WO2023105676A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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WO2023105676A1
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frequency
power supply
capacitor
current
power
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PCT/JP2021/045109
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French (fr)
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浩一 有澤
秀太 石川
貴昭 ▲高▼原
知宏 沓木
遥 松尾
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device that convert AC power into desired power.
  • a power conversion device that converts AC power supplied from an AC power supply into desired AC power and supplies it to a load such as an air conditioner.
  • a power converter which is a control device for an air conditioner, rectifies AC power supplied from an AC power supply with a diode stack, which is a rectifier, and smoothes the power with a smoothing capacitor
  • a technology is disclosed in which an inverter comprising a plurality of switching elements converts the AC power into desired AC power and outputs the AC power to a compressor motor as a load.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a power conversion device capable of suppressing an increase in device size while suppressing deterioration of a smoothing capacitor.
  • the power converter according to the present disclosure includes a rectifier, a capacitor connected to the output terminal of the rectifier, an inverter connected to both ends of the capacitor, a first and a control unit.
  • the rectifier rectifies a power supply voltage applied from an AC power supply.
  • the inverter converts the DC power output from the capacitor into AC power, and outputs the AC power to the device on which the motor is mounted.
  • the first detector detects a power supply voltage.
  • the control unit performs pulsation compensation control for suppressing pulsation components of the capacitor current, which is the charge/discharge current of the capacitor, based on the detection value of the first detection unit.
  • the power converter according to the present disclosure it is possible to suppress the deterioration of the smoothing capacitor and suppress the enlargement of the device.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a control unit included in the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a q-axis current pulsation calculation section included in the control section according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the relationship between the smoothing section pulsating current and the power supply frequency in the power converter according to the first embodiment;
  • 4 is a flowchart for explaining frequency setting processing performed inside the control unit according to the first embodiment;
  • 1 is a block diagram showing an example of a hardware configuration realizing functions of a control unit according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a block diagram showing another example of a hardware configuration that implements the functions of the control unit according to Embodiment 1; The figure which shows the structural example of the power converter device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a control unit included in a power converter according to Embodiment 2;
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a q-axis current pulsation calculation section included in a control section according to Embodiment 2;
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 1 according to Embodiment 1.
  • the power converter 1 is connected to a commercial power source 110 and a compressor 315 .
  • the commercial power supply 110 is an example of an AC power supply
  • the compressor 315 is an example of the equipment referred to in the first embodiment.
  • a motor 314 is mounted on the compressor 315 .
  • a motor drive device 2 is configured by the power conversion device 1 and the motor 314 included in the compressor 315 .
  • the power conversion device 1 includes a voltage detection unit 140, a zero cross detection unit 142, a reactor 120, a rectification unit 130, current detection units 501 and 502, a voltage detection unit 503, a smoothing unit 200, an inverter 310, It includes current detection units 313 a and 313 b and a control unit 400 .
  • Reactor 120 is connected between commercial power supply 110 and rectifying section 130 .
  • the rectifying section 130 has a bridge circuit composed of rectifying elements 131-134.
  • Rectifier 130 rectifies power supply voltage Vin applied from commercial power supply 110 and outputs the rectified power supply voltage.
  • the rectifier 130 performs full-wave rectification.
  • the smoothing section 200 is connected to the output terminal of the rectifying section 130 .
  • Smoothing section 200 has capacitor 210 as a smoothing element, and smoothes the rectified voltage output from rectifying section 130 .
  • the capacitor 210 is, for example, an electrolytic capacitor, a film capacitor, or the like. Capacitor 210 is connected to the output terminal of rectifying section 130 . Capacitor 210 has a capacity corresponding to the degree of smoothing the rectified voltage. Due to this smoothing, the voltage generated in the capacitor 210 does not have a full-wave rectified waveform of the rectified voltage, but has a waveform in which a voltage ripple corresponding to the frequency of the commercial power supply 110 is superimposed on the DC component, and does not pulsate greatly. When the commercial power source 110 is single-phase, the main component of the voltage ripple frequency is twice the frequency of the power supply voltage Vin .
  • the amplitude of the voltage ripple is determined by the capacitance of capacitor 210 .
  • the amplitude of the voltage ripple is, for example, the voltage of the capacitor 210 pulsating in a range such that the maximum value of the voltage ripple is less than twice the minimum value.
  • the voltage detection section 140 detects the power supply voltage V in and outputs the detected value of the detected power supply voltage V in to the control section 400 and the zero cross detection section 142 .
  • Zero-cross detection section 142 generates a zero-cross signal Z c corresponding to power supply voltage V in and outputs the generated zero-cross signal Z c to control section 400 .
  • the zero-cross signal Zc is, for example, a signal that outputs a "High” level when the power supply voltage Vin is positive, and a signal that outputs a "Low” level when the power supply voltage Vin is negative. Note that these levels may be reversed.
  • the detected value of the power supply voltage Vin and the zero-cross signal Zc are input to the controller 400 .
  • Current detector 501 detects rectified current I ⁇ b>1 flowing out from rectifier 130 and outputs the detected value of rectified current I ⁇ b>1 to controller 400 .
  • Current detection unit 502 detects inverter input current I ⁇ b>2 that flows into inverter 310 and outputs a detected value of inverter input current I ⁇ b>2 to control unit 400 .
  • Voltage detection unit 503 detects capacitor voltage Vdc , which is the voltage of capacitor 210 , and outputs the detected value of the detected capacitor voltage Vdc to control unit 400 .
  • Voltage detection unit 503 can be used as a detection unit that detects the power state of capacitor 210 .
  • the inverter 310 is connected to both ends of the smoothing section 200 , that is, the capacitor 210 .
  • the inverter 310 has switching elements 311a-311f and freewheeling diodes 312a-312f.
  • the inverter 310 turns on and off the switching elements 311a to 311f under the control of the control unit 400, converts the DC power output from the rectifying unit 130 and the smoothing unit 200 into AC power having a desired amplitude and phase, and the motor 314 It outputs to the compressor 315 which is a mounted device.
  • the current detection units 313 a and 313 b each detect the current value of one phase out of the three-phase motor currents output from the inverter 310 to the motor 314 .
  • Each detection value of the current detection units 313 a and 313 b is input to the control unit 400 .
  • the control unit 400 calculates the current of the remaining one phase based on the detected value of the current of any two phases detected by the current detection units 313a and 313b.
  • a motor 314 mounted on the compressor 315 rotates according to the amplitude and phase of the AC power supplied from the inverter 310 to perform compression operation.
  • the compressor 315 is a hermetic compressor used in an air conditioner or the like, the load torque of the compressor 315 can often be regarded as a constant torque load.
  • FIG. 1 shows a case where the motor windings in the motor 314 are Y-connected
  • the present invention is not limited to this example.
  • the motor windings of the motor 314 may be delta-connection, or may be switchable between Y-connection and delta-connection.
  • reactor 120 may be arranged after rectifying section 130 .
  • the power conversion device 1 may include a booster section, or the rectifier section 130 may have the function of the booster section.
  • the voltage detection unit 140 that detects the power supply voltage Vin is sometimes referred to as a "first detection unit”.
  • At least one of the voltage detection unit 503 that detects the capacitor voltage Vdc , the current detection unit 501 that detects the rectified current I1, and the current detection unit 502 that detects the inverter input current I2 is referred to as the “second is sometimes referred to as the "detector of
  • the control unit 400 acquires the detected value of the power supply voltage V in detected by the voltage detection unit 140 and the zero-cross signal Zc generated by the zero-cross detection unit 142 . Further, the control unit 400 detects the value of the rectified current I1 detected by the current detection unit 501, the value of the inverter input current I2 detected by the current detection unit 502, and the capacitor voltage V detected by the voltage detection unit 503. Get the detected value of dc . The control unit 400 also acquires the detected values of the motor currents detected by the current detection units 313a and 313b. Control unit 400 controls the operation of inverter 310, specifically, the on/off of switching elements 311a to 311f included in inverter 310, using the detection values detected by the respective detection units.
  • control unit 400 controls the operation of the inverter 310 so that AC power including pulsation corresponding to the pulsation of the power flowing from the rectifying unit 130 into the capacitor 210 of the smoothing unit 200 is output from the inverter 310 to the compressor 315. do.
  • the pulsation according to the pulsation of the power flowing into the capacitor 210 of the smoothing section 200 is, for example, the pulsation that varies depending on the frequency of the pulsation of the power flowing into the capacitor 210 of the smoothing section 200 .
  • control unit 400 suppresses capacitor current I3, which is the charge/discharge current of capacitor 210 .
  • the control unit 400 performs control so that any one of the speed, voltage, and current of the motor 314 is in a desired state. Note that the control unit 400 does not have to use all the detection values acquired from each detection unit, and can perform control using some of the detection values.
