WO2023100321A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 Download PDF

Info

Publication number
WO2023100321A1
WO2023100321A1 PCT/JP2021/044279 JP2021044279W WO2023100321A1 WO 2023100321 A1 WO2023100321 A1 WO 2023100321A1 JP 2021044279 W JP2021044279 W JP 2021044279W WO 2023100321 A1 WO2023100321 A1 WO 2023100321A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
capacitor
control
current
value
voltage
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/044279
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
知宏 沓木
基 豊田
浩一 有澤
貴昭 ▲高▼原
遥 松尾
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2023564368A priority Critical patent/JPWO2023100321A1/ja
Priority to PCT/JP2021/044279 priority patent/WO2023100321A1/ja
Publication of WO2023100321A1 publication Critical patent/WO2023100321A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device that convert AC power into desired power.
  • a power conversion device that converts AC power supplied from an AC power supply into desired AC power and supplies it to a load such as an air conditioner.
  • a power converter which is a control device for an air conditioner, rectifies AC power supplied from an AC power supply with a diode stack, which is a rectifier, and smoothes the power with a smoothing capacitor
  • a technology is disclosed in which an inverter comprising a plurality of switching elements converts the AC power into desired AC power and outputs the AC power to a compressor motor as a load.
  • the operation of the inverter is controlled so that the pulsation corresponding to the detected value of the capacitor voltage is superimposed on the drive pattern of the motor. Since the pulsation of the capacitor voltage depends on the power supply frequency, this control is called "power supply pulsation compensation control".
  • the power supply frequency is the frequency of the power supply voltage applied from the AC power supply.
  • the power supply ripple compensation control is operating as expected, aging deterioration of the smoothing capacitor is suppressed.
  • the power supply pulsation compensation control does not operate as expected, the increase in the pulsating current increases the electrical stress that the smoothing capacitor receives, which accelerates aging deterioration of the smoothing capacitor. Therefore, it is important to check whether the power supply ripple compensation control is operating as expected and to take appropriate measures.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a power conversion device that can appropriately cope with the case where the power supply ripple compensation control does not operate as expected.
  • the power converter according to the present disclosure includes a rectifier, a capacitor connected to the output terminal of the rectifier, an inverter connected to both ends of the capacitor, and a controller. and
  • the rectifier rectifies a power supply voltage applied from an AC power supply.
  • the inverter converts the DC power output from the capacitor into AC power, and outputs the AC power to the device on which the motor is mounted.
  • the control unit controls the inverter to perform a first control that suppresses pulsation of capacitor current, which is charge/discharge current of the capacitor.
  • the control unit determines whether or not the compensating operation by the first control is normal, and if it is determined that the compensating operation is not normal, the control unit reduces the driving rotation speed of the motor or stops driving the motor. 2 control is performed.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a control unit included in the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a q-axis current pulsation calculation section included in the control section according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a threshold setting method according to the first embodiment;
  • Flowchart for explaining the operation of the control unit according to the first embodiment 1 is a block diagram showing an example of a hardware configuration realizing functions of a control unit according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a block diagram showing another example of a hardware configuration that implements the functions of the control unit according to Embodiment 1;
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a threshold setting method according to the second embodiment;
  • Flowchart for explaining the operation of the control unit according to the second embodiment Flowchart for explaining the operation of the control unit according to the third embodiment
  • Flowchart for explaining the operation of the control unit according to the fourth embodiment A diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device according to Embodiment 5
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 1 according to Embodiment 1.
  • the power converter 1 is connected to a commercial power source 110 and a compressor 315 .
  • the commercial power supply 110 is an example of an AC power supply
  • the compressor 315 is an example of the equipment referred to in the first embodiment.
  • a motor 314 is mounted on the compressor 315 .
  • a motor drive device 2 is configured by the power conversion device 1 and the motor 314 included in the compressor 315 .
  • the power converter 1 includes a reactor 120, a rectifying section 130, current detecting sections 501 and 502, a voltage detecting section 503, a smoothing section 200, an inverter 310, current detecting sections 313a and 313b, and a control section 400. , provided.
  • the reactor 120 is connected between the commercial power supply 110 and the rectifying section 130 .
  • the rectifying section 130 has a bridge circuit composed of rectifying elements 131-134.
  • the rectifying unit 130 rectifies the power supply voltage applied from the commercial power supply 110 and outputs the rectified power supply voltage.
  • the rectifier 130 performs full-wave rectification.
  • the smoothing section 200 is connected to the output terminal of the rectifying section 130 .
  • Smoothing section 200 has capacitor 210 as a smoothing element, and smoothes the rectified voltage output from rectifying section 130 .
  • the capacitor 210 is, for example, an electrolytic capacitor, a film capacitor, or the like.
  • Capacitor 210 is connected to the output terminal of rectifying section 130 .
  • Capacitor 210 has a capacity corresponding to the degree of smoothing the rectified voltage. Due to this smoothing, the voltage generated in the capacitor 210 does not have a full-wave rectified waveform of the rectified voltage, but has a waveform in which a voltage ripple corresponding to the frequency of the commercial power supply 110 is superimposed on the DC component, and does not pulsate greatly.
  • the main component of the voltage ripple frequency is twice the frequency of the power supply voltage. If the power input from commercial power supply 110 and the power output from inverter 310 do not change, the amplitude of this voltage ripple is determined by the capacitance of capacitor 210 . However, in the power conversion device 1 according to the present disclosure, an increase in capacitance is avoided in order to suppress an increase in cost of the capacitor 210 . As a result, a certain amount of voltage ripple is generated in the capacitor 210 .
  • the voltage across capacitor 210 is a pulsating voltage in a range such that the maximum value of the voltage ripple is less than twice the minimum value.
  • Current detector 501 detects rectified current I ⁇ b>1 flowing out from rectifier 130 and outputs the detected value of rectified current I ⁇ b>1 to controller 400 .
  • Current detection unit 502 detects inverter input current I ⁇ b>2 that flows into inverter 310 and outputs a detected value of inverter input current I ⁇ b>2 to control unit 400 .
  • Voltage detection unit 503 detects capacitor voltage Vdc , which is the voltage of capacitor 210 , and outputs the detected value of the detected capacitor voltage Vdc to control unit 400 .
  • Voltage detection unit 503 can be used as a detection unit that detects the power state of capacitor 210 .
  • the inverter 310 is connected to both ends of the smoothing section 200 , that is, the capacitor 210 .
  • the inverter 310 has switching elements 311a-311f and freewheeling diodes 312a-312f.
  • the inverter 310 turns on and off the switching elements 311a to 311f under the control of the control unit 400, converts the power output from the rectifying unit 130 and the smoothing unit 200 into AC power having a desired amplitude and phase, and the motor 314 is mounted. It outputs to the compressor 315, which is a device that has been processed.
  • the current detection units 313 a and 313 b each detect the current value of one phase out of the three-phase motor currents output from the inverter 310 to the motor 314 .
  • Each detection value of the current detection units 313 a and 313 b is input to the control unit 400 .
  • the control unit 400 calculates the current of the remaining one phase based on the detected value of the current of any two phases detected by the current detection units 313a and 313b.
  • a motor 314 mounted on the compressor 315 rotates according to the amplitude and phase of the AC power supplied from the inverter 310 to perform compression operation.
  • the compressor 315 is a hermetic compressor used in an air conditioner or the like, the load torque of the compressor 315 can often be regarded as a constant torque load.
