｃ_２との差分値ΔＩｄｃは、ΔＩｄｃｏｎの傾きでオン期間の１／２だけ変化した値と、ΔＩｄｃｏｆｆの傾きでオフ期間の１／２だけ変化した値との和となる。これを、スイッチング周期をＴｓｗとして表すと、下記（６）式で表される。

ΔＩｄｃ＝ΔＩｄｃｏｎ＊Ｄｏｎ＊Ｔｓｗ／２
＋ΔＩｄｃｏｆｆ＊（１−Ｄｏｎ）＊Ｔｓｗ／２ ・・・（６）

（４）式および（５）式を（６）式に代入して整流電圧（Ｖｄｓ）で解くと、下記（７）式が得られる。

Ｖｄｓ＝２＊Ｌ＊ΔＩｄｃ／Ｔｓｗ＋（１−Ｄｏｎ）＊Ｖｏ
＝２＊Ｌ＊｜Ｉｄｃ_１−Ｉｄｃ_２｜／Ｔｓｗ＋（１−Ｄｏｎ）＊Ｖｏ
・・・（７）

したがって、整流電圧（Ｖｄｓ）は、母線電流（Ｉｄｃ）、母線電圧（Ｖｏ）、およびオンデューティ（Ｄｏｎ）の関係を用いて、上記（７）式により推定することができる。

つぎに、キャリア信号の谷の頂点あるいは山の頂点のいずれか一方における母線電流（Ｉｄｃ）の電流変化率を用いて、整流電圧（Ｖｄｓ）を推定する手法について説明する。図５は、実施の形態１にかかる電力変換装置の母線電流検出タイミングにおける母線電流の傾きを示す図である。例えば、母線電流検出値（Ｉｄｃ）をデジタル値として取り込む場合、マイコンのＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換ポートのうちの少なくとも２つのポートに、母線電流検出値（Ｉｄｃ）を入力する。これら２つのＡ／Ｄ変換ポート間で時間差を持ってサンプリングするようにし、これら２つのＡ／Ｄ変換ポートにおける母線電流の差分値ΔＩｄｃを時間差分Ｔａｄで割ることにより、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間およびオフ期間における母線電流（Ｉｄｃ）の電流変化率を得ることができる。つまり、キャリア信号の谷の頂点における母線電流（Ｉｄｃ）の電流変化率を用いた場合、下記（８）式により整流電圧（Ｖｄｓ）を推定することができる。

Ｖｄｓ＝Ｌ＊ΔＩｄｃ／Ｔａｄ ・・・（８）

同様に、キャリア信号の山の頂点における母線電流（Ｉｄｃ）の電流変化率を用いた場合、下記（９）式により整流電圧（Ｖｄｓ）を推定することができる。

Ｖｄｓ＝（Ｌ＊ΔＩｄｃ／Ｔａｄ）＋Ｖｏ ・・・（９）

このように、整流電圧推定手段２６において推定した整流電圧（Ｖｄｓ）を用いて、オンデューティ理論値算出手段２７において上述した（３）式によりオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）を求め、このオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）をベースとしてオンデューティ制御手段２４にて演算したオンデューティ（ｄｕｔｙ）を補償することにより、新たに整流電圧（Ｖｄｓ）を検出する検出回路を設けることなく、整流電圧（Ｖｄｓ）の変動、つまり、６ｆ成分に応じて、オンデューティを適切に変化させることができる。

なお、昇圧リアクタ４のインダクタンス値（Ｌ）は、一般に、リアクタ固有の直流重畳特性を持ち、リアクタに流れる電流値によって変化する。そのため、上記（５）式、（８）式、および（９）式の各式で用いるインダクタンス値（Ｌ）は、リアクタ固有の直流重畳特性を予めテーブル化、もしくは電流値に対する近似式等にて値を変化させるようにしてもよい。これにより、より正確に整流電圧（Ｖｄｓ）を推定することができる。

また、電源電圧の位相角を得ることが可能である場合、オンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）を正弦関数、余弦関数、あるいは、２次関数を用いて近似することにより簡易化することが可能となる。

正弦関数を用いた場合、オンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）の近似式であるＤｃｍｐは、例えば、オンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）が図３に示すような変化をすることから、例えば、Ｄｃｍｐの最大値をＡ、Ｄｃｍｐの半波正弦波の振幅をＢ、電源電圧の３倍の周波数の位相角をθとすると、下記（１０）式で表すことができる。

Ｄｃｍｐ＝Ａ−Ｂ＊｜ｓｉｎθ｜（≒Ｄｏｎ＊） ・・・（１０）

このＤｃｍｐをオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）に近似させるためには、その最大値Ａは、整流電圧（Ｖｄｓ）が最小値（＝Ｖｄｓｐｅａｋ＊（√３）／２）となる点におけるオンデューティ理論値と同等として、下記（１１）式で表される。

Ａ＝１−（Ｖｄｓｐｅａｋ＊（√３）／２）／（Ｖｏ＊） ・・・（１１）

また、Ｄｃｍｐの半波正弦波の振幅Ｂは、整流電圧（Ｖｄｓ）が最大値（＝Ｖｄｓｐｅａｋ）となる点におけるオンデューティ理論値より、下記（１２）式で表される。

Ｂ＝Ｖｄｓｐｅａｋ／（Ｖｏ＊）＊（１−（√３）／２) ・・・（１２）

また、Ｄｃｍｐの最大値ＡおよびＤｃｍｐの半波正弦波の振幅Ｂは、整流電圧（Ｖｄｓ）の平均値やピーク値（Ｖｄｓｐｅａｋ）等の一定の値を用いて、上記（１１）式、（１２）式に基づいて求めた定数としてもよいが、（４）〜（９）式により母線電流検出値に基づいて整流電圧（Ｖｄｓ）を推定し、この推定した整流電圧（Ｖｄｓ）の変化に応じて、ＡおよびＢを変化させるようにしてもよい。この場合、上記（１１）式および（１２）式を用いてＡおよびＢを算出すればよい。もしくは、上記（１１）式および（１２）式から、Ａ−１およびＢの値が整流電圧（Ｖｄｓ）に比例することを利用して、予め決めた初期値を、整流電圧（Ｖｄｓ）の値に比例して調整するようにしてもよい。