  • the control unit 400 controls the motor 314 without a position sensor.
  • position sensorless control methods for the motor 314 There are two types of position sensorless control methods for the motor 314: primary magnetic flux constant control and sensorless vector control. Embodiment 1 will be described based on sensorless vector control as an example. It should be noted that the control method described below can be applied to the primary magnetic flux constant control with minor modifications.
  • the rectified current I1 flowing out of the rectifier 130 is affected by the power phase of the commercial power supply 110, the characteristics of elements installed before and after the rectifier 130, and the like.
  • the rectified current I1 has characteristics including the power supply frequency and harmonic components of the power supply frequency.
  • the power supply frequency is the frequency of the power supply voltage Vin .
  • the harmonic component of the power supply frequency is dominant twice the power supply frequency.
  • the harmonic component of the power supply frequency becomes dominant six times.
  • the control unit 400 controls the inverter 310 so that the inverter input current I2 becomes equal to the rectified current I1, and controls the capacitor current I3 to approach zero. This suppresses deterioration of the capacitor 210 .
  • a ripple component caused by PWM Pulse Width Modulation
  • control unit 400 needs to control inverter 310 with the ripple component taken into consideration.
  • Control unit 400 controls inverter 310 so that a value obtained by removing PWM ripple from inverter input current I2 from capacitor 210 to inverter 310 matches rectified current I1, and adds pulsation to the power output to motor 314 .
  • Control unit 400 appropriately pulsates inverter input current I2 to perform pulsation compensation control to reduce pulsation of capacitor current I3.
  • control unit 400 performs pulsation compensation control on capacitor 210 .
  • Ripple compensation control is compensation control performed to suppress a pulsating component contained in capacitor current I3.
  • Ripple compensation control is based on at least one detected value of rectified current I1, inverter input current I2, capacitor current I3, power supply voltage Vin , and capacitor voltage Vdc , which is information for grasping the power state of capacitor 210. can be implemented based on Due to the pulsation compensation control, the motor 314 is supplied with a current containing a pulsation component that is twice the power supply frequency (when the commercial power supply 110 is single-phase) or six times (when the commercial power supply 110 is three-phase). That is, due to the pulsation compensation control, a current containing a pulsation component with a frequency obtained by multiplying the power supply frequency by a specific integer flows through the motor 314 .
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the control unit 400 included in the power converter 1 according to Embodiment 1.
  • the control unit 400 includes a rotor position estimation unit 401, a speed control unit 402, a flux-weakening control unit 403, a current control unit 404, coordinate conversion units 405 and 406, a PWM signal generation unit 407, a q-axis current A pulsation calculator 408 , an adder 409 , and a frequency and phase calculator 410 are provided.
  • the rotor position estimation unit 401 calculates the dq-axis Estimate an estimated phase angle ⁇ est , which is the direction at , and an estimated speed ⁇ est , which is the rotor speed.
  • the speed control unit 402 automatically adjusts the q-axis current command i q1 * so that the speed command ⁇ * and the estimated speed ⁇ est match.
  • the speed command ⁇ * is, for example, a temperature detected by a temperature sensor (not shown) or a setting indicated by a remote control that is an operation unit (not shown). It is based on information indicating temperature, operation mode selection information, operation start and operation end instruction information, and the like.
  • the operation modes are, for example, heating, cooling, and dehumidification.
  • the flux-weakening control unit 403 automatically adjusts the d-axis current command i d * so that the absolute value of the dq-axis voltage command vector V dq * falls within the limits of the voltage limit value V lim * . Further, in Embodiment 1, the flux-weakening control unit 403 performs flux-weakening control in consideration of the q-axis current ripple command i qrip * calculated by the q-axis current ripple calculation unit 408 .
  • the flux-weakening control can be broadly divided into a method of calculating the d-axis current command id * from the equation of the voltage limit ellipse, and a method in which the absolute value deviation between the voltage limit value Vlim * and the dq-axis voltage command vector Vdq * is zero. There are two methods of calculating the d-axis current command i d * so that
  • Frequency and phase calculator 410 calculates power supply frequency f in and power supply phase ⁇ in based on the detected value of power supply voltage V in detected by voltage detector 140 and zero-cross signal Z c generated by zero-cross detector 142 . to calculate The power supply frequency f in is the frequency of the power supply voltage Vin , and the power supply phase ⁇ in is the phase of the power supply voltage Vin .
  • the power frequency f in and the power phase ⁇ in calculated by the frequency and phase calculator 410 may be referred to as the “detected value of the power frequency f in ” and the “detected value of the power phase ⁇ in ”, respectively. be.
  • the current control unit 404 converts the dq-axis current vector idq into the d-axis current command id * and the q-axis current command iq based on the power supply frequency f in and the power supply phase ⁇ in calculated by the frequency and phase calculation unit 410 .
  • the dq-axis voltage command vector V dq * is automatically adjusted so as to follow * .
  • the coordinate conversion unit 405 coordinates-converts the dq-axis voltage command vector V dq * from the dq coordinates into the voltage command V uvw * of the AC quantity according to the estimated phase angle ⁇ est .
  • a coordinate transformation unit 406 coordinates-transforms the current I uvw flowing through the motor 314 from an alternating current quantity to a dq-axis current vector i dq of dq coordinates in accordance with the estimated phase angle ⁇ est .
  • the control unit 400 controls the two-phase current values detected by the current detection units 313a and 313b among the three-phase current values output from the inverter 310 for the current Iuvw flowing through the motor 314, It can be obtained by calculating the current value of the remaining one phase using the current values of the two phases.
  • PWM signal generation unit 407 generates a PWM signal based on voltage command V uvw * coordinate-transformed by coordinate transformation unit 405 .
  • Control unit 400 applies a voltage to motor 314 by outputting the PWM signal generated by PWM signal generation unit 407 to switching elements 311 a to 311 f of inverter 310 .
  • a q-axis current ripple calculation unit 408 calculates the power supply frequency f in and the power supply phase ⁇ in calculated by the frequency and phase calculation unit 410, the detected value of the capacitor voltage V dc detected by the voltage detection unit 503, and the estimated speed ⁇ est q-axis current pulsation command i qrip * is calculated based on.
  • An addition unit 409 adds the q-axis current command i q1 * output from the speed control unit 402 and the q-axis current ripple command i qrip * calculated by the q-axis current ripple calculation unit 408, and the calculated value is A certain q-axis current command i q * is output as a torque current command to the current control unit 404 .
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the q-axis current ripple calculator 408 included in the controller 400 according to the first embodiment.
  • the q-axis current pulsation calculator 408 is configured as a feedback controller with a command value of zero. Generally, feedback controllers have a lower control response than feedforward controllers and are unsuitable for suppressing high-frequency pulsations, but various high-frequency pulsation suppression means have been proposed in the past. Famous methods include a method using Fourier coefficient calculation and a PID (Proportional Integral Differential) controller.
  • the q-axis current pulsation calculator 408 includes a subtractor 383 , Fourier coefficient calculators 384 to 387 , PID controllers 388 to 391 , and an AC restorer 392 .
  • the subtractor 383 calculates the deviation between the zero command value and the capacitor voltage Vdc .
  • Fourier coefficient calculators 384 to 387 assume that the power supply frequency is the 1f component, and calculate the amplitudes of the sin2f component, cos2f component, sin4f component, and cos4f component included in the deviation.
  • the detected signals multiplied by the Fourier coefficient calculators 384 to 387 are sin2(2 ⁇ f in t+ ⁇ in ), cos2(2 ⁇ f int + ⁇ in ), sin4(2 ⁇ f int + ⁇ in ), using time t and power supply frequency f in , respectively. and cos4(2 ⁇ f in t+ ⁇ in ).
  • the detected signal has amplitudes of sin2f component, cos2f component, sin4f component, and cos4f component whose deviation includes twice the average value of the product of the input signal and the detected signal.
  • the Fourier coefficient calculators 384 to 387 calculate the amplitude of the component corresponding to the power supply frequency f in of the commercial power supply 110 included in the deviation between the detected value and the command value. If the capacitor current I3 has a periodic waveform, the output signals of the Fourier coefficient calculators 384 to 387 are substantially constant.
  • the PID control units 388 to 391 perform proportional-integral-derivative control, that is, PID control, so that specific frequency components of these deviations are zero.
  • the proportional gain and the derivative gain can be zero, but the value of the integral gain must be non-zero in order to converge the deviation to zero. Therefore, in the PID controllers 388 to 391, integral action is the main function. Since the output of the integral control normally changes gently, the outputs of the PID control units 388 to 391 can also be regarded as substantially constant.
