WO2023084604A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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WO2023084604A1
WO2023084604A1 PCT/JP2021/041193 JP2021041193W WO2023084604A1 WO 2023084604 A1 WO2023084604 A1 WO 2023084604A1 JP 2021041193 W JP2021041193 W JP 2021041193W WO 2023084604 A1 WO2023084604 A1 WO 2023084604A1
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WO
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converter
power
current
frequency
control
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PCT/JP2021/041193
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English (en)
French (fr)
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知宏 沓木
公洋 松崎
浩一 有澤
貴昭 ▲高▼原
遥 松尾
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device that convert AC power into desired power.
  • Patent Document 1 discloses a power converter that suppresses vibration of the compressor by performing torque control that varies the output torque according to the variation in the load torque that occurs during one rotation of the compressor motor.
  • a device transducer
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a power conversion device capable of suppressing an increase in size of the device.
  • a power conversion device includes a converter that rectifies first AC power supplied from an AC power supply and boosts the voltage of the rectified power. , a smoothing section connected to the output terminal of the converter, a first frequency that is the pulsation frequency of the input power to the load section that is connected to both ends of the smoothing section, and a frequency of the AC power supply of the input power to the converter. a control unit that controls the converter so that the input current to the converter changes according to at least one of a second frequency, which is the frequency of pulsation caused by , and suppresses the current flowing through the smoothing unit.
  • the power conversion device according to the present disclosure has the effect of suppressing the size of the device.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system realized by applying the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to a first embodiment;
  • FIG. Diagram showing a configuration example of an inverter and a compressor A diagram showing an example of operation waveforms of a power converter when constant torque control is performed as a first comparative example of the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of control blocks forming a control unit of the power converter according to the first embodiment; A diagram for explaining a current command when control using the control block shown in FIG. 6 is applied.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of operation waveforms of each part when the power conversion device drives the motor of the compressor using vibration suppression control and capacitor current suppression control
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of a control block forming a control unit of the power converter according to the second embodiment
  • a diagram showing the frequency analysis result of the converter input power shown in FIG. As a comparative example, a diagram showing an example of operation waveforms of each part when the power converter according to the second embodiment drives the motor of the compressor using general high power factor control.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of operation waveforms of each part when the power converter according to the second embodiment drives the motor of the compressor using capacitor current suppression control;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of operation waveforms when high power factor control and vibration suppression control are performed together as a first comparative example of the third embodiment;
  • a diagram showing an example of operation waveforms when the control according to the third embodiment is performed FIG.
  • FIG 11 is a diagram for explaining the operation of the power conversion device according to the fourth embodiment;
  • the figure which shows the 1st structural example of the power converter device concerning Embodiment 5 The figure which shows the 2nd structural example of the power converter device concerning Embodiment 5
  • the figure which shows the 3rd structural example of the power converter device concerning Embodiment 5 The figure which shows an example of the hardware configuration which implement
  • a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device according to embodiments of the present disclosure will be described below in detail based on the drawings.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system realized by applying a power conversion device according to a first embodiment.
  • the power conversion system according to the first embodiment includes a power supply unit 100 configured with a commercial power source, a rectifier circuit, etc., a smoothing unit 200 configured with a smoothing element such as an electrolytic capacitor, a motor, and a load unit 300 configured by an inverter or the like for driving the motor.
  • AC power supplied from an AC power supply such as a commercial power supply is rectified by a rectifier circuit.
  • the rectified power is output to smoothing section 200 .
  • the smoothing unit 200 smoothes DC power, which is rectified power output from the power supply unit 100 .
  • the smoothed DC power is output to the load section 300 and consumed by the motor that constitutes the load section 300 .
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the power converter 1 according to the first embodiment.
  • the power converter 1 is connected to an AC power supply 110 such as a commercial power supply and a compressor 315 .
  • the power conversion device 1 converts first AC power supplied from the AC power supply 110 into second AC power having desired amplitude and phase, and supplies the second AC power to the compressor 315 .
  • Compressor 315 is, for example, a hermetic compressor applied to an air conditioner, and is equipped with a motor. That is, the power conversion device 1 constitutes a motor driving device that supplies the second AC power to the motor provided in the compressor 315 to drive the motor.
  • the power conversion device 1 includes a voltage/current detection unit 501, a converter 120, a voltage detection unit 502, a smoothing unit 200, an inverter 310, and a control unit 400.
  • Converter 120 and AC power supply 110 constitute power supply section 100 of the power conversion system shown in FIG. 1, and inverter 310 and compressor 315 constitute load section 300 of the power conversion system shown in FIG.
  • One or both of voltage/current detection unit 501 and voltage detection unit 502 may be included in converter 120 .
  • the converter 120 is connected to the AC power supply 110 .
  • Converter 120 includes rectifiers 121 to 124 that full-wave rectify the power supply voltage supplied from AC power supply 110, and switching element 125, rectifier 126, and reactor 127 that are provided to boost the full-wave rectified voltage. be done. That is, converter 120 rectifies the first AC power supplied from AC power supply 110 and boosts the voltage of the rectified power. Rectifiers 121 to 124 constitute rectifier circuit 130 .
  • Switching element 125 , rectifier 126 and reactor 127 constitute booster circuit 140 . In booster circuit 140 , switching element 125 is controlled by control unit 400 to turn on and off, thereby boosting the voltage after being rectified by rectifier circuit 130 .
  • the smoothing section 200 is composed of a smoothing capacitor 210 , and the smoothing capacitor 210 is connected to the output end of the converter 120 .
  • Smoothing unit 200 smoothes the DC power generated by converter 120 executing a process of converting the power supply voltage from AC to DC, and supplies the smoothed power to inverter 310 .
  • Voltage/current detection unit 501 is provided between AC power supply 110 and converter 120, detects the voltage value and current value of the first AC power supplied from AC power supply 110 to converter 120, and detects the detected voltage value and current value. A current value is output to the control unit 400 .
  • the voltage value detected by the voltage/current detection unit 501 is Vin, and the current value is Iin.
  • the voltage/current detector 501 is provided between the AC power supply 110 and the converter 120, but the current detection position is not limited to this.
  • a current detection unit that detects the current flowing through reactor 127 may be provided to output the detected value of the current flowing through reactor 127 to control unit 400 .
  • Voltage detection section 502 is provided between converter 120 and smoothing section 200 , detects the voltage value of DC power supplied from converter 120 to inverter 310 , and outputs the detected voltage value to control section 400 .
  • the voltage value detected by the voltage detection unit 502 is Vdc.
  • the current flowing from converter 120 to smoothing unit 200 and inverter 310 is current I1
  • the current flowing to inverter 310 is current I2
  • the current flowing to smoothing capacitor 210 is Let the capacitor current be the current I3.
  • Each of the currents I1 to I3 is positive when it flows in the direction of the arrow shown in FIG.
  • the inverter 310 is connected to both ends of the smoothing section 200 , that is, the smoothing capacitor 210 . Inverter 310 converts the smoothed DC power supplied from smoothing section 200 into second AC power and supplies the second AC power to compressor 315 .
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of inverter 310 and compressor 315 .
  • the inverter 310 has switching elements 311a to 311f and free wheel diodes 312a to 312f each connected in parallel with one of the switching elements 311a to 311f.
  • Compressor 315 is a load having a motor 314 for driving the compressor.
  • Current detectors 313 a and 313 b are provided between inverter 310 and motor 314 .
  • the inverter 310 turns on and off the switching elements 311a to 311f under the control of the control section 400, and converts the power Pinv input from the converter 120 and the smoothing section 200 into second AC power having desired amplitude and phase.
  • Current detection units 313 a and 313 b each detect a current value of one phase out of three phase currents output from inverter 310 and output the detected current value to control unit 400 .
  • Control unit 400 acquires two-phase current values among the three-phase current values output from inverter 310, thereby calculating the remaining one-phase current value output from inverter 310.
  • Motor 314 of compressor 315 rotates according to the amplitude and phase of the second AC power supplied from inverter 310 to perform compression operation. For example, when the compressor 315 is a hermetic compressor used in an air conditioner or the like, the load torque of the compressor 315 can often be regarded as a constant torque load.
  • control unit 400 acquires voltage value Vin and current value Iin of the first AC power input to converter 120 from voltage/current detection unit 501, and determines the voltage of DC power output from converter 120.
  • the value Vdc is acquired from the voltage detection unit 502
  • the current value of the second AC power that the inverter 310 outputs to the compressor 315 is acquired from the current detection units 313a and 313b.
  • Control unit 400 controls the operation of converter 120, more specifically, the operation of converter 120 using the detection values detected by voltage/current detection unit 501, voltage detection unit 502, and current detection units 313a and 313b. It controls on/off of the switching element 125 included in the booster circuit 140 .
  • control unit 400 operates the inverter 310, specifically, the inverter, using the detection values detected by the voltage/current detection unit 501, the voltage detection unit 502, and the current detection units 313a and 313b.
  • On/off of switching elements 311a to 311f included in 310 is controlled.
  • the control unit 400 controls on/off of the switching elements 311a to 311f so that the vibration of the compressor 315 is suppressed.
  • the control unit 400 controls the on/off of the switching elements 311a to 311f so that the output torque changes according to the load torque fluctuation, like the conventional power conversion device disclosed in Patent Document 1, for example. This control is hereinafter referred to as vibration suppression control.
  • control unit 400 when performing vibration suppression control, it is necessary to vary the current I2 flowing through the inverter 310, which causes the problem that the capacitor current (current I3) flowing through the smoothing capacitor 210 increases. Therefore, control unit 400 reduces the capacitor current by applying control different from the conventional control to control converter 120 . Specifically, control unit 400 controls switching element 125 of converter 120 so that compressor 315 is provided with input power Pin to converter 120 (hereinafter sometimes referred to as converter input power Pin). It is changed according to the rotation speed of the motor 314 . Thereby, control unit 400 suppresses the capacitor current flowing through smoothing capacitor 210 .
  • the control by which control unit 400 changes input power Pin to converter 120 according to the rotation speed of motor 314 in order to suppress the capacitor current may be referred to as capacitor current suppression control.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of operating waveforms of the power converter when constant torque control is performed as a first comparative example of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of operation waveforms of the power conversion device when vibration suppression control is performed as a second comparative example of the first embodiment.
  • the waveforms are, in order from the top, input power Pinv to inverter 310 (hereinafter sometimes referred to as inverter input power Pinv), input current I2 to inverter 310 (hereinafter, inverter input current I2), the current I3 flowing through the smoothing capacitor 210 (hereinafter sometimes referred to as capacitor current I3), the rotation speed of the motor 314, the load torque, and the output torque of the motor 314 (hereinafter referred to as motor output torque). in some cases). Since inverter 310 constitutes load section 300 , inverter input power Pinv is also input power to load section 300 .
  • inverter input power Pinv is also input power to load section 300 .
  • control unit 400 performs capacitor current suppression control that changes input power Pin to converter 120 according to the rotation speed of motor 314, as described above. Specifically, the control unit 400 detects pulsation of the inverter input power Pinv caused by vibration suppression control or the like, and causes the input power Pin of the converter to pulsate at the same frequency as the first frequency, which is the frequency of the detected pulsation. Thereby, the capacitor current I3 flowing through the smoothing capacitor 210 of the smoothing section 200 is reduced. Since the pulsation of the inverter input power Pinv is caused by the rotation of the motor 314 , the first frequency, which is the frequency of this pulsation, corresponds to the number of rotations of the motor 314 .
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of control blocks forming the control unit 400 of the power converter 1 according to the first embodiment.
  • Control block 410 shown in FIG. 6 is provided to generate a control signal for converter 120 to implement capacitor current suppression control.
  • the control block 410 is composed of a voltage control section 411 , a high power factor current command conversion section 412 , a current control section 413 , and a capacitor current reduction correction generation section 414 .
  • a control block for realizing a converter that performs general high power factor control does not include the capacitor current reduction correction generator 414 . That is, the capacitor current suppression control realized by the control block 410 suppresses the capacitor current while performing high power factor control, and is a type of high power factor control.