  • FIG. 1 shows a case where the motor windings in the motor 314 are Y-connected
  • the present invention is not limited to this example.
  • the motor windings of the motor 314 may be delta-connection, or may be switchable between Y-connection and delta-connection.
  • reactor 120 may be arranged after rectifying section 130 .
  • the power conversion device 1 may include a booster section, or the rectifier section 130 may have the function of the booster section.
  • the current detection units 501 and 502, the voltage detection unit 503 and the current detection units 313a and 313b may be simply referred to as "detection units”.
  • the current values detected by the current detection units 501 and 502, the voltage value detected by the voltage detection unit 503, and the current values detected by the current detection units 313a and 313b may be simply referred to as "detected values". be.
  • the control unit 400 detects the value of the rectified current I1 detected by the current detection unit 501, the value of the inverter input current I2 detected by the current detection unit 502, and the capacitor voltage Vdc detected by the voltage detection unit 503. Get the detected value.
  • the control unit 400 also acquires the detected values of the motor currents detected by the current detection units 313a and 313b.
  • Control unit 400 controls the operation of inverter 310, specifically, the on/off of switching elements 311a to 311f included in inverter 310, using the detection values detected by the respective detection units.
  • control unit 400 controls the operation of the inverter 310 so that AC power including pulsation corresponding to the pulsation of the power flowing from the rectifying unit 130 into the capacitor 210 of the smoothing unit 200 is output from the inverter 310 to the compressor 315. do.
  • the pulsation according to the pulsation of the power flowing into the capacitor 210 of the smoothing section 200 is, for example, the pulsation that varies depending on the frequency of the pulsation of the power flowing into the capacitor 210 of the smoothing section 200 .
  • control unit 400 suppresses capacitor current I3, which is the charge/discharge current of capacitor 210 .
  • the control unit 400 performs control so that any one of the speed, voltage, and current of the motor 314 is in a desired state. Note that the control unit 400 does not have to use all the detection values acquired from each detection unit, and can perform control using some of the detection values.
  • the control unit 400 controls the motor 314 without a position sensor.
  • position sensorless control methods for the motor 314 There are two types of position sensorless control methods for the motor 314: primary magnetic flux constant control and sensorless vector control. Embodiment 1 will be described based on sensorless vector control as an example. It should be noted that the control method described below can be applied to the primary magnetic flux constant control with minor modifications.
  • the rectified current I1 flowing out of the rectifier 130 is affected by the power phase of the commercial power supply 110, the characteristics of elements installed before and after the rectifier 130, and the like.
  • the rectified current I1 has characteristics including the power supply frequency and harmonic components of the power supply frequency (frequency components of integer multiples of 2 or more).
  • the capacitor current I3 when the capacitor current I3 is large, aging deterioration of the capacitor 210 is accelerated. In particular, when an electrolytic capacitor is used as the capacitor 210, the degree of aging deterioration is accelerated.
  • control unit 400 controls the inverter 310 so that the inverter input current I2 becomes equal to the rectified current I1, and controls the capacitor current I3 to approach zero. This suppresses deterioration of the capacitor 210 .
  • a ripple component caused by PWM Pulse Width Modulation
  • control unit 400 needs to control inverter 310 with the ripple component taken into consideration.
  • Control unit 400 controls inverter 310 so that a value obtained by removing PWM ripple from inverter input current I2 from capacitor 210 to inverter 310 matches rectified current I1, and adds pulsation to the power output to motor 314 .
  • the control unit 400 appropriately pulsates the inverter input current I2 to perform control for reducing the capacitor current I3, that is, power supply pulsation compensation control.
  • control unit 400 performs power supply ripple compensation control on capacitor 210 .
  • the power supply ripple compensation control is compensation control performed to suppress the power supply ripple component contained in the capacitor current I3.
  • the power supply pulsation component is a pulsation component of the capacitor current I3 that can occur in the capacitor current I3 due to the power supply frequency and harmonic components of the power supply frequency (frequency components of integer multiples of 2 or more).
  • the power supply ripple compensation control is performed based on the detected value of at least one of the rectified current I1, the inverter input current I2, the capacitor current I3, and the capacitor voltage Vdc , which is information for grasping the power state of the capacitor 210. be able to.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the control unit 400 included in the power converter 1 according to Embodiment 1.
  • the control unit 400 includes a rotor position estimation unit 401, a speed control unit 402, a flux-weakening control unit 403, a current control unit 404, coordinate conversion units 405 and 406, a PWM signal generation unit 407, a q-axis current A pulsation calculator 408 and an adder 409 are provided.
  • the rotor position estimation unit 401 calculates the dq-axis Estimate an estimated phase angle ⁇ est , which is the direction at , and an estimated speed ⁇ est , which is the rotor speed.
  • the speed control unit 402 automatically adjusts the q-axis current command i q1 * so that the speed command ⁇ * and the estimated speed ⁇ est match.
  • the speed command ⁇ * is, for example, a temperature detected by a temperature sensor (not shown) or a setting indicated by a remote control that is an operation unit (not shown). It is based on information indicating temperature, operation mode selection information, operation start and operation end instruction information, and the like.
  • the operation modes are, for example, heating, cooling, and dehumidification.
  • the flux-weakening control unit 403 automatically adjusts the d-axis current command i d * so that the absolute value of the dq-axis voltage command vector V dq * falls within the limits of the voltage limit value V lim * . Further, in Embodiment 1, the flux-weakening control unit 403 performs flux-weakening control in consideration of the q-axis current ripple command i qrip * calculated by the q-axis current ripple calculation unit 408 .
  • the flux-weakening control can be broadly divided into a method of calculating the d-axis current command id * from the equation of the voltage limit ellipse, and a method in which the absolute value deviation between the voltage limit value Vlim * and the dq-axis voltage command vector Vdq * is zero. There are two methods of calculating the d-axis current command i d * so that
  • the current control unit 404 automatically adjusts the dq-axis voltage command vector V dq * so that the dq-axis current vector i dq follows the d-axis current command id * and the q-axis current command i q * .
  • the coordinate conversion unit 405 coordinates-converts the dq-axis voltage command vector V dq * from the dq coordinates into the voltage command V uvw * of the AC quantity according to the estimated phase angle ⁇ est .
  • a coordinate transformation unit 406 coordinates-transforms the current I uvw flowing through the motor 314 from an alternating current quantity to a dq-axis current vector i dq of dq coordinates in accordance with the estimated phase angle ⁇ est .
  • the control unit 400 controls the two-phase current values detected by the current detection units 313a and 313b among the three-phase current values output from the inverter 310 for the current Iuvw flowing through the motor 314, It can be obtained by calculating the current value of the remaining one phase using the current values of the two phases.
  • PWM signal generation unit 407 generates a PWM signal based on voltage command V uvw * coordinate-transformed by coordinate transformation unit 405 .
  • Control unit 400 applies a voltage to motor 314 by outputting the PWM signal generated by PWM signal generation unit 407 to switching elements 311 a to 311 f of inverter 310 .
  • a q-axis current ripple calculation unit 408 calculates a q-axis current ripple command i qrip * based on the detected value of the capacitor voltage V dc detected by the voltage detection unit 503 and the estimated speed ⁇ est .
  • An addition unit 409 adds the q-axis current command i q1 * output from the speed control unit 402 and the q-axis current ripple command i qrip * calculated by the q-axis current ripple calculation unit 408, and the calculated value is A certain q-axis current command i q * is output as a torque current command to the current control unit 404 .
