WO2022172417A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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inverter
current
converter
power
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浩一 有澤
貴昭 ▲高▼原
遥 松尾
啓介 植村
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device that convert AC power into desired power.
  • a power conversion device that converts AC power supplied from an AC power supply into desired AC power and supplies it to a load such as an air conditioner.
  • a power conversion device which is a control device for an air conditioner, rectifies AC power supplied from an AC power supply with a diode stack, which is a converter, and further smoothes the power with a smoothing unit.
  • a technology is disclosed in which the AC power is converted into a desired AC power by an inverter composed of switching elements and output to a compressor motor, which is a load.
  • Patent Document 1 has the problem that a large current flows through the smoothing portion, which accelerates aging deterioration of the smoothing portion and shortens the life of the capacitor.
  • the prior art including Patent Document 1 has a device configuration in which a plurality of devices are driven by one converter and a plurality of inverters connected to one converter, such as an air conditioner. There is no idea of extending the life of the capacitor by utilizing it.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and uses a device configuration in which a plurality of devices are driven by a single converter and a plurality of inverters connected to the converter to extend the life of the smoothing section. It is an object of the present invention to obtain a power conversion device capable of
  • the power conversion device includes a converter, a smoothing section connected to the output end of the converter, and a first inverter connected to the output end of the converter. , a second inverter connected in parallel to the first inverter, and a controller.
  • the converter rectifies a power supply voltage applied from an alternating current power supply and, if necessary, boosts the power supply voltage.
  • the first inverter converts the power output from the converter and the smoothing section into first AC power, and outputs the first AC power to the first device equipped with the first motor.
  • the second inverter converts the power output from the converter and the smoothing section into second AC power, and outputs the second AC power to the second device equipped with the second motor.
  • the control unit controls the operation of the converter, the first inverter, or the second inverter to suppress the current flowing through the smoothing unit, and operates the second load unit including the second inverter and the second device.
  • the operation of the first inverter is controlled according to the state.
  • the power conversion device utilizes a device configuration in which a plurality of devices are driven by one converter and a plurality of inverters connected to the converter, and the effect that the life of the smoothing section can be extended. play.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the basic configuration and basic functions of a power conversion device according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a diagram showing still another configuration example having the basic functions of the power converter shown in FIG. 1;
  • FIG. 2 is a diagram showing an operation mode and an overview of the operation mode according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining power supply ripple compensation control according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 5 is a diagram showing operation waveforms of respective parts as a comparative example in comparison with FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a diagram showing a first configuration example that implements the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a pulsating current correction method according to the first embodiment;
  • FIG. 4 shows a second configuration example that implements the power converter according to Embodiment 1;
  • 1 is a block diagram showing an example of a hardware configuration realizing functions of a control unit according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 4 is a block diagram showing another example of a hardware configuration that implements the functions of the control unit according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the basic configuration and basic functions of a power converter according to Embodiment 1.
  • the power converter 1 is connected to a commercial power source 110 and a compressor 315 .
  • the commercial power supply 110 is an example of an AC power supply
  • the compressor 315 is an example of the equipment referred to in the first embodiment.
  • a motor 314 is mounted on the compressor 315 .
  • a motor drive device 2 is configured by the power conversion device 1 and the motor 314 included in the compressor 315 .
  • the power converter 1 includes a rectifying section 130, a boosting section 600, a current detecting section 501, a smoothing section 200, a current detecting section 502, an inverter 310, current detecting sections 313a and 313b, a control section 400, Prepare.
  • converter 700 is configured by rectifying section 130 and boosting section 600 .
  • the rectifying section 130 has a bridge circuit composed of rectifying elements 131-134. Rectifying section 130 rectifies the power supply voltage applied from commercial power supply 110 and outputs the rectified power supply voltage to boosting section 600 .
  • the rectifier 130 configured in FIG. 1 performs full-wave rectification.
  • the booster section 600 has a reactor 631 , a switching element 632 and a diode 633 .
  • the switching element 632 is controlled to be on or off by the control signal output from the control section 400 .
  • the rectified voltage is short-circuited via reactor 631 . This operation is called “power supply short-circuit operation”.
  • switching element 632 is turned off, the rectified voltage is applied to smoothing section 200 via reactor 631 . This operation is normal commutation operation. At this time, if energy is stored in reactor 631 , the output voltage of rectifying section 130 and the voltage generated in reactor 631 are added together and applied to smoothing section 200 .
  • the step-up unit 600 steps up the rectified voltage by alternately repeating the power supply short-circuit operation and the rectification operation. This operation is called a "boost operation".
  • the boost operation improves the power factor of the current flowing between commercial power supply 110 and converter 700 .
  • switching element 632 is always off, the voltage output from rectifying section 130 is output without being boosted.
  • the converter 700 rectifies the power supply voltage applied from the commercial power supply 110 and, if necessary, boosts the power supply voltage.
  • the smoothing section 200 has a capacitor 210 .
  • Smoothing section 200 is connected to the output terminal of converter 700 .
  • Capacitor 210 smoothes the rectified voltage output from converter 700 . Examples of the capacitor 210 include an electrolytic capacitor, a film capacitor, and the like.
  • the voltage generated in the capacitor 210 does not have the full-wave rectified waveform of the commercial power supply 110, but has a waveform in which voltage ripple corresponding to the frequency of the commercial power supply 110 is superimposed on the DC component, but does not pulsate significantly.
  • the commercial power supply 110 is a single-phase power supply
  • the main frequency of this voltage ripple is a component twice the frequency of the power supply voltage. If the power input from commercial power supply 110 and the power output from inverter 310 do not change, the amplitude of this voltage ripple is determined by the capacitance of capacitor 210 .
  • an increase in capacitance is avoided in order to suppress an increase in cost of the capacitor 210 .
  • a certain amount of voltage ripple is generated in the capacitor 210 .
  • the voltage across capacitor 210 is a pulsating voltage in a range such that the maximum value of the voltage ripple is less than twice the minimum value.
  • Current detection section 501 detects converter current I1, which is a current that flows into and out of converter 700, and outputs the detected current value to control section 400.
  • Current detection unit 502 also detects inverter current I ⁇ b>2 that flows in and out of inverter 310 and outputs the detected current value to control unit 400 .
  • the inverter 310 is connected to the output terminal of the converter 700 .
  • the inverter 310 has switching elements 311a-311f and freewheeling diodes 312a-312f.
  • the inverter 310 turns on and off the switching elements 311a to 311f under the control of the control unit 400, converts the power output from the converter 700 and the smoothing unit 200 into AC power having a desired amplitude and phase, and the motor 314 is mounted. It outputs to the compressor 315, which is a device that
  • the current detection units 313 a and 313 b each detect one-phase current out of the three-phase currents output from the inverter 310 .
  • Each detection value of the current detection units 313 a and 313 b is input to the control unit 400 .
  • the control unit 400 calculates the current of the remaining one phase based on the detected value of the current of any two phases detected by the current detection units 313a and 313b.
  • Control unit 400 uses the current detection values detected by current detection units 501 and 502 and current detection units 313a and 313b to control the operation of boost unit 600 in converter 700, specifically, the operation of boost unit 600. It controls on/off of the switching element 632 . Further, the control unit 400 controls the operation of the inverter 310, specifically, ON/OFF of the switching elements 311a to 311f included in the inverter 310, using the detection values detected by the respective detection units.
  • a motor 314 mounted on the compressor 315 rotates according to the amplitude and phase of the AC power supplied from the inverter 310 to perform compression operation.
  • the compressor 315 is a hermetic compressor used in an air conditioner or the like, the load torque of the compressor 315 can often be regarded as a constant torque load.
  • FIG. 1 shows a case where the motor windings in the motor 314 are Y-connected
  • the present invention is not limited to this example.
  • the motor windings of the motor 314 may be delta-connection, or may be switchable between Y-connection and delta-connection.
  • FIG. 2 is a diagram showing another configuration example having the basic functions of the power converter shown in FIG.
  • FIG. 1 the converter 700 shown in FIG. 1 is replaced with a converter 701.
  • FIG. Converter 701 is a component having both a rectifying function and a boosting function, similar to converter 700 shown in FIG.
  • the converter 701 has a reactor 710, switching elements 611-614, and rectifying elements 621-624 each connected in parallel to one of the switching elements 611-614.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those of the power converter 1 shown in FIG. 1, and the same or equivalent components are denoted by the same reference numerals.
  • reactor 710 of this configuration is inserted only in one-sided connection line between commercial power supply 110 and converter 701, it may be inserted in both-sided connection lines.
  • converter 701 the switching elements 611 to 614 are controlled to be on or off by the control signal output from the control section 400.
  • Converter 701 alternately repeats power supply short-circuit operation and rectification operation. As a result, converter 701 rectifies the power supply voltage applied from commercial power supply 110 and, if necessary, boosts the rectified voltage. By the boosting operation, the voltage across the smoothing unit 200 is boosted to a voltage higher than the power supply voltage. In addition, the step-up operation improves the power factor of the current flowing between commercial power supply 110 and converter 701 .
  • the power converter 1 shown in FIG. 2 has the same basic functions as the power converter 1 shown in FIG. Therefore, it can be applied to a power conversion device 1A, which will be described later.
  • FIG. 3 is a diagram showing still another configuration example having the basic functions of the power converter shown in FIG.
  • converter 700 shown in FIG. 1 is replaced with a converter 702.
  • booster section 600 is replaced with booster section 601 and reactor 710 .
  • Reactor 710 is arranged between commercial power supply 110 and rectifying section 130 .
  • Converter 702 is a component having both a rectifying function and a boosting function, similar to converter 700 shown in FIG.
  • the boosting section 601 has rectifying elements 621 to 624 and a switching element 615 .
  • the boosting section 601 is connected in parallel with the rectifying section 130 .
  • Other configurations are the same as or equivalent to those of the power converter 1 shown in FIG. 1, and the same or equivalent components are denoted by the same reference numerals.
  • the switching element 615 is controlled to be on or off by the control signal output from the control section 400 .
  • the boosting unit 601 performs a power supply short-circuit operation.
  • the rectifying section 130 performs a rectifying operation.
  • Converter 702 alternately repeats power short-circuit operation and rectification operation. As a result, converter 702 rectifies the power supply voltage applied from commercial power supply 110 and, if necessary, boosts the rectified voltage.
  • the boosting operation the voltage across the smoothing unit 200 is boosted to a voltage higher than the power supply voltage.
  • the step-up operation improves the power factor of the current flowing between commercial power supply 110 and converter 702 .
  • the power converter 1 shown in FIG. 3 has the same basic functions as the power converter 1 shown in FIG. Therefore, it can be applied to a power conversion device 1A, which will be described later.
  • the power converter 1 shown in FIG. 1 will be used as an example.
  • the current detection units 501, 502, 313a, and 313b may be collectively referred to as a detection unit.
  • the current values detected by the current detection units 501, 502, 313a, and 313b may be referred to as detection values.
  • the power electronics device 1 may include a detector other than the detector described above. Although omitted in FIG. 1, the power conversion device 1 generally includes a detection unit that detects the capacitor voltage.
  • the power conversion device 1 may include a detection unit that detects the voltage, current, etc. of the AC power supplied from the commercial power source 110 .
  • FIG. 4 is a diagram showing operation modes and outlines of the operation modes according to the first embodiment.
  • the boost control is a control in which the booster 600 boosts the power supply voltage applied from the commercial power supply 110 in order to ensure the drive range of the motor 314 due to high rotation.
  • the control unit 400 controls on/off of the switching element 632 of the boosting unit 600 .
  • Vibration suppression control suppresses vibration by adjusting the torque applied from inverter 310 to the torque pulsation when vibration occurs due to torque pulsation caused by a mechanical mechanism such as compressor 315 during one rotation of motor 314. Control.
  • Constant torque control is control that keeps the torque applied from the inverter 310 to the motor 314 constant and reduces load current pulsation. Constant torque control is also called constant current control. Even in a system having torque pulsation, the amount of vibration is not so large when operating in a relatively light load region. Therefore, by keeping the torque given from the inverter 310 constant, the current waveform of the motor 314 becomes a sinusoidal waveform, ie, a waveform without pulsation, and high-efficiency operation can be achieved. Constant torque control can be used when vibration is acceptable even in the high load region.