  • Voltage control unit 411 and current control unit 413 shown in FIG. 6 perform control operations so that DC voltage Vdc and converter input current Iin follow DC voltage command Vdcref and converter input current command Iinref , respectively. conduct.
  • DC voltage Vdc is a DC voltage supplied from converter 120 to inverter 310 via smoothing section 200, and this voltage may be referred to as a capacitor voltage in the following description.
  • Converter input current Iin is an AC current supplied from AC power supply 110 to converter 120 .
  • the voltage control unit 411 and the current control unit 413 perform the above control operations using, for example, PID (Proportional Integral Differential) control, PI (Proportional Integral) control, P (Proportional) control, and the like.
  • the control block 410 shown in FIG. 6 is configured to perform feedback control using command values and detected values. It is good also as a structure which carries out feedforward control.
  • a capacitor current reduction correction generation unit 414 generates a current command I inrefc that is a correction command for the current command value I inrefpfc generated by the high power factor current command conversion unit 412 .
  • Is is the maximum value of input current Iin to converter 120 and Vs is the maximum value of voltage Vin supplied from AC power supply 110 .
  • ⁇ in is the frequency of the AC power supply 110 (hereinafter referred to as AC power supply frequency). Note that when converter 120 is in a steady state and the output power of converter 120 can be controlled to desired current and voltage, output I inrefpfc of high power factor current command converter 412 in FIG . same as in t.
  • Equation (2) The terms on the right side of equation (2) are, from the left, the DC component, the pulsation of the frequency component twice the AC power frequency ⁇ in , the current command I inrefc as a correction command, and the voltage Vin supplied from the AC power source. represents the product with V s sin ⁇ in t.
  • the pulsation of the actual load torque includes not only one sine wave but also high-order components, and although vibration suppression control does not perform torque control with one sine wave, the derivation is simplified. Because most of the components are composed of the fundamental wave component, only the fundamental wave frequency ⁇ m component is used in expression (3). Note that the fundamental wave frequency ⁇ m can be regarded as the same as the rotation speed f m of the motor 314 .
  • the converter input power Pin should be pulsated in the same manner as the inverter input power Pinv. That is, from equations (2) and (3), current command I inrefc generated by capacitor current reduction correction generation unit 414 may be expressed by equation (4).
  • the denominator of I inrefc includes the AC power supply voltage. Therefore, when the input voltage to converter 120 approaches zero crossing, the denominator becomes infinitely small, and the value to be corrected becomes large. There is Therefore, the capacitor current reduction correction generator 44 calculates I inrefc by changing the calculation method instead of calculating I inrefc using the equation (4) as it is. For example, when the absolute value of the denominator of Equation (4) is equal to or less than a predetermined threshold, I inrefc is calculated using the threshold instead of the AC power supply voltage.
  • Information on the numerator of formula (4) is obtained from inverter drive information, which is drive information for the inverter 310, as shown in FIG.
  • inverter drive information which is drive information for the inverter 310
  • a method may be used in which the information on the numerator of Equation (4) is obtained using the input current I2 to the inverter 310 and the DC voltage Vdc as the inverter driving information.
  • Current control unit 413 adjusts the duty ratio Duty when switching element 125 is turned on and off so that converter input current Iin approaches converter input current command Iinref .
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a current command when control using control block 410 shown in FIG. 6 is applied.
  • the waveforms are, in order from the top, the AC power supply voltage Vin input to converter 120, I inrefdc generated by voltage control section 411, I inrefpfc generated by high power factor current command conversion section 412, capacitor current I inrefc generated by a reduction correction generation unit 414, a converter input current command I inref that is a command for the converter input current Iin, and a converter input current Iin are shown.
  • the power pulsation of the load is assumed to be 30 Hz.
  • I inrefc shown in FIG. 7 is derived using equation (4).
  • the capacitor current reduction correction generator 414 derives I inrefc so that it is fixed at 150 V when the absolute value of the denominator of Equation (4) becomes 150 V or less.
  • the command I inrefpfc output from the high power factor current command converter 412 and the command I inrefc output from the capacitor current reduction correction generator 414 are added together to generate the converter input current command I inref .
  • the polarities (plus and minus) of the AC power supply voltage Vin and the converter input current command Iinref are different. Since the current in this portion cannot follow due to the circuit configuration, the converter input current command I inref is set to zero in this portion. The switching operation of switching element 125 may be stopped instead of setting converter input current command I inref to zero. From the converter input current Iin shown in FIG. 7, it can be confirmed that the input current pulsates at 30 Hz.
  • FIG. 8 shows, as a comparative example, operation waveforms (power waveform, current waveform
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a voltage waveform
  • FIG. 9 shows an example of operation waveforms (power waveform, current waveform, voltage waveform) of each part when the power converter 1 drives the motor 314 of the compressor 315 using vibration suppression control and capacitor current suppression control. It is a figure which shows.
  • the operating waveforms shown in FIG. 9 are operating waveforms when the current command shown in FIG. 7 is generated to control converter 120 .
  • the waveforms are, from top to bottom, converter input current Iin, AC power supply voltage Vin, converter input power Pin and inverter input power Pinv, converter output current I1 and inverter input current I2, capacitor current I3, DC voltage Vdc is shown. Ripple caused by the switching frequency of the converter output current I1 and the capacitor current I3 is omitted.
  • the inverter 310 and the motor 314 are simulated with a variable power load, and the pulsation component is only the fundamental wave component as in the above equation (3 ) .
  • the maximum value Vs of the AC power supply voltage Vin is set to 200 ⁇ 2 V
  • the AC power supply frequency ⁇ in is set to 50 Hz.
  • the DC voltage command V dcref input to the control block 410 shown in FIG. 6 is 360V.
  • the converter input power Pin fluctuates according to the pulsation of the inverter input power Pinv, as shown in FIG.
  • the capacitor current I3 is reduced from 2.27 A to 2.05 A as compared with the case of FIG. 8 in which the capacitor current suppression control is not applied.
  • the ripple voltage of the DC voltage Vdc is reduced.
  • the power conversion device 1 regards the number of rotations of the motor 314 that constitutes the compressor 315 that is the connected load, in detail, as the number of rotations of the motor 314.
  • the converter input current Iin is varied to pulsate the converter input power Pin according to a first frequency, which is the frequency of pulsation of the inverter input power Pinv.
  • the capacitor current I3 flowing to the smoothing unit 200 can be reduced, so a capacitor with a small ripple current resistance can be used as the smoothing capacitor 210, and cost can be reduced.
  • the pulsating voltage of the DC voltage Vdc is reduced, the capacity of the smoothing capacitor 210 constituting the smoothing section 200 can be reduced, that is, the size of the smoothing capacitor 210 can be reduced, and the size of the device can be suppressed.
  • the above-described capacitor current suppression control is applied to a power conversion device in which a smoothing section for smoothing the DC voltage after rectification is configured with a plurality of capacitors, the current flowing to the smoothing section is reduced.
  • the number of constituent capacitors can be reduced, and the size of the device can be reduced.
  • the current sensor used for current detection has an AC power supply frequency of fin, and the current that the current sensor can observe is When the lower limit frequency is fisen, it is necessary to satisfy the relationship shown in Equation (5). fin>fisen (5)
  • the capacitor current suppression control when the capacitor current suppression control is applied, the converter input current Iin is detected using a current sensor whose observable lower limit frequency fisen satisfies the relationship shown in Equation (6). That is, the voltage/current detection unit 501 is configured using a current sensor whose observable lower limit frequency fisen satisfies the relationship shown in Equation (6). fmin>fisen (6)
  • the converter 120 is controlled so that the converter input current Iin includes the pulsation component of the load torque pulsation fundamental wave frequency ⁇ m corresponding to the rotational speed fm of the motor 314.
  • Converter 120 may be controlled so that converter input current Iin also includes a pulsation component of integral multiples of fundamental wave frequency ⁇ m .
  • the capacitor current I3 can be further reduced.
  • Embodiment 2 Next, a power converter according to a second embodiment will be described.
  • the configuration of the power conversion device according to the second embodiment is the same as that of the power conversion device 1 according to the first embodiment, and the operation of the control unit 400 controlling the converter 120 is different.
  • the control operation of converter 120 which is different from that of the first embodiment, will be described.
  • control unit 400 controls the converter input current Iin so that the pulsation caused by the AC power supply frequency fin contained in the converter input power Pin is reduced. Reduce I3.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the control block 420 that configures the control unit 400 of the power converter 1 according to the second embodiment.
  • Control block 420 shown in FIG. 10 is provided to generate a control signal for converter 120 and implements capacitor current suppression control according to the second embodiment.
  • the control block 420 is composed of a voltage control section 411 , a capacitor current reduction command conversion section 415 and a current control section 413 .
  • Voltage control unit 411 and current control unit 413 of control block 420 are the same as voltage control unit 411 and current control unit 413 of control block 410 described in the first embodiment.
  • capacitor current reduction command conversion unit 415 derives converter input current command I inref.
  • the AC power source information input to the capacitor current reduction command conversion unit 415 can be, for example, the AC power source frequency fin.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of operating waveforms of the power converter 1 according to the second embodiment.
  • FIG. 11 shows a case where power conversion device 1 drives motor 314 of compressor 315 using general high power factor control, and control block 420 shown in FIG. 10 to control converter 120.
  • An example of operation waveforms when the motor 314 of the compressor 315 is driven is shown.
  • the upper waveform indicates the AC power supply voltage Vin.
  • Two waveforms in the middle show the converter input current command I inref .
  • the dashed line indicates the converter input current command I inref when high power factor control is performed, and the solid line indicates the converter input current command I inref when control using the control block 420 is performed.
  • the three waveforms at the bottom represent converter input power Pin and inverter input power Pinv.
  • the dashed line indicates the converter input power Pin when the high power factor control is performed, and the solid line indicates the converter input power Pin when the control using the control block 420 is performed.
  • the maximum value Vs of the AC power supply voltage Vin is set to 200 ⁇ 2 V, and the AC power supply frequency fin is set to 50 Hz.
  • the input power to the inverter 310 is only a DC component and is 1 kW.
  • FIG. 12 is a diagram showing frequency analysis results of the converter input power Pin shown in FIG.
  • the dashed line indicates the frequency analysis result of the converter input power Pin when high power factor control is performed, and the solid line indicates the frequency analysis result of the converter input power Pin when control using the control block 420 is performed.
  • this pulsation frequency may be referred to as a second frequency.
  • the pulsating component at the second frequency, which is twice the frequency of the AC power supply frequency fin, contained in the converter input power Pin is Control the converter input current Iin to reduce it.
  • a unit 415 outputs a square-wave converter input current command I inref .
  • the converter input current command I inref may have a waveform that reduces the pulsating component of the second frequency.
  • FIG. 13 shows, as a comparative example, operation waveforms (power waveform, current 2 is a diagram showing an example of waveforms, voltage waveforms).
  • FIG. 14 shows that the power converter 1 according to the second embodiment drives the motor 314 of the compressor 315 using capacitor current suppression control (converter control realized by applying the control block 420 in FIG. 10).
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of operation waveforms (power waveform, current waveform, voltage waveform) of each part in the case.
  • the waveforms are, in order from the top, AC power supply voltage Vin, converter input current Iin, converter input power Pin and inverter input power Pinv, converter output current I1 and inverter input current I2, capacitor current I3, DC voltage Vdc is shown. Ripple caused by the switching frequency of the converter output current I1 and the capacitor current I3 is omitted.
  • the inverter 310 and the motor 314 are simulated with a constant power load, and the load power is 1 kW. Also, the maximum value Vs of the AC power supply voltage Vin is set to 200 ⁇ 2 V, and the AC power supply frequency fin is set to 50 Hz.
  • a DC voltage command V dcref input to the control block 420 shown in FIG. 10 is 360V.
  • the capacitor current suppression control according to the second embodiment realized by the control block 420 shown in FIG. 10, as shown in FIGS. 13 and 14, when the capacitor current suppression control according to the second embodiment is not applied , the capacitor current I3 is reduced from 1.94A to 1.51A. Also, the ripple voltage of the DC voltage Vdc is reduced.