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the q-axis current ripple calculator 408 included in the controller 400 according to the first embodiment.
  • the q-axis current pulsation calculator 408 is configured as a feedback controller with a command value of zero. Generally, feedback controllers have a lower control response than feedforward controllers and are unsuitable for suppressing high-frequency pulsations, but various high-frequency pulsation suppression means have been proposed in the past. Famous methods include a method using Fourier coefficient calculation and a PID (Proportional Integral Differential) controller.
  • the q-axis current pulsation calculator 408 includes a subtractor 383 , Fourier coefficient calculators 384 to 387 , PID controllers 388 to 391 , and an AC restorer 392 .
  • the subtractor 383 calculates the deviation between the zero command value and the capacitor voltage Vdc .
  • Fourier coefficient calculators 384 to 387 assume that the power supply frequency is the 1f component, and calculate the amplitudes of the sin2f component, cos2f component, sin4f component, and cos4f component included in the deviation.
  • the detection signals multiplied by the Fourier coefficient calculators 384 to 387 are sin2 ⁇ in t, cos2 ⁇ in t, sin4 ⁇ in t, and cos4 ⁇ in t, respectively.
  • the detected signal has amplitudes of sin2f component, cos2f component, sin4f component, and cos4f component whose deviation includes twice the average value of the product of the input signal and the detected signal. That is, the Fourier coefficient calculators 384 to 387 calculate the amplitude of the component corresponding to the power supply frequency of the commercial power supply 110 included in the deviation between the detected value and the command value. If the capacitor current I3 has a periodic waveform, the output signals of the Fourier coefficient calculators 384 to 387 are substantially constant.
  • the PID control units 388 to 391 perform proportional-integral-derivative control, that is, PID control, so that specific frequency components of these deviations are zero.
  • the proportional gain and the derivative gain can be zero, but the value of the integral gain must be non-zero in order to converge the deviation to zero. Therefore, in the PID controllers 388 to 391, integral action is the main function. Since the output of the integral control normally changes gently, the outputs of the PID control units 388 to 391 can also be regarded as substantially constant.
  • the capacitor voltage Vdc is obtained by dividing the electric charge accumulated in the capacitor current I3, that is, the integrated value of the capacitor current I3, by the capacitance of the capacitor 210.
  • the detection signals multiplied by the Fourier coefficient calculators 384 to 387 are sin2 ⁇ in t, cos2 ⁇ in t, sin4 ⁇ in t, and cos4 ⁇ in t, respectively, as described above.
  • the AC restoration unit 392 shifts the restoration signal by the phase difference ⁇ offset to restore the outputs of the PID control units 388 to 391 to AC components. It is multiplied by sin4( ⁇ int + ⁇ offset ) and cos4( ⁇ int + ⁇ offset ) and then summed to determine the q-axis current ripple command i qrip * . In this manner, the AC restoring unit 392 generates the q-axis current pulsation command i qrip * , which is a pulsation command for suppressing the capacitor current I3.
  • the sensorless vector control system is exemplified, but it can also be applied to constant primary magnetic flux control by adding pulsation to the speed command, voltage command, etc. by adding some modifications.
  • the q-axis current pulsation command i qrip * may be generated based on the capacitor current I3.
  • Capacitor current I3 can be calculated from the detected value of rectified current I1 detected by current detector 501 and the detected value of inverter input current I2 detected by current detector 502 . Alternatively, it may be calculated based on the capacitor voltage Vdc and the capacitance of the capacitor 210, as in a third embodiment to be described later. Alternatively, the capacitor current I3 may be directly detected as in a fourth embodiment to be described later.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a threshold setting method according to the first embodiment.
  • the left side of FIG. 4 shows the time-varying waveform of the capacitor voltage Vdc when the power supply ripple compensation control is not performed.
  • the case where the power supply ripple compensation control is not performed means that the power supply ripple compensation control function is not activated.
  • the right side of FIG. 4 shows the time-varying waveform of the capacitor voltage Vdc when the power supply ripple compensation control is being performed.
  • the power supply ripple compensation control means that the power supply ripple compensation control function is activated.
  • the threshold value a which is the first threshold value
  • the threshold value b which is the second threshold value
  • the thresholds a and b are desirably set individually for each product or model.
  • the set thresholds a and b can be stored in a memory or processing circuit, which will be described later.
  • the positive and negative peak values of the capacitor voltage Vdc are surely smaller than when the power supply ripple compensation control is not performed. Also, when the power supply ripple compensation control function works effectively, the positive peak value of the capacitor voltage Vdc becomes smaller than the threshold value a, and the negative peak value of the capacitor voltage Vdc becomes larger than the threshold value b. Therefore, if the positive and negative peak values of the capacitor voltage Vdc are threshold-determined based on the threshold values a and b set in this manner, it can be appropriately determined whether or not the compensation operation by the power supply ripple compensation control is normal. can judge.
  • FIG. 5 is a flow chart for explaining the operation of the control unit 400 according to the first embodiment.
  • the control unit 400 reads the thresholds a and b from the memory or processing circuit (step S21).
  • the control unit 400 acquires the detected value of the capacitor voltage Vdc from the voltage detection unit 503 (step S22).
  • the control unit 400 calculates positive and negative peak values of the capacitor voltage Vdc based on the acquired detection values (step S23).
  • the control unit 400 compares the positive peak value of the capacitor voltage Vdc with the threshold value a, and compares the negative peak value of the capacitor voltage Vdc with the threshold value b (step S24).
  • step S25 When the positive peak value of the capacitor voltage Vdc is smaller than the threshold value a and the negative peak value of the capacitor voltage Vdc is larger than the threshold value b (step S25, Yes), the control unit 400 performs the power supply ripple compensation control function. is normal (step S26). Henceforth, it returns to step S22 and the process from step S22 is repeated.
  • step S25, No when the positive peak value of the capacitor voltage Vdc is equal to or greater than the threshold value a, or the negative peak value of the capacitor voltage Vdc is equal to or less than the threshold value b (step S25, No), the control unit 400 performs power supply ripple compensation. It is determined that the control function is not normal (step S27). In this case, the control unit 400 performs control to reduce the driving rotation speed of the motor 314 (step S28). Henceforth, it returns to step S22 and the process from step S22 is repeated.
  • step S28 If control is performed in step S28 to reduce the driving rotation speed of the motor 314, it may be determined in the processing of steps S25 and S26 that the power supply pulsation compensation control function is normal. In this case, the drive rotation speed of the motor 314 is returned to the instructed rotation speed, and the process of FIG. 5 is performed again. In addition, when it is determined that the power supply pulsation compensation control function is not normal, the operation of the power converter 1 is stopped and the driving of the motor 314 is stopped. In addition, in this paper, the control for reducing the driving rotation speed of the motor 314 or the control for stopping the driving of the motor 314 may be referred to as "second control".
  • step S25 it is determined as "No" when the positive peak value of the capacitor voltage Vdc and the threshold value a are equal, or when the negative peak value of the capacitor voltage Vdc and the threshold value b are equal. It may be judged as "Yes”. That is, when the positive peak value of the capacitor voltage Vdc is larger than the threshold value a or the negative peak value of the capacitor voltage Vdc is smaller than the threshold value b, it is determined that the power supply ripple compensation control function is not normal. good too.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that implements the functions of the control unit 400 according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing another example of the hardware configuration that implements the functions of the control unit 400 according to the first embodiment.
  • the configuration may include an interface 424 .
  • the processor 420 is an example of computing means.