  • Power supply ripple compensation control is control for suppressing the ripple component of the smoothing section current I3, which is the current flowing through the smoothing section 200 .
  • Ripple current caused by power supply pulsation passes through the capacitor 210 of the smoothing section 200 and transmits power to the load section including the inverter 310 and the compressor 315, thereby reducing the stress on the capacitor 210.
  • FIG. Details of the power supply ripple compensation control will be described later.
  • the power converter 1 according to Embodiment 1 has 12 operation modes, as shown in FIG. These operation modes 1 to 12 are determined by each combination of presence/absence of boost control, presence/absence of vibration suppression control, presence/absence of constant torque control, and presence/absence of power supply ripple compensation control.
  • Control unit 400 determines whether or not each control shown in FIG. That is, the control unit 400 determines the presence or absence of each control according to the operation state of the load unit, and maintains or switches the operation mode.
  • four items are listed as specific contents of the operation mode, but these are only examples and are not limited to these. Some of the four items may be controlled, or items other than the four items may be controlled. Items other than the four items include, for example, flux-weakening control and overmodulation control.
  • the flux-weakening control is a control that widens the high rotation range of the motor 314 by applying a negative d-axis current to the motor 314 to reduce the apparent electromotive force.
  • Overmodulation control is control in which a voltage greater than the electromotive force of the motor 314 is supplied from the inverter 310 to the motor 314 in order to drive the motor 314 .
  • the power converter 1 has a limited supply voltage. Therefore, when the motor 314 rotates at high speed, the electromotive force of the motor 314 becomes larger than the supply voltage, making it difficult to continue the rotation. Therefore, the power conversion device 1 distorts the output voltage from the inverter 310, specifically by including the third harmonic component, thereby raising the fundamental wave component of the output voltage a little. As a result, the power conversion device 1 can increase the high rotation region of the motor 314 .
  • FIG. 4 does not describe the power factor improvement control of the AC power supplied from the commercial power supply 110 and the average voltage control of the capacitor 210 of the smoothing section 200, but these controls are performed regardless of the operation mode.
  • the power converter 1 can detect the converter current I1 based on the current value, for example, the value detected by the current detection unit 501, and the inverter current I2 based on the value detected by the current detection unit 502.
  • the power conversion device 1 determines the operating state of the power conversion device 1 based on the temperature, for example, the detection value of the temperature sensor of the indoor unit provided in the air conditioner, the detection value of the temperature sensor of the outdoor unit, etc. when installed in the air conditioner. can be detected.
  • the power conversion device 1 may include a temperature sensor around the substrate of the inverter 310 to detect the temperature around the substrate of the inverter 310 , or may include a temperature sensor around the motor 314 to detect the temperature around the motor 314 . may be detected.
  • the power conversion device 1 generates the operating speed, for example, the operating speed of the motor 314 of the compressor 315 and the fan (not shown) mounted on the air conditioner in the process of control by the control unit 400. It can be directly or indirectly detected from a command value to be applied, or an estimated value estimated from the operating frequency in the process of control by the control unit 400 .
  • the operation state of the power conversion device 1 is determined by the detection value of the detection unit that detects the physical quantity of the inverter 310, the motor 314, or the compressor 315, and the command generated in the control process of the control unit 400. value, and an estimated value estimated in the process of control of the control unit 400.
  • the physical quantity may be, for example, a voltage value in addition to the aforementioned current value, temperature, and operating speed.
  • the load generated by the inverter 310 and the compressor 315 can be regarded as a constant load. Also, when viewed from the current output from the smoothing section 200 , it is assumed that a constant current load is connected to the smoothing section 200 .
  • the smoothing portion current I3 the direction in which it flows out from the smoothing portion 200, that is, the discharge direction is defined as positive, as indicated by the arrow in FIG.
  • the control unit 400 can calculate the smoothing unit current I3 using the detected values of the converter current I1 and the inverter current I2.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the power supply ripple compensation control according to the first embodiment.
  • FIG. 5 shows an operation waveform example of each part when the control part 400 of the power converter 1 according to Embodiment 1 controls the operation of the inverter 310 to reduce the smoothing part current I3.
  • the converter current I1, the inverter current I2, the smoothing part current I3, and the capacitor voltage Vdc which is the voltage of the capacitor 210 generated according to the smoothing part current I3, are shown in order from the top.
  • the horizontal axes all represent time t
  • the vertical axes of converter current I1, inverter current I2, and smoothing section current I3 represent current values
  • the vertical axis of capacitor voltage Vdc represents voltage values.
  • FIG. 6 is a diagram showing operation waveforms of respective parts as a comparative example in comparison with FIG.
  • FIG. 6 shows an example of waveforms at each part when inverter current I2 is kept constant when smoothing the current output from converter 700 in smoothing part 200 .
  • the converter current I1, the inverter current I2, the smoothing section current I3, and the capacitor voltage Vdc are shown in order from the top.
  • the scales of the physical quantities represented by the horizontal and vertical axes are the same as in FIG.
  • the converter current I1 flowing from the boosting section 600 is sufficiently smoothed by the smoothing section 200.
  • the inverter current I2 has a constant current value as shown in FIG.
  • a large pulsating component flows in the smoothing section current I3 as shown in FIG.
  • the control unit 400 controls the operation of the inverter 310 so that the pulsating component of the smoothing unit current I3 is reduced. Specifically, control unit 400 controls the operation of inverter 310 such that inverter current I2 shown in FIG. Compared with the example of FIG. 6, the pulsating component of the smoothing section current I3 is reduced. Under the control of control unit 400, inverter current I2 includes a component current including a pulsating current whose main component is the frequency component of converter current I1. As a result, the pulsating current that attempts to flow from converter 700 into smoothing section 200 is reduced, and the pulsating current I3 of smoothing section is reduced.
  • the frequency component of the converter current I1 is determined by the frequency of the alternating current supplied from the commercial power supply 110, the configuration of the rectifying section 130, and the switching speed of the switching element 632 of the boosting section 600. Therefore, the control unit 400 can make the frequency component of the pulsating current superimposed on the inverter current I2 a component having a predetermined amplitude and phase.
  • the frequency component of the pulsating current superimposed on the inverter current I2 has a waveform similar to that of the converter current I1.
  • Control unit 400 can reduce the pulsating component of smoothing unit current I3 as the frequency component of the pulsating current superimposed on inverter current I2 approaches the frequency component of converter current I1. At this time, it is also possible to reduce the pulsating voltage generated in the capacitor voltage Vdc.
  • Controlling the pulsation of the current flowing through the inverter 310 by controlling the operation of the inverter 310 by the control unit 400 is equivalent to controlling the pulsation of the AC power supplied from the inverter 310 to the compressor 315 .
  • Control unit 400 controls the operation of inverter 310 such that the pulsation contained in the AC power output from inverter 310 is smaller than the pulsation of the power output from converter 700 .
  • control unit 400 may determine the frequency component of the pulsating current superimposed on the inverter current I2 according to the AC power supplied from the commercial power supply 110. Specifically, when the AC power supplied from commercial power supply 110 is single-phase, control unit 400 converts the pulsating waveform of inverter current I2 into a pulsating waveform whose main component is a frequency component that is twice the frequency of the AC power. Control to a shape in which a DC component is added. Further, when the AC power supplied from the commercial power supply 110 is three-phase, the control unit 400 divides the pulsating waveform of the inverter current I2 into a pulsating waveform whose main component is a frequency component six times the frequency of the AC power.
  • the pulsation waveform is, for example, the shape of the absolute value of a sine wave or the shape of a sine wave.
  • the control unit 400 may add at least one frequency component of integral multiples of the sine wave frequency to the pulsating waveform as a predetermined amplitude.
  • the pulsating waveform may be in the shape of a rectangular wave or in the shape of a triangular wave. In this case, the control unit 400 may set the amplitude and phase of the pulsation waveform to predetermined values.
  • control unit 400 can calculate the pulsation amount of the pulsation included in the inverter current I2 using the smoothing unit current I3 obtained by calculation.
  • control unit 400 may use capacitor voltage Vdc or the voltage or current of AC power supplied from commercial power supply 110 to calculate the amount of pulsation included in inverter current I2.
  • control unit 400 controls inverter 310 to compress the AC power from inverter 310 .
  • the frequency component included in the AC power output to the booster 315 may be superimposed on the drive signal for turning on/off the switching element 632 of the booster 600 .
  • converter 700 is configured to output power including fluctuating frequency components other than frequency components twice the frequency of the AC power. controls the behavior of Further, when the AC power supplied from commercial power supply 110 is three-phase, converter 700 operates so that converter 700 outputs power including fluctuating frequency components other than frequency components six times the frequency of the AC power. to control.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a power converter according to Embodiment 1.
  • FIG. A power converter 1A shown in FIG. 7 is configured to be able to use the basic functions of the power converter 1 shown in FIG.
  • symbol is attached
  • the power converter 1A includes a converter 700, a smoothing section 200, current detection sections 501 and 502, an inverter 310a as a first inverter, and a second inverter and an inverter 310b and a control unit 400.
  • Converter 700 is connected to commercial power source 110 .
  • a device 315a which is the first device, is equipped with a motor 314a, which is the first motor.
  • One example of device 315a is a compressor, and another example of device 315a is a fan.
  • Inverter 310a is connected to motor 314a of device 315a.
  • the device 315b which is the second device, is equipped with the motor 314b, which is the second motor.
  • One example of device 315b is a fan, and another example of device 315b is a compressor.
  • Inverter 310b is connected to motor 314b of appliance 315b.
  • a motor drive device 2A is configured by the power conversion device 1A, the motor 314a included in the device 315a, and the motor 314b included in the device 315b. Note that FIG. 7 omits illustration of components equivalent to the current detection units 313a and 313b shown in FIG.
  • the power conversion device 1A is configured such that one converter 700 has an inverter 310a and an inverter 310b connected in parallel. That is, the inverter 310a is connected in parallel to the inverter 310b with respect to the converter 700.
  • FIG. Inverter 310 b is connected in parallel to inverter 310 a with respect to converter 700 .
  • inverter 310a converts the power output from converter 700 and smoothing section 200 into first AC power, and outputs the first AC power to device 315a on which motor 314a is mounted.
  • inverter 310b converts the power output from converter 700 and smoothing section 200 into second AC power, and outputs the second AC power to device 315b on which motor 314b is mounted.
  • the converter 700, the smoothing section 200, and the control section 400 can be shared, so that the cost increase of the device can be suppressed and the device can be simplified.
  • FIG. 8 is a diagram showing a first configuration example that implements the power converter according to the first embodiment.
  • the same reference numerals are given to the same or equivalent components as the components shown in FIG. 1 or FIG.
  • FIG. 8 shows, as circuit elements, a power source section 850, a boost section 600, a smoothing section 200, current detection sections 501 and 502, a load section 800a as a first load section, and a second load section.
  • a load section 800b is shown.
  • the power supply unit 850 includes the commercial power supply 110 and the rectification unit 130 as components.
  • Load section 800a includes, in addition to constant current load section 810a, pulsating load compensating section 820a and power source pulsating compensating section 830a.
  • the load section 800b includes only a constant current load section 810b as a component.
  • FIG. 8 is a configuration diagram assuming that the power converter 1A is applied to an air conditioner. The same applies to the drawings of FIGS. 10 to 13 to be described later. Specifically, in FIG. 8, the constant current load section 810a assumes a compressor motor load, and the constant current load section 810b assumes a fan motor load.
  • FIGS. 5 and 6 it is assumed that a constant current load is connected to the smoothing section 200.
  • FIG. it is also known that some types of compressors have a mechanism that causes periodic rotation fluctuations.
  • inverter 310 outputs a constant current, but in vibration suppression control, a pulsating current component corresponding to vibration suppression torque is supplied to the load in addition to the constant current.
  • the element that causes this pulsating current component to flow can be represented by adding a pulsating load compensator 820a to the constant current load unit 810a.
  • the pulsating current component due to the power supply ripple compensation control is applied to the load.
  • the element that causes this pulsating current component to flow can be represented by adding a power supply pulsating compensator 830a.
  • load unit 800b is not provided with a pulsating load compensating unit and a power supply pulsating compensating unit. This means that vibration suppression control and power supply ripple compensation control are not performed in load section 800b.