  • the capacitor voltage Vdc is obtained by dividing the electric charge accumulated in the capacitor current I3, that is, the integrated value of the capacitor current I3, by the capacitance of the capacitor 210.
  • the detection signals multiplied by the Fourier coefficient calculators 384 to 387 are sin2(2 ⁇ f in t+ ⁇ in ), cos2(2 ⁇ f in t+ ⁇ in ), sin4(2 ⁇ f in t+ ⁇ in ), and cos4(2 ⁇ f in ), respectively, as described above. t+ ⁇ in ).
  • the AC restoration unit 392 shifts the restoration signal by the phase difference ⁇ offset to restore the outputs of the PID control units 388 to 391 to AC components . + ⁇ offset ), sin4(2 ⁇ f int + ⁇ in + ⁇ offset ), and cos4(2 ⁇ f int + ⁇ in + ⁇ offset ) and then summed to determine the q-axis current ripple command i qrip * .
  • the AC restoring unit 392 generates the q-axis current pulsation command i qrip * , which is a pulsation command for suppressing the capacitor current I3.
  • the case where the sensorless vector control method is used is exemplified, but if some modifications are made to add pulsation to the speed command, voltage command, etc., it can also be applied to the primary magnetic flux constant control.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the relationship between the smoothing section pulsating current and the power supply frequency f in in the power converter 1 according to the first embodiment.
  • the smoothing section pulsating current shown on the vertical axis is the effective value or average value of the pulsating component contained in the capacitor current I3, which is the current flowing through the smoothing section 200 .
  • the horizontal axis of FIG. 4 represents the power supply frequency f in .
  • the plots connected by solid lines represent the smooth section pulsating current when the pulsation compensation control function of the q-axis current pulsation calculator 408 is not activated, and the plots connected by broken lines represent q It represents the smoothing section pulsating current when the pulsation compensation control function of the shaft current pulsation calculating section 408 is activated.
  • the characteristic shown in FIG. 4 is that, inside the control unit 400, the pulsation compensation control process is performed on the premise that the frequency of the commercial power supply 110 does not change, that is, the frequency used in the pulsation compensation control is constant fA . is assumed.
  • the control unit 400 in an environment where the power supply frequency f in fluctuates greatly, it is effective to match the frequency f A used in the pulsation compensation control to the actual power supply frequency f in . Therefore, in the control unit 400 according to Embodiment 1, the power supply frequency f in and the power supply phase ⁇ in are calculated by the frequency and phase calculation unit 410, and the calculated power supply frequency f in and the power supply phase ⁇ in are calculated on the q-axis. It is configured to be input to the current pulsation calculator 408 .
  • FIG. 5 is a flowchart for explaining the frequency setting process performed inside the control unit 400 according to the first embodiment.
  • the control unit 400 determines whether the current status is startup (step S11). If the control unit 400 is starting up (step S11, Yes), the control unit 400 determines the frequency of the commercial power supply 110 (step S12), and sets the determined frequency as the set frequency (step S13). For example, if the place of use of the power conversion device 1 is Japan, it is determined whether the frequency of the commercial power supply 110 is 50 [Hz] or 60 [Hz], and 50 [Hz] or 60 [Hz] is the initial value of the set frequency. Note that the above-described pulsation compensation control is performed based on this set frequency.
  • step S11 if the current status is not startup (step S11, No), the control unit 400 checks the detected value of the power supply frequency f in (step S14), and further checks the detected value of the power supply frequency f in . and the set frequency is compared with a threshold value B (step S15).
  • step S15 If the absolute value of the difference between the detected value of the power supply frequency f in and the set frequency exceeds the threshold value B (step S15, Yes), the set frequency is changed (step S16). In the process of step S16, the detected value of the power supply frequency f in confirmed in step S14 is used as a new set frequency. On the other hand, if the absolute value of the difference between the detected value of the power supply frequency f in and the set frequency does not exceed the threshold value B (step S15, No), the current set frequency is maintained (step S17).
  • an appropriate power supply frequency f in can be set according to the environmental conditions of the power converter 1 . This makes it possible to enhance the effect of the pulsation compensation control in the power converter 1 .
  • the set frequency is changed by comparing the detected value of the power supply frequency f in with the set frequency, but the processing is not limited to this. Instead of the set frequency, the set frequency may be changed by comparing the past detected value of the power supply frequency f in .
  • the past detection value may be an average value of a plurality of detection values obtained in the past, or may be a detection value obtained through filtering such as a low-pass filter.
  • the power converter 1 operates under the control by the control unit 400 described above, and the features of the operation are as follows.
  • the power conversion device 1 calculates the absolute value of the difference between the frequency of the dominant pulsating component contained in the capacitor voltage Vdc or the capacitor current I3 and the frequency obtained by multiplying the detected value of the power supply frequency f in by a specific integer. It operates so that a certain first difference frequency is within 1 [Hz]. By operating in this way, the effect of the pulsation compensation control in the power converter 1 can be enhanced.
  • the threshold value B used in step S15 of FIG. 5 should be appropriately set. As can be understood from the characteristics shown in FIG.
  • the threshold B is a value smaller than 1 [Hz].
  • the first difference frequency is the absolute value of the difference between the detected value of the power supply frequency f in and the frequency obtained by multiplying a specific integer, and the specific integer is 2 or 6, for example. , 0.5 [Hz].
  • the threshold value B should be changed depending on whether the commercial power supply 110 is single-phase or three-phase.
  • the power conversion device 1 is configured so that the second difference frequency, which is the absolute value of the difference between the frequency of the dominant pulsating component contained in the motor current flowing through the motor 314 and the set frequency, is within 1 [Hz]. works. By operating in this way, the effect of the pulsation compensation control in the power converter 1 can be enhanced.
  • the threshold value B used in step S15 of FIG. 5 should be appropriately set. Points to consider when appropriately setting the threshold B are as described above.
  • the power converter 1 When the function of pulsation compensation control in Embodiment 1 is working effectively, the power converter 1 operates so that the first or second differential frequency changes depending on the operating conditions of the equipment. become. If the example of the device is a compressor, the target values for the suction pressure, discharge pressure, refrigerant temperature, indoor temperature of the air conditioner, etc. of the compressor 315 correspond to the operating conditions referred to here. By confirming the change in the first or second difference frequency when at least one of these operating conditions is changed, it is possible to determine whether the function of the pulsation compensation control in the power converter 1 is normal. can be judged.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that implements the functions of the control unit 400 according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing another example of the hardware configuration that implements the functions of the control unit 400 according to the first embodiment.
  • the configuration may include an interface 424 .
  • the processor 420 is an example of computing means.
  • the processor 420 may be a computing means called a microprocessor, microcomputer, CPU (Central Processing Unit), or DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 422 includes nonvolatile or volatile semiconductor memories such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM), Magnetic discs, flexible discs, optical discs, compact discs, mini discs, and DVDs (Digital Versatile Discs) can be exemplified.
  • the memory 422 stores programs for executing the functions of the control unit 400 .
  • the processor 420 can perform the above-described processing by exchanging necessary information via the interface 424 and executing the program stored in the memory 422 by the processor 420 . Results of operations by processor 420 may be stored in memory 422 .
  • the processor 420 and memory 422 shown in FIG. 6 may be replaced with a processing circuit 423 as shown in FIG.
  • the processing circuit 423 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • Information to be input to the processing circuit 423 and information to be output from the processing circuit 423 can be obtained via the interface 424 .
  • part of the processing in the control unit 400 may be performed by the processing circuit 423 and the processing not performed by the processing circuit 423 may be performed by the processor 420 and the memory 422 .
  • the power converter according to Embodiment 1 performs pulsation compensation control to suppress the pulsation component of the capacitor current, which is the charge/discharge current of the capacitor, based on the detected value of the power supply voltage.
  • the ripple change in the capacitor voltage can be reduced, so deterioration of the capacitor can be suppressed.
  • the ripple change of the capacitor voltage can be reduced without increasing the capacitance of the capacitor, it is possible to suppress the deterioration of the capacitor and to suppress the enlargement of the device.
  • the power converter according to Embodiment 1 calculates the power supply frequency based on the detected value of the power supply voltage and uses it as the detected value of the power supply frequency, and based on the set frequency set based on this detected value pulsation compensation control. That is, the power converter according to Embodiment 1 is configured so that the frequency used in the pulsation compensation control can be changed, so even in an environment where the power supply frequency fluctuates greatly, the effect of reducing the pulsating current in the smoothing section can be achieved. It can be held high.
  • the frequency used in the pulsation compensation control can be changed, even if the type of commercial power supply is different, the design change of the control unit can be kept to a necessary minimum. This makes it possible to suppress an increase in manufacturing costs.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 1A according to Embodiment 2.