また、位相調整用の値φを用いてＤｃｍｐの位相を調整するようにしてもよい。この位相調整用の値φを上記（１０）式に適用すると、Ｄｃｍｐは下記（１３）式で表される。

Ｄｃｍｐ＝Ａ−Ｂ＊｜ｓｉｎ（θ＋φ）｜（≒Ｄｏｎ＊） ・・・（１３）

例えば、マイコンのＡ／Ｄ変換ポートの仕様などにより、Ａ／Ｄ変換して母線電流検出値（Ｉｄｃ）を取り込んだ検出タイミングから、その母線電流検出値（Ｉｄｃ）を用いてオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）の近似値（Ｄｃｏｍｐ）を演算して出力するタイミングまでには、一般的にはある程度の時間遅れが生じる。この時間遅れが問題となる場合に、予め位相調整用の値φを設定し、この位相調整用の値φを用いて位相を調整することで、より適切なオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）の近似値（Ｄｃｏｍｐ）を得ることができる。

なお、位相角θは電源電圧の３倍の周波数を０〜２πとするのでなく、０〜π／３としてもよい。整流電圧に含まれる６ｆ成分は、電源電圧の正弦波の頂点部６０度（π／３）区間であるため、ＡおよびＢを求める上記（１０）式および（１３）式は複雑化するが、オンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）に対して、より近似させることができる。

また、上記（１０）式および（１３）式では正弦関数としたが、θやφを調整して余弦関数としてもよいし、二次関数を用いて近似することも可能である。例えば、電源周波数の６倍の周波数のカウンタｔを作成し、その値の範囲を−１〜１とする。このとき、Ｄｃｍｐをｐｔ^２＋ｑとすると、ｐ＋ｑはＤｃｍｐの最大値、ｑはＤｃｍｐの最小値となる。ｐおよびｑを上記（１１）式および（１２）式のように式で表すと、下記（１４）式、（１５）式となる。

ｐ＝Ｖｄｓｐｅａｋ／（Ｖｏ＊）＊（１−（√３）／２）＝Ｂ ・・・（１４）

ｑ＝（１−Ｖｄｓｐｅａｋ／（Ｖｏ＊）） ・・・（１５）

位相角θは、例えば、交流電源１の電源電圧がゼロとなる点（以下、「ゼロクロス」と呼ぶ）を検出して得る必要がある。このため、上述のようにオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）を近似する手法を用いる場合には、電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路が必要となる。したがって、電源電圧の欠相や周波数変動の検知等、他の機能を実現するために電源電圧のゼロクロス検出回路を設けてある場合に、上述した手法を用いてオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）の近似値（Ｄｃｏｍｐ）を算出して簡易化することが望ましい。

図６は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第２の構成例を示す図である。なお、図１に示す第１の構成例と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。図１に示す第１の構成例では、母線電流検出値（Ｉｄｃ）から整流電圧（Ｖｄｓ）を推定する例について説明したが、図６に示すように、母線電圧検出手段９の代わりに整流電圧推定手段１１を設けて、母線電圧（Ｖｏ）を推定するようにしてもよい。あるいは、母線電圧検出および整流電圧検出の双方を行わず、整流電圧（Ｖｄｓ）および母線電圧（Ｖｏ）の双方を推定するようにしてもよい。この場合は、キャリア信号の谷の頂点あるいは山の頂点の双方における電流変化率ΔＩｄｃｏｎおよびΔＩｄｃｏｆｆを算出する必要があるので、マイコンの演算負荷が大きくなるが、ハードウェアにより検出器を構成する必要がないので、マイコンの演算負荷に余裕がある場合には、回路の大型化やコスト増加を抑制することができるという効果が得られる。

図７は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第３の構成例を示す図である。また、図８は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第３の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。なお、図１および図２に示す第１の構成例と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。図１に示す第１の構成例及び図６に示す第２の構成例では、交流電源１を三相交流電源とし、整流器２を三相整流器とした例について説明したが、図７に示すように、交流電源１を単相交流電源４１とし、整流器２を単相整流器４２としてもよい。この場合には、単相整流器４２への入力電流を正弦波状に制御するため、すなわち、母線電流指令（Ｉｄｃ＊）を正弦波の絶対値をとった全波整流波形とするために、単相交流電源４１のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路４３を設けている。

図８に示す第３の構成例では、ゼロクロス検出回路４３により検出される電源電圧のゼロクロス（ＺＣ）を用いて、電源電圧のゼロクロス点の位相と電源周波数とを求めて、電源電圧に同期した正弦波を生成し、母線電流指令値制御手段２３ａにおいて、比例積分制御などの出力と乗算して、母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）を得る。これにより、整流器２への入力電流を正弦波状に制御することができる。

また、図７に示すように、ゼロクロス検出回路４３を設けた場合、上述したようにオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）の近似値Ｄｃｍｐを算出して簡易化することが可能となる。

また、図７に示すように、単相交流電源４１の交流電圧を単相整流器４２にて整流する場合は、整流電圧（Ｖｄｓ）が正弦波の絶対値をとった全波整流波形となるため、三相交流電源の交流電圧を三相整流器にて整流する場合と比較し、オンデューティの変化が大きくなる。したがって、図７に示す第３の構成例では、フィードフォワード制御部２２においてオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）（あるいは、近似値Ｄｃｍｐ）を求め、フィードバック制御部２１において演算したオンデューティ（ｄｕｔｙ）を補償することにより、マイコンの演算負荷をより軽減することが可能である。