  • the processor 420 may be a computing means called a microprocessor, microcomputer, CPU (Central Processing Unit), or DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 422 includes nonvolatile or volatile semiconductor memories such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM), Magnetic discs, flexible discs, optical discs, compact discs, mini discs, and DVDs (Digital Versatile Discs) can be exemplified.
  • the memory 422 stores a program for executing the functions of the control unit 400 and the set values of the threshold values a and b described above.
  • Processor 420 exchanges necessary information via interface 424, processor 420 executes programs stored in memory 422, and processor 420 refers to data including threshold values a and b stored in memory 422. , the above-described processing can be executed. Results of operations by processor 420 may be stored in memory 422 .
  • the processor 420 and memory 422 shown in FIG. 6 may be replaced with a processing circuit 423 as shown in FIG.
  • the processing circuit 423 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • Information to be input to the processing circuit 423 and information to be output from the processing circuit 423 can be obtained via the interface 424 .
  • part of the processing in the control unit 400 may be performed by the processing circuit 423 and the processing not performed by the processing circuit 423 may be performed by the processor 420 and the memory 422 .
  • the control unit performs the first control of controlling the inverter to suppress the pulsation of the capacitor current, which is the charging/discharging current of the capacitor.
  • the control unit determines whether or not the compensating operation by the first control is normal, and if it is determined that the compensating operation is not normal, reduces the driving rotation speed of the motor or stops driving the motor. 2nd control to carry out.
  • the first control which is the power supply ripple compensation control, does not operate as expected, it is possible to take appropriate measures.
  • the determination processing according to the first embodiment it is possible to determine whether or not the power supply ripple compensation control function is operating effectively, so it becomes easy to identify the faulty part in the power converter. Further, if only the power supply ripple compensation control function fails, it is possible to operate with limited functions, which is useful information for users and maintenance workers.
  • the first and second threshold values for determining whether or not the compensation operation by the first control, which is the power supply ripple compensation control, is normal are each the maximum capacitor voltage when the first control is not performed. It can be set based on a value and a minimum value. By using the first and second thresholds set in this manner, it is possible to appropriately determine whether the power supply ripple compensation control function is operating effectively. In addition, such a setting method is useful in the field of refrigeration cycle equipment where there are a wide variety of products with different current ratings.
  • Embodiment 2 a threshold setting method different from that in the first embodiment will be described.
  • the operation of the second embodiment can be performed by a configuration unit that is the same as or equivalent to the power conversion device 1 shown in FIG. 1 and the control unit 400 shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a threshold setting method according to the second embodiment.
  • the left side of FIG. 8 shows the temporal change waveform of the capacitor voltage Vdc when the power supply ripple compensation control is not performed.
  • the right side of FIG. 8 shows the time-varying waveform of the capacitor voltage Vdc when the power supply ripple compensation control is being performed.
  • the third threshold c is determined based on the pulsation width of the capacitor voltage Vdc when power supply pulsation compensation control is not performed.
  • the pulsation width referred to here is the absolute value of the difference between the instantaneous value of the capacitor voltage Vdc and the average value of the capacitor voltage Vdc . It is desirable to set the threshold value c individually for each product or model.
  • the set threshold value c can be stored in memory 422 or processing circuit 423 .
  • the ripple width of the capacitor voltage Vdc when the power supply ripple compensation control is performed is more reliable than the ripple width of the capacitor voltage Vdc when the power supply ripple compensation control is not performed. becomes smaller. Therefore, the instantaneous value of the capacitor voltage Vdc when the power supply ripple compensation control is performed is based on the threshold c set based on the ripple width of the capacitor voltage Vdc when the power supply ripple compensation control is not performed. is determined as a threshold value, it can be appropriately determined whether or not the compensation operation by the power supply ripple compensation control is normal.
  • FIG. 9 is a flowchart for explaining the operation of the control unit 400 according to the second embodiment.
  • the control unit 400 reads the threshold c from the memory 422 or the processing circuit 423 (step S31).
  • the control unit 400 acquires the detected value of the capacitor voltage Vdc from the voltage detection unit 503 (step S32).
  • the control unit 400 calculates the peak value and average value of the capacitor voltage Vdc based on the acquired detection values (step S33).
  • Control unit 400 calculates the pulsation width from the peak value and average value of capacitor voltage Vdc (step S34).
  • the control unit 400 compares the pulsation width calculated in step S34 with the threshold value c (step S35).
  • step S34 determines that the power supply pulsation compensation control function is normal (step S37). Henceforth, it returns to step S32 and the process from step S32 is repeated.
  • step S34 determines that the power supply pulsation compensation control function is not normal (step S38). In this case, the control unit 400 performs control to decrease the driving rotation speed of the motor 314 (step S39). Henceforth, it returns to step S32 and the process from step S32 is repeated.
  • step S39 If control is performed in step S39 to reduce the driving rotation speed of the motor 314, it may be determined in the processing of steps S36 and S37 that the power supply ripple compensation control function is normal. In this case, the driving rotation speed of the motor 314 is returned to the instructed rotation speed, and the process of FIG. 9 is executed again. In addition, when it is determined that the power supply pulsation compensation control function is not normal, the operation of the power converter 1 is stopped and the driving of the motor 314 is stopped.
  • step S36 "No” is determined when the pulsation width and the threshold c are equal, but “Yes” may be determined. That is, when the pulsation width is larger than the threshold value c, it may be determined that the power supply pulsation compensation control function is not normal.
  • the pulsation width is calculated as the absolute value of the difference between the instantaneous value of the capacitor voltage Vdc and the average value of the capacitor voltage Vdc , but it is not limited to this example.
  • the pulsation width may be obtained by calculating the effective value obtained by averaging the square of the difference between the instantaneous value of the capacitor voltage and the average value of the capacitor voltage, as shown in the following equation (1).
  • the pulsation width is "the absolute value of the difference between the instantaneous value of the capacitor voltage Vdc and the average value of the capacitor voltage Vdc ", for example, if the instantaneous value increases even once due to noise, there is a concern that the pulsation width will increase.
  • the effective value calculation is performed by integrating and averaging over an arbitrary time, as in the above formula (1), the calculated value will increase when the situation where the instantaneous value is large continues, so that accidental noise will not occur. You can limit the impact. Therefore, if the pulsation width is calculated using the above equation (1), a more accurate threshold value can be obtained, so that it is possible to improve the accuracy of determining whether or not the power supply pulsation compensation control function is normal. It becomes possible.
  • the third threshold for determining whether or not the compensation operation by the first control which is the power supply ripple compensation control, is normal can be determined based on the absolute value of the difference between the instantaneous value of the capacitor voltage when the first control is not performed and the average value of the capacitor voltage when the first control is not performed.
  • the third threshold value set in this manner it is possible to appropriately determine whether or not the power supply ripple compensation control function is operating effectively.
  • such a setting method is useful in the field of refrigeration cycle equipment where there are a wide variety of products with different current ratings.
  • the third threshold may be set based on the effective value obtained by averaging the square of the difference between the instantaneous value of the capacitor voltage and the average value of the capacitor voltage over an arbitrary period of time.
  • Embodiment 3 describes a determination method using a threshold different from those in Embodiments 1 and 2.
  • FIG. The operation of the third embodiment can be performed by a configuration unit that is the same as or equivalent to the power conversion device 1 shown in FIG. 1 and the control unit 400 shown in FIG.
  • FIG. 10 is a flowchart for explaining the operation of the control unit 400 according to the third embodiment.