  • the controller 400 is replaced with a controller 400A.
  • 2 A of motor drive apparatuses are comprised by 1 A of power converters, and the motor 314 with which the compressor 315 is provided.
  • a current detection unit 504 that detects the capacitor current I3 is added to the power converter 1A.
  • the detected value of capacitor current I3 detected by current detection unit 504 is input to control unit 400A.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those of the power conversion device 1 shown in FIG. 1, and the same or equivalent components are denoted by the same reference numerals, and overlapping descriptions are omitted.
  • the current detection unit 504 that detects the capacitor current I3 is replaced with the voltage detection unit 503 that detects the capacitor voltage Vdc , the current detection unit 501 that detects the rectified current I1, and the current detection unit that detects the inverter input current I2. Together with the unit 502, it may be called a “second detection unit”.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a control section 400A included in the power converter 1A according to Embodiment 2. As shown in FIG. In a control unit 400A shown in FIG. 9, the q-axis current ripple calculation unit 408 is replaced with a q-axis current ripple calculation unit 408A as compared with the control unit 400 shown in FIG. The detected value of the capacitor current I3 is input to the q-axis current pulsation calculator 408A.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those of the control unit 400 shown in FIG. 2, and the same or equivalent components are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a q-axis current pulsation calculation section 408A included in the control section 400A according to the second embodiment.
  • the AC restoration section 392 is replaced with an AC restoration section 392A as compared with the q-axis current ripple calculation section 408 shown in FIG.
  • the detection value of the capacitor current I3 is input to the subtraction unit 383 .
  • the phase difference ⁇ offset that was used as the input signal to the AC restoration section 392 is deleted.
  • Other configurations are the same as or equivalent to the q-axis current pulsation calculation unit 408 shown in FIG.
  • the subtraction unit 383 calculates the deviation between the zero command value and the detected value of the capacitor current I3.
  • Fourier coefficient calculators 384 to 387 calculate the amplitude of the component corresponding to power supply frequency f in of commercial power supply 110 included in the deviation between the detected value and the command value, as in the first embodiment.
  • PID controllers 388-391 perform PID control so that specific frequency components of these deviations become zero.
  • the AC restorer 392A restores the outputs of the PID controllers 388 to 391 to AC components by sin2(2 ⁇ f int + ⁇ in ), cos2( 2 ⁇ f int+ ⁇ in ), sin4(2 ⁇ f int + ⁇ in ), and cos4 After multiplying by (2 ⁇ f in t+ ⁇ in ), addition is performed to determine the q-axis current ripple command i qrip * .
  • the AC restoring unit 392A generates the q-axis current pulsation command i qrip * , which is a pulsation command for suppressing the capacitor current I3.
  • Other operations are the same as those in the first embodiment, and overlapping descriptions are omitted.
  • the detected value of the capacitor current I3 is used to calculate the q-axis current ripple command i qrip * .
  • the processing can be simpler than the processing of the current ripple calculation unit 408 . Therefore, the calculation load on the processor 420 or the processing circuit 423 can be reduced. As a result, the effect of facilitating task design in the processor 420 or the processing circuit 423 can be obtained while enjoying the effects of the first embodiment.
  • Capacitor current I3 may be calculated from the value of rectified current I1 detected by current detection section 501 and the value of inverter input current I2 detected by current detection section 502 . Even in this way, the effects of the above-described second embodiment can be obtained.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle equipment 900 according to Embodiment 3.
  • a refrigerating cycle applied equipment 900 according to the third embodiment includes the power converter 1 described in the first embodiment.
  • the refrigerating cycle applied equipment 900 according to Embodiment 3 can be applied to products equipped with a refrigerating cycle, such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters.
  • constituent elements having functions similar to those of the first embodiment are assigned the same reference numerals as those of the first embodiment.
  • Refrigerating cycle applied equipment 900 includes compressor 315 incorporating motor 314 according to Embodiment 1, four-way valve 902, indoor heat exchanger 906, expansion valve 908, and outdoor heat exchanger 910 with refrigerant pipe 912. attached through
  • a compression mechanism 904 that compresses the refrigerant and a motor 314 that operates the compression mechanism 904 are provided inside the compressor 315 .
  • the refrigeration cycle applied equipment 900 can perform heating operation or cooling operation by switching operation of the four-way valve 902 .