本実施の形態において第１〜第３の構成例を用いて説明した例では、整流電圧（Ｖｄｓ）の変化、特に、整流電圧（Ｖｄｓ）に含まれる６ｆ成分に応じた補償について説明した。一方で、オンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）を算出する上記（３）式には、母線電圧指令値（Ｖｏ＊）も含まれており、母線電圧指令値（Ｖｏ＊）を変化させてオンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）（あるいは、近似値Ｄｃｍｐ）を調整することにより、母線電圧（Ｖｏ）を意図的に変化させることも可能である。

図９は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の構成例を適用したモータ駆動制御装置の一構成例を示す図である。図９に示す例では、実施の形態１にかかる電力変換装置の負荷として、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ３１と、インバータ３１の出力である交流電圧が印加されることで駆動するモータ３２とを接続したモータ駆動制御装置の一例を示している。

インバータ３１は、例えば、ＩＧＢＴのようなスイッチング素子を三相ブリッジ構成もしくは二相ブリッジ構成と、インバータ３１を制御するインバータ制御手段３３は、例えば、インバータ３１からモータ３２に流れる電流を検出するモータ電流検出器３４を用いて、モータ３２が所望の回転数にて回転するような電圧指令を演算して、インバータ３１内のスイッチング素子を駆動するパルスを生成する。

また、図９に示す構成において、スイッチング制御手段１０によるコンバータ制御やインバータ制御手段３３によるインバータ制御は、例えばマイコンのような演算手段を用いて実現すればよい。本実施の形態にかかる電力変換装置では、コンバータ制御の演算負荷を低減できるため、コンバータ制御およびインバータ制御の双方を１つの演算手段により実現することができ、演算手段の使用個数削減や、回路上の実装面積の縮小が可能となる。

このように構成されたモータ駆動制御装置では、電力変換装置への電力負荷に応じて、必要な母線電圧（Ｖｏ）が異なるという特色がある。一般に、モータ３２の回転数が高回転になるほど、インバータ３１からの出力電圧は高くする必要があるが、このインバータ３１からの出力電圧の上限は、インバータ３１への入力電圧、つまり、電力変換装置の出力である母線電圧（Ｖｏ）により制限される。インバータ３１からの出力電圧が、母線電圧（Ｖｏ）により制限された上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。図９に示すような構成においては、モータ３２が低回転である（過変調領域に到達しない）範囲では、母線電圧（Ｖｏ）を昇圧する必要はなく、モータ３２が高回転となった場合には、母線電圧（Ｖｏ）を昇圧することで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ３２の運転範囲を高回転側に拡大できる。また、モータ３２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分モータ３２の固定子巻線を高巻数化することができる。このとき、低回転数の領域では、モータ電圧が高くなる分、電流が少なくなり、インバータ３１での損失低減が見込まれる。モータ３２の運転範囲拡大と低回転数領域の損失改善の双方の効果を得るため、モータ３２の高巻数化の程度を適切に設計してもよい。

本実施の形態にかかる電力変換装置では、電力変換装置への電力負荷の変動に応じて、オンデューティ理論値算出手段２７への母線電圧指令値（Ｖｏ＊）を変化させることにより、オンデューティ理論値（Ｄｏｎ＊）（あるいは、近似値Ｄｃｍｐ）を調整し、所望の母線電圧（Ｖｏ）が得られるように適切に制御することが可能である。図９に示すモータ駆動制御装置のように、モータ３２の回転数に応じて、母線電圧（Ｖｏ）の昇圧の程度を調整したい場合には、フィードフォワード制御部２２における補償量算出のためのパラメータ（ここでは、母線電圧指令値（Ｖｏ＊））を調整すればよい。例えば、母線電圧にいくつかの固定値を設け、この固定値に基づく各パラメータを定数とした場合と比べた場合、本実施の形態にかかる電力変換装置では、各パラメータを調整して算出した値を用いて制御するので、線形的な制御も可能となる。

以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、フィードフォワード制御部のオンデューティ理論値算出手段において、整流電圧の６ｆ成分に応じたオンデューティ理論値を算出し、このオンデューティ理論値をベースとしてフィードバック制御部内のオンデューティ算出部により算出されたオンデューティを補償し、この補償したオンデューティを用いて、駆動パルス生成手段において駆動パルスを生成するようにしたので、整流電圧の６ｆ成分を抑制する一方、フィードバック制御部で補償すべき外乱は６ｆ成分以外となるので、フィードバック制御部における制御応答周波数を下げることができ、マイコンの演算負荷を低減することができる。したがって、演算負荷の低減を図りつつ、高調波電流の抑制効果を高めることが可能となる。

また、母線電流を用いて整流電流を推定するようにしたので、新たに整流電圧を検出する検出回路を設ける必要がなく、回路実装面積の増大や基板コストの増加を招くことなく実現することができ、また、整流電圧の変動、つまり、６ｆ成分に応じて、オンデューティを適切に変化させることができる。

また、交流電源が単相交流電源であり、単相整流器により整流する構成である場合には、ゼロクロス検出回路が必要となるが、このゼロクロス検出回路により検出される電源電圧のゼロクロスを用いて、正弦関数、余弦関数、あるいは二次関数による近似式を用いたオンデューティ理論値の近似値の算出が可能となり、さらには、整流電圧が正弦波の絶対値をとった全波整流波形となるため、三相交流電源の交流電圧を三相整流器にて整流する場合と比較し、オンデューティの変化が大きくなるので、オンデューティ理論値の近似値を用いてオンデューティを補償することによるマイコンの演算負荷の軽減に対する効果はより大きくなる。