  • the operation of the power converter 1A for extending the life of the capacitor 210 will be described.
  • the converter current I1 corresponds to the rectified current after boosting.
  • I2a represents a current of the inverter current I2 that is diverted to the load section 800a
  • I2b represents a current of the inverter current I2 that is diverted to the load section 800b.
  • shunt current both are called "shunt current”.
  • the content of the control for setting the pulsating portion of the smoothing portion current I3 to zero will be described. , it is not always necessary to make the pulsating portion of the smoothing portion current I3 zero.
  • the power converter 1A according to Embodiment 1 has the function of power supply ripple compensation control. The following controls are performed using this function.
  • current difference ⁇ I3 ⁇ I1 ⁇ (I2a+I2b) ⁇ flows into capacitor 210 in the phase of the power supply voltage where the relationship of I1>(I2a+I2b) holds.
  • current difference ⁇ I3 ⁇ (I2a+I2b) ⁇ I1 ⁇ flows out from smoothing unit 200.
  • a pulsating current is generated in power supply pulsating compensator 830a, and shunt current I2a is adjusted according to changes in converter current I1.
  • a change in converter current I1 can be detected based on the value detected by current detection unit 501 .
  • the current difference ⁇ I3 can be brought close to zero, so that the amount of current flowing into and out of the smoothing section 200 can be reduced.
  • the outflow and inflow amounts of the smoothing portion current I3 can be reduced, the stress on the capacitor element can be suppressed, and aging deterioration of the capacitor element can be suppressed. Thereby, extension of the life of the capacitor 210 can be achieved.
  • the capacitance of the capacitor element can be reduced by the amount of current inflow and the amount of current outflow suppressed by this control, and the ripple resistance of the capacitor element is relaxed. As a result, since an inexpensive capacitor element can be used, an increase in the cost of the device can be suppressed.
  • the voltage before boosting ie, the rectified voltage
  • the boosted voltage which is the voltage after boosting
  • step-up control is performed on the input power determined by the three elements of the rectified voltage Vs, the rectified current I0, and the power supply power factor, and the stepped-up voltage Vb and the converter current I1 are output. Since the voltage after boosting generally satisfies Vs ⁇ Vb, the characteristic of I1 ⁇ I0 is obtained.
  • the load section 800a assumes the compressor motor load
  • the load section 800b assumes the fan motor load
  • the shunt current I2a includes not only the current used in the constant current load section 810a, which is assumed to drive a constant torque load, but also the compensation current used in the ripple load compensation section 820a and the compensation current used in the power supply ripple compensation section 830a.
  • the current value of the converter current I1 can be detected by the current detection unit 501 .
  • the load section 800b with the fan motor load is performing a deceleration operation.
  • the electromotive force generated in the load section 800b there occurs a period during which the inverter output voltage in the load section 800b becomes small.
  • load section 800b is in a regenerative state, and power is not consumed in load section 800b.
  • the shunt current I2b ⁇ 0 a current flows into the smoothing section 200 . Therefore, a ripple current is generated in the power supply ripple compensator 830a, and the shunt current I2a is adjusted according to the change in the shunt current I2b.
  • the current difference ⁇ I3 can be brought close to zero, so that the amount of current flowing into and out of the smoothing section 200 can be reduced.
  • the current detection unit 502 detects the inverter current I2 and cannot directly detect the shunt current I2b. Since the change component of the inverter current I2 also includes the change component of the shunt current I2a, there may be cases where the change of the shunt current I2b cannot be detected with high accuracy. Therefore, a method for correcting the pulsating current generated in power supply pulsating compensator 830a is proposed.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the pulsating current correction method according to the first embodiment.
  • the horizontal axis of FIG. 9 represents the rotation speed, and the vertical axis represents the correction value of the pulsating current generated in the power supply pulsating compensator 830a.
  • Correction of pulsating current is required when the rotational speed is high. Therefore, as shown in FIG. 9, correction is not performed when the rotation speed is equal to or lower than the first rotation speed f1, and the pulsating current is corrected when the rotation speed exceeds the first rotation speed f1.
  • the approach of FIG. 9 does not require direct sensing of changes in the shunt current I2b. Therefore, a detector for detecting the shunt current I2b is not required. Therefore, if the method of FIG. 9 is used, the simplification of the device can be achieved while suppressing an increase in the cost of the device.
  • the change in the correction value ⁇ I of the pulsating current that is changed according to the rotation speed is represented by a straight line, but it is not limited to this. That is, the relationship between the rotation speed and the correction value ⁇ I of the pulsating current does not need to be a linear relationship, and may be represented by a higher-order function of a quadratic function or higher.
  • the pulsating current may be corrected based on the ambient temperature of the smoothing section 200 or the ambient temperature of the inverters 310a and 310b.
  • the correction may be performed in all temperature ranges, or may be performed only in the high temperature range by a method similar to that shown in FIG.
  • both the correction based on the rotation speed and the correction based on the ambient temperature may be performed.
  • the load section 800a including the compressor motor load is a load having torque pulsation caused by a mechanical mechanism, acceleration and deceleration are performed during one rotation of the compressor, and the regeneration state is instantaneous.
  • the shunt current I2a ⁇ 0 a current flows into the smoothing section 200 . Therefore, when the load section 800a is in a regenerative state, a pulsating current is generated in the power supply pulsating compensating section 830a to flow into the shunt current I2a.
  • an increase in current difference ⁇ I3 can be suppressed.
  • converter 700 is provided with boosting section 600. Therefore, by utilizing the boosting operation of boosting section 600, the outflow amount of smoothing section current I3 is and inflow can be reduced. Further, according to the power conversion device 1A according to Embodiment 1, since the load units connected in parallel to each other are provided at the output end of the converter 700, by effectively utilizing the regenerative state of the load units, It is possible to reduce the outflow and inflow of the smoothing section current I3. As a result, the stress on the capacitor element can be suppressed, and the aging deterioration of the capacitor element can be suppressed, so that the life of the capacitor 210 can be extended. In addition, since the capacity of the capacitor element can be reduced and the ripple resistance of the capacitor element is alleviated, an inexpensive capacitor element can be used. As a result, an increase in the cost of the device can be suppressed.
  • FIG. 8 illustrates a configuration in which one load section 800a and one load section 800b are connected in parallel to the output end of converter 700
  • the first load section, load section 800a may be a first load group comprising two or more load sections connected in parallel with each other.
  • the second load section, load section 800b may also be a second load group comprising two or more load sections connected in parallel with each other.
  • the load section 800a is referred to as the first load section, and the load section 800b is referred to as the second load section.
  • 800a may be referred to as a second load section and load section 800b may be referred to as a first load section.
  • FIG. 10 is a diagram showing a second configuration example that implements the power converter according to the first embodiment.
  • the same reference numerals are assigned to the same or equivalent components as those shown in FIG.
  • the inverters 310a and 310b are connected in parallel to one smoothing unit 200.
  • a smoothing section 200a which is a first smoothing section
  • a smoothing section 200b which is a second smoothing section
  • the smoothing section 200a and the smoothing section 200b are connected in parallel to one converter 700.
  • a current detection unit 501a for detecting the shunt current I1a and a current detection unit 501a for detecting the inverter current I2a are provided on the side of the load unit 800a.
  • a current detection unit 502a is provided.
  • the load section 800b is provided with a current detection section 501b for detecting the shunt current I1b and a current detection section 502b for detecting the inverter current I2b.
  • Diverted current I1a represents the current of converter current I1 that is diverted to load section 800a.
  • a shunt current I1b represents a current of the converter current I1 shunted to the load section 800b.
  • the magnitude of the smoothing section current I3a flowing in and out of the smoothing section 200a can be represented by
  • the magnitude of the smoothing section current I3b flowing in and out of the smoothing section 200b can be represented by
  • a current detection unit 501a capable of directly detecting the shunted current I1a
  • a current detecting unit 502a capable of directly detecting the inverter current I2a
  • a current detecting unit 501b capable of directly detecting the shunt current I1b
  • a current detection unit 502b that can directly detect the inverter current I2b.
  • the current detection units 502a and 502b can directly detect the inverter currents I2a and I2b, respectively. As a result, it is possible to instantaneously determine the regenerative state, so it is possible to accurately determine whether or not the operating state of the load section 800a is in the regenerative state.
  • FIG. 11 is a diagram showing a third configuration example that implements the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 11 the same reference numerals are given to the same or equivalent components as those shown in FIG.
  • the current detection units 501a and 501b shown in FIG. 10 are shared, and the current detection unit 501 is provided on the booster unit 600 side of the connection point between the booster unit 600 and the smoothing unit 200b.
  • This configuration is effective when the current ratio between the current flowing into and out of the load section 800a and the current flowing into and out of the load section 800b can be grasped in advance. If this current ratio is known in advance, the shunt currents I1a and I1b can be calculated based on the detection value of the current detection unit 501 that detects the converter current I1. As a result, the current detection section can be simplified while obtaining the effect of the second configuration example shown in FIG.
  • FIG. 12 is a diagram showing a fourth configuration example that implements the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 12 the same reference numerals are given to the same or equivalent components as those shown in FIG.
  • constant current load units 810a and 810b are both assumed to be compressor motor loads.
  • FIG. 12 shows, as circuit elements, a power source section 850, a boost section 600, a smoothing section 200, current detection sections 501 and 502, and load sections 800a and 800b.
  • the load section 800a includes a constant current load section 810a, a ripple load compensator 820a, and a power supply ripple compensator 830a as components.
  • the load section 800b similarly includes a constant current load section 810b, a ripple load compensator 820b, and a power supply ripple compensator 830b.
  • the difference from FIG. 8 is that the load section 800b includes a ripple load compensation section 820b and a power supply ripple compensation section 830b as components.
  • both load sections 800a and 800b with compressor motor loads are performing deceleration operations.
  • the electromotive force generated in load section 800a there occurs a period during which the inverter output voltage in load section 800a becomes small.
  • the electromotive force generated in load section 800b there occurs a period during which the inverter output voltage in load section 800b becomes small. Therefore, both load units 800a and 800b can be in a regenerative state. In the period in which both are in the regenerative state, the shunt current I2a ⁇ 0 and the shunt current I2b ⁇ 0.
  • the power ripple compensation section 830a generates a pulsating current and adjusts the shunt current I2a according to the change in the shunt current I2b.
  • a ripple current is generated in power supply ripple compensator 830b, and shunt current I2b is adjusted according to changes in shunt current I2a.
  • the current difference ⁇ I3 can be brought close to zero while suppressing an increase in the current difference ⁇ I3, so that the amount of current flowing into and out of the smoothing section 200 can be reduced.
  • the load section 800a including the compressor motor load is a load having torque pulsation caused by a mechanical mechanism
  • the compressor is accelerated and decelerated during one revolution, and the regeneration state is instantaneous.
  • the shunt current I2a ⁇ 0 a current flows into the smoothing section 200 . Therefore, when the load section 800a is in a regenerative state, a pulsating current is generated in the power supply pulsating compensating section 830a to flow into the shunt current I2a.
  • an increase in current difference ⁇ I3 can be suppressed.
  • the load section 800b having the compressor motor load is a load having torque pulsation caused by a mechanical mechanism
  • the compressor is accelerated and decelerated during one revolution, and the regeneration state is instantaneous.
  • the shunt current I2b ⁇ 0 a current flows into the smoothing section 200 . Therefore, when the load section 800b is in the regenerative state, a pulsating current is generated in the power supply pulsating compensating section 830b to flow into the shunt current I2b.
  • an increase in current difference ⁇ I3 can be suppressed.
  • both the load sections 800a and 800b are compressor motor loads
  • the outflow and inflow amounts of the smoothing section current I3 can be reduced. be able to.
  • the stress on the capacitor element can be suppressed, and the aging deterioration of the capacitor element can be suppressed, so that the life of the capacitor 210 can be extended.
  • an inexpensive capacitor element can be used. As a result, an increase in the cost of the device can be suppressed.
  • FIG. 13 is a diagram showing a fifth configuration example that implements the power converter according to the first embodiment.
  • the same reference numerals are assigned to the same or equivalent components as those shown in FIG.