  • the compression mechanism 904 is driven by a variable speed controlled motor 314 .
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 reduces the pressure of the refrigerant to expand it.
  • the refrigerating cycle applied equipment 900 according to Embodiment 3 has been described as including the power converter 1 described in Embodiment 1, it is not limited to this.
  • the power conversion device 1A described in the second embodiment may be used, or a power conversion device other than the power conversion devices 1 and 1A may be used as long as the control method described in the first and second embodiments can be applied. .

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Abstract

電力変換装置（１）は、商用電源（１１０）から印加される電源電圧を整流する整流部（１３０）と、整流部（１３０）の出力端に接続されるコンデンサ（２１０）と、コンデンサ（２１０）から出力される直流電力を交流電力に変換して、モータ（３１４）が搭載された機器に出力するインバータ（３１０）と、電源電圧を検出する電圧検出部（１４０）と、電圧検出部（１４０）の検出値に基づいてコンデンサ（２１０）の充放電電流であるコンデンサ電流の脈動成分を抑制する脈動補償制御を実施する制御部（４００）とを備える。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。
　従来、交流電源から供給される交流電力を所望の交流電力に変換し、空気調和機などの負荷に供給する電力変換装置がある。例えば、下記特許文献１には、空気調和機の制御装置である電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力を整流部であるダイオードスタックで整流し、更に平滑コンデンサで平滑した電力を、複数のスイッチング素子からなるインバータで所望の交流電力に変換し、負荷である圧縮機モータに出力する技術が開示されている。
特開平７－７１８０５号公報
　しかしながら、上記従来の技術によれば、平滑コンデンサに大きな脈動電流が流れるため、平滑コンデンサの経年劣化が加速するという問題があった。この問題に対して、平滑コンデンサの容量を大きくすることでコンデンサ電圧のリプル変化を抑制する、又はリプルによる劣化耐量の大きい平滑コンデンサを使用する方法が考えられる。しかしながら、このような方法では、コンデンサ部品のコストが高くなり、装置が大型化してしまうという問題がある。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、整流部と、整流部の出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端に接続されるインバータと、第１の検出部と、制御部とを備える。整流部は、交流電源から印加される電源電圧を整流する。インバータは、コンデンサから出力される直流電力を交流電力に変換して、モータが搭載された機器に出力する。第１の検出部は、電源電圧を検出する。制御部は、第１の検出部の検出値に基づいてコンデンサの充放電電流であるコンデンサ電流の脈動成分を抑制する脈動補償制御を実施する。
　本開示に係る電力変換装置によれば、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制できるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係る制御部が備えるｑ軸電流脈動演算部の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置における平滑部脈動電流と電源周波数との間の関係性の一例を示す図 実施の形態１に係る制御部の内部で行われる周波数設定処理の説明に供するフローチャート 実施の形態１に係る制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１に係る制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係る制御部が備えるｑ軸電流脈動演算部の構成例を示す図 実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。図１において、電力変換装置１は、商用電源１１０及び圧縮機３１５に接続されている。商用電源１１０は交流電源の一例であり、圧縮機３１５は実施の形態１で言う機器の一例である。圧縮機３１５には、モータ３１４が搭載されている。電力変換装置１と、圧縮機３１５が備えるモータ３１４とによって、モータ駆動装置２が構成される。
　電力変換装置１は、電圧検出部１４０と、ゼロクロス検出部１４２と、リアクトル１２０と、整流部１３０と、電流検出部５０１，５０２と、電圧検出部５０３と、平滑部２００と、インバータ３１０と、電流検出部３１３ａ，３１３ｂと、制御部４００と、を備える。
　リアクトル１２０は、商用電源１１０と整流部１３０との間に接続される。整流部１３０は、整流素子１３１～１３４によって構成されるブリッジ回路を有する。整流部１３０は、商用電源１１０から印加される電源電圧Ｖｉｎを整流して出力する。整流部１３０は、全波整流を行う。
　平滑部２００は、整流部１３０の出力端に接続される。平滑部２００は、平滑素子としてコンデンサ２１０を有し、整流部１３０から出力される整流電圧を平滑化する。
　コンデンサ２１０は、例えば電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどである。コンデンサ２１０は、整流部１３０の出力端に接続される。コンデンサ２１０は、整流電圧を平滑化する程度に応じた容量を有する。この平滑化により、コンデンサ２１０に発生する電圧は、整流電圧の全波整流波形形状ではなく、直流成分に商用電源１１０の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となり、大きく脈動しない。この電圧リプルの周波数は、商用電源１１０が単相の場合は電源電圧Ｖｉｎの周波数の２倍成分が主成分となり、商用電源１１０が３相の場合は６倍成分が主成分となる。商用電源１１０から入力される電力、及びインバータ３１０から出力される電力が変化しない場合、電圧リプルの振幅はコンデンサ２１０の静電容量によって決まる。電圧リプルの振幅は、例えば、コンデンサ２１０の電圧は、電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動する電圧となる。
　電圧検出部１４０は、電源電圧Ｖｉｎを検出し、検出した電源電圧Ｖｉｎの検出値を制御部４００及びゼロクロス検出部１４２に出力する。ゼロクロス検出部１４２は、電源電圧Ｖｉｎに応じたゼロクロス信号Ｚｃを生成し、生成したゼロクロス信号Ｚｃを制御部４００に出力する。ゼロクロス信号Ｚｃは、例えば電源電圧Ｖｉｎが正極性のときは“Ｈｉｇｈ”レベルを出力する信号であり、電源電圧Ｖｉｎが負極性のときは“Ｌｏｗ”レベルを出力する信号である。なお、これらのレベルは逆でもよい。電源電圧Ｖｉｎの検出値及びゼロクロス信号Ｚｃは、制御部４００に入力される。
　電流検出部５０１は、整流部１３０から流出する整流電流Ｉ１を検出し、検出した整流電流Ｉ１の検出値を制御部４００に出力する。電流検出部５０２は、インバータ３１０に流入する電流であるインバータ入力電流Ｉ２を検出し、検出したインバータ入力電流Ｉ２の検出値を制御部４００に出力する。電圧検出部５０３は、コンデンサ２１０の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃを検出し、検出したコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値を制御部４００に出力する。電圧検出部５０３は、コンデンサ２１０の電力状態を検出する検出部として用いることができる。
　インバータ３１０は、平滑部２００、即ちコンデンサ２１０の両端に接続される。インバータ３１０は、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆ、及び還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆを有する。インバータ３１０は、制御部４００の制御によってスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆをオンオフし、整流部１３０及び平滑部２００から出力される直流電力を所望の振幅及び位相を有する交流電力に変換して、モータ３１４が搭載された機器である圧縮機３１５に出力する。
　電流検出部３１３ａ，３１３ｂは、各々がインバータ３１０からモータ３１４に出力される３相のモータ電流のうち１相の電流値を検出する。電流検出部３１３ａ，３１３ｂの各検出値は、制御部４００に入力される。制御部４００は、電流検出部３１３ａ，３１３ｂによって検出された何れか２相の電流の検出値に基づいて、残りの１相の電流を演算によって求める。
　圧縮機３１５に搭載されるモータ３１４は、インバータ３１０から供給される交流電力の振幅及び位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。圧縮機３１５が空気調和機などで使用される密閉型圧縮機の場合、圧縮機３１５の負荷トルクは、定トルク負荷とみなせる場合が多い。
　なお、図１では、モータ３１４におけるモータ巻線がＹ結線の場合を示しているが、この例に限定されない。モータ３１４のモータ巻線は、Δ結線であってもよいし、Ｙ結線とΔ結線とが切り替え可能な仕様であってもよい。
　また、電力変換装置１において、図１に示す各部の構成及び配置は一例であり、各部の構成及び配置は図１で示される例に限定されない。例えば、リアクトル１２０は、整流部１３０の後段に配置されてもよい。また、電力変換装置１は、昇圧部を備えてもよいし、整流部１３０に昇圧部の機能を持たせるようにしてもよい。なお、本稿では、電源電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出部１４０を「第１の検出部」と呼ぶことがある。また、本稿では、コンデンサ電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出部５０３、整流電流Ｉ１を検出する電流検出部５０１、及びインバータ入力電流Ｉ２を検出する電流検出部５０２のうちの少なくとも１つを「第２の検出部」と呼ぶことがある。
　制御部４００は、電圧検出部１４０で検出された電源電圧Ｖｉｎの検出値、ゼロクロス検出部１４２で生成されたゼロクロス信号Ｚｃを取得する。また、制御部４００は、電流検出部５０１で検出された整流電流Ｉ１の検出値、電流検出部５０２で検出されたインバータ入力電流Ｉ２の検出値、及び電圧検出部５０３で検出されたコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値を取得する。また、制御部４００は、電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出されたモータ電流の検出値を取得する。制御部４００は、各々の検出部によって検出された検出値を用いて、インバータ３１０の動作、具体的には、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。
