JPWO2017064816A1

JPWO2017064816A1 - 電力変換装置、および、それを備えた冷凍サイクル装置

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Publication number: JPWO2017064816A1
Application number: JP2017545073A
Authority: JP
Inventors: 健太湯淺; 真作楠部; 晃弘津村; 秀太石川
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2015-10-16
Filing date: 2015-10-16
Publication date: 2018-04-26
Anticipated expiration: 2035-10-16
Also published as: JP6486488B2; WO2017064816A1

Abstract

電力変換装置は、減算器が出力した電流偏差を繰り返し制御部が出力した電流偏差と加算器にて加算する処理を一定周期毎に繰り返すものである。

Description

本発明は、三相全波整流方式の電力変換装置、および、それを備えた冷凍サイクル装置に関するものである。

冷凍空気調和装置の圧縮機およびファン等のモーターを駆動する大容量の電力変換装置において、従来、電源力率および電源電流高調波を改善した三相全波整流方式の電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１は、三相交流電源を整流する三相整流器と、リアクトル、スイッチング素子、および、逆流防止素子を備え、三相整流器の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧コンバーター部と、昇圧コンバーター部のスイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、昇圧コンバーター部の出力を平滑する平滑コンデンサーと、昇圧コンバーター部の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧をモーターに供給するインバーター回路と、インバーター回路を駆動するインバーター駆動手段と、を備え、スイッチング制御部は、電源電流が矩形波となるように、スイッチング素子のオンデューティを制御するものである。

特許文献１では、電源電流が矩形波となるため、三相整流器の直後にＤＣリアクトルを用いる場合に比べ、特に電源電流高調波の５次調波成分が少なくなり、高調波規制の観点から優位である。

特開２０１０−１８７５２１号公報

特許文献１に記載の従来の電力変換装置では、三相整流器直後の電圧が昇圧コンバーター部の入力となる。一般的に三相整流器直後の電圧は、電源周波数の６倍の周波数（商用周波数６０Ｈｚでは３６０Ｈｚ）で脈動することが知られている。そして、その脈動により昇圧コンバーター部の入力電圧が一定値にならないことから、リアクトルの両端に印加される電圧、つまり、リアクトル電圧が一定値にならず、昇圧コンバーター部のリアクトル電流を一定値に制御することが困難である。

脈動が生じる中でリアクトル電流を一定値に制御するには、電流制御系の応答を十分高くする必要がある。そこで、電流制御系の応答を高くするためにキャリア周波数を高くすると、電力変換装置の損失の上昇およびノイズの増加等が発生するという課題があった。さらに、キャリア周波数を高くすると、制御周期が短くなるため、より限られた時間の中で演算を終了させる必要が生じてくる。そのため、高性能な制御装置が必要となり、コスト増大の原因となっていた。そこで、繰り返し制御を用いることでキャリア周波数を低減することが可能となるが、電源位相のずれが発生すると、過去の情報を用いて制御を行う繰り返し制御の制御性が悪化してしまうという課題があった。

本発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、キャリア周波数を低減しつつ、電流制御性能を向上させた電力変換装置、および、それを備えた冷凍サイクル装置を提供することを目的としている。

本発明に係る電力変換装置は、三相交流電源の少なくとも一つの線間電圧または相電圧を検出する電圧検出器と、前記三相交流電源を整流する三相整流器と、リアクトルおよびスイッチング素子を有し、前記三相整流器の出力を昇圧または降圧するコンバーター部と、前記コンバーター部の出力電圧を平滑する平滑コンデンサーと、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、前記電圧検出器により検出した電圧の電源位相角を計算する位相角算出部と、リアクトル電流を検出する電流検出器と、を備え、前記スイッチング制御部は、前記リアクトル電流から電流偏差を算出し、出力する減算器と、前記減算器が出力した前記電流偏差を蓄積し、前記電源位相角に基づくタイミングで前記電流偏差を出力する繰り返し制御部と、前記減算器が出力した前記電流偏差と前記繰り返し制御部が出力した前記電流偏差とを加算し、出力する加算器と、前記加算器が出力した値に基づいて前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号を生成するスイッチング信号決定部と、を備え、前記減算器が出力した前記電流偏差を前記繰り返し制御部が出力した前記電流偏差と前記加算器にて加算する処理を一定周期毎に繰り返すものである。

本発明に係る電力変換装置によれば、減算器が出力した電流偏差を繰り返し制御部が出力した電流偏差と加算器にて加算した後、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号を生成するスイッチング信号決定部に入力する。そして、この処理を一定周期毎に繰り返すことにより、キャリア周波数を低減しつつ、電流制御性能を向上させることができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の位相角算出部の構成図である。本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の位相角算出部の動作説明図である。本発明の実施の形態１に係る電力変換装置のスイッチング制御部の構成図である。本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の昇圧コンバーター部周辺の構成図である。本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の電流制御応答の特性を示す波形である。本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の繰り返し制御の特性を示す波形である。本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成図である。本発明の実施の形態２に係る電力変換装置のスイッチング制御部の構成図である。本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成図である。本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の位相角算出部の構成図である。本発明の実施の形態７に係る空気調和機の構成図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下に説明する実施の形態によって本発明が限定されるものではない。また、以下の図面では各構成部材の大きさの関係が実際のものとは異なる場合がある。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。
本実施の形態１に係る電力変換装置は、昇圧コンバーター部３の電流制御に、フィードバック制御手段として、繰り返し制御を行う繰り返し制御部２４（後述する図４参照）と、繰り返し制御に用いる位相角算出部１１と、を備えたものである。

電力変換装置は、図１に示すように、三相整流器２と、昇圧コンバーター部３と、平滑コンデンサー４と、インバーター５と、位相角算出部１１と、スイッチング制御部１０と、電圧検出器１２、１４と、電流検出器１３と、を備えている。そして、電力変換装置には、入力として三相交流電源１が接続されており、負荷としてモーター６が接続されている。

昇圧コンバーター部３は、リアクトル７と、例えばＩＧＢＴのようなスイッチング素子８と、例えばファーストリカバリダイオードのような逆流防止素子９と、を備えている昇圧コンバーターである。昇圧コンバーター部３は、リアクトル７と逆流防止素子９とは直列に接続され、リアクトル７の一端が三相整流器２側と接続され、逆流防止素子９の一端が平滑コンデンサー４側と接続されている。そして、スイッチング素子８は、一端がリアクトル７と逆流防止素子９との間に接続され、かつ、平滑コンデンサー４と並列に接続されて構成されている。
なお、昇圧コンバーター部３のスイッチング素子８のスイッチングは、スイッチング制御部１０によって行われる。