  • the constant current load units 810a and 810b are both assumed to be fan motor loads. Since constant current load sections 810a and 810b are both fan motor loads, load section 800a includes constant current load section 810a and power supply ripple compensation section 830a as components. Similarly, the load section 800b includes a constant current load section 810b and a power supply ripple compensation section 830b as constituent elements. 13 is different from FIG. 12 in that both load units 800a and 800b are not provided with pulsating load compensators 820a and 820b.
  • both load sections 800a and 800b with fan motor loads are performing deceleration operations.
  • the electromotive force generated in load section 800a there occurs a period during which the inverter output voltage in load section 800a becomes small.
  • the electromotive force generated in load section 800b there occurs a period during which the inverter output voltage in load section 800b becomes small. Therefore, both load units 800a and 800b can be in a regenerative state. In the period in which both are in the regenerative state, the shunt current I2a ⁇ 0 and the shunt current I2b ⁇ 0.
  • the power ripple compensation section 830a generates a pulsating current and adjusts the shunt current I2a according to the change in the shunt current I2b.
  • a ripple current is generated in power supply ripple compensator 830b, and shunt current I2b is adjusted according to changes in shunt current I2a.
  • the current difference ⁇ I3 can be brought close to zero while suppressing an increase in the current difference ⁇ I3, so that the amount of current flowing into and out of the smoothing section 200 can be reduced.
  • the outflow and inflow amounts of the smoothing section current I3 can be reduced. can be done.
  • the stress on the capacitor element can be suppressed, and the aging deterioration of the capacitor element can be suppressed, so that the life of the capacitor 210 can be extended.
  • an inexpensive capacitor element can be used. As a result, an increase in the cost of the device can be suppressed.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating an example of a hardware configuration that implements functions of a control unit according to Embodiment 1.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating another example of a hardware configuration that implements the functions of the control unit according to the first embodiment;
  • the processor 420 may be arithmetic means such as an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 422 includes non-volatile or volatile semiconductor memories such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM), Magnetic discs, flexible discs, optical discs, compact discs, mini discs, and DVDs (Digital Versatile Discs) can be exemplified.
  • the memory 422 stores programs for executing the functions of the control unit 400 in the first embodiment.
  • the processor 420 executes the programs stored in the memory 422, and refers to the tables stored in the memory 422, thereby performing the above-described processing. It can be carried out. Results of operations by processor 420 may be stored in memory 422 .
  • the processing circuit 423 shown in FIG. 15 can also be used.
  • the processing circuit 423 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • Information to be input to the processing circuit 423 and information to be output from the processing circuit 423 can be obtained via the interface 424 .
  • part of the processing in the control unit 400 may be performed by the processing circuit 423 and the processing not performed by the processing circuit 423 may be performed by the processor 420 and the memory 422 .
  • the power converter according to Embodiment 1 includes a converter, a smoothing unit and a first inverter connected to the output end of the converter, and a second inverter connected in parallel to the first inverter.
  • An inverter and a control unit are provided.
  • the control unit controls the operation of the converter, the first inverter, or the second inverter to suppress the current flowing through the smoothing unit, and controls the second device equipped with the second inverter and the second motor.
  • the operation of the first inverter is controlled according to the operating state of the second load section including the first inverter.
  • the power conversion device utilizes a device configuration in which a plurality of devices are driven by one converter and a plurality of inverters connected to the converter, and performs control to suppress the current flowing through the smoothing section. conduct.
  • a device configuration in which a plurality of devices are driven by one converter and a plurality of inverters connected to the converter, and performs control to suppress the current flowing through the smoothing section. conduct.
  • FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle device 900 according to Embodiment 2.
  • a refrigerating cycle applied equipment 900 according to the second embodiment includes the power converter 1A described in the first embodiment.
  • the refrigerating cycle applied equipment 900 according to Embodiment 1 can be applied to products equipped with a refrigerating cycle, such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters.
  • constituent elements having functions similar to those of the first embodiment are assigned the same reference numerals as those of the first embodiment.
  • Refrigerating cycle applied equipment 900 includes compressor 315 incorporating motor 314 according to Embodiment 1, four-way valve 902, indoor heat exchanger 906, expansion valve 908, and outdoor heat exchanger 910, and refrigerant pipe 912. attached through
  • a compression mechanism 904 that compresses the refrigerant and a motor 314 that operates the compression mechanism 904 are provided inside the compressor 315 .
  • the refrigeration cycle applied equipment 900 can perform heating operation or cooling operation by switching operation of the four-way valve 902 .
  • the compression mechanism 904 is driven by a variable speed controlled motor 314 .
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 reduces the pressure of the refrigerant to expand it.
  • 1, 1A power conversion device, 2, 2A motor drive device, 110 commercial power supply, 130 rectification section, 131 to 134, 621 to 624 rectification element, 200, 200a, 200b smoothing section, 210 capacitor, 310, 310a, 310b inverter, 311a to 311f, 611 to 615, 632 switching elements, 312a to 312f freewheeling diodes, 313a, 313b, 501, 501a, 501b, 502, 502a, 502b current detectors, 314, 314a, 314b motors, 315 compressors, 315a, 315b equipment, 400 control section, 420 processor, 422 memory, 423 processing circuit, 424 interface, 600, 601 boost section, 631, 710 reactor, 633 diode, 700, 701, 702 converter, 800a, 800b load section, 810a, 810b Constant current load section, 820a, 820b Pulsation load compensation section, 830a, 830b Power supply