　また、制御部４００は、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動を含む交流電力がインバータ３１０から圧縮機３１５に出力されるようにインバータ３１０の動作を制御する。平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動とは、例えば、平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動の周波数などによって変動する脈動である。これにより、制御部４００は、コンデンサ２１０の充放電電流であるコンデンサ電流Ｉ３を抑制する。制御部４００は、モータ３１４の速度、電圧及び電流の何れかが所望の状態になるように制御を行う。なお、制御部４００は、各検出部から取得した全ての検出値を用いなくてもよく、一部の検出値を用いて制御を行うことができる。
　モータ３１４が圧縮機３１５の駆動用に使用され、圧縮機３１５が密閉型圧縮機の場合、モータ３１４に回転子位置を検出する位置センサを取り付けることが構造的にもコスト的にも困難なことが多い。このため、制御部４００は、モータ３１４の制御を位置センサレスで行う。モータ３１４の位置センサレス制御方法については、一次磁束一定制御、及びセンサレスベクトル制御の２種類がある。実施の形態１では、一例として、センサレスベクトル制御をベースに説明する。なお、以降で説明する制御方法については、軽微な変更で一次磁束一定制御に適用することも可能である。
　次に、制御部４００における実施の形態１での特徴的な動作について説明する。まず、整流部１３０から流出する整流電流Ｉ１は、商用電源１１０の電源位相、整流部１３０の前後に設置される素子の特性などの影響を受ける。その結果、整流電流Ｉ１は、電源周波数及び電源周波数の高調波成分を含む特性を有する。電源周波数は、電源電圧Ｖｉｎの周波数である。商用電源１１０が単相の場合、電源周波数の高調波成分は、電源周波数の２倍が支配的となる。また、商用電源１１０が３相の場合、電源周波数の高調波成分は、６倍が支配的となる。
　また、コンデンサ２１０において、コンデンサ電流Ｉ３が大きいとコンデンサ２１０の経年劣化が加速する。特に、コンデンサ２１０として電解コンデンサを用いる場合、経年劣化の加速の度合いが大きくなる。そこで、制御部４００は、インバータ入力電流Ｉ２が整流電流Ｉ１と等しくなるようにインバータ３１０を制御して、コンデンサ電流Ｉ３をゼロに近づける制御を行う。これにより、コンデンサ２１０の劣化が抑制される。但し、インバータ入力電流Ｉ２には、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に起因するリプル成分が重畳される。このため、制御部４００は、リプル成分を加味してインバータ３１０を制御する必要がある。制御部４００は、コンデンサ２１０からインバータ３１０へのインバータ入力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が整流電流Ｉ１と一致するようにインバータ３１０を制御し、モータ３１４に出力される電力に脈動を加える。制御部４００は、インバータ入力電流Ｉ２を適切に脈動させることによって、コンデンサ電流Ｉ３の脈動を減少させる脈動補償制御を行う。
　以上のように、実施の形態１において、制御部４００は、コンデンサ２１０に対して脈動補償制御を行う。脈動補償制御は、コンデンサ電流Ｉ３に含まれる脈動成分を抑制するために行う補償制御である。脈動補償制御は、コンデンサ２１０の電力状態を把握するための情報である、整流電流Ｉ１、インバータ入力電流Ｉ２、コンデンサ電流Ｉ３、電源電圧Ｖｉｎ及びコンデンサ電圧Ｖｄｃのうちの少なくとも１つの検出値に基づいて実施することができる。脈動補償制御によって、モータ３１４には、電源周波数の２倍（商用電源１１０が単相の場合）又は６倍（商用電源１１０が３相の場合）の脈動成分を含む電流が流れる。即ち、脈動補償制御によって、モータ３１４には、電源周波数に特定の整数を乗算した周波数の脈動成分を含む電流が流れる。
　次に、上述した機能を実現する制御部４００の構成について説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の構成例を示すブロック図である。制御部４００は、回転子位置推定部４０１と、速度制御部４０２と、弱め磁束制御部４０３と、電流制御部４０４と、座標変換部４０５，４０６と、ＰＷＭ信号生成部４０７と、ｑ軸電流脈動演算部４０８と、加算部４０９と、周波数及び位相演算部４１０と、を備える。
　回転子位置推定部４０１は、モータ３１４を駆動するためのｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊及びｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑを用いて、モータ３１４が有する図示しない回転子について、回転子磁極のｄｑ軸での方向である推定位相角θｅｓｔ、及び回転子速度である推定速度ωｅｓｔを推定する。
　速度制御部４０２は、速度指令ω＊と推定速度ωｅｓｔとが一致するようにｑ軸電流指令ｉｑ１ ＊を自動調整する。速度指令ω＊は、電力変換装置１が冷凍サイクル適用機器として空気調和機などに使用される場合、例えば、図示しない温度センサで検出された温度、図示しない操作部であるリモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などに基づくものである。運転モードとは、例えば、暖房、冷房、除湿などである。
　弱め磁束制御部４０３は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊の絶対値が電圧リミット値Ｖｌｉｍ ＊の制限値内に収まるようにｄ軸電流指令ｉｄ ＊を自動調整する。また、実施の形態１において、弱め磁束制御部４０３は、ｑ軸電流脈動演算部４０８で演算されたｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を加味して弱め磁束制御を行う。弱め磁束制御は、大別して、電圧制限楕円の方程式からｄ軸電流指令ｉｄ ＊を計算する方法、及び電圧リミット値Ｖｌｉｍ ＊とｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊との絶対値の偏差がゼロになるようにｄ軸電流指令ｉｄ ＊を計算する方法の２種類があるが、どちらの方法を使用してもよい。
　周波数及び位相演算部４１０は、電圧検出部１４０で検出された電源電圧Ｖｉｎの検出値、及びゼロクロス検出部１４２で生成されたゼロクロス信号Ｚｃに基づいて、電源周波数ｆｉｎ及び電源位相θｉｎを演算する。電源周波数ｆｉｎは電源電圧Ｖｉｎの周波数であり、電源位相θｉｎは電源電圧Ｖｉｎの位相である。なお、本稿では、周波数及び位相演算部４１０で演算された電源周波数ｆｉｎ及び電源位相θｉｎを、それぞれ「電源周波数ｆｉｎの検出値」及び「電源位相θｉｎの検出値」と呼ぶことがある。
　電流制御部４０４は、周波数及び位相演算部４１０で演算された電源周波数ｆｉｎ及び電源位相θｉｎに基づいて、ｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑがｄ軸電流指令ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ ＊に追従するようにｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊を自動調整する。
　座標変換部４０５は、推定位相角θｅｓｔに応じて、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊をｄｑ座標から交流量の電圧指令Ｖｕｖｗ ＊に座標変換する。
　座標変換部４０６は、推定位相角θｅｓｔに応じて、モータ３１４に流れる電流Ｉｕｖｗを交流量からｄｑ座標のｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑに座標変換する。前述のように、制御部４００は、モータ３１４に流れる電流Ｉｕｖｗについて、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち、電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出される２相の電流値、及び２相の電流値を用いて残りの１相の電流値を算出することによって取得することができる。
　ＰＷＭ信号生成部４０７は、座標変換部４０５で座標変換された電圧指令Ｖｕｖｗ ＊に基づいてＰＷＭ信号を生成する。制御部４００は、ＰＷＭ信号生成部４０７で生成されたＰＷＭ信号をインバータ３１０のスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆに出力することで、モータ３１４に電圧を印加する。
　ｑ軸電流脈動演算部４０８は、周波数及び位相演算部４１０で演算された電源周波数ｆｉｎ及び電源位相θｉｎ、電圧検出部５０３で検出されたコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値、並びに推定速度ωｅｓｔに基づいて、ｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を演算する。
　加算部４０９は、速度制御部４０２から出力されたｑ軸電流指令ｉｑ１ ＊と、ｑ軸電流脈動演算部４０８で演算されたｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊とを加算し、その演算値であるｑ軸電流指令ｉｑ ＊を電流制御部４０４へのトルク電流指令として出力する。
　図３は、実施の形態１に係る制御部４００が備えるｑ軸電流脈動演算部４０８の構成例を示す図である。ｑ軸電流脈動演算部４０８は、指令値をゼロとしたフィードバック制御器として構成される。通常、フィードバック制御器は、フィードフォワード制御器と比較して制御応答が低く、高周波の脈動を抑制するには不向きであるが、様々な高周波脈動抑制手段が過去に提案されている。有名な方法としては、フーリエ係数演算及びＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御器を用いた手法がある。ｑ軸電流脈動演算部４０８は、減算部３８３と、フーリエ係数演算部３８４～３８７と、ＰＩＤ制御部３８８～３９１と、交流復元部３９２と、を備える。
　減算部３８３は、ゼロである指令値と、コンデンサ電圧Ｖｄｃとの偏差を計算する。フーリエ級数展開の理論を用いれば、偏差に含まれる特定周波数のｓｉｎ信号成分及びｃｏｓ信号成分の振幅を抽出することが可能である。フーリエ係数演算部３８４～３８７は、電源周波数が１ｆ成分であるとして、偏差に含まれるｓｉｎ２ｆ成分、ｃｏｓ２ｆ成分、ｓｉｎ４ｆ成分、及びｃｏｓ４ｆ成分の振幅をそれぞれ計算する。フーリエ係数演算部３８４～３８７で乗じられる検波信号は、時間ｔ及び電源周波数ｆｉｎを用いて、それぞれｓｉｎ２（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）、ｃｏｓ２（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）、ｓｉｎ４（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）、及びｃｏｓ４（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）で表される。また、この検波信号は、入力信号と検波信号との積の平均値の２倍がそれぞれ偏差に含まれるｓｉｎ２ｆ成分、ｃｏｓ２ｆ成分、ｓｉｎ４ｆ成分、及びｃｏｓ４ｆ成分の振幅である。即ち、フーリエ係数演算部３８４～３８７は、検出値と指令値との偏差に含まれる、商用電源１１０の電源周波数ｆｉｎに応じた成分の振幅を演算する。コンデンサ電流Ｉ３が周期波形であれば、フーリエ係数演算部３８４～３８７の出力信号はほぼ一定となる。