また、母線電圧検出および整流電圧検出の双方を行わず、整流電圧および母線電圧の双方を推定するようにした場合には、キャリア信号の谷の頂点あるいは山の頂点の双方における電流変化率を算出する必要があるので、マイコンの演算負荷が大きくなるが、ハードウェアにより検出器を構成する必要がないので、マイコンの演算負荷に余裕がある場合には、回路の大型化やコスト増加を抑制することができるという効果が得られる。

さらに、実施の形態１にかかる電力変換装置をモータ駆動制御装置に適用した場合、本実施の形態にかかる電力変換装置では、コンバータ制御の演算負荷を低減できるため、コンバータ制御およびインバータ制御の双方を１つの演算手段により実現することができ、演算手段の使用個数削減や、回路上の実装面積の縮小が可能となる。

また、モータの回転数に応じて、母線電圧の昇圧の程度を調整したい場合には、オンデューティ理論値算出のためのパラメータ（例えば、母線電圧指令値）を調整すればよく、例えば、母線電圧にいくつかの固定値を設け、この固定値に基づく各パラメータを定数とした場合と比べ、本実施の形態にかかる電力変換装置では、各パラメータを調整して算出した値を用いて制御するので、線形的な制御も可能となる。

実施の形態２．
図１０は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第１の構成例を示す図である。なお、図１に示す実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の構成例と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図１０に示すように、実施の形態２にかかる電力変換装置では、チョッパ回路部３は、昇圧リアクタ４ａとスイッチング素子５ａと逆流防止素子６ａとからなるチョッパ回路部３ａと、昇圧リアクタ４ｂとスイッチング素子５ｂと逆流防止素子６ｂとからなるチョッパ回路部３ｂとを、並列接続して構成される。このとき、チョッパ回路部３ａおよびチョッパ回路部３ｂのそれぞれにおいて、各スイッチング素子５ａ，５ｂをオン／オフした場合の挙動は、実施の形態１において説明した挙動と同様である。

また、スイッチング制御手段１０は、母線電流検出手段８および母線電圧検出手段９の各出力信号に基づいて、各スイッチング素子５ａ，５ｂを動作させる駆動パルスを生成する。

図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第１の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。なお、図２に示す実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の構成例におけるスイッチング制御手段と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図１１に示すように、フィードバック制御部２１は、図２に示す駆動パルス生成手段２５に代えて、それぞれ各チョッパ回路部３ａ，３ｂに対応した各駆動パルス生成手段２５ａ，２５ｂを備えている。なお、フィードバック制御部２１およびフィードフォワード制御部２２を含むスイッチング制御手段１０は、実施の形態１と同様に、例えばマイコンのような演算手段を用いて構成される。

駆動パルス生成手段２５ａは、オンデューティ制御手段２４にて演算したオンデューティ（ｄｕｔｙ）に基づいて、スイッチング素子５ａを動作させる駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ）を生成して出力する。

駆動パルス生成手段２５ｂは、オンデューティ制御手段２４にて演算したオンデューティ（ｄｕｔｙ）に基づいて、スイッチング素子５ｂを動作させる駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成して出力する。

図１２は、実施の形態２にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、およびリアクタ電流の各波形図である。

図１２に示すように、母線電流検出値（Ｉｄｃ）の電流波形は、昇圧リアクタ４ａに流れるリアクタ電流（ＩＬａ）と昇圧リアクタ４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬｂ）とが加算された波形となる。図１０および図１１に示す構成では、各スイッチング素子５ａ，５ｂを同一のオンデューティで動作させ、スイッチング位相を互いにずらすことで、昇圧リアクタ４ａに流れるリアクタ電流（ＩＬａ）と昇圧リアクタ４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬｂ）とを加算して母線電流（Ｉｄｃ）を得ることにより、互いのスイッチングリプルが相殺し合い、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング位相が１８０度ずれた場合に、ＩＬａとＩＬｂとの加算電流（つまり、母線電流（Ｉｄｃ））のスイッチングリプルが最も小さくなる。

各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング位相をずらす手法としては、例えば、図１１に示す各駆動パルス生成手段２５ａ，２５ｂに与えるオンデューティを同一とし、それぞれに供給するキャリア信号の位相を所望の位相（例えば、１８０度）ずらせばよい。

あるいは、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング位相を１８０度ずらす別の手法として、例えば、各駆動パルス生成手段２５ａ，２５ｂに同一のキャリア信号を供給し、それぞれに与えるオンデューティを反転させてもよい。つまり、例えば、駆動パルス生成手段２５ａに与えるオンデューティをＤｏｎとした場合、駆動パルス生成手段２５ｂに与えるオンデューティを１−Ｄｏｎとする。このようにすれば、各駆動パルス生成手段２５ａ，２５ｂに同一のキャリア信号を供給する場合でも、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング位相を１８０度ずらすことができる。また、例えばスイッチング制御手段１０をマイコンで構成する場合には、モータ駆動向け相補ＰＷＭ機能を有しているマイコンを選定すればよく、駆動パルスの生成が簡素化できる。また、モータ駆動用マイコンは汎用的で低コストなものが多いため、コスト低減にもつながる。

ここで、オンデューティが５０％未満の場合、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオン／オフの組合せは、一方がオンで他方がオフである場合（以下、「オン−オフの組み合わせ」という）と、双方がオフである場合（以下、「オフ−オフの組み合わせ」という）の２通りの組合せとなる。

各昇圧リアクタ４ａ，４ｂが同じインダクタンス値である場合、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオン時の傾きやオフ時の傾きは同じであるので、オン−オフの組合せとなる区間において、ＩＬａとＩＬｂとの加算電流（つまり、母線電流（Ｉｄｃ））の傾き（電流変化率）ΔＩｄｃｕｐは、実施の形態１において説明した（４）式および（５）式を用いて、ΔＩＬｏｎとΔＩＬｏｆｆとを加算することにより求めることができ、下記（１６）式で表される。