位相角算出部１１は、電源電圧を検出する電圧検出器１２からの電源電圧ｖ_ｒｓを入力として、スイッチング制御部１０に電源位相角θを出力する。スイッチング制御部１０の入力は３つあり、位相角算出部１１の出力の電源位相角θ、電流検出器１３が検出するリアクトル７を流れる電流（以下、リアクトル電流ｉ_Ｌと称する）、および、電圧検出器１４が検出する平滑コンデンサー４の両端に印加される電圧ｖ_ｄｃ（以下、平滑コンデンサー電圧ｖ_ｄｃと称する）である。また、スイッチング制御部１０の出力は、スイッチング素子８へのＯＮ／ＯＦＦ信号である。

次に本実施の形態１に係る電力変換装置の動作について、図１を用いて説明する。
三相交流電源１から供給された交流電圧は、三相整流器２で整流されて直流電圧に変換される。その直流電圧は、スイッチング制御部１０により昇圧コンバーター部３のスイッチング素子８のＯＮ／ＯＦＦが制御され、そのチョッピングにより任意の値に昇圧される。また、スイッチング素子８は、リアクトル電流ｉ_Ｌが一定値となるように制御される。最後に、インバーター５により直流電圧が交流電圧に逆変換され、その逆変換された交流電圧により、モーター６がドライブされる。

ここで、昇圧コンバーター部３において、スイッチング素子８がＯＮした場合は、逆流防止素子９は導通が阻止され、リアクトル７には三相整流器２によって整流された電圧が印加される。一方、スイッチング素子８がＯＦＦした場合は、逆流防止素子９は導通し、リアクトル７にはスイッチング素子８のＯＮ時とは逆向きの電圧が誘導される。このとき、エネルギーの観点からは、スイッチング素子８のＯＮ時にリアクトル７に蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子８のＯＦＦ時に負荷であるインバーター５に移送されると見ることができる。したがって、スイッチング素子８のオンデューティを制御することで、昇圧コンバーター部３の出力電圧を制御することができる。

図２は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の位相角算出部１１の構成図である。
位相角算出部１１は、ゼロクロス検出部１５と、制御周波数のクロック１６と、位相カウンターＡ１７と、カウンター最大値演算部１８と、位相カウンターＢ１９と、を備えている。位相角算出部１１は、電圧検出器１２から電源電圧ｖ_ｒｓが入力され、スイッチング制御部１０に電源位相角θを出力する。

なお、位相カウンターＡ１７は本発明の「第一位相カウンター」に相当し、位相カウンターＢ１９は本発明の「第二位相カウンター」に相当する。

図３は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の位相角算出部１１の動作説明図である。
次に位相角算出部１１の動作について、図２および図３を用いて説明する。
制御周波数のクロック１６は、スイッチング素子８のオンデューティの演算に用いられる制御周期毎に動作するクロックである。ここで、制御周波数は、昇圧コンバーター部３のスイッチング素子８のオンデューティを演算する周波数であり、制御周期は、昇圧コンバーター部３のスイッチング素子８のオンデューティを演算する周期である。一方、キャリア周波数とは、演算されたオンデューティをパルス幅に変換（Pulse Width Modulation）する際の周波数で、キャリア周波数の周期でスイッチング素子８はＯＮ/ＯＦＦする。

一般的には、キャリア周波数１８ＫＨｚとすると、制御周波数はキャリア周波数と同じ１８ＫＨｚで演算することが多い。なお、キャリア周波数の倍の３６ＫＨｚ、キャリア周波数の半分の９ＫＨｚで演算することもある。また、図３内に示した制御周波数のクロック１６は、カウンターの値が大きくなると理解しにくいので、簡単化のために現実の値から乖離するが４００Ｈｚとしている。

ゼロクロス検出部１５は、出力信号であるゼロクロス信号ｚ_ｒｓを、入力信号である電源電圧ｖ_ｒｓの正負によって、（１）式のように決定する。

ゼロクロス信号ｚ_ｒｓの生成方法として、電源電圧ｖ_ｒｓと零電圧とをコンパレータに入力する方法がある。これは、ハードウェアで構成する方法である。この手法とは別に、マイコン内に搭載されたＡ／Ｄコンバーターで電源電圧ｖ_ｒｓの値を検出した後にプログラムで記述する方法がある。これは、ソフトウェアで構成する方法である。なお、電流の周期性を検出できればよく、ゼロクロス信号ｚ_ｒｓの生成方法はこれらに限るものではない。

位相カウンターＡ１７は、制御周波数のクロック１６でカウントアップするカウンターである。ゼロクロス信号ｚ_ｒｓが立ちあがったタイミングから、次の制御周期にて位相カウンターＡ１７をリセットし、さらに次の制御周期からカウントアップする。

次に、カウンター最大値演算部１８は、位相カウンターＢ１９のリセット値を決定する。ゼロクロス信号ｚ_ｒｓが立ちあがり、位相カウンターＡ１７をリセットする前に演算する。つまり、ゼロクロス信号ｚ_ｒｓが立ち上がったタイミングで、位相カウンターＡ１７の出力であるカウンターＡ出力Ｎ_Ａと、位相カウンターＡ１７の出力の最大値から決定されるリセット値Ｎ_ｍａｘとを比較して、（２）式のようにリセット値Ｎ_ｍａｘを決定する。

カウンターＡ出力Ｎ_Ａの方がリセット値Ｎ_ｍａｘよりも大きい場合は、リセット値Ｎ_ｍａｘを１加算する。また、カウンターＡ出力Ｎ_Ａとリセット値Ｎ_ｍａｘとが同じ場合は、リセット値Ｎ_ｍａｘを変更しない。また、カウンターＡ出力Ｎ_Ａの方がリセット値Ｎ_ｍａｘよりも小さい場合は、リセット値Ｎ_ｍａｘを１減算する。
このように、カウンター最大値演算部１８を用いることで、位相カウンターＢのリセット値であるリセット値Ｎ_ｍａｘの値を、少しずつ変化させている。

位相カウンターＢ１９は、制御周波数のクロック１６でカウントアップするカウンターである。位相カウンターＢ１９のカウント値が、カウンター最大値演算部１８によって演算されたリセット値Ｎ_ｍａｘに到達したら、次の制御周期にて位相カウンターＢをリセットする。

図４は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置のスイッチング制御部１０の構成図である。
次にスイッチング制御部１０の動作について、図４を用いて説明する。
スイッチング制御部１０は、フィードバックループとして平滑コンデンサー電圧ｖ_ｄｃを制御する電圧制御系と、マイナーループとしてリアクトル電流ｉ_Ｌを制御する電流制御系とから構成される。