  • the control unit 400 reads the threshold value d, which is the fourth threshold value, from the memory 422 or the processing circuit 423 (step S41).
  • the threshold d is a threshold set based on the capacitor current I3 when the power supply ripple compensation control is not performed.
  • the control unit 400 acquires the detected value of the capacitor voltage Vdc from the voltage detection unit 503 (step S42).
  • the control unit 400 calculates the capacitor current I3 based on the acquired detection value and the capacitance C of the capacitor 210 (step S43). Specifically, the capacitor current I3 can be calculated based on the capacitor voltage Vdc and the capacitance C of the capacitor 210 using the following equation (2).
  • the control unit 400 compares the capacitor current I3 calculated in step S43 with the threshold value d (step S44). If the capacitor current I3 calculated in step S43 is smaller than the threshold value d (step S45, Yes), the control unit 400 determines that the power supply ripple compensation control function is normal (step S46). Henceforth, it returns to step S42 and the process from step S42 is repeated.
  • step S45, No determines that the power supply ripple compensation control function is not normal (step S47). In this case, the control unit 400 performs control to reduce the driving rotation speed of the motor 314 (step S48). Henceforth, it returns to step S42 and the process from step S42 is repeated.
  • step S48 If control is performed in step S48 to reduce the drive rotation speed of the motor 314, it may be determined in the processing of steps S45 and S46 that the power supply ripple compensation control function is normal. In this case, the driving rotation speed of the motor 314 is returned to the instructed rotation speed, and the process of FIG. 10 is executed again. In addition, when it is determined that the power supply pulsation compensation control function is not normal, the operation of the power converter 1 is stopped and the driving of the motor 314 is stopped.
  • step S45 "No” is determined when the capacitor current I3 and the threshold value d are equal, but “Yes” may be determined. That is, when the capacitor current I3 is larger than the threshold value d, it may be determined that the power supply ripple compensation control function is not normal.
  • the fourth threshold for determining whether or not the compensation operation by the first control, which is the power supply ripple compensation control, is normal can be set based on the instantaneous value of the capacitor voltage when the second control is not performed and the capacitor current when the first control is not performed. Also, this capacitor current can be calculated based on the detected value of the capacitor voltage and the capacitance of the capacitor.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a power converter 1A according to the fourth embodiment.
  • a current detector 504 that detects the capacitor current I3 is added.
  • 2 A of motor drive apparatuses are comprised by 1 A of power converters, and the motor 314 with which the compressor 315 is provided.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those of the power conversion device 1 shown in FIG. 1, and the same or equivalent components are denoted by the same reference numerals, and overlapping descriptions are omitted.
  • the current detection unit 504 may be simply referred to as a "detection unit".
  • FIG. 12 is a flowchart for explaining the operation of the control unit 400 according to the fourth embodiment.
  • the control unit 400 reads the threshold value d, which is the fourth threshold value, from the memory 422 or the processing circuit 423 (step S51).
  • Threshold d is a threshold set based on capacitor current I3 when power supply ripple compensation control is not performed, as in the third embodiment.
  • the control unit 400 acquires the detected value of the capacitor current I3 from the current detection unit 504 (step S52).
  • the control unit 400 compares the detected value of the capacitor current I3 acquired in step S52 with the threshold value d (step S53). If the capacitor current I3 is smaller than the threshold value d (step S54, Yes), the control unit 400 determines that the power supply ripple compensation control function is normal (step S55). Henceforth, it returns to step S52 and the process from step S52 is repeated.
  • step S54 determines that the power supply ripple compensation control function is not normal (step S56). In this case, the control unit 400 performs control to reduce the driving rotation speed of the motor 314 (step S57). Henceforth, it returns to step S52 and the process from step S52 is repeated.
  • step S57 If control is performed in step S57 to reduce the driving rotation speed of the motor 314, it may be determined in the processing of steps S54 and S55 that the power supply ripple compensation control function is normal. In this case, the driving rotation speed of the motor 314 is returned to the instructed rotation speed, and the process of FIG. 12 is executed again. In addition, when it is determined that the power supply ripple compensation control function is not normal, the operation of the power conversion device 1A is stopped and the driving of the motor 314 is stopped.
  • step S54 "No” is determined when the detected value of the capacitor current I3 and the threshold value d are equal, but “Yes” may be determined. That is, when the detected value of the capacitor current I3 is larger than the threshold value d, it may be determined that the power supply ripple compensation control function is not normal.
  • the fourth threshold for determining whether or not the compensation operation by the first control, which is the power supply ripple compensation control, is normal can be set based on the detected value of the capacitor current when the control of is not performed.
  • the fourth threshold value set in this way it becomes possible to appropriately determine whether or not the power supply ripple compensation control function is operating effectively.
  • such a setting method is useful in the field of refrigeration cycle equipment where there are a wide variety of products with different current ratings.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle equipment 900 according to Embodiment 5.
  • a refrigerating cycle-applied equipment 900 according to the fifth embodiment includes the power converter 1 described in the first to third embodiments.
  • the refrigerating cycle applied equipment 900 according to Embodiment 1 can be applied to products equipped with a refrigerating cycle, such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters.
  • constituent elements having functions similar to those of the first to third embodiments are assigned the same reference numerals as those of the first to third embodiments.
  • Refrigerating cycle applied equipment 900 includes compressor 315 incorporating motor 314 according to Embodiment 1, four-way valve 902, indoor heat exchanger 906, expansion valve 908, and outdoor heat exchanger 910 with refrigerant pipe 912. attached through
  • a compression mechanism 904 that compresses the refrigerant and a motor 314 that operates the compression mechanism 904 are provided inside the compressor 315 .
  • the refrigeration cycle applied equipment 900 can perform heating operation or cooling operation by switching operation of the four-way valve 902 .
  • the compression mechanism 904 is driven by a variable speed controlled motor 314 .
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 reduces the pressure of the refrigerant to expand it.
  • Embodiment 5 has been described as including the power converter 1 described in Embodiments 1 to 3, it is not limited to this.
  • a power converter 1A shown in FIG. 11 may be provided.
  • a power converter other than the power converters 1 and 1A may be used as long as the control methods of the first to fourth embodiments can be applied.