　ＰＩＤ制御部３８８～３９１は、これらの偏差の特定の周波数成分がそれぞれゼロになるように比例－積分－微分制御、即ちＰＩＤ制御を実施する。比例ゲイン及び微分ゲインはゼロでも構わないが、偏差をゼロに収束させるためには積分ゲインの値が非ゼロでなければならない。そのため、ＰＩＤ制御部３８８～３９１では、積分動作がメインとなる。通常、積分制御の出力は緩やかに変化するので、ＰＩＤ制御部３８８～３９１の出力も概ね一定と見なすことができる。
　ここで、コンデンサ電圧Ｖｄｃは、コンデンサ電流Ｉ３に蓄積される電荷、即ちコンデンサ電流Ｉ３の積分値をコンデンサ２１０の静電容量で除算したものである。このため、コンデンサ電流Ｉ３とコンデンサ電圧Ｖｄｃとの間には９０度の位相差がある。従って、交流復元部３９２は、９０度の位相差を加味してｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を決定しなければならない。９０度の位相差をθｏｆｆｓｅｔ（＝π／２［ｒａｄ］）とした場合、交流復元部３９２は、以下のように復元演算を実施する。
　まず、フーリエ係数演算部３８４～３８７で乗じられる検波信号は、前述の通り、それぞれｓｉｎ２（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）、ｃｏｓ２（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）、ｓｉｎ４（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）、及びｃｏｓ４（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）である。交流復元部３９２は、ＰＩＤ制御部３８８～３９１の出力を交流成分に復元すべく、位相差θｏｆｆｓｅｔの分だけ復元信号をシフトしたｓｉｎ２（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ＋θｏｆｆｓｅｔ）、ｃｏｓ２（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ＋θｏｆｆｓｅｔ）、ｓｉｎ４（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ＋θｏｆｆｓｅｔ）、及びｃｏｓ４（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ＋θｏｆｆｓｅｔ）と掛け合わせた後に合算して、ｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を決定する。このようにして、交流復元部３９２は、コンデンサ電流Ｉ３を抑制するための脈動分の指令であるｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を生成する。
　ここでは、センサレスベクトル制御方式を用いる場合について例示したが、多少の変形を加えて速度指令、電圧指令などに脈動を加える形にすれば、一次磁束一定制御にも適用が可能である。
　図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１における平滑部脈動電流と電源周波数ｆｉｎとの間の関係性の一例を示す図である。縦軸に示される平滑部脈動電流は、平滑部２００に流れる電流であるコンデンサ電流Ｉ３に含まれる脈動成分の実効値又は平均値である。図４の横軸は、電源周波数ｆｉｎを表している。商用電源１１０の周波数が５０［Ｈｚ］である場合、ｆＡ＝５０であり、商用電源１１０の周波数が６０［Ｈｚ］である場合、ｆＡ＝６０である。また、図４において、実線で結ばれているプロットは、ｑ軸電流脈動演算部４０８による脈動補償制御機能を働かせていない場合の平滑部脈動電流を表し、破線で結ばれているプロットは、ｑ軸電流脈動演算部４０８による脈動補償制御機能を働かせている場合の平滑部脈動電流を表している。更に、図４示す特性は、制御部４００の内部では、商用電源１１０の周波数が変化しないことを前提とした脈動補償制御の処理、即ち脈動補償制御で使用する周波数が不変のｆＡであることを想定している。
　図４の特性を見ると、実際の電源周波数ｆｉｎが脈動補償制御で使用する周波数ｆＡ、若しくは周波数ｆＡに近い値である場合、平滑部脈動電流の低減効果が高いことが分かる。一方、実際の電源周波数ｆｉｎと、脈動補償制御で使用する周波数ｆＡとがずれている場合、そのずれ量に応じて、平滑部脈動電流の低減効果が低下していくことが分かる。但し、低減効果及びずれ量は、制御設定条件又は運転条件により変わるものであることは言うまでもない。また、図４によれば、実際の電源周波数ｆｉｎと、脈動補償制御で使用する周波数ｆＡとの差が－１［Ｈｚ］になった場合には、脈動補償制御機能を働かせていない場合と同程度の低減効果しか得られないことが示されている。また、図４によれば、実際の電源周波数ｆｉｎと、脈動補償制御で使用する周波数ｆＡとの差が＋１［Ｈｚ］になった場合には、脈動補償制御機能を働かせていない場合よりも悪化することが示されている。
　以上のことから、電源周波数ｆｉｎの変動が大きい環境においては、脈動補償制御で使用する周波数ｆＡを実際の電源周波数ｆｉｎに合わせることが効果的である。このため、実施の形態１に係る制御部４００においては、電源周波数ｆｉｎ及び電源位相θｉｎを周波数及び位相演算部４１０で演算すると共に、演算した電源周波数ｆｉｎ及び電源位相θｉｎをｑ軸電流脈動演算部４０８に入力する構成としている。
　図５は、実施の形態１に係る制御部４００の内部で行われる周波数設定処理の説明に供するフローチャートである。
　まず、制御部４００は、現在のステータスが、起動時であるか否かを判定する（ステップＳ１１）。制御部４００は、起動時であれば（ステップＳ１１，Ｙｅｓ）、商用電源１１０の周波数を判定し（ステップＳ１２）、判定した周波数を設定周波数とする（ステップＳ１３）。例えば、電力変換装置１の使用場所が日本国であれば、商用電源１１０の周波数が５０［Ｈｚ］であるか、６０［Ｈｚ］であるかが判定され、５０［Ｈｚ］又は６０［Ｈｚ］の何れかが設定周波数の初期値とされる。なお、上述した脈動補償制御は、この設定周波数に基づいて実施される。
　ステップＳ１１に戻り、現在のステータスが、起動時ではない場合（ステップＳ１１，Ｎｏ）、制御部４００は、電源周波数ｆｉｎの検出値を確認し（ステップＳ１４）、更に電源周波数ｆｉｎの検出値と設定周波数との差の絶対値を閾値Ｂと比較する(ステップＳ１５)。
　電源周波数ｆｉｎの検出値と設定周波数との差の絶対値が閾値Ｂを超えている場合（ステップＳ１５，Ｙｅｓ）、設定周波数を変更、即ち更新する（ステップＳ１６）。このステップＳ１６の処理では、ステップＳ１４で確認された電源周波数ｆｉｎの検出値が新たな設定周波数とされる。一方、電源周波数ｆｉｎの検出値と設定周波数との差の絶対値が閾値Ｂを超えていない場合（ステップＳ１５，Ｎｏ）、現在の設定周波数が維持される（ステップＳ１７）。
　図５のフローチャートに示す処理を実施すれば、電力変換装置１の環境条件に応じて、適切な電源周波数ｆｉｎを設定することができる。これにより、電力変換装置１における脈動補償制御の効果を高めることが可能となる。
　なお、図５におけるステップＳ１５，Ｓ１６の処理では、電源周波数ｆｉｎの検出値を設定周波数と比較することで設定周波数を変更しているが、この処理に限定されない。設定周波数に代えて、電源周波数ｆｉｎの過去の検出値を比較対象とすることで、設定周波数を変更してもよい。過去の検出値は、過去に得られた複数回の検出値の平均値であってもよいし、ローパスフィルタ等のフィルタ処理を介した検出値であってもよい。
　上述した制御部４００による制御によって、実施の形態１に係る電力変換装置１は動作するが、その動作の特徴は以下の通りである。まず、電力変換装置１は、コンデンサ電圧Ｖｄｃ又はコンデンサ電流Ｉ３に含まれる支配的な脈動成分の周波数と、電源周波数ｆｉｎの検出値に特定の整数を乗算した周波数との差の絶対値である第１の差分周波数が１［Ｈｚ］以内であるように動作する。このように動作すれば、電力変換装置１における脈動補償制御の効果を高めることができる。第１の差分周波数が１［Ｈｚ］以内であるように電力変換装置１を動作させるには、図５のステップＳ１５で用いる閾値Ｂを適切に設定すればよい。図４に示す特性から理解できるように、閾値Ｂは１［Ｈｚ］よりも小さい値である。また、第１の差分周波数は、電源周波数ｆｉｎの検出値に特定の整数を乗算した周波数との差の絶対値であり、特定の整数は、例えば２又は６であることから、閾値Ｂは、０．５［Ｈｚ］よりも小さい値になる。なお、商用電源１１０が単相であるか３相であるかによって、閾値Ｂを変更すべきであることは言うまでも無い。
　また、電力変換装置１は、モータ３１４に流れるモータ電流に含まれる支配的な脈動成分の周波数と、設定周波数との差の絶対値である第２の差分周波数が１［Ｈｚ］以内であるように動作する。このように動作すれば、電力変換装置１における脈動補償制御の効果を高めることができる。第２の差分周波数が１［Ｈｚ］以内であるように電力変換装置１を動作させるには、図５のステップＳ１５で用いる閾値Ｂを適切に設定すればよい。閾値Ｂを適切に設定する際の着意事項は、前述の通りである。
　なお、実施の形態１における脈動補償制御の機能が有効に作用している場合、電力変換装置１は、機器に対する運転条件によっても、第１又は第２の差分周波数が変化するように動作することになる。機器の例が圧縮機である場合、圧縮機３１５の吸入圧力、吐出圧力、冷媒の温度、空調機の室内温度の目標値などが、ここで言う運転条件に相当する。これらの運転条件のうちの少なくとも１つを変更した際の第１又は第２の差分周波数の変化を確認するようにすれば、電力変換装置１における脈動補償制御の機能が正常であるか否かを判断することができる。
　次に、実施の形態１に係る制御部４００の機能を実現するためのハードウェア構成について、図６及び図７の図面を参照して説明する。図６は、実施の形態１に係る制御部４００の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図７は、実施の形態１に係る制御部４００の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　制御部４００の機能の一部又は全部を実現するには、図６に示すように、演算を行うプロセッサ４２０、プロセッサ４２０によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ４２２、及び信号の入出力を行うインタフェース４２４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ４２０は、演算手段の例示である。プロセッサ４２０は、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と称される演算手段であってもよい。また、メモリ４２２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
　メモリ４２２には、制御部４００の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ４２０は、インタフェース４２４を介して必要な情報を授受し、メモリ４２２に格納されたプログラムをプロセッサ４２０が実行することにより、上述した処理を実行することができる。プロセッサ４２０による演算結果は、メモリ４２２に記憶することができる。
　また、図６に示すプロセッサ４２０及びメモリ４２２は、図７のように処理回路４２３に置き換えてもよい。処理回路４２３は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路４２３に入力する情報、及び処理回路４２３から出力する情報は、インタフェース４２４を介して入手することができる。
　なお、制御部４００における一部の処理を処理回路４２３で実施し、処理回路４２３で実施しない処理をプロセッサ４２０及びメモリ４２２で実施してもよい。