電圧制御系は、電圧検出器１４で検出した平滑コンデンサー電圧ｖ_ｄｃと出力電圧指令値ｖ^＊ _ｄｃとを入力とし、減算器２０と、ＰＩＤ制御部２１とを備えている。出力電圧指令値ｖ^＊ _ｄｃは昇圧コンバーター部３が昇圧する電圧の目標値であり、平滑コンデンサー４の耐圧やモーターの仕様およびモーターの運転状態から出力電圧指令値ｖ^＊ _ｄｃを決定するが、これに限るものではない。ＰＩＤ制御部２１は、比例制御、積分制御、および、微分制御を組み合わせたものである。なお、ＰＩＤ制御部２１は、比例制御のみでもよく、比例制御と積分制御および微分制御のいずれかを組み合わせたものでもよい。

電流制御系は、リアクトル電流指令値ｉ^＊ _Ｌを入力とし、減算器２２と、ＰＩＤ制御部２３と、繰り返し制御部２４と、加算器２５とを備えている。もちろん電流制御系においても、ＰＩＤ制御部２３は、比例制御のみでもよく、比例制御と積分制御および微分制御のいずれかを組み合わせたものでもよい。

また、スイッチング制御部１０は、スイッチング信号決定部２６を備えている。

減算器２０では、昇圧コンバーター部３に対する出力電圧指令値ｖ^＊ _ｄｃと、電圧検出器１４にて検出した昇圧コンバーター部３の出力電圧である平滑コンデンサー電圧ｖ_ｄｃとから、電圧偏差を演算する。具体的には、出力電圧指令値ｖ^＊ _ｄｃから平滑コンデンサー電圧ｖ_ｄｃを減算する。そして、減算器２０から出力された電圧偏差は、ＰＩＤ制御部２１にてＰＩＤ制御された後、リアクトル電流指令値ｉ^＊ _Ｌとなり、減算器２２に入力される。

減算器２２では、リアクトル電流指令値ｉ^＊ _Ｌと、電流検出器１３にて検出したリアクトル電流ｉ_Ｌとから、リアクトル７の電流偏差を演算する。具体的には、リアクトル電流指令値ｉ^＊ _Ｌからリアクトル電流ｉ_Ｌを減算する。そして、減算器２２から出力された電流偏差は２つに分岐し、一方がＰＩＤ制御部２３にてＰＩＤ制御された後加算器２５に入力され、もう一方は繰り返し制御部２４の誤差蓄積部２９に入力される。つまり、スイッチング制御部１０は、電流偏差が、繰り返し制御部２４を経由せずにスイッチング信号決定部２６に入力される第一経路６１と、電流偏差が、繰り返し制御部２４を経由してスイッチング信号決定部２６に入力される第二経路６２と、を備えている。

加算器２５では、ＰＩＤ制御部２３から出力された電流偏差と、誤差蓄積部２９から出力された電流偏差とから、スイッチング信号決定部２６に入力するオンデューティを演算する。具体的には、ＰＩＤ制御部２３から出力された電流偏差と誤差蓄積部２９から出力された電流偏差とを加算する。

スイッチング信号決定部２６では、加算器２５の出力であるオンデューティからスイッチング素子８のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ_１を生成する。

繰り返し制御部２４は、入力アドレス決定部２７と、出力アドレス決定部２８と、誤差蓄積部２９とを備えている。誤差蓄積部２９の内部は、複数の積分器３０と、複数の積分器３０から１つが選択され、入力側と接続される入力アドレス接続部３１と、出力側と接続される出力アドレス接続部３２とから構成される。繰り返し制御部２４は、位相角算出部１１から入力された電源位相角θに基づいて、減算器２２から出力された電流偏差をいずれか一つの積分器３０に蓄積し、いずれか一つの積分器３０に蓄積された電流偏差を出力する、という動作を行うものである。

複数の積分器３０は、積分器３０毎にアドレスを有し、各位相角と各積分器３０のアドレスとが対応付けられている。入力アドレス決定部２７は、位相角算出部１１から入力された電源位相角θから、減算器２２から誤差蓄積部２９に入力された電流偏差を蓄積する積分器３０のアドレスを決定する。入力アドレス接続部３１は、減算器２２の出力側を、その決定したアドレスの積分器３０の入力側に接続し、積分器３０に蓄積させる。また、出力アドレス決定部２８は、位相角算出部１１から入力された電源位相角θから、蓄積した電流偏差を出力する積分器３０のアドレスを決定する。出力アドレス接続部３２は、決定したアドレスの積分器３０の出力側を、加算器２５の入力側に接続し、積分器３０から出力させる。

電圧制御系とマイナーループに電流制御系を含む制御系の構成はごく普通な昇圧コンバーターの制御構成であるが、これに繰り返し制御部２４を用いるのは特殊である。

図５は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の昇圧コンバーター部３周辺の構成図であり、図６は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の電流制御応答の特性を示す波形である。なお、図６（ａ）は、リアクトル７の電流制御系を高速に応答させる前の特性を示す波形であり、図６（ｂ）は、リアクトル７の電流制御系を高速に応答させた後の特性を示す波形である。
三相整流器２の直後に昇圧コンバーター部３を用いる構成の場合、電流制御応答を高速にしなければリアクトル電流を一定に制御できない。そこで、この理由について図５および図６を用いて説明する。

三相整流器２直後の電圧を入力電圧ｖ_ｉｎとすると、入力電圧ｖ_ｉｎとリアクトル電流ｉ_Ｌとは図６（ａ）の波形となる。入力電圧ｖ_ｉｎは、各相の電源電圧の最大値と最小値との差が出力されるので、電圧が電源の位相角によって異なり、電源の６倍の周波数である、３６０Ｈｚ（電源周波数が６０Ｈｚの場合）で脈動が発生してしまう。

入力電圧ｖ_ｉｎに脈動が発生し、リアクトル７の両端に印加される電圧（以下、リアクトル電圧ｖ_Ｌと称する）が変化するため、図６（ａ）のようにリアクトル電流ｉ_Ｌにも３６０Ｈｚの脈動が発生してしまう。そこで、これを防ぐため、リアクトル７の電流制御系を高速に応答させ、３６０Ｈｚより十分高くすることが必須であった。電流制御応答を速くした場合は図６（ｂ）となり、リアクトル電流ｉ_Ｌの脈動が小さくなっていることを確認できる。

リアクトル制御応答を速くしなければならないことから、キャリア周波数も高速に設定する必要があり、電力変換装置のスイッチングロスの増加に繋がる。
リアクトル制御応答を遅くしても、リアクトル電流ｉ_Ｌの脈動が小さくなる制御方式の開発が課題であった。これを解決する手段として、繰り返し制御部２４を用いたリアクトル電流ｉ_Ｌの制御を適用する。