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Abstract

電力変換装置（１Ａ）は、コンバータ（７００）、平滑部（２００）及びインバータ（３１０ａ，３１０ｂ）及び制御部（４００）を備える。インバータ（３１０ａ，３１０ｂ）は、コンバータ（７００）に対して互いに並列に接続される。インバータ（３１０ａ）は、平滑部（２００）から出力される電力を第１の交流電力に変換し、モータ（３１４ａ）が搭載された機器（３１５ａ）に出力する。インバータ（３１０ｂ）は、平滑部（２００）から出力される電力を第２の交流電力に変換し、モータ（３１４ｂ）が搭載された機器（３１５ｂ）に出力する。制御部（４００）は、コンバータ（７００）及びインバータ（３１０ａ，３１０ｂ）の動作を制御して平滑部（２００）に流れる電流を抑制しつつ、インバータ（３１０ｂ）及び機器（３１５ｂ）を含む負荷部の動作状態に応じてインバータ（３１０ａ）の動作を制御する。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。
　従来、交流電源から供給される交流電力を所望の交流電力に変換し、空気調和機などの負荷に供給する電力変換装置がある。例えば、下記特許文献１には、空気調和機の制御装置である電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力をコンバータであるダイオードスタックで整流し、更に平滑部で平滑した電力を、複数のスイッチング素子からなるインバータで所望の交流電力に変換し、負荷である圧縮機モータに出力する技術が開示されている。
特開平７－７１８０５号公報
　しかしながら、上記の特許文献１の技術では、平滑部に大きな電流が流れるため、平滑部の経年劣化が加速し、コンデンサの寿命が短くなるという課題がある。このような課題に対して、特許文献１を含む従来技術には、空気調和機のように複数の機器を１つのコンバータと、１つのコンバータに接続される複数のインバータとで駆動する装置構成を利用して、コンデンサの寿命の延伸化を図るという着想がない。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、複数の機器を１つのコンバータ及び当該コンバータに接続される複数のインバータで駆動する装置構成を利用して、平滑部の寿命の延伸化を図ることができる電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換装置は、コンバータと、コンバータの出力端に接続される平滑部と、コンバータの出力端に接続される第１のインバータと、第１のインバータに並列に接続される第２のインバータと、制御部とを備える。コンバータは、交流電源から印加される電源電圧を整流すると共に、要すれば電源電圧を昇圧する。第１のインバータは、コンバータ及び平滑部から出力される電力を第１の交流電力に変換し、第１のモータが搭載された第１の機器に出力する。第２のインバータは、コンバータ及び平滑部から出力される電力を第２の交流電力に変換し、第２のモータが搭載された第２の機器に出力する。制御部は、コンバータ、第１のインバータ又は第２のインバータの動作を制御して平滑部に流れる電流を抑制しつつ、第２のインバータ、及び第２の機器を含む第２の負荷部の動作状態に応じて第１のインバータの動作を制御する。
　本開示に係る電力変換装置は、複数の機器を１つのコンバータ及び当該コンバータに接続される複数のインバータで駆動する装置構成を利用して、平滑部の寿命の延伸化を図ることができるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の基本構成及び基本機能の説明に供する図 図１に示す電力変換装置の基本機能を具備する別の構成例を示す図 図１に示す電力変換装置の基本機能を具備する更に別の構成例を示す図 実施の形態１における動作モード及び動作モードの概要を示す図 実施の形態１における電源脈動補償制御の説明に供する図 図５と対比する各部の動作波形を比較例として示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第１の構成例を示す図 実施の形態１における脈動電流の補正手法の説明に供する図 実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第２の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第３の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第４の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第５の構成例を示す図 実施の形態１に係る制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１に係る制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の基本構成及び基本機能の説明に供する図である。図１において、電力変換装置１は、商用電源１１０及び圧縮機３１５に接続されている。商用電源１１０は交流電源の一例であり、圧縮機３１５は実施の形態１で言う機器の一例である。圧縮機３１５には、モータ３１４が搭載されている。電力変換装置１と、圧縮機３１５が備えるモータ３１４とによって、モータ駆動装置２が構成される。
　電力変換装置１は、整流部１３０と、昇圧部６００と、電流検出部５０１と、平滑部２００と、電流検出部５０２と、インバータ３１０と、電流検出部３１３ａ，３１３ｂと、制御部４００と、を備える。なお、電力変換装置１では、整流部１３０と、昇圧部６００とによって、コンバータ７００が構成される。
　整流部１３０は、整流素子１３１～１３４によって構成されるブリッジ回路を有する。整流部１３０は、商用電源１１０から印加される電源電圧を整流して昇圧部６００に出力する。図１の構成による整流部１３０は、全波整流を行う。
　昇圧部６００は、リアクトル６３１と、スイッチング素子６３２、ダイオード６３３とを有する。昇圧部６００では、制御部４００から出力される制御信号によって、スイッチング素子６３２がオン又はオフに制御される。スイッチング素子６３２がオンに制御されると、整流電圧はリアクトル６３１を介して短絡される。この動作は「電源短絡動作」と呼ばれる。スイッチング素子６３２がオフに制御されると、整流電圧は、リアクトル６３１を介して平滑部２００に印加される。この動作は通常の整流動作である。このとき、リアクトル６３１にエネルギーが蓄積されていれば、整流部１３０の出力電圧とリアクトル６３１に発生する電圧とが加算されて平滑部２００に印加される。
　昇圧部６００は、電源短絡動作と整流動作とを交互に繰り返すことによって、整流電圧を昇圧する。この動作は「昇圧動作」と呼ばれる。昇圧動作によって、平滑部２００の両端電圧は、電源電圧よりも高い電圧に昇圧される。また、昇圧動作によって、商用電源１１０とコンバータ７００との間に流れる電流の力率が改善される。一方、スイッチング素子６３２が常時オフの場合、整流部１３０から出力される電圧は昇圧されずに出力される。
　上述のように、コンバータ７００は、商用電源１１０から印加される電源電圧を整流すると共に、要すれば当該電源電圧を昇圧する動作を行う。
　平滑部２００は、コンデンサ２１０を有する。平滑部２００は、コンバータ７００の出力端に接続される。コンデンサ２１０は、コンバータ７００が出力する整流電圧を平滑する。コンデンサ２１０としては、電界コンデンサ、フィルムコンデンサなどが例示される。
　コンデンサ２１０に発生する電圧は、商用電源１１０の全波整流波形形状ではなく、直流成分に商用電源１１０の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となるが、大きくは脈動しない。この電圧リプルの周波数は、商用電源１１０が単相電源の場合は、電源電圧の周波数の２倍成分が主成分となり、商用電源１１０が三相電源の場合は６倍成分が主成分となる。商用電源１１０から入力される電力及びインバータ３１０から出力される電力が変化しない場合、この電圧リプルの振幅はコンデンサ２１０の静電容量によって決まる。但し、本開示に係る電力変換装置では、コンデンサ２１０の高コスト化を抑制するため、静電容量が大きくなるのを回避する。これにより、コンデンサ２１０には、ある程度の電圧リプルが発生する。例えば、コンデンサ２１０の電圧は、電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動する電圧となる。
　電流検出部５０１は、コンバータ７００に流出入する電流であるコンバータ電流Ｉ１を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。また、電流検出部５０２は、インバータ３１０に流出入する電流であるインバータ電流Ｉ２を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。
　インバータ３１０は、コンバータ７００の出力端に接続される。インバータ３１０は、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆ、及び還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆを有する。インバータ３１０は、制御部４００の制御によってスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆをオンオフし、コンバータ７００及び平滑部２００から出力される電力を所望の振幅及び位相を有する交流電力に変換して、モータ３１４が搭載された機器である圧縮機３１５に出力する。
　電流検出部３１３ａ，３１３ｂは、各々がインバータ３１０から出力される３相の電流のうちの１相分の電流を検出する。電流検出部３１３ａ，３１３ｂの各検出値は、制御部４００に入力される。制御部４００は、電流検出部３１３ａ，３１３ｂによって検出された何れか２相の電流の検出値に基づいて、残りの１相の電流を演算によって求める。
　制御部４００は、電流検出部５０１，５０２及び電流検出部３１３ａ，３１３ｂによって検出された各電流の検出値を用いて、コンバータ７００における昇圧部６００の動作、具体的には、昇圧部６００が有するスイッチング素子６３２のオンオフを制御する。また、制御部４００は、各検出部によって検出された検出値を用いて、インバータ３１０の動作、具体的には、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。
　圧縮機３１５に搭載されるモータ３１４は、インバータ３１０から供給される交流電力の振幅及び位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。圧縮機３１５が空気調和機などで使用される密閉型圧縮機の場合、圧縮機３１５の負荷トルクは定トルク負荷とみなせる場合が多い。
　なお、図１では、モータ３１４におけるモータ巻線がＹ結線の場合を示しているが、この例に限定されない。モータ３１４のモータ巻線は、Δ結線であってもよいし、Ｙ結線とΔ結線とが切り替え可能な仕様であってもよい。
　また、電力変換装置１において、図１の基本構成に示す各部の構成及び配置は一例であり、各部の構成及び配置は図１で示される例に限定されない。例えば、図２のように構成されていてもよい。図２は、図１に示す電力変換装置の基本機能を具備する別の構成例を示す図である。
　図２では、図１に示すコンバータ７００がコンバータ７０１に置き替えられている。コンバータ７０１は、図１に示すコンバータ７００と同様に、整流機能及び昇圧機能を兼ね備えた構成部である。
　コンバータ７０１は、リアクトル７１０と、スイッチング素子６１１～６１４及び各々がスイッチング素子６１１～６１４のうちの１つに並列に接続される整流素子６２１～６２４とを有する。その他の構成は、図１に示す電力変換装置１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付している。また、本構成のリアクトル７１０は、商用電源１１０とコンバータ７０１の片側接続線のみに挿入されているが、両側接続線に挿入されていてもよい。
　コンバータ７０１では、制御部４００から出力される制御信号によって、スイッチング素子６１１～６１４がオン又はオフに制御される。コンバータ７０１は、電源短絡動作と整流動作とを交互に繰り返す。これにより、コンバータ７０１は、商用電源１１０から印加される電源電圧を整流すると共に、要すれば当該整流電圧を昇圧する。昇圧動作によって、平滑部２００の両端電圧は、電源電圧よりも高い電圧に昇圧される。また、昇圧動作によって、商用電源１１０とコンバータ７０１との間に流れる電流の力率が改善される。
　上記のように、図２に示す電力変換装置１は、図１に示す電力変換装置１と同様の基本機能を有している。このため、後述する電力変換装置１Ａに適用可能である。
　また、例えば、図３のように構成されていてもよい。図３は、図１に示す電力変換装置の基本機能を具備する更に別の構成例を示す図である。
　図３では、図１に示すコンバータ７００がコンバータ７０２に置き替えられている。コンバータ７０２では、昇圧部６００が、昇圧部６０１と、リアクトル７１０とに置き替えられている。リアクトル７１０は、商用電源１１０と整流部１３０との間に配置されている。コンバータ７０２は、図１に示すコンバータ７００と同様に、整流機能及び昇圧機能を兼ね備えた構成部である。
　昇圧部６０１は、整流素子６２１～６２４と、スイッチング素子６１５とを有している。昇圧部６０１は、整流部１３０と並列に接続されている。その他の構成は、図１に示す電力変換装置１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付している。
　コンバータ７０２では、制御部４００から出力される制御信号によって、スイッチング素子６１５がオン又はオフに制御される。昇圧部６０１は、電源短絡動作を行う。整流部１３０は、整流動作を行う。コンバータ７０２は、電源短絡動作と整流動作とを交互に繰り返す。これにより、コンバータ７０２は、商用電源１１０から印加される電源電圧を整流すると共に、要すれば当該整流電圧を昇圧する。昇圧動作によって、平滑部２００の両端電圧は、電源電圧よりも高い電圧に昇圧される。また、昇圧動作によって、商用電源１１０とコンバータ７０２との間に流れる電流の力率が改善される。
　上記のように、図３に示す電力変換装置１は、図１に示す電力変換装置１と同様の基本機能を有している。このため、後述する電力変換装置１Ａに適用可能である。
　なお、以降では、特に断らない限り、図１に示す電力変換装置１を例にして説明する。また、以降の説明において、電流検出部５０１，５０２，３１３ａ，３１３ｂをまとめて検出部と称することがある。また、電流検出部５０１，５０２，３１３ａ，３１３ｂで検出された電流値を検出値と称することがある。電力変換装置１は、前述の検出部以外の検出部を備えていてもよい。図１では省略しているが、電力変換装置１は、一般的にコンデンサ電圧を検出する検出部を備えている。電力変換装置１は、商用電源１１０から供給される交流電力の電圧、電流などを検出する検出部を備えていてもよい。