  • the power converter 1 according to the second embodiment reduces the pulsating component of the converter input power Pin at the second frequency caused by the AC power supply frequency fin. is controlled to reduce the capacitor current I3, which is the current flowing through the smoothing capacitor 210 that constitutes the smoothing unit 200 .
  • the current I3 flowing to the smoothing section 200 can be reduced, so that the same effect as the power converter 1 according to the first embodiment can be obtained. That is, a capacitor with a small ripple current withstand capability can be used as the smoothing capacitor 210, and cost can be reduced.
  • the pulsating voltage of the DC voltage Vdc is reduced, the capacity of the smoothing capacitor 210 constituting the smoothing section 200 can be reduced, that is, the size of the smoothing capacitor 210 can be reduced, and the size of the apparatus can be suppressed.
  • the converter input current Iin is controlled so as to reduce the pulsation caused by the AC power frequency fin. may control the converter 120 to Thereby, the capacitor current I3 can be further reduced.
  • control is performed on converter 120 to suppress an increase in capacitor current I3 caused by AC power supply frequency fin.
  • the control of converter 120 described in the second embodiment may also be performed when vibration suppression control is performed. That is, the configuration may be such that the control of converter 120 described in the first embodiment and the control of converter 120 described in the second embodiment are performed.
  • the control of converter 120 described in Embodiment 1 will be referred to as first capacitor current suppression control
  • the control of converter 120 described in Embodiment 2 will be referred to as second capacitor current suppression control.
  • Embodiment 3 Next, a power converter according to a third embodiment will be described.
  • the configuration of the power converter according to the third embodiment is the same as that of the power converter 1 according to the first and second embodiments, and the operation of the control unit 400 controlling the converter 120 and the inverter 310 is the same as that of the first and second embodiments. different.
  • the operation of control unit 400 controlling converter 120 and inverter 310 will be described.
  • descriptions of operations common to the first and second embodiments will be omitted.
  • the current flowing through smoothing capacitor 210 is reduced by controlling converter 120, that is, by controlling input current Iin to converter 120.
  • the inverter 310 there is also a method of reducing the current flowing through the smoothing capacitor 210 by controlling the inverter 310 .
  • capacitor current I3 flowing through smoothing capacitor 210 pulsates according to changes in converter input current Iin.
  • the inverter 310 by controlling the inverter 310 so that the inverter input current I2 pulsates according to the change in the converter input current Iin, the pulsation of the capacitor current I3 is suppressed and, as a result, the capacitor current I3 is reduced.
  • the inverter input current I2 is pulsated, the current effective value increases, and there is concern that the semiconductor elements (the switching elements 311a to 311f and the freewheeling diodes 312a to 312f) forming the inverter 310 may increase heat generation. Therefore, the inverter input current I2 can only be pulsated within the range where the semiconductor element is heated, and there is a limit to the effect of reducing the capacitor current I3.
  • control for operating inverter 310 so as to reduce capacitor current I3 is referred to as inverter current pulsation control.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of operation waveforms when high power factor control and vibration suppression control are performed together as a first comparative example of the third embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of operation waveforms when high power factor control, vibration suppression control, and inverter current pulsation control are performed together as a second comparative example of the third embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing an example of operation waveforms when the control according to the third embodiment is performed. Specifically, vibration suppression control, inverter current pulsation control, and capacitor current suppression control are performed together. 4 shows an example of operation waveforms in this case.
  • the upper waveforms show the input power Pin to the converter 120 and the input power Pinv to the inverter 310, and the lower waveforms show the power Pc of the smoothing section 200.
  • FIG. 15 to 17 the upper waveforms show the input power Pin to the converter 120 and the input power Pinv to the inverter 310, and the lower waveforms show the power Pc of the smoothing section 200.
  • the inverter input power Pinv is set to 400 W for P DC and 200 W for P m in the above equation (3), and the fundamental wave frequency ⁇ m is 10 Hz. Also, the maximum value Vs of the voltage Vin of the AC power supply 110 is 200 ⁇ 2 V, and the frequency fin is 50 Hz.
  • the capacitor current suppression control applied to the operation corresponding to FIG. 17 is the first capacitor current suppression control, which is the control of converter 120 described in the first embodiment. If the capacitor current I3 flowing through the smoothing unit 200 has pulsation that does not correspond to either the frequency pulsation caused by the AC power supply frequency fin or the frequency pulsation caused by the motor rotation speed, the pulsation component is controlled by the converter 120. may be reduced by
  • the inverter input power Pinv is pulsated by inverter current pulsation control, and the pulsating power contained in the power Pc of the smoothing section 200 is reduced.
  • the inverter input power Pinv is pulsated with a pulsation amount 0.5 times the pulsation component contained in the converter input power Pin, that is, the power pulsation component caused by the AC power supply frequency fin. Since the DC voltage Vdc is substantially constant, the ripple waveform of the power Pc of the smoothing section 200 and the waveform of the capacitor current I3 are similar. Therefore, it can be seen from FIG. 16 that the capacitor current I3 can be reduced by performing the high power factor control, the vibration suppression control, and the inverter current pulsation control in combination.
  • the pulsation of the power of the smoothing unit 200 caused by the vibration suppression control is suppressed by the first capacitor current suppression control, and
  • the generated power pulsation of smoothing unit 200 is suppressed by inverter current pulsation control and second capacitor current suppression control.
  • the converter output current I1 is pulsated with a pulsation amount that is 0.5 times the pulsation caused by the vibration suppression control
  • the inverter current pulsation control the AC power supply frequency
  • the inverter input current I2 is pulsated with a pulsation amount 0.5 times the pulsation caused by fin.
  • the converter output current I1 is pulsated with a pulsation amount of .
  • control according to the third embodiment can further suppress the pulsation of the power Pc of the smoothing section 200 as compared with the case of controlling to have the operation waveform of FIG. . Therefore, it can be said that the effect of reducing the capacitor current I3 can be improved.
  • both the first capacitor current suppression control and the second capacitor current suppression control are performed.
  • the configuration may be implemented as the control according to the third form.
  • the power converter 1 includes inverter current pulsation control for controlling the inverter 310 so that the inverter input current I2 pulsates according to changes in the converter input current Iin, and Inverter input current I2 and converter output current I1 are pulsated by implementing at least one of the first capacitor current suppression control described in Section 1 and the second capacitor current suppression control described in Embodiment 2.
  • the effect of reducing the capacitor current I3 can be improved compared to the case where only the inverter current pulsation control is performed to reduce the capacitor current I3.
  • the effect of reducing the capacitor current I3 can be improved more than in the first and second embodiments.
  • Embodiment 4 Next, a power converter according to a fourth embodiment will be explained.
  • the configuration of the power conversion device according to the fourth embodiment is similar to that of the power conversion device 1 according to the first to third embodiments, and the operation of the control unit 400 controlling the converter 120 differs from the first to third embodiments.
  • the operation of control unit 400 controlling converter 120 will be described.
  • the description of the operations common to the first to third embodiments will be omitted.
  • FIG. 18 is a diagram for explaining the operation of the power converter 1 according to the fourth embodiment.
  • reactor current IL which is the current flowing through reactor 127 of converter 120
  • CCM continuous current mode
  • DCM discontinuous current mode
  • control unit 400 controls the converter 120 so that there is a time during which the reactor current IL becomes zero.
  • the power conversion device 1 operates the converter 120 in the discontinuous current mode in each of the power conversion devices 1 described in the first to third embodiments.
  • a power conversion device to which the capacitor current suppression control described in the first to fourth embodiments can be applied is not limited to the power conversion device 1 having the configuration shown in FIG.
  • the capacitor current suppression control may be applied to the power converters having the configurations shown in FIGS. 19 to 21, respectively.
  • FIG. 19 is a diagram showing a first configuration example of the power converter according to the fifth embodiment.
  • a power converter 1a shown in FIG. 19 is obtained by replacing the converter 120 of the power converter 1 shown in FIG. 2 with a converter 120a, and replacing the controller 400 with a controller 400a.
  • converter 120a constitutes power supply unit 100a.
  • Converter 120a is a rectifier circuit with a diode bridgeless (DBL) configuration, and includes reactor 127, switching elements 125a to 125d, and each of which is connected in parallel to one of switching elements 125a to 125d. It has rectifiers 121-124. Under the control of control unit 400a, converter 120a turns switching elements 125a to 125d on and off, rectifies and boosts the first AC power supplied from AC power supply 110, and outputs the boosted DC power to smoothing unit 200. do.
  • Converter 120a is controlled by control unit 400a with full PAM (Pulse Amplitude Modulation) in which switching elements 125a to 125d continuously perform switching operations.
  • Converter 120a makes capacitor voltage Vdc of smoothing capacitor 210 of smoothing section 200 higher than the power supply voltage by power factor improvement control.
  • the power conversion device 1a it is possible to achieve higher efficiency compared to the power conversion device 1 shown in FIG.
  • FIG. 20 is a diagram showing a second configuration example of the power converter according to the fifth embodiment.
  • a power converter 1b shown in FIG. 20 is obtained by replacing the converter 120 of the power converter 1 shown in FIG. 2 with a converter 120b, and replacing the controller 400 with a controller 400b. Note that converter 120b constitutes power supply unit 100b.
  • the converter 120 b has a reactor 127 , a rectifier circuit 131 and a booster circuit 141 .
  • booster circuit 140 is connected in series after rectifier circuit 130 .
  • the booster circuit 141 is connected in parallel with the rectifier circuit 131 in the converter 120b that constitutes the power converter 1b.
  • the rectifier circuit 131 of the converter 120b that constitutes the power converter 1b is composed of rectifiers 121a to 124a, and full-wave rectifies the first AC power supplied from the AC power supply 110.
  • the rectifier circuit 131 is a circuit similar to the rectifier circuit 130 of the converter 120 that constitutes the power converter 1 .
  • the booster circuit 141 has rectifiers 121 b to 124 b and a switching element 125 .
  • the booster circuit 141 turns on and off the switching element 125 under the control of the control unit 400 b , boosts the first AC power supplied from the AC power supply 110 , and outputs the boosted power to the smoothing unit 200 .
  • the booster circuit 141 of the converter 120b is controlled by the control unit 400b, and is simple switching that performs the switching operation of the switching element 125 once or a plurality of times per half cycle of the frequency of the first AC power supplied from the AC power supply 110. controlled.
  • Converter 120b makes capacitor voltage Vdc of smoothing capacitor 210 of smoothing section 200 higher than the power supply voltage by power factor improvement control.
  • efficiency can be improved compared to the power conversion device 1 shown in FIG. Also, noise can be reduced.
  • FIG. 21 is a diagram showing a third configuration example of the power converter according to the fifth embodiment.
  • a power converter 1c shown in FIG. 21 is obtained by replacing the converter 120 of the power converter 1 shown in FIG. 2 with a converter 120c, and replacing the controller 400 with a controller 400c. Note that converter 120c constitutes power supply unit 100c.
  • the converter 120c is a totem pole type converter and has a reactor 127, rectifiers 121, 122, 123A, 123B, 124A and 124B, switching elements 125a, 125b, 125c and 125d, and a capacitor 128.
  • the reactor 127 limits the input current from the AC power supply 110 .
  • the rectifiers 121 and 122 are connected in series to form a first series circuit 601 that is a rectifying bridge circuit that rectifies the AC power supplied from the AC power supply 110 .
  • a connection point between rectifier 121 and rectifier 122 is connected to one output terminal of AC power supply 110 via reactor 127 .
  • a series circuit 602 is constructed. The first series circuit 601 and the second series circuit 602 are connected in parallel.
  • a connection point between the second switching element 125b and the third switching element 125c of the four switching elements forming the second series circuit is connected to the other output terminal of the AC power supply 110.