次に、繰り返し制御の動作原理について説明する。
電源電圧の１周期（以下、電源１周期と称する）を複数の電源位相角に分割し、繰り返し制御部２４の複数の積分器３０に対応させる。例えば制御周波数１８０００Ｈｚ、電源周波数６０Ｈｚとした場合、１８０００÷６０＝３００となり、Ｎ＝３００個の積分器３０を用意する。３００個の積分器３０は各電源位相角に対応させ、ここでは１個の積分器３０あたり１．２ｄｅｇ（３６０ｄｅｇ÷３００個）相当の電源位相角となる。

ここで、繰り返し制御の動作について、ある電源位相角αの場合について考える。
繰り返し制御部２４は、電源位相角αに対応付けられた積分器３０に電流偏差を蓄積する。そして、電源１周期後の電源位相角αのタイミングに合わせて、積分器３０に蓄積された電流偏差を出力する。

そして、繰り返し制御部２４から出力された電流偏差を加算器２５にて、ＰＩＤ制御部２３から出力された電源位相角αの電流偏差と足し合わせることで、電源１周期前の電源位相角αのタイミングよりも電流偏差を零に近付けることができる。

以上の処理が繰り返し制御であり、この繰り返し制御を電源電圧の周期（以下、電源周期と称する）毎に繰り返すことで、最終的に電流偏差は零となる。これをすべての電源位相角毎に別々の積分器３０で実現することで、すべての電源位相角の電流偏差を零にすることができる。つまり、電流制御性能が向上するように、スイッチング素子８のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ_１を生成するスイッチング信号決定部２６に入力されるオンデューティを制御することができる。こうすることで、キャリア周波数を低減して電源位相のずれが発生したとしても、高精度な電流制御が実現できる。

次に繰り返し制御部２４の制御ブロックについて説明する。
位相角算出部１１によって算出した電源位相角θを入力アドレス決定部２７および出力アドレス決定部２８に入力する。そして、入力アドレス決定部２７によって、入力された電流偏差を蓄積する積分器３０のアドレスを決定し、入力アドレス接続部３１によって、減算器２２の出力側を、その決定したアドレスの積分器３０に接続する。また、出力アドレス決定部２８によって、蓄積した電流偏差を出力する積分器３０のアドレスを決定し、出力アドレス接続部３２によって、その決定したアドレスの積分器３０の出力側を、加算器２５の入力側に接続する。

次に入力アドレスと出力アドレスとの関係について述べる。繰り返し制御部２４のアルゴリズムには遅延を考慮する必要がある。遅延は２種類あり、無駄時間による遅延と電流制御による遅延とがある。無駄時間による遅延は、マイコン等のコントローラの計算時間遅れに起因するもので、一般的に、制御周期の１回分に相当する。

次に電流制御による遅延について説明する。リアクトル電流ｉ_Ｌとリアクトル電圧ｖ_Ｌとの関係式は、（３）式の電圧方程式となる。リアクトル電流ｉ_Ｌは、リアクトル電圧ｖ_Ｌの積分で表わされる。したがって、昇圧コンバーター部３がリアクトル電圧ｖ_Ｌになるように出力しても、電流値として反映されるまで時間を要する。そのため制御周期の１回分の遅延を加味する必要がある。

以上より、遅延は制御周期の２回分となるため、出力は入力に比べ２個先のアドレスを出力する。
誤差蓄積部２９には、減算器２２によりリアクトル電流指令値ｉ^＊ _Ｌからリアクトル電流ｉ_Ｌを減算した電流偏差が入力され、誤差蓄積部２９内の各積分器３０には、その算出した電流偏差が蓄積される。

そして、各積分器３０に蓄積された値は、それぞれ電源１周期後に出力されるが、その繰り返し制御部２４の出力を、加算器２５によりＰＩＤ制御部２３から出力された電流偏差と足し合わせることで、繰り返し制御部２４の結果を反映させる。

図７は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の繰り返し制御部２４の特性を示す波形である。なお、図７は繰り返し制御の効果を示した図であり、上から順に電源電圧ｖ_ｒｓ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、繰り返し制御の制御量である繰り返し制御出力ｉ_{eｒｒｏｒ}を示している。
図７に示すように、電源周期毎にリアクトル電流ｉ_Ｌの脈動が軽減されていることが確認できる。これは、繰り返し制御部２４が電源１周期の脈動を各積分器３０に蓄積して、次の電源周期、つまり、電源１周期後で誤差を打ち消しているためである。

以上より、本実施の形態１に係る電力変換装置では、繰り返し制御を行い、同じ電源位相角の電流偏差を足し合わせることにより、電流偏差が零に近付くため、リアクトル電流の脈動を軽減することができる。そのため、キャリア周波数を低減して電源位相のずれが発生したとしても、電流制御性能を向上させることができる。このためＰＩＤ制御部２３の制御応答を下げ、キャリア周波数を低減し、電力変換装置の損失を低減させ、ノイズを抑制することができる。また、キャリア周波数を低減することで制御周期が長くなるため、演算速度の遅い安価なマイコンに対して実装しやすくなる。

また、直流側のリアクトル７の電流偏差に対して繰り返し制御を適用し、電源１周期分の脈動を各積分器３０に蓄積を行う。直流側のリアクトル電流の高調波成分は、電源周期と同じ周波数特性を持つことが特徴で、交流側で電源位相を監視することができる。したがって、電源電圧のゼロクロスを検出するような比較的簡易な方法でリアクトル電流の周期性を検出することができ、安価に回路を構成することが可能である。

また、電源電圧のゼロクロス検出にノイズが重畳して、電源電圧のゼロクロスを検出が正しく検知できない悪影響下においても、正しい電源位相を検出できる。このため高精度な電流制御が実現できる。また、対応するアドレス数を±１と限定することで、対応するアドレスが急変することを抑制でき、電源環境の影響を抑制することが可能となる。

さらに、制御系をＰＩＤ制御＋繰り返し制御のように構成したため、ＰＩＤ制御を外乱に対する耐力が向上するように、および、繰り返し制御を目標値へ追従するように、つまり高調波を抑制するように、制御ゲインをチューニングすることで、従来のＰＩＤ制御のみの制御に比べて高精度な制御が実現可能となる。例えば、過去電源１周期分の誤差を使用する繰り返し制御では電流の周期性が重要となるが、周期性がなくなる電源環境の変動、例えば瞬停等に対し、前記のように制御ゲインをチューニングする。そうすることで、電源環境の変動時にはＰＩＤ制御が主体的に動作し、電力変換装置は電源環境の変動に対する耐力を向上させることができる。

実施の形態２．
以下、本実施の形態２について説明するが、実施の形態１と重複するものについては省略し、実施の形態１と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。
図８は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成図である。
本実施の形態２では、回路構成を変更し、マルチレベルコンバーターを適用した例である。