　次に、実施の形態１における動作モードについて、図４を参照して説明する。図４は、実施の形態１における動作モード及び動作モードの概要を示す図である。
　昇圧制御は、高回転によるモータ３１４の駆動範囲を確保するため、昇圧部６００が商用電源１１０から印加される電源電圧を昇圧させる制御である。具体的には、制御部４００が、昇圧部６００のスイッチング素子６３２のオンオフを制御する。
　振動抑制制御は、モータ３１４の１回転中における圧縮機３１５などの機械的な機構に起因するトルク脈動によって振動が発生する場合に、インバータ３１０から与えるトルクをトルク脈動に合わせることで振動を抑制する制御である。
　定トルク制御は、インバータ３１０からモータ３１４に与えるトルクを一定とし、負荷電流脈動を低減する制御である。定トルク制御は、定電流制御とも呼ばれる。トルク脈動を有するシステムであっても、比較的に負荷が軽い領域で運転する場合にはそれほど振動量は大きくない。そのため、インバータ３１０から与えるトルクを一定とすることで、モータ３１４の電流波形が正弦波状、即ち脈動を有さない波形となり、高効率運転ができる。なお、高負荷領域であっても振動が許容できる場合には、定トルク制御を使用可能である。
　電源脈動補償制御は、平滑部２００に流れる電流である平滑部電流Ｉ３の脈動分を抑制する制御である。電源脈動に起因するリプル電流は平滑部２００のコンデンサ２１０をスルーし、インバータ３１０及び圧縮機３１５を含む負荷部に電力を伝達することで、コンデンサ２１０のストレスを軽減することができる。なお、電源脈動補償制御の詳細な内容は、後述する。
　実施の形態１に係る電力変換装置１は、図４に示されるように、１２個の動作モードを有する。これらの動作モード１～１２は、昇圧制御の有無、振動抑制制御の有無、定トルク制御の有無、及び電源脈動補償制御の有無の各組み合わせで定められている。図４に示す各制御の有無については、制御部４００が、インバータ３１０及び圧縮機３１５を含む負荷部の動作状態に応じて判定する。即ち、制御部４００は、負荷部の動作状態に応じて、各制御の有無を判定し、動作モードを維持又は切り替える。
　なお、図４の例では、動作モードの具体的な内容として４つの項目を挙げたが、一例であり、これらに限定されない。４つの項目のうち一部の項目を制御の対象にしてもよいし、４つの項目以外の項目を更に制御の対象にしてもよい。４つの項目以外の項目とは、例えば、弱め磁束制御及び過変調制御がある。
　弱め磁束制御は、モータ３１４に負のｄ軸電流を与えて見かけ上の起電力を小さくすることで、モータ３１４の高回転領域を広げる制御である。
　過変調制御は、モータ３１４の駆動のため、モータ３１４の起電力よりも大きな電圧をインバータ３１０からモータ３１４に供給する制御である。電力変換装置１は、商用電源１１０を利用する場合、供給電圧に限りがある。そのため、モータ３１４が高速回転する場合、供給電圧よりもモータ３１４の起電力が大きくなり、回転の継続が困難となる。そこで、電力変換装置１は、インバータ３１０からの出力電圧を歪ませて、具体的には３次の高調波成分を含めることで出力電圧の基本波成分を少し持ち上げる。これにより、電力変換装置１は、モータ３１４の高回転領域を増やすことができる。
　なお、図４では、商用電源１１０から供給される交流電力の力率改善制御、及び平滑部２００のコンデンサ２１０の平均電圧制御については記載されていないが、これらの制御は動作モードに関係なく行われる。
　電力変換装置１は、動作状態について、電流値、例えば、電流検出部５０１の検出値によってコンバータ電流Ｉ１を検出し、電流検出部５０２の検出値によってインバータ電流Ｉ２を検出することができる。
　また、電力変換装置１は、動作状態について、温度、例えば、空気調和機に搭載される場合、空気調和機が備える室内機の温度センサの検出値、室外機の温度センサの検出値などによって温度を検出することができる。なお、電力変換装置１は、インバータ３１０の基板周辺に温度センサを備えてインバータ３１０の基板周辺の温度を検出してもよいし、モータ３１４の周辺に温度センサを備えてモータ３１４の周辺の温度を検出してもよい。
　また、電力変換装置１は、動作状態について、運転速度、例えば、圧縮機３１５のモータ３１４、空気調和機に搭載される図示しないファンなどの運転速度を、制御部４００の制御の過程で生成される指令値、又は制御部４００の制御の過程で運転周波数から推定される推定値などから直接的、又は間接的に検出することができる。
　以上のように、電力変換装置１の動作状態は、インバータ３１０又はモータ３１４又は圧縮機３１５を検出対象とした物理量を検出する検出部の検出値、制御部４００の制御の過程で生成される指令値、及び制御部４００の制御の過程で推定される推定値のうち少なくとも１つによって得られる。物理量は、前述の電流値、温度、運転速度の他、例えば、電圧値などであってもよい。
　次に、実施の形態１における電源脈動補償制御について説明する。なお、図５及び図６の説明では、電力変換装置１において、インバータ３１０及び圧縮機３１５によって発生する負荷が一定の負荷とみなすことができるものとする。また、平滑部２００から出力される電流で見た場合、平滑部２００に定電流負荷が接続されているものとする。
　ここで、平滑部電流Ｉ３を、図１の矢印のように、平滑部２００から流出する方向、即ち放電方向を正と定義する。このように定義すると、コンバータ電流Ｉ１、インバータ電流Ｉ２及び平滑部電流Ｉ３の間で、「Ｉ３＝Ｉ１－Ｉ２」の関係が成り立つ。制御部４００は、コンバータ電流Ｉ１及びインバータ電流Ｉ２の各検出値を用いて平滑部電流Ｉ３を演算で求めることができる。
　図５は、実施の形態１における電源脈動補償制御の説明に供する図である。図５には、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００がインバータ３１０の動作を制御して平滑部電流Ｉ３を低減したときの各部の動作波形例が示されている。具体的には、上段部から順に、コンバータ電流Ｉ１、インバータ電流Ｉ２、平滑部電流Ｉ３、及び平滑部電流Ｉ３に応じて発生するコンデンサ２１０の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃが示されている。横軸は全て時間ｔを表し、コンバータ電流Ｉ１、インバータ電流Ｉ２、平滑部電流Ｉ３の縦軸は電流値を表し、コンデンサ電圧Ｖｄｃの縦軸は電圧値を表している。
　また、図６は、図５と対比する各部の動作波形を比較例として示す図である。図６には、平滑部２００においてコンバータ７００から出力される電流を平滑化する際に、インバータ電流Ｉ２を一定にしたときの各部の波形例が示されている。具体的には、図５と同様に、上段部から順に、コンバータ電流Ｉ１、インバータ電流Ｉ２、平滑部電流Ｉ３、及びコンデンサ電圧Ｖｄｃが示されている。なお、横軸及び縦軸が表す物理量のスケールは、図５と同一である。
　なお、図５及び図６の各図において、インバータ電流Ｉ２及び平滑部電流Ｉ３には、実際にはインバータ３１０のキャリア成分が重畳されるが、ここでは省略している。以降についても同様とする。
　ここで、電力変換装置１において、仮に、昇圧部６００から流れるコンバータ電流Ｉ１が平滑部２００によって十分に平滑化された場合を考える。この場合、インバータ電流Ｉ２は、図６に示されるような一定の電流値となる。しかしながら、コンデンサ２１０には、図６に示されるような平滑部電流Ｉ３に大きな脈動成分が流れ、コンデンサ２１０の劣化の要因となる。
　そこで、実施の形態１に係る電力変換装置１は、平滑部電流Ｉ３の脈動成分が低減されるように、制御部４００により、インバータ３１０の動作を制御する。具体的に、制御部４００は、図５に示すようなインバータ電流Ｉ２がインバータ３１０に流れるようにインバータ３１０の動作を制御する。図６の例と比較すると、平滑部電流Ｉ３の脈動成分が低減されている。制御部４００の制御により、インバータ電流Ｉ２には、コンバータ電流Ｉ１の周波数成分を主成分とした脈動電流を含む成分の電流が含まれるようになる。これにより、コンバータ７００から平滑部２００に流れ込もうとする脈動電流が低減され、平滑部電流Ｉ３の脈動が低減される。
　コンバータ電流Ｉ１の周波数成分は、商用電源１１０から供給される交流電流の周波数、整流部１３０の構成、及び昇圧部６００のスイッチング素子６３２のスイッチング速度によって決定される。そのため、制御部４００は、インバータ電流Ｉ２に重畳する脈動電流の周波数成分を、予め定めた振幅及び位相を有する成分とすることができる。インバータ電流Ｉ２に重畳される脈動電流の周波数成分は、コンバータ電流Ｉ１の周波数成分の相似波形となる。制御部４００は、インバータ電流Ｉ２に重畳する脈動電流の周波数成分をコンバータ電流Ｉ１の周波数成分に近付けていくに連れて、平滑部電流Ｉ３の脈動成分を低減することができる。また、このとき、コンデンサ電圧Ｖｄｃに発生する脈動電圧の低減も可能となる。
　制御部４００が、インバータ３１０の動作を制御することによってインバータ３１０に流れる電流の脈動を制御することは、インバータ３１０から圧縮機３１５に供給される交流電力の脈動を制御することと等価である。制御部４００は、インバータ３１０から出力される交流電力に含まれる脈動が、コンバータ７００から出力される電力の脈動よりも小さくなるようにインバータ３１０の動作を制御する。
　なお、制御部４００は、インバータ電流Ｉ２に重畳する脈動電流の周波数成分について、商用電源１１０から供給される交流電力に応じて決定すればよい。具体的に、商用電源１１０から供給される交流電力が単相の場合、制御部４００は、インバータ電流Ｉ２の脈動波形を当該交流電力の周波数の２倍の周波数成分を主成分とする脈動波形に直流分を加算した形状に制御する。また、商用電源１１０から供給される交流電力が三相の場合、制御部４００は、インバータ電流Ｉ２の脈動波形を当該交流電力の周波数の６倍の周波数成分を主成分とする脈動波形に直流分を加算した形状に制御する。脈動波形は、例えば、正弦波の絶対値の形状、又は正弦波の形状とする。この場合、制御部４００は、正弦波の周波数の整数倍の成分のうち少なくとも１つの周波数成分を予め規定された振幅として脈動波形に加算してもよい。また、脈動波形は、矩形波の形状、又は三角波の形状であってもよい。この場合、制御部４００は、脈動波形の振幅及び位相を予め規定された値としてもよい。
　制御部４００は、演算で求めた平滑部電流Ｉ３を用いて、インバータ電流Ｉ２に含まれる脈動の脈動量を演算することができる。なお、これに代え、制御部４００は、コンデンサ電圧Ｖｄｃ、又は商用電源１１０から供給される交流電力の電圧もしくは電流を用いて、インバータ電流Ｉ２に含まれる脈動の脈動量を演算してもよい。
　また、制御部４００は、商用電源１１０から供給される交流電力の周波数成分と異なる周波数成分を含む交流電力をインバータ３１０から圧縮機３１５に出力させるようにインバータ３１０を制御する場合、インバータ３１０から圧縮機３１５に出力される交流電力に含まれる周波数成分を、昇圧部６００のスイッチング素子６３２をオンオフするための駆動信号に重畳させてもよい。具体的に、商用電源１１０から供給される交流電力が単相の場合、当該交流電力の周波数の２倍の周波数成分以外の変動周波数成分を含む電力がコンバータ７００から出力されるように、コンバータ７００の動作を制御する。また、商用電源１１０から供給される交流電力が３相の場合、当該交流電力の周波数の６倍の周波数成分以外の変動周波数成分を含む電力がコンバータ７００から出力されるように、コンバータ７００の動作を制御する。
　次に、前述した、１つのコンバータに複数のインバータが接続される装置構成を利用してコンデンサ２１０の寿命の延伸化を図る電力変換装置について説明する。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図７に示す電力変換装置１Ａは、図１に示す電力変換装置１の基本機能を利用可能に構成されている。なお、図１に示す電力変換装置１の構成要素と同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は適宜割愛する。
　実施の形態１に係る電力変換装置１Ａは、図７に示すように、コンバータ７００と、平滑部２００と、電流検出部５０１，５０２と、第１のインバータであるインバータ３１０ａと、第２のインバータであるインバータ３１０ｂと、制御部４００とを備える。コンバータ７００は、商用電源１１０に接続される。第１の機器である機器３１５ａには、第１のモータであるモータ３１４ａが搭載されている。機器３１５ａの一例は圧縮機であり、機器３１５ａの他の例はファンである。インバータ３１０ａは、機器３１５ａのモータ３１４ａに接続される。第２の機器である機器３１５ｂには、第２のモータであるモータ３１４ｂが搭載されている。機器３１５ｂの一例はファンであり、機器３１５ｂの他の例は圧縮機である。インバータ３１０ｂは、機器３１５ｂのモータ３１４ｂに接続される。電力変換装置１Ａと、機器３１５ａが備えるモータ３１４ａと、機器３１５ｂが備えるモータ３１４ｂとによって、モータ駆動装置２Ａが構成される。なお、図７では、図１に示す電流検出部３１３ａ，３１３ｂと同等の構成部については、図示を省略している。
　図７に示すように、電力変換装置１Ａは、１つのコンバータ７００に対して、インバータ３１０ａと、インバータ３１０ｂとが互いに並列に接続されるように構成されている。即ち、インバータ３１０ａは、コンバータ７００に対してインバータ３１０ｂに並列に接続されている。また、インバータ３１０ｂは、コンバータ７００に対してインバータ３１０ａに並列に接続されている。この構成により、インバータ３１０ａは、コンバータ７００及び平滑部２００から出力される電力を第１の交流電力に変換し、モータ３１４ａが搭載された機器３１５ａに当該第１の交流電力を出力する。同様に、インバータ３１０ｂは、コンバータ７００及び平滑部２００から出力される電力を第２の交流電力に変換し、モータ３１４ｂが搭載された機器３１５ｂに当該第２の交流電力を出力する。このように構成すれば、コンバータ７００、平滑部２００及び制御部４００を共通化できるので、装置のコスト増を抑制しつつ、装置の簡素化を図ることができる。
　図８は、実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第１の構成例を示す図である。図８において、図１又は図７に示す構成要素と同一又は同等の構成部には、同一の符号を付して示している。
　図８には、回路要素として、電源部８５０と、昇圧部６００と、平滑部２００と、電流検出部５０１，５０２と、第１の負荷部である負荷部８００ａと、第２の負荷部である負荷部８００ｂとが示されている。
　電源部８５０は、商用電源１１０と、整流部１３０とを構成要素に含んでいる。負荷部８００ａは、定電流負荷部８１０ａに加え、脈動負荷補償部８２０ａと、電源脈動補償部８３０ａとを構成要素に含んでいる。負荷部８００ｂは、定電流負荷部８１０ｂのみを構成要素に含んでいる。
　図８は、電力変換装置１Ａを空気調和機に適用することを想定した構成図である。後述する図１０から図１３の図面も同様である。具体的に、図８においては、定電流負荷部８１０ａは圧縮機モータ負荷を想定し、定電流負荷部８１０ｂはファンモータ負荷を想定している。