  • 1, 1A power conversion device, 2, 2A motor drive device, 110 commercial power supply, 120 reactor, 130 rectification section, 131 to 134 rectification element, 200 smoothing section, 210 capacitor, 310 inverter, 311a to 311f switching element, 312a to 312f Freewheeling diode, 313a, 313b, 501, 502, 504 current detection unit, 314 motor, 315 compressor, 383 subtraction unit, 384 to 387 Fourier coefficient calculation unit, 388 to 391 PID control unit, 392 AC restoration unit, 400 control unit , 401 rotor position estimation unit, 402 speed control unit, 403 flux-weakening control unit, 404 current control unit, 405, 406 coordinate conversion unit, 407 PWM signal generation unit, 408 q-axis current pulsation calculation unit, 409 addition unit, 420 Processor, 422 memory, 423 processing circuit, 424 interface, 503 voltage detection unit, 900 refrigeration cycle application equipment, 902 four-way valve, 904 compression mechanism, 90

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

電力変換装置（１）は、商用電源（１１０）から印加される電源電圧を整流する整流部（１３０）と、整流部（１３０）の出力端に接続されるコンデンサ（２１０）と、コンデンサ（２１０）から出力される直流電力を交流電力に変換して、モータ（３１４）が搭載された機器に出力するインバータ（３１０）と、インバータ（３１０）を制御してコンデンサ（２１０）の充放電電流であるコンデンサ電流の脈動を抑制する電源脈動補償制御を実施する制御部（４００）とを備える。制御部（４００）は、電源脈動補償制御による補償動作が正常であるか否かを判定し、補償動作が正常ではないと判定した場合、モータ（３１４）の駆動回転数を低下させる、又はモータ（３１４）の駆動を停止する制御を実施する。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。
　従来、交流電源から供給される交流電力を所望の交流電力に変換し、空気調和機などの負荷に供給する電力変換装置がある。例えば、下記特許文献１には、空気調和機の制御装置である電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力を整流部であるダイオードスタックで整流し、更に平滑コンデンサで平滑した電力を、複数のスイッチング素子からなるインバータで所望の交流電力に変換し、負荷である圧縮機モータに出力する技術が開示されている。
特開平７－７１８０５号公報
　しかしながら、上記従来の技術によれば、平滑コンデンサに大きな脈動電流が流れるため、平滑コンデンサの経年劣化が加速するという問題があった。この問題に対して、コンデンサ電圧の検出値に応じた脈動がモータの駆動パターンに重畳されるようにインバータの動作を制御することが行われている。コンデンサ電圧の脈動は、電源周波数に依存することから、この制御は「電源脈動補償制御」と呼ばれている。電源周波数は、交流電源から印加される電源電圧の周波数である。
　電源脈動補償制御が想定通りに動作している場合、平滑コンデンサの経年劣化は抑制される。一方、電源脈動補償制御が想定通りに動作していない場合、脈動電流の増加によって平滑コンデンサが受ける電気的ストレスが増加するので、平滑コンデンサの経年劣化が加速される。このため、電源脈動補償制御が想定通りに動作しているかを確認し、これに適切に対処することが肝要である。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、電源脈動補償制御が想定通りに動作していない場合に適切に対処できる電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、整流部と、整流部の出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端に接続されるインバータと、制御部とを備える。整流部は、交流電源から印加される電源電圧を整流する。インバータは、コンデンサから出力される直流電力を交流電力に変換して、モータが搭載された機器に出力する。制御部は、インバータを制御してコンデンサの充放電電流であるコンデンサ電流の脈動を抑制する第１の制御を実施する。制御部は、第１の制御による補償動作が正常であるか否かを判定し、補償動作が正常ではないと判定した場合、モータの駆動回転数を低下させる、又はモータの駆動を停止する第２の制御を実施する。
　本開示に係る電力変換装置によれば、電源脈動補償制御が想定通りに動作していない場合に適切に対処できるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係る制御部が備えるｑ軸電流脈動演算部の構成例を示す図 実施の形態１における閾値の設定手法の説明に供する図 実施の形態１に係る制御部の動作説明に供するフローチャート 実施の形態１に係る制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１に係る制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２における閾値の設定手法の説明に供する図 実施の形態２に係る制御部の動作説明に供するフローチャート 実施の形態３に係る制御部の動作説明に供するフローチャート 実施の形態４に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態４に係る制御部の動作説明に供するフローチャート 実施の形態５に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。図１において、電力変換装置１は、商用電源１１０及び圧縮機３１５に接続されている。商用電源１１０は交流電源の一例であり、圧縮機３１５は実施の形態１で言う機器の一例である。圧縮機３１５には、モータ３１４が搭載されている。電力変換装置１と、圧縮機３１５が備えるモータ３１４とによって、モータ駆動装置２が構成される。
　電力変換装置１は、リアクトル１２０と、整流部１３０と、電流検出部５０１，５０２と、電圧検出部５０３と、平滑部２００と、インバータ３１０と、電流検出部３１３ａ，３１３ｂと、制御部４００と、を備える。
　リアクトル１２０は、商用電源１１０と整流部１３０との間に接続される。整流部１３０は、整流素子１３１～１３４によって構成されるブリッジ回路を有する。整流部１３０は、商用電源１１０から印加される電源電圧を整流して出力する。整流部１３０は、全波整流を行う。
　平滑部２００は、整流部１３０の出力端に接続される。平滑部２００は、平滑素子としてコンデンサ２１０を有し、整流部１３０から出力される整流電圧を平滑化する。コンデンサ２１０は、例えば電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどである。コンデンサ２１０は、整流部１３０の出力端に接続される。コンデンサ２１０は、整流電圧を平滑化する程度に応じた容量を有する。この平滑化により、コンデンサ２１０に発生する電圧は、整流電圧の全波整流波形形状ではなく、直流成分に商用電源１１０の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となり、大きく脈動しない。この電圧リプルの周波数は、商用電源１１０が単相の場合は電源電圧の周波数の２倍成分が主成分となり、商用電源１１０が３相の場合は６倍成分が主成分となる。商用電源１１０から入力される電力、及びインバータ３１０から出力される電力が変化しない場合、この電圧リプルの振幅は、コンデンサ２１０の静電容量によって決まる。但し、本開示に係る電力変換装置１では、コンデンサ２１０の高コスト化を抑制するため、静電容量が大きくなるのを回避する。これにより、コンデンサ２１０には、ある程度の電圧リプルが発生する。例えば、コンデンサ２１０の電圧は、電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動する電圧となる。
　電流検出部５０１は、整流部１３０から流出する整流電流Ｉ１を検出し、検出した整流電流Ｉ１の検出値を制御部４００に出力する。電流検出部５０２は、インバータ３１０に流入する電流であるインバータ入力電流Ｉ２を検出し、検出したインバータ入力電流Ｉ２の検出値を制御部４００に出力する。電圧検出部５０３は、コンデンサ２１０の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃを検出し、検出したコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値を制御部４００に出力する。電圧検出部５０３は、コンデンサ２１０の電力状態を検出する検出部として用いることができる。