電力変換装置は、三相整流器２と、マルチレベルコンバーター部３３と、平滑コンデンサー４と、インバーター５と、位相角算出部１１と、スイッチング制御部３９と、電圧検出器１２、１４と、電流検出器１３と、を備えている。そして、電力変換装置には、入力として三相交流電源１が接続されており、負荷としてモーター６が接続されている。

マルチレベルコンバーター部３３は、リアクトル７と、２つのスイッチング素子３４、３５と、２つの逆流防止素子３６、３７と、中間コンデンサー３８と、から構成されているマルチレベルコンバーターである。マルチレベルコンバーター部３３は、２つのスイッチング素子３４、３５と２つ逆流防止素子３６、３７とは直列に接続され、かつ、平滑コンデンサー４と並列に接続されている。そして、リアクトル７は、一端が三相整流器２側に接続され、他端がスイッチング素子３４と逆流防止素子３７との間に接続されている。また、中間コンデンサー３８は、一端がスイッチング素子３４とスイッチング素子３５との間に接続され、他端が逆流防止素子３６と逆流防止素子３７との間に接続されて構成されている。

マルチレベルコンバーター部３３のスイッチング素子３４、３５のスイッチングは、スイッチング制御部３９によって行われる。スイッチング制御部３９の入力は４つあり、位相角算出部１１の出力の電源位相角θ、電流検出器１３が検出するリアクトル電流ｉ_Ｌ、電圧検出器１４が検出する平滑コンデンサー４の両端に印加されるｖ_ｄｃ、および、新たに追加した電圧検出器４０が検出する中間コンデンサー３８の両端に印加される電圧ｖ_ｍ（以下、中間コンデンサー電圧ｖ_ｍと称する）である。また、スイッチング制御部３９の出力は、スイッチング素子３４、３５へのＯＮ／ＯＦＦ信号である。

マルチレベルコンバーター部３３の基本機能は昇圧コンバーター部３と同じであるが、マルチレベルコンバーター部３３は、スイッチング制御部３９への入力電圧レベルが３レベルとなるのが特徴ある。具体的には、中間コンデンサー３８の電圧を、平滑コンデンサー電圧ｖ_ｄｃの半分である１／２ｖ_ｄｃに制御すると、マルチレベルコンバーター部３３は、０、１／２ｖ_ｄｃ、ｖ_ｄｃの３レベルの電圧で出力できる。そのため、スイッチング損失を小さくでき、リアクトル７のキャリアリプル電流が小さくなるため、電力変換装置を高効率にできる。

位相角算出部１１の構成は、実施の形態１と同じ構成であり、図２に示すものである。位相角算出部１１は、ゼロクロス検出部１５と、制御周波数のクロック１６と、位相カウンターＡ１７と、カウンター最大値演算部１８と、位相カウンターＢ１９と、を備えている。位相角算出部１１は、電圧検出器１２から電源電圧ｖ_ｒｓが入力され、スイッチング制御部１０に電源位相角θを出力する。

図９は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置のスイッチング制御部３９の構成図である。
次にスイッチング制御部３９の動作について、図９を用いて説明する。
本実施の形態２に係るスイッチング制御部３９は、実施の形態１と比較すると、中間コンデンサー３８の電圧制御系が追加されているが、その他については同一の構成である。

以下、本実施の形態２で新たに追加された中間コンデンサー３８の両端に印加される電圧である、中間コンデンサー電圧ｖ_ｍの制御系について説明する。
中間電圧制御系は、中間コンデンサー電圧指令値ｖ^＊ _ｍを入力とし、減算器４１と、ＰＩＤ制御部４２とから構成される。なお、ＰＩＤ制御部４２は、比例制御のみの制御器でもよく、比例制御と積分制御および微分制御のいずれかを組み合わせた制御器でもよい。

減算器４１では、中間コンデンサー電圧指令値ｖ^＊ _ｍと、電圧検出器４０にて検出した中間コンデンサー電圧ｖ_ｍとから、電圧偏差を演算する。具体的には、中間コンデンサー電圧指令値ｖ^＊ _ｍから中間コンデンサー電圧ｖ_ｍを減算する。そして、減算器４１から出力された電圧偏差は、ＰＩＤ制御部４２にてＰＩＤ制御された後、オンデューティとなり減算器４３に入力される。

減算器４３では、電流制御系より得られたオンデューティＤと、中間電圧制御系の出力とを演算する。具体的には、加算器２５から出力されたオンデューティＤから、ＰＩＤ制御部４２から出力されたオンデューティを減算して、スイッチング素子３４のオンデューティＤ１を算出する。

加算器４４では、減算器４３と同様に、電流制御系より得られたオンデューティＤと、中間電圧制御系の出力とを演算する。具体的には、加算器２５から出力されたオンデューティＤと、ＰＩＤ制御部４２から出力されたオンデューティとを加算して、スイッチング素子３５のオンデューティＤ２を算出する。

スイッチング信号決定部４５では、減算器４３の出力であるオンデューティＤ１および加算器４４の出力であるオンデューティＤ２から、スイッチング素子３４、３５のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ_１、Ｓ_２を生成する。

本実施の形態２に係る電力変換装置では、繰り返し制御を行うことで、実施の形態１と同様に、リアクトル電流の脈動を軽減することができる。そのため、キャリア周波数を低減して電源位相のずれが発生したとしても、電流制御性能を向上させることができる。このため、ＰＩＤ制御部２３の制御応答を下げ、キャリア周波数を低減し、電力変換器の損失を低減させ、ノイズを抑制することができる。また、キャリア周波数を低減することで制御周期が長くなるため、演算速度の遅い安価なマイコンに対して実装しやすくなる。

また、本実施の形態２では、中間コンデンサー電圧ｖ_ｍを、平滑コンデンサー電圧ｖ_ｄｃの半分である１／２ｖ_ｄｃに制御することで、マルチレベルコンバーター部３３は、０、１／２ｖ_ｄｃ、ｖ_ｄｃの３レベルの電圧で出力できるため、スイッチング損失を小さくでき、リアクトル７のキャリアリプル電流が小さくなるため、電力変換装置を高効率にできる。

実施の形態３．
以下、本実施の形態３について説明するが、実施の形態１および２と重複するものについては省略し、実施の形態１および２と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。
図１０は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成図である。
本実施の形態３では、回路構成を変更し、降圧コンバーターを適用した例である。

電力変換装置は、三相整流器２と、降圧コンバーター部４６と、平滑コンデンサー４と、インバーター５と、位相角算出部１１と、スイッチング制御部４９と、電圧検出器１２、１４と、電流検出器１３と、を備えている。そして、電力変換装置には、入力として三相交流電源１が接続されており、負荷としてモーター６が接続されている。