ΔＩｄｃｕｐ＝ΔＩｄｃｏｎ＋ΔＩｄｃｏｆｆ＝（２＊Ｖｄｓ−Ｖｏ）／Ｌ
・・・（１６）

また、オフ−オフの組合せとなる区間において、ＩＬａとＩＬｂとの加算電流（つまり、母線電流（Ｉｄｃ））の傾き（電流変化率）ΔＩｄｃｄｏｗｎは、上述した（４）式を用いて、ΔＩｄｃｏｆｆの２倍で求めることができ、下記（１７）式で表される。

ΔＩｄｃｄｏｗｎ＝２＊ΔＩｄｃｏｆｆ＝２＊（Ｖｄｓ−Ｖｏ）／Ｌ ・・・（１７）

オン−オフの組合せとなる区間Ｔｏｎｏｆｆは、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオン時間と同一時間となり、下記（１８）式で表すことができる。

Ｔｏｎｏｆｆ＝Ｄｏｎ＊Ｔｓｗ ・・・（１８）

また、オフ−オフの組合せとなる区間Ｔｏｆｆｏｆｆは、下記（１９）式で表すことができる。

Ｔｏｆｆｏｆｆ＝（１／２−Ｄｏｎ）＊Ｔｓｗ ・・・（１９）

また、キャリア信号の谷の頂点あるいは山の頂点のいずれで母線電圧（Ｉｄｃ）を検出する場合でも、ＩＬａとＩＬｂとの加算電流においては、電流が増加する範囲のみの検出となる。したがって、実施の形態２にかかる電力変換装置の第１の構成例において、母線電流検出値（Ｉｄｃ）より整流電圧（Ｖｄｓ）もしくは母線電圧（Ｖｏ）を推定する場合には、キャリア信号の谷の頂点あるいは山の頂点のいずれか一方あるいは双方において、電流変化率を求めればよい。

図１３は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第２の構成例を示す図である。なお、図１１に示す第１の構成例と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図１３に示すように、実施の形態２にかかる電力変換装置の第２の構成例では、母線電流検出手段８に代えて、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの各昇圧リアクタ４ａ，４ｂに流れる各リアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）を検出する各リアクタ電流検出手段８ａ，８ｂを備えている。

また、スイッチング制御手段１０は、各リアクタ電流検出手段８ａ，８ｂおよび母線電圧検出手段９の各出力信号に基づいて、各スイッチング素子５ａ，５ｂを動作させる駆動パルスを生成する。

図１４は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第２の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。なお、図１１に示す第１の構成例におけるスイッチング制御手段と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図１４に示す例では、フィードバック制御部２１は、図１１に示すオンデューティ算出部２９に代えて、各チョッパ回路部３ａ，３ｂにそれぞれ対応した（つまり、各スイッチング素子５ａ，５ｂにそれぞれ対応した）各オンデューティ制御手段２４ａ，２４ｂを設けた各オンデューティ算出部２９ａ，２９ｂを備えている。また、フィードバック制御部２１は、図１１に示すオンデューティ補償手段３０に代えて、各チョッパ回路部３ａ，３ｂにそれぞれ対応した（つまり、各スイッチング素子５ａ，５ｂにそれぞれ対応した）各オンデューティ補償手段３０ａ，３０ｂを備えている。

図１０および図１１に示す第１の構成例では、ＩＬａとＩＬｂとの加算電流（つまり、母線電流（Ｉｄｃ））を検出して、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの電流制御をまとめて行う構成としたが、図１３および図１４に示すように、リアクタ電流（ＩＬａ）およびリアクタ電流（ＩＬｂ）をそれぞれ別々に検出して、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの電流制御を個別に行う構成とすることも可能である。

さらに、オンデューティ理論値算出手段２７についても個別に設け、各スイッチング素子５ａ，５ｂを駆動する各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）のオンデューティを個別に補償するようにしてもよい。なお、オンデューティ理論値算出手段２７を個別に設ける場合には、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング位相のずれを考慮する必要がある。例えば、スイッチング位相のずれを１８０度とする場合、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングがスイッチング周期の半周期分（Ｔｓｗ／２）だけ違うため、このオンタイミングの時間差を考慮してオンデューティ理論値（あるいは、近似値）を演算するよう、Ｔｓｗ／２だけずらして演算させる。もしくはオフセット量を設けて、演算値が適切にずれるようにしてもよい。

また、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの構成部品の特性バラツキなどで起こる電流アンバランスなどを補償するようにしてもよい。この場合も、オンデューティ理論値算出手段２７を個別に設ける場合と同様に、オンタイミングの時間差を考慮してオンデューティ理論値（あるいは、近似値）を演算し、各スイッチング素子５ａ，５ｂの補償値に加えるようにすればよい。

なお、図１０〜図１４に示す例では、２系統のチョッパ回路部を並列接続した構成について説明したが、３系統以上のチョッパ回路部を並列接続した構成としても、同様の効果が得られる。

図１５は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第３の構成例を示す図である。また、図１６は、実施の形態２にかかる電力変換装置の第３の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。なお、図１０および図１１に示す第１の構成例と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図１０に示す第１の構成例及び図１３に示す第２の構成例では、交流電源１を三相交流電源とし、整流器２を三相整流器とした例について説明したが、実施の形態１において図７を用いて説明した実施の形態１にかかる電力変換装置の第３の構成例と同様に、交流電源１を単相交流電源４１とし、整流器２を単相整流器４２とし、単相整流器４２への入力電流を正弦波状に制御するため、すなわち、母線電流指令（Ｉｄｃ＊）を正弦波の絶対値をとった全波整流波形とするために、単相交流電源４１のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路４３を設け、ゼロクロス検出回路４３から入力される電源電圧のゼロクロス点の位相と電源周波数とを求めて、電源電圧に同期した正弦波を生成し、母線電流指令値制御手段２３ａにおいて、比例積分制御などの出力と乗算して、母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）を得る。