　ここで、図５及び図６の説明では、平滑部２００に定電流負荷が接続されているものとしていた。これに対し、圧縮機の種別によっては、周期的な回転変動を生ずる機構を有するものがあることも知られている。このような圧縮機モータ負荷を用いる場合には、前述した振動抑制制御が実施される。定トルク制御ではインバータ３１０より一定電流が出力されるが、振動抑制制御では、当該一定電流とは別に振動抑制トルクに相当する脈動電流成分が負荷に流される。この脈動電流成分を流す要素は、図８に示すように、定電流負荷部８１０ａに対して脈動負荷補償部８２０ａを付加した形で表現することができる。
　同様に前述した電源脈動補償制御を行う場合、電源脈動補償制御による脈動電流成分が負荷に流される。この脈動電流成分を流す要素は、図８に示すように、更に電源脈動補償部８３０ａを付加した形で表現することができる。
　なお、負荷部８００ｂでは、脈動負荷補償部及び電源脈動補償部は設けられていない。これは、負荷部８００ｂにおいては、振動抑制制御及び電源脈動補償制御は実施されないことを意味している。
　次に、図８を参照し、コンデンサ２１０の寿命の延伸化を図る電力変換装置１Ａの動作について説明する。まず、図８で追加された記号について説明すると、「Ｉ０」は、電源部８５０と昇圧部６００との間に流れる昇圧前の整流電流である。ここでは、単に「整流電流」と呼ぶ。なお、整流電流Ｉ０と対比すると、コンバータ電流Ｉ１は、昇圧後の整流電流に相当する。また、「Ｉ２ａ」は、インバータ電流Ｉ２のうち、負荷部８００ａに分流する電流を表し、「Ｉ２ｂ」は、インバータ電流Ｉ２のうち、負荷部８００ｂに分流する電流を表している。ここでは、両者共に「分流電流」と呼ぶ。なお、以下の説明では、簡便化のため、平滑部電流Ｉ３の脈動分を零にする制御の内容で説明するが、制御前に比べて平滑部電流Ｉ３の脈動分が低減されていればよく、必ずしも平滑部電流Ｉ３の脈動分を零にする必要はない。
　前述したように、実施の形態１に係る電力変換装置１Ａは、電源脈動補償制御の機能を備えている。以下の制御はこの機能を利用して行う。
　図８の構成において、コンバータ電流Ｉ１と、インバータ電流Ｉ２における分流電流Ｉ２ａ，Ｉ２ｂとの間で、Ｉ１＝（Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂ）の関係が成立している場合は、Ｉ３＝０となる。一方、電源脈動により、Ｉ１＞（Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂ）の関係性が成立する電源電圧の位相においては、電流差分ΔＩ３＝｛Ｉ１－（Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂ）｝がコンデンサ２１０に流れ込むこととなる。同様にＩ１＜（Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂ）の関係が成立する場合においては、電流差分ΔＩ３＝｛（Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂ）－Ｉ１｝が平滑部２００から流出することとなる。このとき、コンバータ電流Ｉ１の交流成分と、分流電流の和＝（Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂ）の交流成分とが等しくなるように制御する。具体的には、電源脈動補償部８３０ａにおいて脈動電流を発生させ、分流電流Ｉ２ａをコンバータ電流Ｉ１の変化に応じて調整する。コンバータ電流Ｉ１の変化は、電流検出部５０１の検出値に基づいて検知することができる。これにより、電流差分ΔＩ３を零に近づけることができるので、平滑部２００への電流流入量及び電流流出量を減少させることができる。
　平滑部電流Ｉ３の流出量及び流入量を減少させることができれば、コンデンサ素子に対するストレスを抑制でき、コンデンサ素子の経年劣化を抑制できる。これにより、コンデンサ２１０の寿命の延伸化を図ることができる。また、この制御による電流流入量の抑制分、及び電流流出量の抑制分だけ、コンデンサ素子の容量を低減でき、コンデンサ素子に対するリプル耐量が緩和される。これにより、安価なコンデンサ素子を利用できるので、装置のコスト増を抑制できる。
　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１Ａが昇圧部６００を有していることによる効果について説明する。なお、本説明では、昇圧前の電圧、即ち整流電圧を「Ｖｓ」、昇圧後の電圧である昇圧電圧を「Ｖｂ」とする。
　昇圧部６００においては、整流電圧Ｖｓ、整流電流Ｉ０、及び電源力率の３要素で決まる投入電力に対して、昇圧制御が行われ、昇圧電圧Ｖｂ及びコンバータ電流Ｉ１が出力される。一般に昇圧後の電圧は、Ｖｓ≦Ｖｂとなるため、Ｉ１＜Ｉ０の特性が得られる。ここで、コンデンサ２１０に流出入する電流量は、電流差分ΔＩ３の絶対値＝｜Ｉ１－（Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂ）｜で決まるため、一般に電力変換時に昇圧動作を伴った場合の方が電流量は小さくなる。従って、昇圧制御を積極的に行えば、昇圧制御を行わない場合に比べて、平滑部２００への電流流入量及び電流流出量を減少させることができる。
　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１Ａが、負荷部８００ａと、負荷部８００ａに並列に接続される負荷部８００ｂとを備える構成を利用して行う動作及びその効果について説明する。なお、前述の通り、図８を参照する説明では、負荷部８００ａは圧縮機モータ負荷を想定し、負荷部８００ｂはファンモータ負荷を想定している。
　分流電流Ｉ２ａには、定トルク負荷駆動を想定した定電流負荷部８１０ａで使用する電流の他に、脈動負荷補償部８２０ａで使用する補償電流、及び電源脈動補償部８３０ａで使用する補償電流も含まれる。ここで、インバータ電流Ｉ２＝Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂは、電流検出部５０２により検出することができる。また、コンバータ電流Ｉ１は、電流検出部５０１により電流値を検出することができる。
　ここで、ファンモータ負荷を備えた負荷部８００ｂが減速動作を行っていると仮定する。この場合、負荷部８００ｂで発生する起電力により、負荷部８００ｂにおけるインバータ出力電圧が小さくなる期間が発生する。この期間では、負荷部８００ｂは回生状態となり、負荷部８００ｂでは電力が消費されない。このとき、分流電流Ｉ２ｂ≦０となるので、平滑部２００への電流流入が発生する。そこで、電源脈動補償部８３０ａにおいて脈動電流を発生させ、分流電流Ｉ２ａを分流電流Ｉ２ｂの変化に応じて調整する。これにより、電流差分ΔＩ３を零に近づけることができるので、平滑部２００への電流流入量及び電流流出量を減少させることができる。
　なお、図８の構成において、電流検出部５０２は、インバータ電流Ｉ２を検出するものであって、分流電流Ｉ２ｂを直接検出することはできない。インバータ電流Ｉ２の変化成分には、分流電流Ｉ２ａの変化成分も含まれてくるので、分流電流Ｉ２ｂの変化を精度良く検出することができない場面も存在し得る。そこで、電源脈動補償部８３０ａにおいて発生する脈動電流を補正する手法について提案する。
　図９は、実施の形態１における脈動電流の補正手法の説明に供する図である。図９の横軸は回転速度を表し、縦軸は電源脈動補償部８３０ａにおいて発生させる脈動電流の補正値を表している。脈動電流の補正は、回転速度が大きいときに必要となる。このため、図９に示されるように、回転速度が第１の回転速度ｆ１以下では補正せず、回転速度が第１の回転速度ｆ１を超えた場合に脈動電流を補正する。図９の手法は、分流電流Ｉ２ｂの変化を直接検知する必要がない。このため、分流電流Ｉ２ｂを検出するための検出部は不要である。従って、図９の手法を用いれば、装置のコスト増を抑制しつつ、装置の簡素化を図ることができる。
　なお、図９では、回転速度に応じて変化させる脈動電流の補正値ΔＩの変化を直線で表しているがこれに限定されない。即ち、回転速度と脈動電流の補正値ΔＩとの関係は、線形の関係である必要はなく、二次関数以上の高次関数で表されるものであってもよい。
　また、図９では、脈動電流を回転速度に基づいて補正する手法について説明したが、脈動電流を平滑部２００の周囲温度、又はインバータ３１０ａ，３１０ｂの周囲温度に基づいて補正してもよい。この場合、全ての温度領域で補正してもよいし、図９と同様な手法により、高温度領域でのみ補正してもよい。また、回転速度に基づく補正、及び周囲温度に基づく補正の双方を実施してもよい。
　ところで、圧縮機モータ負荷を備えた負荷部８００ａが機械的な機構に起因するトルク脈動を有する負荷である場合、圧縮機１回転中で加減速を行うこととなり、瞬時的に回生状態となる場合がある。このとき、分流電流Ｉ２ａ≦０となるので、平滑部２００への電流流入が発生する。そこで、負荷部８００ａが回生状態である場合には、電源脈動補償部８３０ａにおいて脈動電流を発生させて分流電流Ｉ２ａに流入させる。これにより、負荷部８００ａが回生状態であっても、電流差分ΔＩ３の増加を抑制することができる。
　以上のように、実施の形態１に係る電力変換装置１Ａによれば、コンバータ７００に昇圧部６００を設けているので、昇圧部６００の昇圧動作を利用することで、平滑部電流Ｉ３の流出量及び流入量を減少させることができる。また、実施の形態１に係る電力変換装置１Ａによれば、またコンバータ７００の出力端に互いに並列に接続される負荷部を設けているので、当該負荷部の回生状態を有効利用することで、平滑部電流Ｉ３の流出量及び流入量を減少させることができる。これにより、コンデンサ素子に対するストレスを抑制でき、コンデンサ素子の経年劣化を抑制できるので、コンデンサ２１０の寿命の延伸化を図ることができる。また、コンデンサ素子の容量を低減でき、コンデンサ素子に対するリプル耐量が緩和されるので、安価なコンデンサ素子を利用することができる。これにより、装置のコスト増を抑制することができる。
　なお、図８では、コンバータ７００の出力端に１つの負荷部８００ａと１つの負荷部８００ｂとが互いに並列に接続される構成について例示したが、この例に限定されない。第１の負荷部である負荷部８００ａは、互いに並列に接続される２以上の負荷部を備える第１の負荷群であってもよい。同様に、第２の負荷部である負荷部８００ｂも、互いに並列に接続される２以上の負荷部を備える第２の負荷群であってもよい。第１の負荷群のうちの少なくとも１つの負荷部が動作することで、上述した効果を得ることができる。
　また、上記では、負荷部８００ａを第１の負荷部、負荷部８００ｂを第２の負荷部として説明したが、第１及び第２の負荷部との呼称は便宜的なものであり、負荷部８００ａを第２の負荷部と称し、負荷部８００ｂを第１の負荷部と称してもよい。
　また、図７に示す実施の形態１に係る電力変換装置１Ａは、図８に示す構成に代えて、図１０のように構成されていてもよい。図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第２の構成例を示す図である。図１０において、図８に示す構成部と同一又は同等のものには、同一の符号を付して示している。
　図８では、１つの平滑部２００に対して、インバータ３１０ａとインバータ３１０ｂとが互いに並列に接続されていた。この構成に代え、図１０では、インバータ３１０ａの入力端に第１の平滑部である平滑部２００ａが接続され、インバータ３１０ｂの入力端に第２の平滑部である平滑部２００ｂが接続されるように構成されている。即ち、図１０では、１つのコンバータ７００に対して、平滑部２００ａと平滑部２００ｂとが互いに並列に接続されるように構成されている。また、平滑部２００に代えて平滑部２００ａ，２００ｂが設けられたことにより、負荷部８００ａの側には、分流電流Ｉ１ａを検出するための電流検出部５０１ａと、インバータ電流Ｉ２ａを検出するための電流検出部５０２ａとが設けられている。同様に、負荷部８００ｂの側には、分流電流Ｉ１ｂを検出するための電流検出部５０１ｂと、インバータ電流Ｉ２ｂを検出するための電流検出部５０２ｂとが設けられている。なお、分流電流Ｉ１ａは、コンバータ電流Ｉ１のうち、負荷部８００ａに分流する電流を表している。また、分流電流Ｉ１ｂは、コンバータ電流Ｉ１のうち、負荷部８００ｂに分流する電流を表している。
　図１０の構成において、平滑部２００ａに流出入する平滑部電流Ｉ３ａの大きさは、｜Ｉ１ａ－Ｉ２ａ｜で表せる。同様に、平滑部２００ｂに流出入する平滑部電流Ｉ３ｂの大きさは、｜Ｉ１ｂ－Ｉ２ｂ｜で表せる。このように構成することで、部品点数は増加するものの、１つの平滑部に負荷が集中することを回避できる。これにより、図８の構成に比して、１つのコンデンサ素子にかかるストレスを２つのコンデンサ素子に分散できるので、コンデンサ素子の劣化を抑制することができる。
　また、図１０の構成では、分流電流Ｉ１ａを直接検出できる電流検出部５０１ａと、インバータ電流Ｉ２ａを直接検出できる電流検出部５０２ａとが設けられると共に、分流電流Ｉ１ｂを直接検出できる電流検出部５０１ｂと、インバータ電流Ｉ２ｂを直接検出できる電流検出部５０２ｂとが設けられている。これにより、平滑部電流Ｉ３ａ，Ｉ３ｂを精度良く演算できるので、コンデンサ素子の劣化抑制を精度良く行うことができる。
　また、図１０の構成では、電流検出部５０２ａ，５０２ｂが、それぞれインバータ電流Ｉ２ａ，Ｉ２ｂを直接検出することができる。これにより、瞬時的な回生状態の判定が可能となるので、負荷部８００ａの動作状態が回生状態であるか否かを精度良く判定することができる。
　また、図７に示す実施の形態１に係る電力変換装置１Ａは、図１０に示す構成に代えて、図１１のように構成されていてもよい。図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第３の構成例を示す図である。図１１において、図１０に示す構成部と同一又は同等のものには、同一の符号を付して示している。
　図１１では、図１０に示す電流検出部５０１ａ，５０１ｂが共通化され、昇圧部６００と平滑部２００ｂとの接続点よりも昇圧部６００の側に電流検出部５０１が設けられている。この構成は、負荷部８００ａに流出入する電流と、負荷部８００ｂに流出入する電流との電流比率が事前に把握できている場合に有効である。この電流比率が事前に把握できている場合には、コンバータ電流Ｉ１を検出する電流検出部５０１の検出値に基づいて、分流電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂを演算で求めることができる。これにより、図１０に示す第２の構成例の効果を得つつ、電流検出部の簡素化を図ることができる。
　また、図７に示す実施の形態１に係る電力変換装置１Ａは、図８に示す構成に代えて、図１２のように構成されていてもよい。図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第４の構成例を示す図である。図１２において、図８に示す構成部と同一又は同等のものには、同一の符号を付して示している。
　図１２において、定電流負荷部８１０ａ，８１０ｂは、共に圧縮機モータ負荷を想定している。図１２には、図８と同様に、回路要素として、電源部８５０と、昇圧部６００と、平滑部２００と、電流検出部５０１，５０２と、負荷部８００ａ，８００ｂとが示されている。負荷部８００ａは、定電流負荷部８１０ａと、脈動負荷補償部８２０ａと、電源脈動補償部８３０ａとを構成要素に含んでいる。負荷部８００ｂも同様に、定電流負荷部８１０ｂと、脈動負荷補償部８２０ｂと、電源脈動補償部８３０ｂとを構成要素に含んでいる。負荷部８００ｂが、脈動負荷補償部８２０ｂと、電源脈動補償部８３０ｂとを構成要素に含んでいる点が、図８との相違点である。