降圧コンバーター部４６は、リアクトル７と、スイッチング素子４７と、逆流防止素子４８と、から構成されている降圧コンバーターである。降圧コンバーター部４６は、スイッチング素子４７とリアクトル７とは直列に接続され、スイッチング素子４７の一端が三相整流器２側と接続され、リアクトル７の一端が平滑コンデンサー４側と接続されている。そして、逆流防止素子４８は、一端がスイッチング素子４７とリアクトル７との間に接続され、かつ、平滑コンデンサー４と並列に接続されて構成されている。

実施の形態１では、昇圧コンバーター部３を備え、電圧を昇圧する機能を持っていたが、本実施の形態３では、降圧コンバーター部４６を備え、電圧を降圧する機能を持つ。このような変換器構成においても、実施の形態１と同じ図２の位相角算出部１１と、図４に示す制御ブロックを用いることができる。

本実施の形態３に係る電力変換装置では、繰り返し制御を行うことで、実施の形態１と同様に、リアクトル電流の脈動を軽減することができる。そのため、キャリア周波数を低減して電源位相のずれが発生したとしても、電流制御性能を向上させることができる。このため、ＰＩＤ制御部２３の制御応答を下げ、キャリア周波数を低減し、電力変換器の損失を低減させ、ノイズを抑制することができる。また、キャリア周波数を低減することで制御周期が長くなるため、演算速度の遅い安価なマイコンに対して実装しやすくなる。

また、電源電圧のゼロクロス検出にノイズが重畳して、電源電圧のゼロクロスを検出が正しく検知できない悪影響下においても、正しい電源位相を検出できる。このため高精度な電流制御が実現できる。

実施の形態４．
以下、本実施の形態４について説明するが、実施の形態１〜３と重複するものについては省略し、実施の形態１〜３と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。
本実施の形態４では、実施の形態１と同じ昇圧コンバーター部３を備えた回路構成とし、図１の回路図を用いる。なお、回路の動作説明は実施の形態１と同じため省略する。

図１１は、本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の位相角算出部１１の構成図である。
本実施の形態４に係る電力変換装置の構成は実施の形態１と同様であるため、図１に示されるが、位相角算出部１１の中身の構成が図１１に示されるように一部異なっている。
本実施の形態４に係る位相角算出部１１は、ゼロクロス検出部１５と、制御周波数のクロック１６と、位相カウンターＡ１７と、カウンター最大値演算部１８と、位相カウンターＢ１９と、減算器５０と、ＰＩＤ制御部５１と、を備えている。

位相角算出部１１は、カウンター最大値演算部１８の出力から先の構成が実施の形態１と異なっており、位相カウンターＢ１９のリセット値はリセット値指令値Ｎ^＊ _ｍａｘの固定値でリセットされる。なお、ゼロクロス検出部１５、制御周波数のクロック１６、位相カウンターＡ１７、カウンター最大値演算部１８は実施の形態１と同じ動作となる。

位相角算出部１１は、電圧検出器１２から電源電圧ｖ_ｒｓが入力され、スイッチング制御部１０に電源位相角θを出力する。さらに、減算器５０にて、カウンター最大値演算部１８の出力であるリセット値Ｎ_ｍａｘとリセット値指令値Ｎ^＊ _ｍａｘとを演算する。具体的には、リセット値指令値Ｎ^＊ _ｍａｘからリセット値Ｎ_ｍａｘを減算し、リセット値偏差を演算する。そして、減算器５０から出力されたリセット値偏差は、ＰＩＤ制御部５１にてＰＩＤ制御された後、制御周波数ｆ_ｃとなって出力される。リセット値指令値Ｎ^＊ _ｍａｘはＮ^＊ _ｍａｘ決定手段６３により決定される。地域により電源周波数は異なるため、Ｎ^＊ _ｍａｘは地域により異なる値となるため、電源投入時等にＮ^＊ _ｍａｘを調査する。例えば、電源周波数６０Ｈｚの地域の場合、制御周波数１８０００Ｈｚとすると、Ｎ^＊ _ｍａｘは１８０００÷６０＝３００となる。

つまり、ＰＩＤ制御部５１により、Ｎ_ｍａｘ＝Ｎ^＊ _ｍａｘとなるように制御周波数ｆ_ｃを制御し、制御周波数ｆ_ｃの値に基づいて、制御周波数のクロック１６を発生させる。
なお、ＰＩＤ制御部５１は比例制御と積分制御と微分制御の制御器である。なお、ＰＩＤ制御部５１は、比例制御のみの制御器でもよく、比例制御と積分制御および微分制御のいずれかを組み合わせた制御器でもよい。
また、ＰＩＤ制御部５１は、本発明の「比例制御部」に相当する。

制御周波数をキャリア周波数とした場合、リセット値指令値Ｎ^＊ _ｍａｘ＝３００とすれば、キャリア周波数ｆ_ｃは電源周波数ｆ_ｓとＮ^＊ _ｍａｘとから（４）式にて算出することができる。

電源周波数ｆ_ｓ＝６０Ｈｚの場合、制御周波数はｆ_ｃ＝１８ｋＨｚとなる。
制御周波数とキャリア周波数とを同じに設計することが一般的であるが、キャリア周波数は制御周波数のｆ_ｃの１／２倍のｆ_ｃ＝９ｋＨｚや、２倍の３６ｋＨｚ、１／３倍の６ｋＨｚ、３倍の５４ｋＨｚにすることもできる。
制御周波数とキャリア周波数とは関係性を持っており、制御周波数を制御することは、キャリア周波数を制御することになる。

スイッチング制御部１０の中身の構成も実施の形態１と同じく、図４に示される。ただし、キャリア周波数が変化することを留意し、スイッチング信号決定部２６を動作させる必要がある。

本実施の形態４に係る電力変換装置では、繰り返し制御を行うことで、実施の形態１と同様に、リアクトル電流の脈動を軽減することができる。そのため、キャリア周波数を低減して電源位相のずれが発生したとしても、電流制御性能を向上させることができる。このため、ＰＩＤ制御部２３の制御応答を下げ、キャリア周波数を低減し、電力変換器の損失を低減させ、ノイズを抑制することができる。また、キャリア周波数を低減することで制御周期が長くなるため、演算速度の遅い安価なマイコンに対して実装しやすくなる。

実施の形態５．
以下、本実施の形態５について説明するが、実施の形態１〜４と重複するものについては省略し、実施の形態１〜４と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。
本実施の形態５では、実施の形態４の電源位相角θの算出方式を、マルチレベルコンバーターに適用する。
本実施の形態５に係る電力変換装置の回路構成は、図８に示す実施の形態２と同じ構成である。また、位相角算出部１１の構成は、図１１に示す実施の形態４と同じ構成である。なお、電力変換装置の動作は、実施の形態２および４と同じであるため、説明を省略する。