　インバータ３１０は、平滑部２００、即ちコンデンサ２１０の両端に接続される。インバータ３１０は、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆ、及び還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆを有する。インバータ３１０は、制御部４００の制御によってスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆをオンオフし、整流部１３０及び平滑部２００から出力される電力を所望の振幅及び位相を有する交流電力に変換して、モータ３１４が搭載された機器である圧縮機３１５に出力する。
　電流検出部３１３ａ，３１３ｂは、各々がインバータ３１０からモータ３１４に出力される３相のモータ電流のうち１相の電流値を検出する。電流検出部３１３ａ，３１３ｂの各検出値は、制御部４００に入力される。制御部４００は、電流検出部３１３ａ，３１３ｂによって検出された何れか２相の電流の検出値に基づいて、残りの１相の電流を演算によって求める。
　圧縮機３１５に搭載されるモータ３１４は、インバータ３１０から供給される交流電力の振幅及び位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。圧縮機３１５が空気調和機などで使用される密閉型圧縮機の場合、圧縮機３１５の負荷トルクは、定トルク負荷とみなせる場合が多い。
　なお、図１では、モータ３１４におけるモータ巻線がＹ結線の場合を示しているが、この例に限定されない。モータ３１４のモータ巻線は、Δ結線であってもよいし、Ｙ結線とΔ結線とが切り替え可能な仕様であってもよい。
　また、電力変換装置１において、図１に示す各部の構成及び配置は一例であり、各部の構成及び配置は図１で示される例に限定されない。例えば、リアクトル１２０は、整流部１３０の後段に配置されてもよい。また、電力変換装置１は、昇圧部を備えてもよいし、整流部１３０に昇圧部の機能を持たせるようにしてもよい。以降の説明において、電流検出部５０１，５０２、電圧検出部５０３及び電流検出部３１３ａ，３１３ｂを、単に「検出部」と称することがある。また、電流検出部５０１，５０２で検出された電流値、電圧検出部５０３で検出された電圧値、及び電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出された電流値を、単に「検出値」と称することがある。
　制御部４００は、電流検出部５０１で検出された整流電流Ｉ１の検出値、電流検出部５０２で検出されたインバータ入力電流Ｉ２の検出値、及び電圧検出部５０３で検出されたコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値を取得する。また、制御部４００は、電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出されたモータ電流の検出値を取得する。制御部４００は、各々の検出部によって検出された検出値を用いて、インバータ３１０の動作、具体的には、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。また、制御部４００は、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動を含む交流電力がインバータ３１０から圧縮機３１５に出力されるようにインバータ３１０の動作を制御する。平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動とは、例えば、平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動の周波数などによって変動する脈動である。これにより、制御部４００は、コンデンサ２１０の充放電電流であるコンデンサ電流Ｉ３を抑制する。制御部４００は、モータ３１４の速度、電圧及び電流の何れかが所望の状態になるように制御を行う。なお、制御部４００は、各検出部から取得した全ての検出値を用いなくてもよく、一部の検出値を用いて制御を行うことができる。
　モータ３１４が圧縮機３１５の駆動用に使用され、圧縮機３１５が密閉型圧縮機の場合、モータ３１４に回転子位置を検出する位置センサを取り付けることが構造的にもコスト的にも困難なことが多い。このため、制御部４００は、モータ３１４の制御を位置センサレスで行う。モータ３１４の位置センサレス制御方法については、一次磁束一定制御、及びセンサレスベクトル制御の２種類がある。実施の形態１では、一例として、センサレスベクトル制御をベースに説明する。なお、以降で説明する制御方法については、軽微な変更で一次磁束一定制御に適用することも可能である。
　次に、制御部４００における実施の形態１での特徴的な動作について説明する。まず、整流部１３０から流出する整流電流Ｉ１は、商用電源１１０の電源位相、整流部１３０の前後に設置される素子の特性などの影響を受ける。その結果、整流電流Ｉ１は、電源周波数及び電源周波数の高調波成分（２以上の整数倍の周波数成分）を含む特性を有する。また、コンデンサ２１０において、コンデンサ電流Ｉ３が大きいとコンデンサ２１０の経年劣化が加速する。特に、コンデンサ２１０として電解コンデンサを用いる場合、経年劣化の加速の度合いが大きくなる。そこで、制御部４００は、インバータ入力電流Ｉ２が整流電流Ｉ１と等しくなるようにインバータ３１０を制御して、コンデンサ電流Ｉ３をゼロに近づける制御を行う。これにより、コンデンサ２１０の劣化が抑制される。但し、インバータ入力電流Ｉ２には、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に起因するリプル成分が重畳される。このため、制御部４００は、リプル成分を加味してインバータ３１０を制御する必要がある。制御部４００は、コンデンサ２１０からインバータ３１０へのインバータ入力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が整流電流Ｉ１と一致するようにインバータ３１０を制御し、モータ３１４に出力される電力に脈動を加える。制御部４００は、インバータ入力電流Ｉ２を適切に脈動させることによって、コンデンサ電流Ｉ３を減少させる制御、即ち電源脈動補償制御を行う。
　以上のように、実施の形態１において、制御部４００は、コンデンサ２１０に対して電源脈動補償制御を行う。電源脈動補償制御は、コンデンサ電流Ｉ３に含まれる電源脈動成分を抑制するために行う補償制御である。なお、電源脈動成分は、電源周波数及び電源周波数の高調波成分（２以上の整数倍の周波数成分）に起因してコンデンサ電流Ｉ３に生じ得るコンデンサ電流Ｉ３の脈動成分である。電源脈動補償制御は、コンデンサ２１０の電力状態を把握するための情報である、整流電流Ｉ１、インバータ入力電流Ｉ２、コンデンサ電流Ｉ３及びコンデンサ電圧Ｖｄｃのうちの少なくとも１つの検出値に基づいて実施することができる。
　次に、上述した機能を実現する制御部４００の構成について説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の構成例を示すブロック図である。制御部４００は、回転子位置推定部４０１と、速度制御部４０２と、弱め磁束制御部４０３と、電流制御部４０４と、座標変換部４０５，４０６と、ＰＷＭ信号生成部４０７と、ｑ軸電流脈動演算部４０８と、加算部４０９と、を備える。
　回転子位置推定部４０１は、モータ３１４を駆動するためのｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊及びｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑを用いて、モータ３１４が有する図示しない回転子について、回転子磁極のｄｑ軸での方向である推定位相角θｅｓｔ、及び回転子速度である推定速度ωｅｓｔを推定する。
　速度制御部４０２は、速度指令ω＊と推定速度ωｅｓｔとが一致するようにｑ軸電流指令ｉｑ１ ＊を自動調整する。速度指令ω＊は、電力変換装置１が冷凍サイクル適用機器として空気調和機などに使用される場合、例えば、図示しない温度センサで検出された温度、図示しない操作部であるリモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などに基づくものである。運転モードとは、例えば、暖房、冷房、除湿などである。
　弱め磁束制御部４０３は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊の絶対値が電圧リミット値Ｖｌｉｍ ＊の制限値内に収まるようにｄ軸電流指令ｉｄ ＊を自動調整する。また、実施の形態１において、弱め磁束制御部４０３は、ｑ軸電流脈動演算部４０８で演算されたｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を加味して弱め磁束制御を行う。弱め磁束制御は、大別して、電圧制限楕円の方程式からｄ軸電流指令ｉｄ ＊を計算する方法、及び電圧リミット値Ｖｌｉｍ ＊とｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊との絶対値の偏差がゼロになるようにｄ軸電流指令ｉｄ ＊を計算する方法の２種類があるが、どちらの方法を使用してもよい。