　以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、電源電圧の検出値に基づいて、コンデンサの充放電電流であるコンデンサ電流の脈動成分を抑制する脈動補償制御を実施する。これにより、コンデンサ電圧のリプル変化を小さくできるので、コンデンサの劣化を抑制することができる。また、コンデンサの容量を大きくすることなく、コンデンサ電圧のリプル変化を小さくできるので、コンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制することができる。
　また、電源周波数の変動が大きい環境において、脈動補償制御で使用する周波数を固定した状態で脈動補償制御を実施すると、平滑部脈動電流の低減効果が小さくなる。これに対し、実施の形態１に係る電力変換装置は、電源電圧の検出値に基づいて電源周波数を演算して電源周波数の検出値とすると共に、この検出値に基づいて設定した設定周波数に基づいて脈動補償制御を実施する。即ち、実施の形態１に係る電力変換装置は、脈動補償制御で使用する周波数が変更可能に構成されているので、電源周波数の変動が大きい環境であっても、平滑部脈動電流の低減効果を高い状態に保持することができる。また、脈動補償制御で使用する周波数が変更可能に構成されているので、商用電源の種類が異なる場合であっても、制御部の設計変更を必要最小限に留めることができる。これにより、製造コストの増加を抑制することが可能となる。
実施の形態２．
　図８は、実施の形態２に係る電力変換装置１Ａの構成例を示す図である。図８に示す電力変換装置１Ａでは、制御部４００が制御部４００Ａに置き替えられている。電力変換装置１Ａと、圧縮機３１５が備えるモータ３１４とによって、モータ駆動装置２Ａが構成される。また、電力変換装置１Ａには、コンデンサ電流Ｉ３を検出する電流検出部５０４が追加されている。電流検出部５０４によって検出されたコンデンサ電流Ｉ３の検出値は、制御部４００Ａに入力される。その他の構成は、図１に示す電力変換装置１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示すと共に、重複する説明は割愛する。なお、本稿では、コンデンサ電流Ｉ３を検出する電流検出部５０４を、コンデンサ電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出部５０３、整流電流Ｉ１を検出する電流検出部５０１、及びインバータ入力電流Ｉ２を検出する電流検出部５０２と共に「第２の検出部」と呼ぶことがある。
　図９は、実施の形態２に係る電力変換装置１Ａが備える制御部４００Ａの構成例を示すブロック図である。図９に示す制御部４００Ａでは、図２に示す制御部４００と比較すると、ｑ軸電流脈動演算部４０８がｑ軸電流脈動演算部４０８Ａに置き替えられている。ｑ軸電流脈動演算部４０８Ａには、コンデンサ電流Ｉ３の検出値が入力される。その他の構成は、図２に示す制御部４００と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示すと共に、重複する説明は割愛する。
　図１０は、実施の形態２に係る制御部４００Ａが備えるｑ軸電流脈動演算部４０８Ａの構成例を示す図である。図１０に示すｑ軸電流脈動演算部４０８Ａでは、図３に示すｑ軸電流脈動演算部４０８と比較すると、交流復元部３９２が交流復元部３９２Ａに置き替えられている。また、減算部３８３には、コンデンサ電流Ｉ３の検出値が入力される。また、図１０では、交流復元部３９２への入力信号とされていた位相差θｏｆｆｓｅｔが削除されている。その他の構成は、図３に示すｑ軸電流脈動演算部４０８と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示すと共に、重複する説明は割愛する。
　減算部３８３は、ゼロである指令値と、コンデンサ電流Ｉ３の検出値との偏差を計算する。フーリエ係数演算部３８４～３８７は、実施の形態１と同様に、検出値と指令値との偏差に含まれる、商用電源１１０の電源周波数ｆｉｎに応じた成分の振幅を演算する。ＰＩＤ制御部３８８～３９１は、これらの偏差の特定の周波数成分がそれぞれゼロになるようにＰＩＤ制御を実施する。
　ここで、実施の形態２では、コンデンサ電流Ｉ３の検出値を用いるので、実施の形態１では使用していた位相差θｏｆｆｓｅｔの情報は不要となる。従って、交流復元部３９２Ａは、ＰＩＤ制御部３８８～３９１の出力を交流成分に復元すべく、ｓｉｎ２（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）、ｃｏｓ２（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）、ｓｉｎ４（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）、及びｃｏｓ４（２πｆｉｎｔ＋θｉｎ）と掛け合わせた後に合算して、ｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を決定する。このようにして、交流復元部３９２Ａは、コンデンサ電流Ｉ３を抑制するための脈動分の指令であるｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を生成する。なお、その他の動作は実施の形態１と同様であり、重複する説明は割愛する。
　実施の形態２によれば、コンデンサ電流Ｉ３の検出値を用いてｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を演算するので、ｑ軸電流脈動演算部４０８Ａの処理を、実施の形態１で説明したｑ軸電流脈動演算部４０８の処理よりも簡素化することができる。従って、プロセッサ４２０又は処理回路４２３における計算負荷を下げることが可能となる。これにより、実施の形態１の効果を享受しつつ、プロセッサ４２０又は処理回路４２３におけるタスク設計が容易になるという効果も得られる。
　なお、実施の形態２では、コンデンサ電流Ｉ３を電流検出部５０４によって検出する構成を示したが、この構成に限定されない。コンデンサ電流Ｉ３は、電流検出部５０１によって検出された整流電流Ｉ１の検出値と、電流検出部５０２によって検出されたインバータ入力電流Ｉ２の検出値とによって演算で求めるようにしてもよい。このようにしても、上述した実施の形態２の効果を得ることができる。
実施の形態３．
　図１１は、実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備える。実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１１において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。
　冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ３１４を内蔵した圧縮機３１５と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
　圧縮機３１５の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ３１４とが設けられている。
　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ３１４によって駆動される。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　なお、実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備えるものとして説明したが、これに限定されない。実施の形態２で説明した電力変換装置１Ａを用いてもよいし、実施の形態１，２で説明した制御手法を適用できるものであれば、電力変換装置１，１Ａ以外の電力変換装置でもよい。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１Ａ　電力変換装置、２，２Ａ　モータ駆動装置、１１０　商用電源、１２０　リアクトル、１３０　整流部、１３１～１３４　整流素子、１４０，５０３　電圧検出部、１４２　ゼロクロス検出部、２００　平滑部、２１０　コンデンサ、３１０　インバータ、３１１ａ～３１１ｆ　スイッチング素子、３１２ａ～３１２ｆ　還流ダイオード、３１３ａ，３１３ｂ，５０１，５０２，５０４　電流検出部、３１４　モータ、３１５　圧縮機、３８３　減算部、３８４～３８７　フーリエ係数演算部、３８８～３９１　ＰＩＤ制御部、３９２，３９２Ａ　交流復元部、４００，４００Ａ　制御部、４０１　回転子位置推定部、４０２　速度制御部、４０３　弱め磁束制御部、４０４　電流制御部、４０５，４０６　座標変換部、４０７　ＰＷＭ信号生成部、４０８，４０８Ａ　ｑ軸電流脈動演算部、４０９　加算部、４１０　周波数及び位相演算部、４２０　プロセッサ、４２２　メモリ、４２３　処理回路、４２４　インタフェース、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管。

Claims (9)

  1. 　交流電源から印加される電源電圧を整流する整流部と、
    　前記整流部の出力端に接続されるコンデンサと、
    　前記コンデンサの両端に接続され、前記コンデンサから出力される直流電力を交流電力に変換して、モータが搭載された機器に出力するインバータと、
    　前記電源電圧を検出する第１の検出部と、
    　前記第１の検出部の検出値に基づいて前記コンデンサの充放電電流であるコンデンサ電流の脈動成分を抑制する脈動補償制御を実施する制御部と、
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記脈動補償制御によって、前記モータには、前記電源電圧の周波数である電源周波数に特定の整数を乗算した周波数の脈動成分を含む電流が流れる
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記第１の検出部の検出値に基づいて前記電源周波数を演算して前記電源周波数の検出値とし、
    　前記電源周波数の検出値に基づいて設定した設定周波数に基づいて前記脈動補償制御を実施する
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記設定周波数は、前記電源周波数の検出値と、過去に得られた複数回の前記電源周波数の検出値の平均値とに基づいて変更される
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記コンデンサ電流に含まれる支配的な脈動成分の周波数と前記電源周波数の検出値に特定の整数を乗算した周波数との差の絶対値である第１の差分周波数が１［Ｈｚ］以内である
    　請求項３又は４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記モータに流れるモータ電流に含まれる支配的な脈動成分の周波数と前記設定周波数との差の絶対値である第２の差分周波数が１［Ｈｚ］以内である
    　請求項３又は４に記載の電力変換装置。
  7. 　前記機器に対する運転条件によって、前記コンデンサ電流に含まれる支配的な脈動成分の周波数と前記電源周波数の検出値に特定の整数を乗算した周波数との差の絶対値である第１の差分周波数、又は前記モータに流れるモータ電流に含まれる支配的な脈動成分の周波数と前記設定周波数との差の絶対値である第２の差分周波数のうちの少なくとも１つが変化する
    　請求項３から６の何れか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　請求項１から７の何れか１項に記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  9. 　請求項１から７の何れか１項に記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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