  • One end of a capacitor 128 is connected to the connection point between the first switching element 125a and the second switching element 125b of the four switching elements, and the third switching element 125c and the fourth switching element 125d are connected to each other. is connected to the other end of the capacitor 128 .
  • the converter 120c turns on and off the switching elements 125a to 125d under the control of the control unit 400c, rectifies and boosts the first AC power supplied from the AC power supply 110, and outputs the boosted DC power to the smoothing unit 200. do.
  • Converter 120c makes capacitor voltage Vdc of smoothing capacitor 210 of smoothing section 200 higher than the power supply voltage by power factor improvement control.
  • efficiency can be improved compared to the power conversion device 1 shown in FIG. Also, it is possible to reduce the inductance.
  • each control unit control units 400, 400a, 400b, 400c included in each power converter (power converters 1, 1a, 1b, 1c) described in each embodiment will be described. Note that the hardware configuration of each control unit is the same.
  • FIG. 22 is a diagram showing an example of a hardware configuration that implements a control unit included in the power converter.
  • a control unit of the power converter is realized by, for example, a processor 91 and a memory 92 shown in FIG. 22 .
  • the processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, also referred to as a central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)).
  • the memory 92 is RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), or the like.
  • a memory 92 stores a program for operating as a control unit of the power converter.
  • a control unit of the power converter is implemented by the processor 91 reading and executing a program stored in the memory 92 .
  • the above program stored in the memory 92 may be provided to the user or the like while being written on a storage medium such as a CD (Compact Disc)-ROM, a DVD (Digital Versatile Disc)-ROM, etc. Alternatively, it may be provided via a network.
  • the control unit can also be realized by a dedicated processing circuit, for example, a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit that combines these. .
  • a dedicated processing circuit for example, a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit that combines these. .
  • Embodiment 6 a device that can be realized by applying each of the power converters described in Embodiments 1 to 5 will be described.
  • a refrigerating cycle-applied equipment using the power converter 1 described in the first embodiment will be described.
  • FIG. 23 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device 900 according to the sixth embodiment.
  • a refrigerating cycle applied equipment 900 according to the sixth embodiment includes a motor drive device 10 to which the power conversion device 1 described in the first embodiment is applied.
  • the refrigerating cycle applied equipment 900 has a refrigerating cycle configuration in which a four-way valve 902, a compressor 903, a heat exchanger 906, an expansion valve 908, and a heat exchanger 910 are attached via a refrigerant pipe 912. It has The compressor 903 corresponds to the compressor 315 shown in FIG. 2 and the like.
  • the compressor 903 is provided with a compression mechanism 904 that compresses the refrigerant circulating in the refrigerant pipe 912 and a motor 905 that operates the compression mechanism 904 .
  • Motor 905 corresponds to motor 314 shown in FIG.
  • the refrigeration cycle application device 900 having such a configuration can be used, for example, in air conditioners, heat pump water heaters, refrigerators, refrigerators, and the like.

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Abstract

電力変換装置（１）は、交流電源（１１０）から供給される第１の交流電力を整流するとともに、整流後の電力の電圧を昇圧するコンバータ（１２０）と、コンバータ（１２０）の出力端に接続される平滑部（２００）と、平滑部（２００）の両端に接続さる負荷部（３００）への入力電力の脈動の周波数である第１の周波数、および、コンバータ（１２０）への入力電力の交流電源（１１０）の周波数に起因する脈動の周波数である第２の周波数の少なくとも一方に応じてコンバータ（１２０）への入力電流が変化するようにコンバータ（１２０）を制御し、平滑部（２００）に流れる電流を抑制する制御部（４００）と、を備える。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器に関する。
　交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置は、例えば空調機に適用される。空調機が備えるロータリ圧縮機などの圧縮機では、吸入、圧縮および吐出の一連の流体の圧縮行程においてモータの負荷トルクが周期的に変動する。このため、モータの出力トルクを一定に保つと、圧縮機の回転速度が変動して振動が発生する。この問題に対し、特許文献１には、圧縮機のモータの１回転中に発生する負荷トルクの変動に応じて出力トルクを変動させるトルク制御を行うことで、圧縮機の振動を抑制する電力変換装置（変換器）が開示されている。
特開平２－１７８８４号公報
　しかしながら、負荷トルクの変動に応じて出力トルクを変動させる制御を行う場合、モータへの出力トルクを発生させるインバータへの入力電力および入力電流を変動させる必要がある。また、インバータへの入力電力および入力電流を変動させる場合、入力電流の変動に伴い、交流電力を整流するコンバータから出力される電流を平滑するためにインバータの前段に設けられた平滑コンデンサに流れる電流（以下、この電流をコンデンサ電流と称する場合がある）が増加する。コンデンサ電流が増加するため、モータの出力トルクが一定となるように制御を行う場合と比較して、電流耐量の大きいコンデンサを選定する必要がある。すなわち、コンデンサを大型化する必要があり、電力変換装置が大型化してしまうという課題がある。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示にかかる電力変換装置は、交流電源から供給される第１の交流電力を整流するとともに、整流後の電力の電圧を昇圧するコンバータと、コンバータの出力端に接続される平滑部と、平滑部の両端に接続される負荷部への入力電力の脈動の周波数である第１の周波数、および、コンバータへの入力電力の交流電源の周波数に起因する脈動の周波数である第２の周波数の少なくとも一方に応じてコンバータへの入力電流が変化するようにコンバータを制御し、平滑部に流れる電流を抑制する制御部と、を備える。
　本開示にかかる電力変換装置は、装置の大型化を抑制できる、という効果を奏する。
実施の形態１にかかる電力変換装置を適用して実現される電力変換システムの概略構成を示す図 実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示す図 インバータおよび圧縮機の構成例を示す図 実施の形態１の第１の比較例として、定トルク制御を行う場合の電力変換装置の動作波形の一例を示す図 実施の形態１の第２の比較例として、振動抑制制御を行う場合の電力変換装置の動作波形の一例を示す図 実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部を構成する制御ブロックの一例を示す図 図６に示す制御ブロックを用いた制御を適用した場合の電流指令を説明するための図 比較例として、電力変換装置が振動抑制制御および一般的な高力率制御を用いて圧縮機のモータを駆動させた場合の各部の動作波形の一例を示す図 電力変換装置が振動抑制制御およびコンデンサ電流抑制制御を用いて圧縮機のモータを駆動させた場合の各部の動作波形の一例を示す図 実施の形態２にかかる電力変換装置の制御部を構成する制御ブロックの一例を示す図 実施の形態２にかかる電力変換装置の動作波形の一例を示す図 図１１に示すコンバータ入力電力の周波数解析結果を示す図 比較例として、実施の形態２にかかる電力変換装置が一般的な高力率制御を用いて圧縮機のモータを駆動させた場合の各部の動作波形の一例を示す図 実施の形態２にかかる電力変換装置がコンデンサ電流抑制制御を用いて圧縮機のモータを駆動させた場合の各部の動作波形の一例を示す図 実施の形態３の第１の比較例として、高力率制御と振動抑制制御とを合わせて実施した場合の動作波形の一例を示す図 実施の形態３の第２の比較例として、高力率制御と振動抑制制御とインバータ電流脈動制御とを合わせて実施した場合の動作波形の一例を示す図 実施の形態３にかかる制御を実施した場合の動作波形の一例を示す図 実施の形態４にかかる電力変換装置の動作を説明するための図 実施の形態５にかかる電力変換装置の第１の構成例を示す図 実施の形態５にかかる電力変換装置の第２の構成例を示す図 実施の形態５にかかる電力変換装置の第３の構成例を示す図 電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態６にかかる冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に、本開示の実施の形態にかかる電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置を適用して実現される電力変換システムの概略構成を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる電力変換システムは、商用電源、整流回路等で構成される電源部１００と、電解コンデンサ等の平滑素子で構成される平滑部２００と、モータ、モータを駆動するインバータ等で構成される負荷部３００と、を備える。