本実施の形態５に係る電力変換装置では、繰り返し制御を行うことで、リアクトル電流の脈動を軽減することができる。そのため、キャリア周波数を低減して電源位相のずれが発生したとしても、電流制御性能を向上させることができる。このため、ＰＩＤ制御部２３の制御応答を下げ、キャリア周波数を低減し、電力変換器の損失を低減させ、ノイズを抑制することができる。また、キャリア周波数を低減することで制御周期が長くなるため、演算速度の遅い安価なマイコンに対して実装しやすくなる。

実施の形態６．
以下、本実施の形態６について説明するが、実施の形態１〜５と重複するものについては省略し、実施の形態１〜５と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。
本実施の形態６では、実施の形態４の電源位相角θの算出方式を、降圧コンバーターに適用する。
本実施の形態６に係る電力変換装置の回路構成は、図１０に示す実施の形態３と同じ構成である。また、位相角算出部１１の構成は、図１１に示す実施の形態４と同じ構成である。なお、電力変換装置の動作は、実施の形態３および４と同じであるため、説明を省略する。

本実施の形態６に係る電力変換装置では、繰り返し制御を行うことで、リアクトル電流の脈動を軽減することができる。そのため、キャリア周波数を低減して電源位相のずれが発生したとしても、電流制御性能を向上させることができる。このため、ＰＩＤ制御部２３の制御応答を下げ、キャリア周波数を低減し、電力変換器の損失を低減させ、ノイズを抑制することができる。また、キャリア周波数を低減することで制御周期が長くなるため、演算速度の遅い安価なマイコンに対して実装しやすくなる。

実施の形態７．
以下、本実施の形態７について説明するが、実施の形態１〜６と重複するものについては省略し、実施の形態１〜６と同じ部分または相当する部分には同じ符号を付す。
本実施の形態７では、実施の形態１〜６に係る電力変換装置を、圧縮機１０１および空気調和機に適用した例について説明する。

（空気調和機の構成および動作）
図１２は、本発明の実施の形態７に係る空気調和機の構成図である。
以下、実施の形態１〜６に係る電力変換装置を圧縮機１０１および空気調和機に適用した場合について、図１２を用いて説明する。

図１２で示される電力変換装置１００は、実施の形態１〜６に係る電力変換装置であり、三相交流電源１から電力供給を受け、モーター６に供給して回転駆動させるものである。このモーター６は、圧縮要素１０１ａに連結されており、モーター６および圧縮要素１０１ａによって、冷媒を圧縮する圧縮機１０１が構成されている。

本実施の形態７に係る空気調和機は、圧縮機１０１、四方弁１０２、室外熱交換器１０３、膨張装置１０４、室内熱交換器１０５、四方弁１０２、そして、圧縮機１０１の順に冷媒配管によって接続され、冷凍サイクルが構成されている。このうち、室外機１０６は、電力変換装置１００、圧縮機１０１、四方弁１０２、室外熱交換器１０３および膨張装置１０４を備えて構成され、室内機１０７は、室内熱交換器１０５を備えて構成されている。

なお、室外熱交換器１０３は、本発明の「蒸発器」に相当する。

次に、本実施の形態７に係る空気調和機の動作について、冷房運転を例に説明する。
なお、冷房動作をするに際し、四方弁１０２は、予め、圧縮機１０１から吐出された冷媒が室外熱交換器１０３へ向かうように、かつ、室内熱交換器１０５から流出した冷媒が圧縮機１０１へ向かうように流路を切り替えているものとする。

電力変換装置１００によって圧縮機１０１のモーター６が回転駆動することによって、モーター６に連結した圧縮機１０１の圧縮要素１０１ａが冷媒を圧縮し、圧縮機１０１は高温高圧冷媒を吐出する。圧縮機１０１から吐出した高温高圧冷媒は、四方弁１０２を経由して、室外熱交換器１０３へ流入し、室外熱交換器１０３において外部の空気と熱交換を実施して放熱する。室外熱交換器１０３から流出した冷媒は、膨張装置１０４によって膨張および減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となり、室内熱交換器１０５へ流入し、空調対象空間の空気と熱交換を実施して蒸発し、低温低圧のガス冷媒となって、室内熱交換器１０５から流出する。室内熱交換器１０５から流出したガス冷媒は、四方弁１０２を経由して、圧縮機１０１に吸入され、再び圧縮される。以上の動作が繰り返される。

なお、図１２においては、空気調和機の圧縮機１０１に、実施の形態１〜６に係る電力変換装置を適用した例を示したが、これに限定されるものではなく、空気調和機の他、ヒートポンプ装置、冷凍装置その他の冷凍サイクル装置一般に適用できるのは言うまでもない。

本実施の形態７を用いることで、実施の形態１〜６に係る電力変換装置を圧縮機１０１および空気調和機に適用することができ、キャリア周波数や電流制御応答を小さくしても、高精度な電流制御を実現し、電力変換器の損失が少なく、低ノイズの電力変換装置となる。

１三相交流電源、２三相整流器、３昇圧コンバーター部、４平滑コンデンサー、５インバーター、６モーター、７リアクトル、８スイッチング素子、９逆流防止素子、１０スイッチング制御部、１１位相角算出部、１２電圧検出器、１３電流検出器、１４電圧検出器、１５ゼロクロス検出部、１６制御周波数のクロック、１７位相カウンターＡ、１８カウンター最大値演算部、１９位相カウンターＢ、２０減算器、２１ＰＩＤ制御部、２２減算器、２３ＰＩＤ制御部、２４繰り返し制御部、２５加算器、２６スイッチング信号決定部、２７入力アドレス決定部、２８出力アドレス決定部、２９誤差蓄積部、３０積分器、３１入力アドレス接続部、３２出力アドレス接続部、３３マルチレベルコンバーター部、３４スイッチング素子、３５スイッチング素子、３６逆流防止素子、３７逆流防止素子、３８中間コンデンサー、３９、スイッチング制御部、４０電圧検出器、４１減算器、４２ＰＩＤ制御部、４３減算器、４４加算器、４５スイッチング信号決定部、４６降圧コンバーター部、４７スイッチング素子、４８逆流防止素子、４９スイッチング制御部、５０減算器、５１ＰＩＤ制御部、６１第一経路、６２第二経路、６３Ｎ^＊ _ｍａｘ決定手段、１００電力変換装置、１０１圧縮機、１０１ａ圧縮要素、１０２四方弁、１０３室外熱交換器、１０４膨張装置、１０５室内熱交換器、１０６室外機、１０７室内機。