このように構成することにより、複数のチョッパ回路部３ａ，３ｂを並列接続した構成であっても、実施の形態１にかかる電力変換装置の第３の構成例と同様の効果を得ることができる。

以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、複数のチョッパ回路部を並列接続した構成であっても、実施の形態１と同様の効果が得られ、演算負荷の低減を図りつつ、高調波電流の抑制効果を高めることが可能となる。

また、新たに整流電圧を検出する検出回路を設ける必要がないので、回路実装面積の増大や基板コストの増加を招くことなく実現することができる。

さらに、例えば、オンデューティ理論値算出手段を各スイッチング素子にそれぞれ対応して個別に設けた場合には、各チョッパ回路部の構成部品の特性バラツキなどで起こる電流アンバランスなどを補償するようにすることも可能である。

実施の形態３．
図１７は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第１の構成例を示す図である。また、図１８は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第１の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。なお、図１および図２に示す実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の構成例と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図１８に示すように、実施の形態３にかかる電力変換装置の第１の構成例におけるフィードフォワード制御部２２では、整流電圧推定手段２６およびオンデューティ理論値算出手段２７に加えて、電流差分補償値算出手段２８をさらに備え構成される。

つぎに、電流差分補償値算出手段２８の動作について説明する。図１９は、実施の形態３にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、および母線電流の各波形図である。

実施の形態１において説明した（４）式および（５）式から、１スイッチング周期において、母線電流（Ｉｄｃ）の値は、オン期間における電流増加分とオフ期間における電流減少分との差分だけ変化することになる。ここで、１スイッチング周期においてオンデューティ（Ｄｏｎ）がΔＤｏｎだけずれた場合の母線電流（Ｉｄｃ）の電流値変化分ΔＩｄｃ’は、下記（２０）式で表される。

ΔＩｄｃ’＝ΔＤｏｎ＊Ｌ／（Ｖｏ＊Ｔｓｗ） ・・・（２０）

上記（２０）式をΔＤｏｎについて解くと、下記（２１）式が得られる。

ΔＤｏｎ=ΔＩｄｃ’＊Ｌ／（Ｖｏ＊Ｔｓｗ） ・・・（２１）

つまり、１スイッチング期間において、母線電流（Ｉｄｃ）の値を所望のΔＩｄｃ’だけ変化させるためには、上記（２１）式で表されるΔＤｏｎだけ、オンデューティを変化させればよい。

本実施の形態では、電流差分補償値算出手段２８は、上記（２１）式におけるΔＩｄｃ’の値を、所望の母線電流補償指令値であるΔＩｄｃ＊とすることにより、母線電流波形が所望の波形となるように整形する電流波形整形機能を有している。

上記（２１）式のΔＩｄｃ’に所望の母線電流補償指令値（ΔＩｄｃ＊）を代入すると、母線電流（Ｉｄｃ）の波形を所望の波形とするためのオンデューティ補償指令値（ΔＤｏｎ＊）は、下記（２２）式で表される。

ΔＤｏｎ＊＝（ΔＩｄｃ＊）＊Ｌ／（Ｖｏ＊Ｔｓｗ） ・・・（２２）

例えば、０＜ｔ＜Ｔの区間において、母線電流波形をｆ（ｔ）という関数で表される波形にしたい場合には、ｔ＝ａの時点から、１スイッチング周期後の母線電流値（Ｉｄｃ）をｆ（ａ＋Ｔ）−ｆ（ａ）だけ変化させる必要がある。つまり、上記（２２）式において、ΔＩｄｃ＊＝ｆ（ａ＋Ｔ）−ｆ（ａ）とすると、ｆ（ｔ）という関数で表される母線電流波形を得るためのオンデューティ補償指令値（ΔＤｏｎ＊）が得られる。

このように、所望の母線電流波形を得るための関数ｆ（ｔ）から、１スイッチング周期毎に母線電流補償指令値（ΔＩｄｃ＊）を求め、上記（２２）式を用いて得られるオンデューティ補償指令値（ΔＤｏｎ＊）によりオンデューティを補償することで、母線電流波形の整形が可能となる。

ここで、電源からの入力電流は、三相整流器２の整流ダイオード２ａ〜２ｆの通電位相によって決まる。例えば、整流ダイオード２ａと２ｄとに接続される相においては、相電圧が他相の相電圧と比べて最大となる１２０度区間では整流ダイオード２ａが導通し、他相の相電圧と比べて最小となる１２０度区間では整流ダイオード２ｄが導通する。この相における電流は、整流ダイオード２ａが導通する区間では、昇圧リアクタ４に流れる電流が同じ極性で現れ、整流ダイオード２ｄが導通する区間では、昇圧リアクタ４に流れる電流が逆の極性で現れ、それ以外の区間では零となる。したがって、昇圧リアクタ４に流れる母線電流波形を整形することにより、電源入力電流の波形を整形することができる。例えば、母線電流が一定値となるように制御したとすると、電源入力電流の波形は、１２０度矩形波となる。

また、電源入力電流に含まれる高調波電流に規制がある場合、電源入力電流に含まれる高調波電流ができるだけ少ない電流波形となるように整形することで、高調波規制をクリアするために設置するアクティブフィルタなどの高調波抑制機器の台数や容量を削減でき、高調波規制対策費用を削減することができる。また、電源を共通として並列に別の機器が接続される場合、本実施の形態にかかる電力変換装置を適用した機器にて、それらの機器が含む高調波電流を相殺もしくは低減するよう、電流波形を整形してもよい。本実施の形態にかかる電力変換装置を適用した機器単体で見ると、見かけ上高調波を多く含むような電流波形になったとしても、電源側では、高調波量が低減される効果がある。