　電源部１００においては、商用電源などの交流電源から供給される交流電力が整流回路で整流される。整流後の電力は平滑部２００へ出力される。平滑部２００は、電源部１００が出力する整流後の電力である直流電力を平滑する。平滑後の直流電力は負荷部３００に出力され、負荷部３００を構成するモータで消費される。
　図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、商用電源などの交流電源１１０と圧縮機３１５とに接続される。電力変換装置１は、交流電源１１０から供給される第１の交流電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換し、圧縮機３１５に供給する。圧縮機３１５は、例えば、空調機に適用される密閉型圧縮機であり、モータを搭載している。すなわち、電力変換装置１は、圧縮機３１５が備えるモータに第２の交流電力を供給してモータを駆動させるモータ駆動装置を構成する。
　電力変換装置１は、電圧電流検出部５０１と、コンバータ１２０と、電圧検出部５０２と、平滑部２００と、インバータ３１０と、制御部４００と、を備える。なお、コンバータ１２０および交流電源１１０は、図１に示す電力変換システムの電源部１００を構成し、インバータ３１０および圧縮機３１５は、図１に示す電力変換システムの負荷部３００を構成する。また、電圧電流検出部５０１および電圧検出部５０２の一方または双方はコンバータ１２０に含まれていてもよい。
　コンバータ１２０は、交流電源１１０に接続される。コンバータ１２０は、交流電源１１０から供給される電源電圧を全波整流する整流器１２１～１２４と、全波整流された電圧を昇圧するために設けられたスイッチング素子１２５、整流器１２６およびリアクトル１２７とで構成される。すなわち、コンバータ１２０は、交流電源１１０から供給される第１の交流電力を整流するとともに、整流後の電力の電圧を昇圧する。整流器１２１～１２４は整流回路１３０を構成する。スイッチング素子１２５、整流器１２６およびリアクトル１２７は昇圧回路１４０を構成する。昇圧回路１４０においては、スイッチング素子１２５が制御部４００により制御されてオンオフすることにより、整流回路１３０で整流された後の電圧を昇圧する。
　平滑部２００は平滑コンデンサ２１０で構成され、平滑コンデンサ２１０はコンバータ１２０の出力端に接続される。平滑部２００は、コンバータ１２０が電源電圧を交流から直流へと変換する処理を実行して生成された直流電力を平滑し、平滑後の電源としてインバータ３１０に供給する。
　電圧電流検出部５０１は、交流電源１１０とコンバータ１２０との間に設けられ、交流電源１１０からコンバータ１２０に供給される第１の交流電力の電圧値および電流値を検出し、検出した電圧値および電流値を制御部４００に出力する。本実施の形態では、電圧電流検出部５０１が検出する電圧値をＶin、電流値をＩinとする。
　なお、本実施の形態では、電圧電流検出部５０１を交流電源１１０とコンバータ１２０との間に設けた構成としたが、電流の検出位置はこれに限定されない。リアクトル１２７に流れる電流を検出する電流検出部を設け、リアクトル１２７に流れる電流の検出値を制御部４００に出力する構成としてもよい。
　電圧検出部５０２は、コンバータ１２０と平滑部２００との間に設けられ、コンバータ１２０からインバータ３１０に供給される直流電力の電圧値を検出し、検出した電圧値を制御部４００に出力する。本実施の形態では、電圧検出部５０２が検出する電圧値をＶdcとする。
　なお、以降の説明では、図２に示すように、コンバータ１２０から平滑部２００およびインバータ３１０に向けて流れる電流を電流Ｉ１とし、インバータ３１０に流れる電流をＩ２とし、平滑コンデンサ２１０に流れる電流であるコンデンサ電流を電流Ｉ３とする。電流Ｉ１～Ｉ３のそれぞれは、図２に示す矢印の方向に流れる場合を正とする。
　インバータ３１０は、平滑部２００、すなわち平滑コンデンサ２１０の両端に接続される。インバータ３１０は、平滑部２００から供給される平滑後の直流電力を第２の交流電力に変換して圧縮機３１５に供給する。
　インバータ３１０および圧縮機３１５の構成例を説明する。図３は、インバータ３１０および圧縮機３１５の構成例を示す図である。
　図３に示すように、インバータ３１０は、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆと、各々がスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆの中のいずれか一つと並列に接続される還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆとを有する。圧縮機３１５は、圧縮機駆動用のモータ３１４を有する負荷である。インバータ３１０とモータ３１４との間には電流検出部３１３ａおよび３１３ｂが設けられている。
　インバータ３１０は、制御部４００の制御によってスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆをオンオフし、コンバータ１２０および平滑部２００から入力される電力Ｐinvを所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換する。電流検出部３１３ａおよび３１３ｂは、各々、インバータ３１０から出力される３相の電流のうち１相の電流値を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。なお、制御部４００は、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち２相の電流値を取得することで、インバータ３１０から出力される残りの１相の電流値を算出することができる。圧縮機３１５のモータ３１４は、インバータ３１０から供給される第２の交流電力の振幅および位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。例えば、圧縮機３１５が空気調和機などで使用される密閉型圧縮機の場合、圧縮機３１５の負荷トルクは定トルク負荷とみなせる場合が多い。
　図２の説明に戻り、制御部４００は、コンバータ１２０に入力される第１の交流電力の電圧値Ｖinおよび電流値Ｉinを電圧電流検出部５０１から取得し、コンバータ１２０が出力する直流電力の電圧値Ｖdcを電圧検出部５０２から取得し、インバータ３１０が圧縮機３１５へ出力する第２の交流電力の電流値を電流検出部３１３ａおよび３１３ｂから取得する。制御部４００は、電圧電流検出部５０１、電圧検出部５０２、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂの各検出部によって検出された検出値を用いて、コンバータ１２０の動作、具体的には、コンバータ１２０の昇圧回路１４０が有するスイッチング素子１２５のオンオフを制御する。また、制御部４００は、電圧電流検出部５０１、電圧検出部５０２、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂの各検出部によって検出された検出値を用いて、インバータ３１０の動作、具体的には、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。このとき、制御部４００は、圧縮機３１５の振動が抑制されるよう、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。制御部４００は、例えば、特許文献１で開示されている従来の電力変換装置と同様に、負荷トルクの変動に応じて出力トルクが変化するようスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。以下、この制御を振動抑制制御と称する。
　上述したように、振動抑制制御を行う場合、インバータ３１０に流れる電流Ｉ２を変動させる必要があり、これに伴い平滑コンデンサ２１０に流れるコンデンサ電流（電流Ｉ３）が増加するという問題がある。そのため、制御部４００は、コンバータ１２０の制御に従来とは異なる制御を適用することで、コンデンサ電流を低減する。具体的には、制御部４００は、コンバータ１２０が有するスイッチング素子１２５を制御することで、コンバータ１２０への入力電力Ｐin（以下、コンバータ入力電力Ｐinと称する場合がある）を、圧縮機３１５が備えるモータ３１４の回転数に応じて変化させる。これにより、制御部４００は、平滑コンデンサ２１０に流れるコンデンサ電流を抑制する。以下では、コンデンサ電流を抑制するために、制御部４００がコンバータ１２０への入力電力Ｐinをモータ３１４の回転数に応じて変化させる制御を、コンデンサ電流抑制制御と称する場合がある。
　ここで、比較例として、制御部４００がコンバータ１２０への入力電力Ｐinをモータ３１４の回転数に応じて変化させる制御を実施しない場合の動作について説明する。具体的には、圧縮機３１５が有するモータ３１４の出力トルクを一定とする制御である定トルク制御を行う場合の動作である第１の比較例と、上述した振動抑制制御を行う場合の動作である第２の比較例とを説明する。
　図４は、実施の形態１の第１の比較例として、定トルク制御を行う場合の電力変換装置の動作波形の一例を示す図である。図５は、実施の形態１の第２の比較例として、振動抑制制御を行う場合の電力変換装置の動作波形の一例を示す図である。図４および図５において、各波形は、上から順番に、インバータ３１０への入力電力Ｐinv（以下、インバータ入力電力Ｐinvと称する場合がある）、インバータ３１０への入力電流Ｉ２（以下、インバータ入力電流Ｉ２と称する場合がある）、平滑コンデンサ２１０に流れる電流Ｉ３（以下、コンデンサ電流Ｉ３と称する場合がある）、モータ３１４の回転数、負荷トルクおよびモータ３１４の出力トルク（以下、モータ出力トルクと称する場合がある）を示す。インバータ３１０は負荷部３００を構成しているので、インバータ入力電力Ｐinvは、負荷部３００への入力電力でもある。なお、図４および図５において、コンデンサ電流Ｉ３は、振動抑制制御を実施することに伴うコンデンサ電流Ｉ３の増加を見やすくするため、コンバータ１２０に起因する電流脈動分を省いている。また、インバータ３１０のスイッチング周波数に起因する脈動分も省いている。
　図４および図５に示す波形の比較から、振動抑制制御を行うことで、すなわち、図５に示すように、負荷トルクの変動と同期してモータ出力トルクを変動させる制御を行うことで、モータ３１４の回転数の変動が少なくなる。よって、圧縮機３１５の振動が低減しているといえる。しかしながら、振動抑制制御を行う場合、負荷トルクを変動させるために、インバータ入力電力Ｐinvおよびインバータ入力電流Ｉ２をモータ出力トルクと同様に脈動させる必要があり、コンデンサ電流Ｉ３の増加を招いてしまう。
　これに対し、本実施の形態において、制御部４００は、上述したように、コンバータ１２０への入力電力Ｐinをモータ３１４の回転数に応じて変化させるコンデンサ電流抑制制御を実施する。詳細には、制御部４００は、振動抑制制御等によって生じるインバータ入力電力Ｐinvの脈動を検出し、検出した脈動の周波数である第１の周波数と同じ周波数で、コンバータの入力電力Ｐinで脈動させる。これにより、平滑部２００の平滑コンデンサ２１０に流れるコンデンサ電流Ｉ３を低減させる。なお、インバータ入力電力Ｐinvの脈動はモータ３１４の回転に起因して発生するため、この脈動の周波数である第１の周波数はモータ３１４の回転数に相当する。
　図６は、実施の形態１にかかる電力変換装置１の制御部４００を構成する制御ブロックの一例を示す図である。図６に示す制御ブロック４１０は、コンバータ１２０に対する制御信号を生成するために設けられ、コンデンサ電流抑制制御を実現する。
　制御ブロック４１０は、電圧制御部４１１と、高力率電流指令変換部４１２と、電流制御部４１３と、コンデンサ電流低減補正生成部４１４とで構成される。なお、一般的な高力率制御を行うコンバータを実現する場合の制御ブロックは、コンデンサ電流低減補正生成部４１４を含まない構成となる。すなわち、制御ブロック４１０により実現されるコンデンサ電流抑制制御は、高力率制御を行いつつコンデンサ電流を抑制するものであり、高力率制御の一種である。
　図６に示す電圧制御部４１１および電流制御部４１３は、各指令であるＤＣ電圧指令Ｖdcref、コンバータ入力電流指令Ｉinrefに、それぞれＤＣ電圧Ｖdc、コンバータ入力電流Ｉinが追従するように制御動作を行う。ＤＣ電圧Ｖdcはコンバータ１２０から平滑部２００を介してインバータ３１０に供給される直流電圧であり、この電圧を以下の説明ではコンデンサ電圧と称する場合がある。コンバータ入力電流Ｉinは交流電源１１０からコンバータ１２０に供給される交流電流である。電圧制御部４１１および電流制御部４１３は、例えば、ＰＩＤ（Proportional　Integral　Differential）制御、ＰＩ（Proportional　Integral）制御、Ｐ（Proportional）制御などを用いて上記の制御動作を行う。なお、図６に示す制御ブロック４１０は、指令値および検出値を用いたフィードバック制御を行う構成としているが、あらかじめ所望の電流および電圧になる制御量を求めておくことで、一部もしくは全てをフィードフォワード制御する構成としてもよい。