本発明に係る電力変換装置は、三相交流電源の少なくとも一つの線間電圧または相電圧を検出する電圧検出器と、前記三相交流電源を整流する三相整流器と、リアクトルおよびスイッチング素子を有し、前記三相整流器の出力を昇圧または降圧するコンバーター部と、前記コンバーター部の出力電圧を平滑する平滑コンデンサーと、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、前記電圧検出器により検出した電圧の電源位相角を計算する位相角算出部と、リアクトル電流を検出する電流検出器と、を備え、前記スイッチング制御部は、前記リアクトル電流から電流偏差を算出し、出力する減算器と、前記電流偏差を蓄積する積分器と、前記減算器が出力した前記電流偏差を前記積分器に蓄積し、前記電源位相角に基づくタイミングで前記積分器から前記電流偏差を出力する繰り返し制御部と、前記減算器が出力した前記電流偏差と前記繰り返し制御部が出力した前記電流偏差とを加算し、出力する加算器と、前記加算器が出力した値に基づいて前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号を生成するスイッチング信号決定部と、を備え、前記減算器が出力した前記電流偏差を前記繰り返し制御部が出力した前記電流偏差と前記加算器にて加算する処理を一定周期毎に繰り返すものである。

Claims

三相交流電源の少なくとも一つの線間電圧または相電圧を検出する電圧検出器と、
前記三相交流電源を整流する三相整流器と、
リアクトルおよびスイッチング素子を有し、前記三相整流器の出力を昇圧または降圧するコンバーター部と、
前記コンバーター部の出力電圧を平滑する平滑コンデンサーと、
前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、
前記電圧検出器により検出した電圧の電源位相角を計算する位相角算出部と、
リアクトル電流を検出する電流検出器と、を備え、
前記スイッチング制御部は、
前記リアクトル電流から電流偏差を算出し、出力する減算器と、
前記減算器が出力した前記電流偏差を蓄積し、前記電源位相角に基づくタイミングで前記電流偏差を出力する繰り返し制御部と、
前記減算器が出力した前記電流偏差と前記繰り返し制御部が出力した前記電流偏差とを加算し、出力する加算器と、
前記加算器が出力した値に基づいて前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号を生成するスイッチング信号決定部と、を備え、
前記減算器が出力した前記電流偏差を前記繰り返し制御部が出力した前記電流偏差と前記加算器にて加算する処理を一定周期毎に繰り返すものである
電力変換装置。
前記位相角算出部は、
前記コンバーター部の制御周期をクロックとする第一位相カウンターおよび第二位相カウンターを有し、
前記第一位相カウンターは、前記クロック毎にカウントアップした値を出力し、該カウントアップした値は、前記電圧検出器の出力から生成されるゼロクロス信号の１周期毎にリセットされるものであり、
前記第二位相カウンターは、前記クロック毎にカウントアップした値を前記電源位相角として出力し、該カウントアップした値は、前記第一位相カウンターの出力の最大値から決定されるリセット値と同じになったらリセットされるものである
請求項１に記載の電力変換装置。
前記リセット値と、前記第一位相カウンターがリセットされる１クロック前の前記第一位相カウンターの値とを比較し、
前記リセット値の方が大きかった場合は、前記リセット値を１減算し、
前記リセット値の方が小さかった場合は、前記リセット値を１加算する
請求項２に記載の電力変換装置。
前記位相角算出部は、
リセット値指令値から前記リセット値を減算して求めた偏差から制御周波数を出力する比例制御部を備え、
前記比例制御部は、
前記リセット値指令値と前記リセット値とが等しくなるように前記制御周波数を制御し、前記制御周波数に基づいて前記クロックを発生させるものである
請求項２または３に記載の電力変換装置。
前記繰り返し制御部は、
前記電源位相角とアドレスが対応付けられた複数の積分器と、
入力された前記電源位相角から、入力された前記電流偏差を蓄積する前記積分器のアドレスを決定する入力アドレス決定部と、該積分器に前記電流偏差を蓄積させる入力アドレス接続部と、
入力された前記電源位相角から、蓄積した前記電流偏差を出力する前記積分器のアドレスを決定する出力アドレス決定部と、該積分器から前記電流偏差を出力させる出力アドレス接続部と、を備えた
請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記繰り返し制御部は、
電源位相角αのアドレスに対応付けられた前記積分器に蓄積された前記電流偏差を、前記三相交流電源の１周期後の前記電源位相角αのタイミングで出力するものである
請求項５に記載の電力変換装置。
前記スイッチング制御部は、
前記減算器が出力した前記電源位相角αの前記電流偏差を前記三相交流電源の１周期後の前記電源位相角αのタイミングで前記積分器から出力した前記電流偏差と加算するものである
請求項６に記載の電力変換装置。
前記コンバーター部は、
前記リアクトルと、
前記スイッチング素子と、
逆流防止素子と、を備え、
前記リアクトルと前記逆流防止素子とは直列に接続され、
前記リアクトルの一端が前記三相整流器側と接続され、前記逆流防止素子の一端が前記平滑コンデンサー側と接続され、
前記スイッチング素子は、一端が前記リアクトルと前記逆流防止素子との間に接続され、かつ、前記平滑コンデンサーと並列に接続されて構成されている昇圧コンバーターである
請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記コンバーター部は、
前記リアクトルと、
互いに直列に接続された二つの前記スイッチング素子と、
互いに直列に接続された二つの逆流防止素子と、
中間コンデンサーと、を備え、
二つの前記スイッチング素子と二つの前記逆流防止素子とは直列に接続され、かつ、前記平滑コンデンサーと並列に接続され、
前記リアクトルは、一端が前記三相整流器側に接続され、他端が前記スイッチング素子と前記逆流防止素子との間に接続され、
前記中間コンデンサーは、一端が二つの前記スイッチング素子の間に接続され、他端が二つの前記逆流防止素子の間に接続されて構成されているマルチレベルコンバーターである
請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記コンバーター部は、
前記リアクトルと、
前記スイッチング素子と、
逆流防止素子と、を備え、
前記スイッチング素子と前記リアクトルとは直列に接続され、
前記スイッチング素子の一端が前記三相整流器側と接続され、前記リアクトルの一端が前記平滑コンデンサー側と接続され、
前記逆流防止素子は、一端が前記スイッチング素子と前記リアクトルとの間に接続され、かつ、前記平滑コンデンサーと並列に接続されて構成されている降圧コンバーターである
請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
圧縮機、凝縮器、膨張装置、および、蒸発器が冷媒配管で環状に接続された冷媒回路と、
前記圧縮機に電力を供給して駆動する請求項１〜１０のいずれか一項に記載の電力変換装置と、を備えた
冷凍サイクル装置。