なお、上述した電流差分補償値算出手段２８を、実施の形態１および２において説明した各構成に適用することも可能である。これにより、実施の形態１および２において説明した各構成による効果に加え、電流波形整形機能を有する電流差分補償値算出手段２８を備えることによって得られる効果をも得ることができる。

図２０は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第２の構成例を示す図である。また、図２１は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第２の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。この図２０および図２１に示す構成例は、図７および図８に示す実施の形態１にかかる電力変換装置の第３の構成例に対して、電流波形整形機能を有する電流差分補償値算出手段２８を備えた例を示している。

図２２は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第３の構成例を示す図である。また、図２３は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第３の構成例におけるスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。この図２２および図２３に示す構成例は、図１０および図１１に示す実施の形態２にかかる電力変換装置の第１の構成例に対して、電流波形整形機能を有する電流差分補償値算出手段２８を備えた例を示している。

実施の形態２において説明した（１６）式〜（１９）式から、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンデューティがΔＤｏｎだけ変化したとき、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング周期の１／２におけるＩＬａとＩＬｂとの加算電流（つまり、母線電流（Ｉｄｃ））の電流値変化分をΔＩｄｃとすると、これらの関係は、下記（２３）式で表される。

ΔＤｏｎ＝ΔＩｄｃ＊Ｌ／（Ｔｓｗ＊（４＊Ｖｄｓ−３Ｖｏ）） ・・・（２３）

上記（２３）式のΔＩｄｃに所望の母線電流補償指令値（ΔＩｄｃ＊）を代入すると、ＩＬａとＩＬｂとの加算電流波形（つまり、母線電流（Ｉｄｃ）の波形）が所望の波形となるように整形するためのオンデューティ補償指令値（ΔＤｏｎ＊）は、下記（２４）式で表される。

ΔＤｏｎ＝（ΔＩｄｃ＊）＊Ｌ／（Ｔｓｗ＊（４＊Ｖｄｓ−３Ｖｏ））
・・・（２４）

したがって、図２２に示すように第１のチョッパ回路部３ａと第２のチョッパ回路部３ｂとを並列接続した構成において、ＩＬａとＩＬｂとの加算電流（つまり、母線電流（Ｉｄｃ））を用いてオンデューティの補償を行う場合には、所望のΔＩｄｃ＊を求め、電流差分補償値算出手段２８において、上記（２４）式を用いてオンデューティ補償指令値（ΔＤｏｎ＊）を演算すればよい。

図２４は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第４の構成例を示す図である。また、図２５は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第４の構成例におけるスイッチング制御手段の第１の構成例を示す図である。この図２４および図２５に示す構成例は、図１３および図１４に示す実施の形態２にかかる電力変換装置の第２の構成例に対して、電流波形整形機能を有する電流差分補償値算出手段２８を備えた例を示している。

図２６は、実施の形態３にかかる電力変換装置の第４の構成例におけるスイッチング制御手段の第２の構成例を示す図である。この図２６に示す構成例では、図２５に示した電流差分補償値算出手段２８に代えて、各チョッパ回路部３ａ，３ｂにそれぞれ対応した（つまり、各スイッチング素子５ａ，５ｂにそれぞれ対応した）電流差分補償値算出手段２８ａ，２８ｂを備えた例を示している。

この場合、各電流差分補償値算出手段２８ａ，２８ｂにおいてそれぞれ各昇圧リアクタ４ａ，４ｂを流れる各リアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂの波形を所望のリアクタ電流補償指令値であるΔＩＬａ＊，ΔＩＬｂ＊とするための各オンデューティ補償指令値（ΔＤｏｎａ＊，Ｄｏｎｂ＊）は、下記（２５）式、（２６）式で表される。

ΔＤｏｎａ＊＝（ΔＩＬａ＊）＊Ｌａ／（Ｖｏ＊Ｔｓｗ） ・・・（２５）
ΔＤｏｎｂ＊＝（ΔＩＬｂ＊）＊Ｌｂ／（Ｖｏ＊Ｔｓｗ） ・・・（２６）

このようにすれば、例えば、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの構成部品の特性バラツキなどで起こる電流アンバランスなどを補償することが可能となる。

以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置によれば、母線電流（あるいはリアクタ電流）が所望の波形となるような母線電流補償指令値（あるいはリアクタ電流補償指令値）からオンデューティ補償指令値を算出し、そのオンデューティ補償指令値に基づいてさらにオンデューティを補償するようにしたので、電源入力電流に含まれる高調波電流ができるだけ少なくなるように、母線電流（あるいはリアクタ電流）の波形を整形することができ、高調波規制をクリアするために設置するアクティブフィルタなどの高調波抑制機器の台数や容量を削減でき、高調波規制対策費用を削減することができる。

また、複数の各スイッチング素子にそれぞれ対応した電流差分補償値算出手段を備えることにより、各チョッパ回路部の構成部品の特性バラツキなどで起こる電流アンバランスなどを補償することが可能となるなど、より柔軟な対応が可能となる。

なお、上述した実施の形態にかかる電力変換装置において、チョップ部に用いるスイッチング素子としては、ワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体とは、シリコン系スイッチング素子に比べ、バンドギャップの広い、低抵抗（低損失）の半導体素子で、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド素子などが挙げられる。これらを用いることで、損失低減を図ることができる。