　コンデンサ電流低減補正生成部４１４は、高力率電流指令変換部４１２が生成する電流指令値Ｉinrefpfcに対する補正指令である電流指令Ｉinrefcを生成する。
　コンデンサ電流低減補正生成部４１４が出力する電流指令Ｉinrefcの導出方法について説明する。コンバータ回路が高力率制御のみ実施した場合の入力電力は式（１）で示すものとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）において、Ｉsはコンバータ１２０への入力電流Ｉinの最大値、Ｖsは交流電源１１０から供給される電圧Ｖinの最大値である。また、ωinは交流電源１１０の周波数（以下、交流電源周波数とする）である。なお、コンバータ１２０が定常状態でコンバータ１２０の出力電力が所望の電流および電圧に制御できている場合、図６の高力率電流指令変換部４１２の出力Ｉinrefpfcは式（１）のＩssinωinｔと同じになる。
　図６の制御ブロック４１０の場合、コンバータ１２０への入力電力Ｐinは式（２）で示すものとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（２）の右辺の各項は、左から、ＤＣ成分、交流電源周波数ωinの２倍の周波数成分の脈動、補正指令である電流指令Ｉinrefcと交流電源から供給される電圧ＶinであるＶssinωinｔとの積を表す。
　次に、インバータ入力電力ＰinvをＤＣ成分ＰDCと振動抑制制御によって生じる脈動成分Ｐmとに分離すると式（３）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　実際の負荷トルクの脈動は図５に示すように１つの正弦波だけでなく高次の成分も含まれ、振動抑制制御でも１つの正弦波でトルク制御を行っていないが、導出を簡略化するためと、大部分の成分は基本波成分で構成されるため、式（３）では基本波周波数ωm成分のみを用いて表している。なお、基本波周波数ωmはモータ３１４の回転数ｆmと同じとみなすことが可能である。
　振動抑制制御を行う場合に平滑部２００へ流入する電流を低減させるには、コンバータ入力電力Ｐinをインバータ入力電力Ｐinvと同様に脈動させればよい。すなわち、式（２）および式（３）より、コンデンサ電流低減補正生成部４１４にて生成する電流指令Ｉinrefcを式（４）に示すものとすればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（４）では、コンバータ１２０の制御（以下、コンバータ制御と称する場合がある）に起因する入力電力の脈動（式（２）右辺の左から２番目の項）は、打ち消さずインバータ入力電流の脈動のみを打ち消すようにしている。
　ここで、式（４）からわかるように、Ｉinrefcは分母に交流電源電圧が含まれる。よって、コンバータ１２０への入力電圧がゼロクロス付近となると分母が限りなく小さくなり、補正すべき値が大きくなるので、力率の悪化、交流電源電流の高調波の増加、コンバータ１２０の損失増加の懸念がある。そのため、コンデンサ電流低減補正生成部４４は、式（４）をそのまま使用してＩinrefcを算出するのではなく、算出方法を変更してＩinrefcを求める。例えば、式（４）の分母の絶対値が予め定められた閾値以下の状態では、交流電源電圧の代わりに閾値を用いてＩinrefcを算出する。
　式（４）の分子の情報は、図６に示すように、インバータ３１０の駆動情報であるインバータ駆動情報より入手する。例えば、インバータ３１０への入力電流Ｉ２およびＤＣ電圧Ｖdcをインバータ駆動情報として式（４）の分子の情報を求める、といった方法を使用すればよい。
　電流制御部４１３は、コンバータ入力電流Ｉinがコンバータ入力電流指令Ｉinrefに近づくように、スイッチング素子１２５をオンオフさせる際のデューティ比Ｄｕｔｙを調整する。
　図７は、図６に示す制御ブロック４１０を用いた制御を適用した場合の電流指令を説明するための図である。図７において、各波形は、上から順番に、コンバータ１２０へ入力される交流電源電圧Ｖin、電圧制御部４１１が生成するＩinrefdc、高力率電流指令変換部４１２が生成するＩinrefpfc、コンデンサ電流低減補正生成部４１４が生成するＩinrefc、コンバータ入力電流Ｉinに対する指令であるコンバータ入力電流指令Ｉinref、コンバータ入力電流Ｉinを示す。負荷の電力脈動は３０Ｈｚとしている。
　図７に示すＩinrefcは式（４）を用いて導出されている。過大な電流が流れるのを防ぐため、コンデンサ電流低減補正生成部４１４は、式（４）の分母の絶対値が１５０Ｖ以下になると１５０Ｖ固定になるようにしてＩinrefcを導出している。
　図６に示すように、高力率電流指令変換部４１２から出力される指令Ｉinrefpfcとコンデンサ電流低減補正生成部４１４から出力される指令Ｉinrefcとが足し合わされ、コンバータ入力電流指令Ｉinrefが生成されている。ここで、図７の点線で丸枠している部分からわかるように、交流電源電圧Ｖinとコンバータ入力電流指令Ｉinrefの極性（プラスとマイナス）が異なっている。この部分の電流は回路構成上、追従させることはできないので、この部分ではコンバータ入力電流指令Ｉinrefをゼロとしている。なお、コンバータ入力電流指令Ｉinrefをゼロにするのではなく、スイッチング素子１２５のスイッチング動作を停止させてもよい。図７に示すコンバータ入力電流Ｉinより、３０Ｈｚで入力電流が脈動していることが確認できる。
　図８は、比較例として、電力変換装置１が振動抑制制御および一般的な高力率制御を用いて圧縮機３１５のモータ３１４を駆動させた場合の各部の動作波形（電力波形、電流波形、電圧波形）の一例を示す図である。また、図９は、電力変換装置１が振動抑制制御およびコンデンサ電流抑制制御を用いて圧縮機３１５のモータ３１４を駆動させた場合の各部の動作波形（電力波形、電流波形、電圧波形）の一例を示す図である。図９に示す動作波形は、図７に示す電流指令を生成してコンバータ１２０を制御した場合の動作波形である。
　図８および図９において、各波形は、上から順番に、コンバータ入力電流Ｉin、交流電源電圧Ｖin、コンバータ入力電力Ｐinおよびインバータ入力電力Ｐinv、コンバータ出力電流Ｉ１およびインバータ入力電流Ｉ２、コンデンサ電流Ｉ３、ＤＣ電圧Ｖdcを示す。コンバータ出力電流Ｉ１、コンデンサ電流Ｉ３のスイッチング周波数起因の脈動は省いている。インバータ３１０とモータ３１４は可変電力負荷で模擬しており、上記の式（３）と同様に脈動分は基本波分のみとしており、ＰDCが１ｋＷ、Ｐmが５００Ｗで周波数ωmは３０Ｈｚとしている。また、交流電源電圧Ｖinの最大値Ｖsを２００√２Ｖ、交流電源周波数ωinを５０Ｈｚとしている。図６に示す制御ブロック４１０へ入力されるＤＣ電圧指令Ｖdcrefは３６０Ｖとしている。
　図６に示す制御ブロック４１０で実現するコンデンサ電流抑制制御を適用することで、図９に示すように、コンバータ入力電力Ｐinがインバータ入力電力Ｐinvの脈動に応じて変動する。この結果、コンデンサ電流抑制制御を適用しない図８の場合と比較して、コンデンサ電流Ｉ３が２．２７Ａから２．０５Ａへと低減する。また、ＤＣ電圧Ｖdcのリプル電圧も低減する。
　以上説明したように、実施の形態１にかかる電力変換装置１は、接続された負荷である圧縮機３１５を構成するモータ３１４の回転数に応じて、詳細には、モータ３１４の回転数とみなすことができるインバータ入力電力Ｐinvの脈動の周波数である第１の周波数に応じて、コンバータ入力電流Ｉinを変化させ、コンバータ入力電力Ｐinを脈動させる。実施の形態１にかかる電力変換装置１によれば、平滑部２００へ流れるコンデンサ電流Ｉ３を低減できるので、リプル電流耐量が小さなコンデンサを平滑コンデンサ２１０として使用可能となり、低コスト化が可能となる。さらに、ＤＣ電圧Ｖdcの脈動電圧が低下するため、平滑部２００を構成する平滑コンデンサ２１０の容量の低減すなわち平滑コンデンサ２１０の小型化も可能となり、装置の大型化を抑制できる。例えば、整流後の直流電圧を平滑する平滑部を複数のコンデンサで構成している電力変換装置に上述のコンデンサ電流抑制制御を適用した場合、平滑部へ流れる電流が低減されるので、平滑部を構成するコンデンサの数を低減することができ、装置の小型化を実現できる。
　ここで、コンバータ１２０の制御に用いる電流値を検出する電流センサについて説明する。
　上述したコンデンサ電流抑制制御ではなく一般的な高力率制御を適用したコンバータを有する電力変換装置の場合、電流検出に用いる電流センサは、交流電源周波数をｆinとし、電流センサが観測可能な電流の下限周波数ｆisenとした場合、式（５）に示す関係を満たす必要がある。
　　　ｆin＞ｆisen　　　　…（５）
　しかしながら、コンデンサ電流抑制制御を適用した実施の形態１にかかる電力変換装置１では、モータ３１４の下限周波数（下限回転数）ｆminが交流電源周波数ｆinよりも低いと、式（５）を満たす電流センサを用いた場合に電流を観測できず、コンデンサ電流抑制制御ができなくなる懸念がある。そのため、コンデンサ電流抑制制御を適用する場合、観測可能な下限周波数ｆisenが式（６）に示す関係を満たす電流センサを使用してコンバータ入力電流Ｉinを検出する。すなわち、観測可能な下限周波数ｆisenが式（６）に示す関係を満たす電流センサを用いて電圧電流検出部５０１を構成する。
　　　ｆmin＞ｆisen　　　…（６）
　コンバータ１２０の制御で使用する電流値を式（６）に示す関係を満たす電流センサで検出する構成とすることで、正しい電流値を使用してコンデンサ電流抑制制御を行うことが可能となり、コンデンサ電流を低減させる動作の信頼性が高まる。
　なお、本実施の形態では、コンバータ入力電流Ｉinが、モータ３１４の回転数ｆmに相当する負荷トルクの脈動の基本波周波数ωmの脈動成分を含むようにコンバータ１２０を制御することとしたが、コンバータ入力電流Ｉinが基本波周波数ωmの整数倍の脈動成分も含むようにコンバータ１２０を制御してもよい。これにより、コンデンサ電流Ｉ３をさらに低減することができる。
実施の形態２．
　つづいて、実施の形態２にかかる電力変換装置を説明する。実施の形態２にかかる電力変換装置の構成は実施の形態１にかかる電力変換装置１と同様であり、制御部４００がコンバータ１２０を制御する動作が異なる。本実施の形態では、実施の形態１と異なる動作であるコンバータ１２０の制御動作について説明する。
　実施の形態２にかかる電力変換装置１では、コンバータ入力電力Ｐinに含まれる、交流電源周波数ｆinに起因する脈動が低減するように、コンバータ入力電流Ｉinを制御部４００が制御することで、コンデンサ電流Ｉ３を低減させる。
　図１０は、実施の形態２にかかる電力変換装置１の制御部４００を構成する制御ブロック４２０の一例を示す図である。図１０に示す制御ブロック４２０は、コンバータ１２０に対する制御信号を生成するために設けられ、実施の形態２にかかるコンデンサ電流抑制制御を実現する。
　制御ブロック４２０は、電圧制御部４１１と、コンデンサ電流低減指令変換部４１５と、電流制御部４１３とで構成される。制御ブロック４２０の電圧制御部４１１および電流制御部４１３は、実施の形態１で説明した制御ブロック４１０の電圧制御部４１１および電流制御部４１３と同じものである。
　コンデンサ電流低減指令変換部４１５がコンバータ入力電流指令Ｉinrefを導出する方法について説明する。コンデンサ電流低減指令変換部４１５に入力される交流電源情報は、例えば、交流電源周波数ｆinとすることができる。
　図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置１の動作波形の一例を示す図である。図１１は、電力変換装置１が、一般的な高力率制御を用いて圧縮機３１５のモータ３１４を駆動させた場合、および、図１０に示す制御ブロック４２０を適用してコンバータ１２０を制御しつつ圧縮機３１５のモータ３１４を駆動させた場合の動作波形の一例を示す。図１１において、上段の波形は交流電源電圧Ｖinを示す。中段の２つ波形は、コンバータ入力電流指令Ｉinrefを示す。高力率制御を行う場合のコンバータ入力電流指令Ｉinrefを破線で示し、制御ブロック４２０を適用した制御を行う場合のコンバータ入力電流指令Ｉinrefを実線で示している。下段の３つの波形は、コンバータ入力電力Ｐinおよびインバータ入力電力Ｐinvを示す。高力率制御を行う場合のコンバータ入力電力Ｐinを破線で示し、制御ブロック４２０を適用した制御を行う場合のコンバータ入力電力Ｐinを実線で示している。図１１に示す動作波形に対応する動作では、交流電源電圧Ｖinの最大値Ｖsを２００√２Ｖ、交流電源周波数ｆinを５０Ｈｚとしている。また、インバータ３１０への入力電力はＤＣ成分のみとしており、１ｋＷとしている。
　図１２は、図１１に示すコンバータ入力電力Ｐinの周波数解析結果を示す図である。破線は高力率制御を行う場合のコンバータ入力電力Ｐinの周波数解析結果を示し、実線は制御ブロック４２０を適用した制御を行う場合のコンバータ入力電力Ｐinの周波数解析結果を示す。
　図１２および上記式（２）の右辺の第２項より、高力率制御を行う場合、コンバータ入力電力Ｐinは交流電源周波数ｆin（ωin＝５０Ｈｚ）の２倍の周波数で脈動することがわかる。これ以降の説明では、この脈動の周波数を第２の周波数と称する場合がある。実施の形態２にかかるコンデンサ電流抑制制御、すなわち、制御ブロック４２０を適用した制御では、コンバータ入力電力Ｐinに含まれる、交流電源周波数ｆinの２倍の周波数である第２の周波数で脈動する成分が低減するよう、コンバータ入力電流Ｉinを制御する。
　ここでは、交流電源周波数ｆinの２倍の周波数である第２の周波数で脈動する成分をコンバータ入力電力Ｐinから低減させる制御方法の一例として、図１１の中段に示すように、コンデンサ電流低減指令変換部４１５が、矩形波のコンバータ入力電流指令Ｉinrefを出力するようにしている。なお、コンバータ入力電流指令Ｉinrefは、第２の周波数の脈動成分を低減させる波形であればよく、例えば台形波としてもよいし、正弦波の上部と下部をクランプしたような波形としてもよい。