　ここで、圧縮機モータ負荷を備えた負荷部８００ａ，８００ｂの双方が減速動作を行っていると仮定する。この場合、負荷部８００ａで発生する起電力により、負荷部８００ａにおけるインバータ出力電圧が小さくなる期間が発生する。同様に、負荷部８００ｂで発生する起電力により、負荷部８００ｂにおけるインバータ出力電圧が小さくなる期間が発生する。従って、負荷部８００ａ，８００ｂの双方が共に回生状態になり得る。そして、共に回生状態となる期間では、分流電流Ｉ２ａ≦０、且つ分流電流Ｉ２ｂ≦０となるので、平滑部２００への電流流入が発生する。
　そこで、負荷部８００ａ，８００ｂの双方が共に回生状態となる期間では、電源脈動補償部８３０ａにおいて脈動電流を発生させ、分流電流Ｉ２ａを分流電流Ｉ２ｂの変化に応じて調整する。同時に、電源脈動補償部８３０ｂにおいて脈動電流を発生させ、分流電流Ｉ２ｂを分流電流Ｉ２ａの変化に応じて調整する。これにより、電流差分ΔＩ３の増加を抑制しつつ、電流差分ΔＩ３を零に近づけることができるので、平滑部２００への電流流入量及び電流流出量を減少させることができる。
　また、圧縮機モータ負荷を備えた負荷部８００ａが機械的な機構に起因するトルク脈動を有する負荷である場合、圧縮機１回転中で加減速を行うこととなり、瞬時的に回生状態となる場合がある。このとき、分流電流Ｉ２ａ≦０となるので、平滑部２００への電流流入が発生する。そこで、負荷部８００ａが回生状態である場合には、電源脈動補償部８３０ａにおいて脈動電流を発生させて分流電流Ｉ２ａに流入させる。これにより、負荷部８００ａが回生状態であっても、電流差分ΔＩ３の増加を抑制することができる。
　また、圧縮機モータ負荷を備えた負荷部８００ｂが機械的な機構に起因するトルク脈動を有する負荷である場合、圧縮機１回転中で加減速を行うこととなり、瞬時的に回生状態となる場合がある。このとき、分流電流Ｉ２ｂ≦０となるので、平滑部２００への電流流入が発生する。そこで、負荷部８００ｂが回生状態である場合には、電源脈動補償部８３０ｂにおいて脈動電流を発生させて分流電流Ｉ２ｂに流入させる。これにより、負荷部８００ｂが回生状態であっても、電流差分ΔＩ３の増加を抑制することができる。
　以上のように、負荷部８００ａ，８００ｂが共に圧縮機モータ負荷であっても、負荷部８００ａ，８００ｂ双方の回生状態を有効利用することで、平滑部電流Ｉ３の流出量及び流入量を減少させることができる。これにより、コンデンサ素子に対するストレスを抑制でき、コンデンサ素子の経年劣化を抑制できるので、コンデンサ２１０の寿命の延伸化を図ることができる。また、コンデンサ素子の容量を低減でき、コンデンサ素子に対するリプル耐量が緩和されるので、安価なコンデンサ素子を利用することができる。これにより、装置のコスト増を抑制することができる。
　また、図７に示す実施の形態１に係る電力変換装置１Ａは、図１２に示す構成に代えて、図１３のように構成されていてもよい。図１３は、実施の形態１に係る電力変換装置を具現する第５の構成例を示す図である。図１３において、図１２に示す構成部と同一又は同等のものには、同一の符号を付して示している。
　図１３において、定電流負荷部８１０ａ，８１０ｂは、共にファンモータ負荷を想定している。定電流負荷部８１０ａ，８１０ｂが共にファンモータ負荷であるため、負荷部８００ａは、定電流負荷部８１０ａと、電源脈動補償部８３０ａとを構成要素に含んでいる。負荷部８００ｂも同様に、定電流負荷部８１０ｂと、電源脈動補償部８３０ｂとを構成要素に含んでいる。即ち、図１３における図１２との相違点は、負荷部８００ａ，８００ｂの双方において、脈動負荷補償部８２０ａ，８２０ｂを備えていない点である。
　ここで、ファンモータ負荷を備えた負荷部８００ａ，８００ｂの双方が減速動作を行っていると仮定する。この場合、負荷部８００ａで発生する起電力により、負荷部８００ａにおけるインバータ出力電圧が小さくなる期間が発生する。同様に、負荷部８００ｂで発生する起電力により、負荷部８００ｂにおけるインバータ出力電圧が小さくなる期間が発生する。従って、負荷部８００ａ，８００ｂの双方が共に回生状態になり得る。そして、共に回生状態となる期間では、分流電流Ｉ２ａ≦０、且つ分流電流Ｉ２ｂ≦０となるので、平滑部２００への電流流入が発生する。
　そこで、負荷部８００ａ，８００ｂの双方が共に回生状態となる期間では、電源脈動補償部８３０ａにおいて脈動電流を発生させ、分流電流Ｉ２ａを分流電流Ｉ２ｂの変化に応じて調整する。同時に、電源脈動補償部８３０ｂにおいて脈動電流を発生させ、分流電流Ｉ２ｂを分流電流Ｉ２ａの変化に応じて調整する。これにより、電流差分ΔＩ３の増加を抑制しつつ、電流差分ΔＩ３を零に近づけることができるので、平滑部２００への電流流入量及び電流流出量を減少させることができる。
　以上のように、負荷部８００ａ，８００ｂが共にファンモータ負荷であっても、負荷部８００ａ，８００ｂ双方の回生状態を有効利用することで、平滑部電流Ｉ３の流出量及び流入量を減少させることができる。これにより、コンデンサ素子に対するストレスを抑制でき、コンデンサ素子の経年劣化を抑制できるので、コンデンサ２１０の寿命の延伸化を図ることができる。また、コンデンサ素子の容量を低減でき、コンデンサ素子に対するリプル耐量が緩和されるので、安価なコンデンサ素子を利用することができる。これにより、装置のコスト増を抑制することができる。
　次に、実施の形態１に係る制御部４００の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１４及び図１５の図面を参照して説明する。図１４は、実施の形態１に係る制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１５は、実施の形態１に係る制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　実施の形態１における制御部４００の機能の一部又は全部を実現する場合には、図１４に示されるように、演算を行うプロセッサ４２０、プロセッサ４２０によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ４２２、及び信号の入出力を行うインタフェース４２４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ４２０は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ４２２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
　メモリ４２２には、実施の形態１における制御部４００の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ４２０は、インタフェース４２４を介して必要な情報を授受し、メモリ４２２に格納されたプログラムをプロセッサ４２０が実行し、メモリ４２２に格納されたテーブルをプロセッサ４２０が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ４２０による演算結果は、メモリ４２２に記憶することができる。
　また、実施の形態１における制御部４００の機能の一部を実現する場合には、図１５に示す処理回路４２３を用いることもできる。処理回路４２３は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路４２３に入力する情報、及び処理回路４２３から出力する情報は、インタフェース４２４を介して入手することができる。
　なお、制御部４００における一部の処理を処理回路４２３で実施し、処理回路４２３で実施しない処理をプロセッサ４２０及びメモリ４２２で実施してもよい。
　以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、コンバータと、コンバータの出力端に接続される平滑部及び第１のインバータと、第１のインバータに並列に接続される第２のインバータと、制御部とを備える。制御部は、コンバータ、第１のインバータ又は第２のインバータの動作を制御して平滑部に流れる電流を抑制しつつ、第２のインバータ、及び第２のモータが搭載された第２の機器を含む第２の負荷部の動作状態に応じて第１のインバータの動作を制御する。即ち、実施の形態１に係る電力変換装置は、複数の機器を１つのコンバータ及び当該コンバータに接続される複数のインバータで駆動する装置構成を利用して、平滑部に流れる電流を抑制する制御を行う。これにより、平滑部に流れる電流の流出量及び流入量を減少させることができるので、コンデンサ素子に対するストレスを抑制でき、コンデンサ素子の経年劣化を抑制できる。これにより、平滑部の寿命の延伸化を図ることができる。
実施の形態２．
　図１６は、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１Ａを備える。実施の形態１に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１６において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。
　冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ３１４を内蔵した圧縮機３１５と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
　圧縮機３１５の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ３１４とが設けられている。
　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ３１４によって駆動される。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１Ａ　電力変換装置、２，２Ａ　モータ駆動装置、１１０　商用電源、１３０　整流部、１３１～１３４，６２１～６２４　整流素子、２００，２００ａ，２００ｂ　平滑部、２１０　コンデンサ、３１０，３１０ａ，３１０ｂ　インバータ、３１１ａ～３１１ｆ，６１１～６１５，６３２　スイッチング素子、３１２ａ～３１２ｆ　還流ダイオード、３１３ａ，３１３ｂ，５０１，５０１ａ，５０１ｂ，５０２，５０２ａ，５０２ｂ　電流検出部、３１４，３１４ａ，３１４ｂ　モータ、３１５　圧縮機、３１５ａ，３１５ｂ　機器、４００　制御部、４２０　プロセッサ、４２２　メモリ、４２３　処理回路、４２４　インタフェース、６００，６０１　昇圧部、６３１，７１０　リアクトル、６３３　ダイオード、７００，７０１，７０２　コンバータ、８００ａ，８００ｂ　負荷部、８１０ａ，８１０ｂ　定電流負荷部、８２０ａ，８２０ｂ　脈動負荷補償部、８３０ａ，８３０ｂ　電源脈動補償部、８５０　電源部、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管。

Claims (14)

  1. 　交流電源から印加される電源電圧を整流すると共に、要すれば前記電源電圧を昇圧するコンバータと、
    　前記コンバータの出力端に接続される平滑部と、
    　前記コンバータの前記出力端に接続され、前記コンバータ及び前記平滑部から出力される電力を第１の交流電力に変換し、第１のモータが搭載された第１の機器に出力する第１のインバータと、
    　前記第１のインバータに並列に接続され、前記コンバータ及び前記平滑部から出力される電力を第２の交流電力に変換し、第２のモータが搭載された第２の機器に出力する第２のインバータと、
    　前記コンバータ、前記第１のインバータ又は前記第２のインバータの動作を制御して前記平滑部に流れる電流を抑制しつつ、前記第２のインバータ、及び前記第２の機器を含む第２の負荷部の動作状態に応じて前記第１のインバータの動作を制御する制御部と、
    　を備えた電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、第２の負荷部の動作状態に応じて前記第１のインバータの動作を制御しつつ、前記第１のインバータ、及び前記第１のモータが搭載された前記第１の機器を含む第１の負荷部の動作状態に応じて前記第２のインバータの動作を制御する
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記第２の負荷部の動作状態が回生状態となる期間では、前記第１のインバータにおいて脈動電流を発生させ、前記第１の負荷部の動作状態が回生状態となる期間では、前記第２のインバータにおいて脈動電流を発生させる
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記第２のモータの回転速度に基づいて前記脈動電流を補正する
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御部は、前記電力変換装置の周囲温度に基づいて前記脈動電流を補正する
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第１及び第２の負荷部の動作状態は、前記第１及び第２のインバータ又は前記第１及び第２のモータ又は前記第１及び第２の機器を検出対象とした物理量を検出する検出部の検出値、前記制御部の制御の過程で生成される指令値、及び前記制御部の制御の過程で推定される推定値のうちの少なくとも１つによって得られる
    　請求項２から５の何れか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記平滑部は第１及び第２の平滑部から成り、
    　前記第１の平滑部は前記第１のインバータの入力端に接続され、
    　前記第２の平滑部は前記第２のインバータの入力端に接続される
    　請求項１から６の何れか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記第１のインバータに流れる電流を検出する第１の検出部と、前記第２のインバータに流れる電流を検出する第２の検出部と、を備え、
    　前記制御部は、前記第１の検出部による検出値に基づいて前記第１のインバータが回生状態であるか否かを判断し、前記第２の検出部による検出値に基づいて前記第２のインバータが回生状態であるか否かを判断する
    　請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　請求項１から８の何れか１項に記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  10. 　前記第１の機器は圧縮機であり、
    　前記第２の機器はファンである
    　請求項９に記載のモータ駆動装置。
  11. 　前記第１及び第２の機器は圧縮機である
    　請求項９に記載のモータ駆動装置。
  12. 　前記第１及び第２の機器はファンである
    　請求項９に記載のモータ駆動装置。
  13. 　請求項１から８の何れか１項に記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
  14. 　請求項９から１２の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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