また、ワイドバンドギャップ半導体では、スイッチング時の損失が少なく、スイッチング周波数を高くすることができるため、制御周波数も高くすることが望ましいが、演算手段による演算時間に余裕がなくなり負担となる。本実施の形態によれば、演算手段での演算負荷を軽減できるため、ワイドギャップバンド半導体の特長を活かした、高周波スイッチングに対応でき、低損失化を図ることができる。

また、高周波スイッチングの場合には、上述したような、昇圧リアクタ４における電流リプルが低減するため、その分、昇圧リアクタのインダクタンス値を下げることも可能となる。この場合、昇圧リアクタの小型化につながり、ひいては、コスト低減にもつながる。

また、上述した実施の形態で説明した電力変換装置を適用したモータ駆動制御装置を空気調和機や冷蔵庫、冷凍庫等に適用し、これらの送風機もしくは圧縮機のモータの少なくとも一つを駆動するのに用いても同様の効果が得られる。

さらに、上述した実施の形態にかかる電力変換装置は、例えば、複数台並列接続した空気調和機を駆動するような、マルチ型の空気調和機のような機器にも有効である。通常、ビルなどに設置されるマルチ型の空気調和機は、部屋の広さなどによって、異なる容量の空気調和機が複数台設置される。このうちの、少なくとも１台の機器に本実施の形態を適用していれば、他の機器が発生する高調波を相殺もしくは低減でき、ビル全体としての高調波量を減らすことができる。このとき本実施の形態を適用する機器は、複数台設置される機器のうち、比較的大容量のものであることが望ましい。これは、大容量の機器であれば、使用される素子の電流容量も大きく、他の機器の高調波を抑制するだけの電流変化の融通が利くからである。

また、マルチ型の空気調和機に限らず、並列に接続される機器の電流や、電源全体の電流が分かる構成であれば、高調波を相殺もしくは低減する対象となる機器には制限はない。

また、整流器にて整流された電圧を電源として並列に別の機器が接続される場合にも適用できる。例えば、空気調和機や冷蔵庫など、圧縮機を駆動する部分と、送風機を駆動する部分とが、少なくとも１台ずつ、整流された電圧を電源として並列に接続される場合、電源入力電流は、双方の加算電流となる。このとき、例えば、電流容量が比較的大きい圧縮機駆動部分にのみ、本実施の形態を適用した場合、送風機駆動部分の発生する高調波量を低減すべく、圧縮機駆動部分にて昇圧リアクタに流れる電流波形を整形することで、電源電流の高調波量を低減でき、上記と同様に、高調波規制対策費用を削減することができる。

また、上記では、上述した実施の形態にかかる電力変換装置を空気調和機や冷蔵庫に適用する例を挙げて、その効果を説明したが、同様に接続される機器に上述した実施の形態にかかる電力変換装置を適用する場合には、同様の効果が得られることは言うまでもない。

また、上述した実施の形態では、母線に流れる母線電流とリアクタに流れるリアクタ電流とを分けて説明したが、チョッパ回路部を１つ有する構成では（図１、図６、図７、図９、図１７、図２０）、母線電流とリアクタ電流とが同値であることは言うまでもない。また、チョッパ回路部を複数有する構成であっても（図１０、図１５、図２２）、各チョッパ回路部に対して同一のオンデューティを補償する構成である場合には（図１１、図１６、図２３）、各リアクタに流れるリアクタ電流の合計を母線電流として、その母線電流に基づいて、オンデューティおよびオンデューティの理論値を算出するように構成してもよいことは言うまでもない。また、チョッパ回路部を複数有する構成であり、且つ、各チョッパ回路部に対して異なるオンデューティを補償する構成である場合には（図１３、図１４、図２４、図２５、図２６）、各リアクタに流れるリアクタ電流に基づいて、オンデューティを算出し、各リアクタ電流の合計を母線電流として、その母線電流に基づいて、オンデューティの理論値を算出するように構成すればよい。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

１ 交流電源（三相交流電源）、２ 整流器（三相整流器）、２ａ〜２ｆ 整流ダイオード、３，３ａ，３ｂ チョッパ回路部、４，４ａ，４ｂ 昇圧リアクタ、５，５ａ，５ｂ スイッチング素子、６，６ａ，６ｂ 逆流防止素子、７ 平滑コンデンサ、８ 母線電流検出手段、８ａ，８ｂ リアクタ電流検出手段、９ 母線電圧検出手段、１０ スイッチング制御手段、１１ 整流電圧推定手段、２１ フィードバック制御部、２２ フィードフォワード制御部、２３ 母線電流指令値制御手段、２４，２４ａ，２４ｂ オンデューティ制御手段、２５ 駆動パルス生成手段、２６ 整流電圧推定手段、２７ オンデューティ理論値算出手段、２８ 電流差分補償値算出手段、２９，２９ａ，２９ｂ オンデューティ算出手段、３０，３０ａ，３０ｂ オンデューティ補償手段、３１ インバータ、３２ モータ、３３ インバータ制御手段、３４ モータ電流検出器、４１ 単相交流電源、４２ 単相整流器、４２ａ〜４２ｄ 整流ダイオード、４３ ゼロクロス検出回路。

Claims (2)

1. 交流電源を整流する整流器と、
   リアクタ、スイッチング素子、および逆流防止素子を有して構成され、前記整流器の出力をチョッピングして昇圧するチョッパ回路部と、
   前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記チョッパ回路部の出力を平滑する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサが平滑した母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、
   前記チョッパ回路部へ入力される電圧、電流、位相情報のうちの少なくとも１つを検出するチョッパ回路部入力検出手段と、
   を備え、
   前記スイッチング制御手段は、
   前記母線電圧と前記チョッパ回路部入力検出手段の検出値とに基づいて、前記スイッチング素子に対する駆動パルスのオンデューティを算出し、前記オンデューティに基づいて、前記駆動パルスを生成する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記スイッチング素子または前記逆流防止素子の少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体を用いることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

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