　図１１より、コンバータ入力電流指令Ｉinrefを矩形波とすることで、コンバータ入力電力Ｐinの脈動が低減していることがわかる。図１２に示す周波数解析結果からも、交流電源周波数ｆinの２倍の周波数成分が低減していることがわかる。
　図１３は、比較例として、実施の形態２にかかる電力変換装置１が一般的な高力率制御を用いて圧縮機３１５のモータ３１４を駆動させた場合の各部の動作波形（電力波形、電流波形、電圧波形）の一例を示す図である。また、図１４は、実施の形態２にかかる電力変換装置１がコンデンサ電流抑制制御（図１０の制御ブロック４２０を適用して実現するコンバータ制御）を用いて圧縮機３１５のモータ３１４を駆動させた場合の各部の動作波形（電力波形、電流波形、電圧波形）の一例を示す図である。
　図１３および図１４において、各波形は、上から順番に、交流電源電圧Ｖin、コンバータ入力電流Ｉin、コンバータ入力電力Ｐinおよびインバータ入力電力Ｐinv、コンバータ出力電流Ｉ１およびインバータ入力電流Ｉ２、コンデンサ電流Ｉ３、ＤＣ電圧Ｖdcを示す。コンバータ出力電流Ｉ１、コンデンサ電流Ｉ３のスイッチング周波数起因の脈動は省いている。インバータ３１０とモータ３１４とは定電力負荷で模擬しており、負荷電力を１ｋＷとしている。また、交流電源電圧Ｖinの最大値Ｖsを２００√２Ｖ、交流電源周波数ｆinを５０Ｈｚとしている。図１０に示す制御ブロック４２０へ入力されるＤＣ電圧指令Ｖdcrefは３６０Ｖとしている。
　図１０に示す制御ブロック４２０で実現する実施の形態２にかかるコンデンサ電流抑制制御を適用することで、図１３および図１４に示すように、実施の形態２にかかるコンデンサ電流抑制制御を適用しない場合と比較して、コンデンサ電流Ｉ３が１．９４Ａから１．５１Ａへと低減する。また、ＤＣ電圧Ｖdcのリプル電圧も低減する。
　以上説明したように、実施の形態２にかかる電力変換装置１は、コンバータ入力電力Ｐinに含まれる、交流電源周波数ｆinに起因する第２の周波数で脈動する成分が低減するようにコンバータ入力電流Ｉinを制御することで、平滑部２００を構成する平滑コンデンサ２１０に流れる電流であるコンデンサ電流Ｉ３を低減させる。実施の形態２にかかる電力変換装置１によれば、平滑部２００へ流れる電流Ｉ３を低減できるので、実施の形態１にかかる電力変換装置１と同様の効果が得られる。すなわち、リプル電流耐量が小さなコンデンサを平滑コンデンサ２１０として使用可能となり、低コスト化が可能となる。また、ＤＣ電圧Ｖdcの脈動電圧が低下するため、平滑部２００を構成する平滑コンデンサ２１０の容量の低減すなわち平滑コンデンサ２１０の小型化も可能となり、装置の大型化を抑制できる。
　なお、実施の形態２では、交流電源周波数ｆinに起因する脈動が低減するようにコンバータ入力電流Ｉinを制御することとしたが、交流電源周波数ｆinの整数倍の周波数に起因する脈動も低減するようにコンバータ１２０を制御してもよい。これにより、コンデンサ電流Ｉ３をさらに低減することができる。
　また、実施の形態２では、インバータ３１０に対して振動抑制制御を行わない状態において、交流電源周波数ｆinに起因するコンデンサ電流Ｉ３の増加を抑制する制御をコンバータ１２０に対して行うこととしたが、実施の形態２で説明したコンバータ１２０の制御を、振動抑制制御を行う場合にも実施するようにしてもよい。すなわち、実施の形態１で説明したコンバータ１２０の制御と、実施の形態２で説明したコンバータ１２０の制御とを実施する構成としてもよい。これ以降の説明では、便宜上、実施の形態１で説明したコンバータ１２０の制御を第１のコンデンサ電流抑制制御と称し、実施の形態２で説明したコンバータ１２０の制御を第２のコンデンサ電流抑制制御と称する場合がある。
実施の形態３．
　つづいて、実施の形態３にかかる電力変換装置を説明する。実施の形態３にかかる電力変換装置の構成は実施の形態１，２にかかる電力変換装置１と同様であり、制御部４００がコンバータ１２０およびインバータ３１０を制御する動作が実施の形態１，２と異なる。本実施の形態では、制御部４００がコンバータ１２０およびインバータ３１０を制御する動作について説明する。なお、制御部４００の動作のうち、実施の形態１，２と共通の動作については説明を省略する。
　実施の形態１および２では、コンバータ１２０を制御することで、すなわち、コンバータ１２０への入力電流Ｉinを制御することで、平滑コンデンサ２１０に流れる電流を低減させることとした。
　一方、インバータ３１０を制御することで平滑コンデンサ２１０に流れる電流を低減させる方法も存在する。例えば、インバータ３１０への入力電流Ｉ２が一定の場合、平滑コンデンサ２１０に流れるコンデンサ電流Ｉ３は、コンバータ入力電流Ｉinの変化に応じて脈動する。この場合、コンバータ入力電流Ｉinの変化に応じてインバータ入力電流Ｉ２が脈動するようにインバータ３１０を制御することで、コンデンサ電流Ｉ３の脈動が抑制され、この結果、コンデンサ電流Ｉ３が低減する。しかし、インバータ入力電流Ｉ２を脈動させると、電流実効値が増加し、インバータ３１０を構成する半導体素子（スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆ、還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆ）の発熱増加が懸念される。そのため、半導体素子が熱成立する範囲内でしかインバータ入力電流Ｉ２を脈動させることができず、コンデンサ電流Ｉ３の低減効果に限界がある。
　そこで、実施の形態３にかかる電力変換装置１では、インバータ３１０を制御してコンデンサ電流Ｉ３を低減させる動作と、コンバータ１２０を制御してコンデンサ電流Ｉ３を低減させる動作とを合わせて実施することで、コンデンサ電流Ｉ３の低減効果を向上させる。なお、以下の説明では、コンデンサ電流Ｉ３が低減するようにインバータ３１０を動作させる制御をインバータ電流脈動制御と称する。
　図１５は、実施の形態３の第１の比較例として、高力率制御と振動抑制制御とを合わせて実施した場合の動作波形の一例を示す図である。図１６は、実施の形態３の第２の比較例として、高力率制御と振動抑制制御とインバータ電流脈動制御とを合わせて実施した場合の動作波形の一例を示す図である。図１７は、実施の形態３にかかる制御を実施した場合の動作波形の一例を示す図であり、具体的には、振動抑制制御とインバータ電流脈動制御とコンデンサ電流抑制制御とを合わせて実施した場合の動作波形の一例を示す。
　図１５～図１７において、上段の波形はコンバータ１２０への入力電力Ｐinおよびインバータ３１０への入力電力Ｐinvを示し、下段の波形は平滑部２００の電力Ｐcを示す。
　図１５～図１７のそれぞれに対応する動作では、振動抑制制御を加味して、インバータ入力電力Ｐinvは、上記の式（３）において、ＰDCを４００Ｗ、Ｐmを２００Ｗとし、基本波周波数ωmは１０Ｈｚとしている。また、交流電源１１０の電圧Ｖinの最大値Ｖsは２００√２Ｖ、周波数ｆinは５０Ｈｚとしている。
　図１７に対応する動作に適用しているコンデンサ電流抑制制御は、一例として、実施の形態１で説明したコンバータ１２０の制御である第１のコンデンサ電流抑制制御としている。なお、平滑部２００に流れるコンデンサ電流Ｉ３に交流電源周波数ｆinに起因する周波数の脈動およびモータ回転数に起因する周波数の脈動のいずれにも該当しない脈動がある場合、その脈動成分をコンバータ１２０の制御にて低減させてもよい。
　図１６に対応する動作では、インバータ電流脈動制御によりインバータ入力電力Ｐinvを脈動させ、平滑部２００の電力Ｐcに含まれる脈動電力を低減している。このインバータ電流脈動制御では、コンバータ入力電力Ｐinに含まれる脈動成分すなわち交流電源周波数ｆinに起因する電力脈動成分の０．５倍の脈動量で、インバータ入力電力Ｐinvを脈動させている。ＤＣ電圧Ｖdcは略一定のため、平滑部２００の電力Ｐcの脈動波形とコンデンサ電流Ｉ３の波形は相似となる。したがって、図１６より、高力率制御と振動抑制制御とインバータ電流脈動制御とを合わせて実施することでコンデンサ電流Ｉ３を低減できることが分かる。
　図１７に対応する実施の形態３にかかる動作では、振動抑制制御に起因して発生する平滑部２００の電力の脈動を第１のコンデンサ電流抑制制御により抑制し、交流電源周波数ｆinに起因して発生する平滑部２００の電力の脈動をインバータ電流脈動制御および第２のコンデンサ電流抑制制御により抑制している。具体的には、第１のコンデンサ電流抑制制御では、振動抑制制御に起因して発生する脈動の０．５倍の脈動量でコンバータ出力電流Ｉ１を脈動させ、インバータ電流脈動制御では、交流電源周波数ｆinに起因して発生する脈動の０．５倍の脈動量でインバータ入力電流Ｉ２を脈動させ、第２のコンデンサ電流抑制制御では、交流電源周波数ｆinに起因して発生する脈動の０．２５倍の脈動量でコンバータ出力電流Ｉ１を脈動させる。
　図１６および図１７より、実施の形態３にかかる制御とすることで、図１６の動作波形となるように制御する場合と比較して、平滑部２００の電力Ｐcの脈動をさらに抑制できることがわかる。したがって、コンデンサ電流Ｉ３の低減効果を向上できているといえる。
　なお、実施の形態３にかかる制御として、第１のコンデンサ電流抑制制御および第２のコンデンサ電流抑制制御の双方を実施することとしたが、これら２つのコンデンサ電流抑制制御のいずれか一方を実施の形態３にかかる制御として実施する構成としてもよい。
　以上説明したように、実施の形態３にかかる電力変換装置１は、コンバータ入力電流Ｉinの変化に応じてインバータ入力電流Ｉ２が脈動するようにインバータ３１０を制御するインバータ電流脈動制御と、実施の形態１で説明した第１のコンデンサ電流抑制制御および実施の形態２で説明した第２のコンデンサ電流抑制制御の少なくとも一方と、を実施して、インバータ入力電流Ｉ２およびコンバータ出力電流Ｉ１を脈動させる。これにより、インバータ電流脈動制御のみを行いコンデンサ電流Ｉ３を低減させる場合と比較して、コンデンサ電流Ｉ３の低減効果を向上させることができる。また、コンデンサ電流Ｉ３の低減効果を実施の形態１，２よりも向上させることができる。
実施の形態４．
　つづいて、実施の形態４にかかる電力変換装置を説明する。実施の形態４にかかる電力変換装置の構成は実施の形態１～３にかかる電力変換装置１と同様であり、制御部４００がコンバータ１２０を制御する動作が実施の形態１～３と異なる。本実施の形態では、制御部４００がコンバータ１２０を制御する動作について説明する。なお、制御部４００の動作のうち、実施の形態１～３と共通の動作については説明を省略する。
　図１８は、実施の形態４にかかる電力変換装置１の動作を説明するための図である。実施の形態１で説明した第１のコンデンサ電流抑制制御および実施の形態２で説明した第２のコンデンサ電流抑制制御では、コンバータ１２０のリアクトル１２７に流れる電流であるリアクトル電流ＩＬが図１８の破線で示すような波形となる電流連続モード（ＣＣＭ：Continuous　Current　Mode）でコンバータ１２０を動作させることとした。これに対して、実施の形態４にかかる電力変換装置１においては、リアクトル電流ＩＬが図１８の実線で示すような波形となる電流不連続モード（ＤＣＭ：Discontinuous　Current　Mode）でコンバータ１２０を動作させる。電流連続モードでの動作では、リアクトル電流ＩＬがゼロになる区間は存在せず、電流不連続モードでの動作では、リアクトル電流ＩＬがゼロになる区間が存在する。すなわち、実施の形態４にかかる電力変換装置１において、制御部４００は、リアクトル電流ＩＬがゼロとなる時間が発生するようにコンバータ１２０を制御する。
　すなわち、実施の形態４にかかる電力変換装置１は、実施の形態１～３で説明した電力変換装置１のそれぞれにおいて、コンバータ１２０を電流不連続モードで動作させるようにしたものである。
　コンバータ１２０を電流不連続モードとなるように制御することで、コンバータ１２０を構成するリアクトル１２７の低インダクタンス化が可能となり、電力変換装置１の小型化および低コスト化が可能となる。
実施の形態５．
　実施の形態１～４で説明したコンデンサ電流抑制制御を適用可能な電力変換装置は図２に示した構成の電力変換装置１に限定されない。例えば、図１９～図２１のそれぞれに示した構成の電力変換装置にコンデンサ電流抑制制御を適用してもよい。
　図１９は、実施の形態５にかかる電力変換装置の第１の構成例を示す図である。図１９に示す電力変換装置１ａは、図２に示す電力変換装置１のコンバータ１２０をコンバータ１２０ａに置き換え、制御部４００を制御部４００ａに置き換えたものである。なお、コンバータ１２０ａは電源部１００ａを構成する。
　コンバータ１２０ａは、ダイオードブリッジレス（ＤＢＬ：Diode　Bridge　Less）構成の整流回路であり、リアクトル１２７、スイッチング素子１２５ａ～１２５ｄ、および、各々がスイッチング素子１２５ａ～１２５ｄのうちの１つに並列に接続される整流器１２１～１２４を有する。コンバータ１２０ａは、制御部４００ａの制御によって、スイッチング素子１２５ａ～１２５ｄをオンオフし、交流電源１１０から供給される第１の交流電力を整流するとともに昇圧し、昇圧後の直流電力を平滑部２００に出力する。コンバータ１２０ａは、制御部４００ａによって、スイッチング素子１２５ａ～１２５ｄが連続的にスイッチング動作を行うフルＰＡＭ（Pulse　Amplitude　Modulation）で制御される。コンバータ１２０ａは、力率改善制御により、平滑部２００の平滑コンデンサ２１０のコンデンサ電圧Ｖdcを電源電圧よりも高い電圧にする。
　その他の部分は上述した電力変換装置１と同様であるため、説明は省略する。
　電力変換装置１ａによれば、図２に示す電力変換装置１と比較して、高効率化が可能となる。
　図２０は、実施の形態５にかかる電力変換装置の第２の構成例を示す図である。図２０に示す電力変換装置１ｂは、図２に示す電力変換装置１のコンバータ１２０をコンバータ１２０ｂに置き換え、制御部４００を制御部４００ｂに置き換えたものである。なお、コンバータ１２０ｂは電源部１００ｂを構成する。
　コンバータ１２０ｂは、リアクトル１２７、整流回路１３１および昇圧回路１４１を有する。図２に示す電力変換装置１を構成するコンバータ１２０においては、昇圧回路１４０が整流回路１３０の後段に直列に接続されている。これに対して、電力変換装置１ｂを構成するコンバータ１２０ｂにおいては、昇圧回路１４１が整流回路１３１と並列に接続されている。
　電力変換装置１ｂを構成するコンバータ１２０ｂの整流回路１３１は、整流器１２１ａ～１２４ａで構成され、交流電源１１０から供給される第１の交流電力を全波整流する。整流回路１３１は、電力変換装置１を構成するコンバータ１２０の整流回路１３０と同様の回路である。
　昇圧回路１４１は、整流器１２１ｂ～１２４ｂおよびスイッチング素子１２５を有する。昇圧回路１４１は、制御部４００ｂの制御によって、スイッチング素子１２５をオンオフし、交流電源１１０から供給される第１の交流電力を昇圧し、昇圧した電力を平滑部２００に出力する。コンバータ１２０ｂの昇圧回路１４１は、制御部４００ｂの制御によって、交流電源１１０から供給される第１の交流電力の周波数の半周期に１回または複数回、スイッチング素子１２５のスイッチング動作を行う簡易スイッチングで制御される。コンバータ１２０ｂは、力率改善制御により、平滑部２００の平滑コンデンサ２１０のコンデンサ電圧Ｖdcを電源電圧よりも高い電圧にする。
　その他の部分は上述した電力変換装置１と同様であるため、説明は省略する。
　電力変換装置１ｂによれば、図２に示す電力変換装置１と比較して、高効率化が可能となる。また、ノイズの低減が可能となる。
　図２１は、実施の形態５にかかる電力変換装置の第３の構成例を示す図である。図２１に示す電力変換装置１ｃは、図２に示す電力変換装置１のコンバータ１２０をコンバータ１２０ｃに置き換え、制御部４００を制御部４００ｃに置き換えたものである。なお、コンバータ１２０ｃは電源部１００ｃを構成する。
　コンバータ１２０ｃは、トーテムポール方式のコンバータであり、リアクトル１２７と、整流器１２１、１２２、１２３Ａ、１２３Ｂ、１２４Ａおよび１２４Ｂと、スイッチング素子１２５ａ、１２５ｂ、１２５ｃおよび１２５ｄと、コンデンサ１２８と、を有する。
　リアクトル１２７は交流電源１１０からの入力電流を限流する。整流器１２１と整流器１２２とは直列に接続され、交流電源１１０から供給される交流電力を整流する整流ブリッジ回路である第１の直列回路６０１を構成する。整流器１２１と整流器１２２との接続点は、リアクトル１２７を介して交流電源１１０の出力端子の一方に接続される。
　スイッチング素子１２５ａ、１２５ｂ、１２５ｃおよび１２５ｄの４個のスイッチング素子は直列に接続され、各々がこれら４個のスイッチング素子の１つに並列に接続される整流器１２３Ａ、１２３Ｂ、１２４Ａおよび１２４Ｂとともに第２の直列回路６０２を構成する。第１の直列回路６０１と第２の直列回路６０２とは並列に接続される。
　第２の直列回路を構成する４個のスイッチング素子のうちの２番目のスイッチング素子１２５ｂと３番目のスイッチング素子１２５ｃとの接続点は、交流電源１１０の出力端子の他方に接続される。４個のスイッチング素子のうちの１番目のスイッチング素子１２５ａと２番目のスイッチング素子１２５ｂとの接続点には、コンデンサ１２８の一端が接続され、３番目のスイッチング素子１２５ｃと４番目のスイッチング素子１２５ｄとの接続点には、コンデンサ１２８の他端が接続される。
　コンバータ１２０ｃは、制御部４００ｃの制御によって、スイッチング素子１２５ａ～１２５ｄをオンオフし、交流電源１１０から供給される第１の交流電力を整流するとともに昇圧し、昇圧後の直流電力を平滑部２００に出力する。コンバータ１２０ｃは、力率改善制御により、平滑部２００の平滑コンデンサ２１０のコンデンサ電圧Ｖdcを電源電圧よりも高い電圧にする。
　その他の部分は上述した電力変換装置１と同様であるため、説明は省略する。
　電力変換装置１ｃによれば、図２に示す電力変換装置１と比較して、高効率化が可能となる。また、低インダクタンス化が可能となる。
　つづいて、各実施の形態で説明した各電力変換装置（電力変換装置１，１ａ，１ｂ，１ｃ）が備える各制御部（制御部４００，４００ａ，４００ｂ，４００ｃ）のハードウェア構成について説明する。なお、各制御部のハードウェア構成は同様である。
　図２２は、電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。電力変換装置の制御部は、例えば、図２２に示すプロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。
　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）等である。
　メモリ９２には電力変換装置の制御部として動作するためのプログラムが格納されている。電力変換装置の制御部は、メモリ９２に格納されているプログラムをプロセッサ９１が読み出して実行することにより実現される。メモリ９２に格納される上記のプログラムは、例えば、ＣＤ（Compact　Disc）－ＲＯＭ、ＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）－ＲＯＭなどの記憶媒体に書き込まれた状態でユーザ等に提供される形態であってもよいし、ネットワークを介して提供される形態であってもよい。
　なお、制御部は、専用の処理回路、例えば、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）、ＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）、またはこれらを組み合わせた回路で実現することも可能である。
実施の形態６．
　本実施の形態では、実施の形態１～５で説明した各電力変換装置を適用して実現可能な装置について説明する。一例として、実施の形態１で説明した電力変換装置１を使用する冷凍サイクル適用機器について説明する。
　図２３は、実施の形態６にかかる冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態６にかかる冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１が適用されたモータ駆動装置１０を備える。
　また、冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２と、圧縮機９０３と、熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、熱交換器９１０とが、冷媒配管９１２を介して取り付けられた構成の冷凍サイクルを備えている。圧縮機９０３は、図２などに示した圧縮機３１５に相当する。
　圧縮機９０３には、冷媒配管９１２内を循環する冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ９０５とが設けられている。モータ９０５は、図３に示したモータ３１４に相当する。
　このような構成の冷凍サイクル適用機器９００は、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等に利用することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１ａ，１ｂ，１ｃ　電力変換装置、１０　モータ駆動装置、１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ　電源部、１１０　交流電源、１２０，１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃ　コンバータ、１２１～１２４，１２１ａ～１２４ａ，１２１ｂ～１２４ｂ，１２３Ａ，１２３Ｂ，１２４Ａ，１２４Ｂ，１２６　整流器、１２５，１２５ａ～１２５ｄ，３１１ａ～３１１ｆ　スイッチング素子、１２７　リアクトル、１２８　コンデンサ、１３０，１３１　整流回路、１４０，１４１　昇圧回路、２００　平滑部、２１０　平滑コンデンサ、３００　負荷部、３１０　インバータ、３１２ａ～３１２ｆ　還流ダイオード、３１３ａ，３１３ｂ　電流検出部、３１４，９０５　モータ、３１５，９０３　圧縮機、４００，４００ａ，４００ｂ，４００ｃ　制御部、４１０，４２０　制御ブロック、４１１　電圧制御部、４１２　高力率電流指令変換部、４１３　電流制御部、４１４　コンデンサ電流低減補正生成部、４１５　コンデンサ電流低減指令変換部、５０１　電圧電流検出部、５０２　電圧検出部、６０１　第１の直列回路、６０２　第２の直列回路、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６，９１０　熱交換器、９０８　膨張弁、９１２　冷媒配管。

Claims (15)

  1. 　交流電源から供給される第１の交流電力を整流するとともに、整流後の電力の電圧を昇圧するコンバータと、
    　前記コンバータの出力端に接続される平滑部と、
    　前記平滑部の両端に接続される負荷部への入力電力の脈動の周波数である第１の周波数、および、前記コンバータへの入力電力の前記交流電源の周波数に起因する脈動の周波数である第２の周波数の少なくとも一方に応じて前記コンバータへの入力電流が変化するように前記コンバータを制御し、前記平滑部に流れる電流を抑制する制御部と、
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記負荷部は、前記コンバータおよび前記平滑部から出力される電力を第２の交流電力に変換してモータに出力するインバータを含み、
    　前記制御部は、前記コンバータを制御し、前記コンバータへの入力電流を前記モータの回転数に応じて脈動させる、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記コンバータを制御し、前記コンバータへの入力電流が、前記モータの回転数と同じ周波数で脈動する成分を含むようにする、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記コンバータを制御し、前記コンバータへの入力電流が、前記モータの回転数の整数倍の周波数で脈動する成分も含むようにする、
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記コンバータへの入力電流を検出する電流センサを備え、前記電流センサが観測可能な電流の下限周波数が前記モータの下限回転数よりも小さい、
    　請求項２から４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御部は、前記コンバータを制御し、前記コンバータへの入力電力に含まれる、前記交流電源の周波数に起因する脈動成分が低減するように、前記コンバータへの入力電流を変化させる、
    　請求項１から５のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御部は、前記コンバータを制御し、前記コンバータへの入力電流の前記交流電源の周波数と同じ周波数の成分を変化させる、
    　請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記制御部は、前記コンバータを制御し、前記コンバータへの入力電流の前記交流電源の周波数の整数倍の周波数の成分も変化させる、
    　請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　前記制御部は、前記コンバータへの入力電流の変化に応じて前記負荷部への入力電流が脈動するように前記負荷部に含まれるインバータを制御する、
    　請求項１から８のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  10. 　前記制御部は、前記コンバータが有するリアクトルに流れる電流がゼロとなる時間が発生するように前記コンバータを制御する、
    　請求項１から９のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  11. 　前記コンバータは、
    　複数の整流器を有する整流回路と、
    　整流器および前記制御部によってオンオフが制御されるスイッチング素子を有する昇圧回路と、
    　を備え、
    　前記整流回路および前記昇圧回路が直列または並列に接続される、
    　請求項１から１０のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  12. 　前記コンバータは、
    　前記制御部によってオンオフが制御される複数のスイッチング素子と、
    　各々が前記複数のスイッチング素子の１つに並列に接続される複数の整流器と、
    　を備える請求項１から１０のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  13. 　前記コンバータは、
    　２個の整流器が直列に接続された第１の直列回路と、
    　直列に接続された４個のスイッチング素子、および、各々が４個の前記スイッチング素子の１つに並列に接続された４個の整流器を含み、前記第１の直列回路と並列に接続された第２の直列回路と、
    　を備える請求項１から１０のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  14. 　請求項１から１３のいずれか一つに記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  15. 　請求項１から１３のいずれか一つに記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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