　電流制御部４０４は、ｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑがｄ軸電流指令ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ ＊に追従するようにｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊を自動調整する。
　座標変換部４０５は、推定位相角θｅｓｔに応じて、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊をｄｑ座標から交流量の電圧指令Ｖｕｖｗ ＊に座標変換する。
　座標変換部４０６は、推定位相角θｅｓｔに応じて、モータ３１４に流れる電流Ｉｕｖｗを交流量からｄｑ座標のｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑに座標変換する。前述のように、制御部４００は、モータ３１４に流れる電流Ｉｕｖｗについて、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち、電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出される２相の電流値、及び２相の電流値を用いて残りの１相の電流値を算出することによって取得することができる。
　ＰＷＭ信号生成部４０７は、座標変換部４０５で座標変換された電圧指令Ｖｕｖｗ ＊に基づいてＰＷＭ信号を生成する。制御部４００は、ＰＷＭ信号生成部４０７で生成されたＰＷＭ信号をインバータ３１０のスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆに出力することで、モータ３１４に電圧を印加する。
　ｑ軸電流脈動演算部４０８は、電圧検出部５０３で検出されたコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値、及び推定速度ωｅｓｔに基づいて、ｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を演算する。
　加算部４０９は、速度制御部４０２から出力されたｑ軸電流指令ｉｑ１ ＊と、ｑ軸電流脈動演算部４０８で演算されたｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊とを加算し、その演算値であるｑ軸電流指令ｉｑ ＊を電流制御部４０４へのトルク電流指令として出力する。
　図３は、実施の形態１に係る制御部４００が備えるｑ軸電流脈動演算部４０８の構成例を示す図である。ｑ軸電流脈動演算部４０８は、指令値をゼロとしたフィードバック制御器として構成される。通常、フィードバック制御器は、フィードフォワード制御器と比較して制御応答が低く、高周波の脈動を抑制するには不向きであるが、様々な高周波脈動抑制手段が過去に提案されている。有名な方法としては、フーリエ係数演算及びＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御器を用いた手法がある。ｑ軸電流脈動演算部４０８は、減算部３８３と、フーリエ係数演算部３８４～３８７と、ＰＩＤ制御部３８８～３９１と、交流復元部３９２と、を備える。
　減算部３８３は、ゼロである指令値と、コンデンサ電圧Ｖｄｃとの偏差を計算する。フーリエ級数展開の理論を用いれば、偏差に含まれる特定周波数のｓｉｎ信号成分及びｃｏｓ信号成分の振幅を抽出することが可能である。フーリエ係数演算部３８４～３８７は、電源周波数が１ｆ成分であるとして、偏差に含まれるｓｉｎ２ｆ成分、ｃｏｓ２ｆ成分、ｓｉｎ４ｆ成分、及びｃｏｓ４ｆ成分の振幅をそれぞれ計算する。交流電源電圧の角周波数を“ωｉｎ”で表すとき、フーリエ係数演算部３８４～３８７で乗じられる検波信号は、それぞれｓｉｎ２ωｉｎｔ、ｃｏｓ２ωｉｎｔ、ｓｉｎ４ωｉｎｔ、及びｃｏｓ４ωｉｎｔである。また、この検波信号は、入力信号と検波信号との積の平均値の２倍がそれぞれ偏差に含まれるｓｉｎ２ｆ成分、ｃｏｓ２ｆ成分、ｓｉｎ４ｆ成分、及びｃｏｓ４ｆ成分の振幅である。即ち、フーリエ係数演算部３８４～３８７は、検出値と指令値との偏差に含まれる、商用電源１１０の電源周波数に応じた成分の振幅を演算する。コンデンサ電流Ｉ３が周期波形であれば、フーリエ係数演算部３８４～３８７の出力信号はほぼ一定となる。
　ＰＩＤ制御部３８８～３９１は、これらの偏差の特定の周波数成分がそれぞれゼロになるように比例－積分－微分制御、即ちＰＩＤ制御を実施する。比例ゲイン及び微分ゲインはゼロでも構わないが、偏差をゼロに収束させるためには積分ゲインの値が非ゼロでなければならない。そのため、ＰＩＤ制御部３８８～３９１では、積分動作がメインとなる。通常、積分制御の出力は緩やかに変化するので、ＰＩＤ制御部３８８～３９１の出力も概ね一定と見なすことができる。
　ここで、コンデンサ電圧Ｖｄｃは、コンデンサ電流Ｉ３に蓄積される電荷、即ちコンデンサ電流Ｉ３の積分値をコンデンサ２１０の静電容量で除算したものである。このため、コンデンサ電流Ｉ３とコンデンサ電圧Ｖｄｃとの間には９０度の位相差がある。従って、交流復元部３９２は、９０度の位相差を加味してｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を決定しなければならない。９０度の位相差をθｏｆｆｓｅｔ（＝π／２［ｒａｄ］）とした場合、交流復元部３９２は、以下のように復元演算を実施する。
　まず、フーリエ係数演算部３８４～３８７で乗じられる検波信号は、前述の通り、それぞれｓｉｎ２ωｉｎｔ、ｃｏｓ２ωｉｎｔ、ｓｉｎ４ωｉｎｔ、及びｃｏｓ４ωｉｎｔである。交流復元部３９２は、ＰＩＤ制御部３８８～３９１の出力を交流成分に復元すべく、位相差θｏｆｆｓｅｔの分だけ復元信号をシフトしたｓｉｎ２（ωｉｎｔ＋θｏｆｆｓｅｔ）、ｃｏｓ２（ωｉｎｔ＋θｏｆｆｓｅｔ）、ｓｉｎ４（ωｉｎｔ＋θｏｆｆｓｅｔ）、及びｃｏｓ４（ωｉｎｔ＋θｏｆｆｓｅｔ）と掛け合わせた後に合算して、ｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を決定する。このようにして、交流復元部３９２は、コンデンサ電流Ｉ３を抑制するための脈動分の指令であるｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊を生成する。
　ここでは、センサレスベクトル制御方式を用いる場合について例示したが、多少の変形を加えて速度指令、電圧指令などに脈動を加える形にすれば、一次磁束一定制御にも適用が可能である。また、ここでは、ｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊をコンデンサ電圧Ｖｄｃに基づいて生成する例を示したが、この例に限定されない。ｑ軸電流脈動指令ｉｑｒｉｐ ＊をコンデンサ電流Ｉ３に基づいて生成してもよい。コンデンサ電流Ｉ３は、電流検出部５０１によって検出された整流電流Ｉ１の検出値と、電流検出部５０２によって検出されたインバータ入力電流Ｉ２の検出値とによって演算で求めることができる。また、後述する実施の形態３のように、コンデンサ電圧Ｖｄｃ及びコンデンサ２１０の静電容量に基づいて、演算で求めてもよい。また、後述する実施の形態４のように、コンデンサ電流Ｉ３を直接検出してもよい。
　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１における動作の要点について説明する。実施の形態１では、電源脈動補償制御が想定通りに動作しているか、別言すると電源脈動補償制御機能が正常であるか否かを判定するため、その判定に用いる閾値の設定について、新たな考え方を導入する。なお、本稿では、「電源脈動補償制御」を単に「第１の制御」と呼ぶことがある。
　図４は、実施の形態１における閾値の設定手法の説明に供する図である。図４の左側には、電源脈動補償制御を実施していない場合のコンデンサ電圧Ｖｄｃの時間変化波形が示されている。電源脈動補償制御を実施していない場合とは、電源脈動補償制御機能を働かせていないことを意味する。また、図４の右側には、電源脈動補償制御を実施している場合のコンデンサ電圧Ｖｄｃの時間変化波形が示されている。電源脈動補償制御を実施している場合とは、電源脈動補償制御機能を働かせていることを意味する。なお、電源脈動補償制御機能を働かせないようにするには、図２のｑ軸電流脈動演算部４０８の動作を停止させる、若しくはｑ軸電流脈動演算部４０８の出力を弱め磁束制御部４０３及び加算部４０９に入力させないようにすればよい。
　電源脈動補償制御が想定通りに動作しているか否かを適切に判定するには、閾値の設定が重要となる。特に、電流定格の異なる多種多様な製品が存在する冷凍サイクル適用機器の分野においては、製品又は機種ごとに、当該製品及び機種に特化した閾値を設定するのが好ましい実施態様となる。そこで、実施の形態１では、図４に示すように、第１の閾値である閾値ａは、電源脈動補償制御を実施していないときのコンデンサ電圧Ｖｄｃの最大値である正のピーク値に基づいて決定する。また、第２の閾値である閾値ｂは、電源脈動補償制御を実施していないときのコンデンサ電圧Ｖｄｃの最小値である負のピーク値に基づいて設定する。閾値ａ，ｂは、製品又は機種ごとに個別に設定することが望ましい。設定した閾値ａ，ｂは、後述するメモリ又は処理回路に記憶することができる。
　図４の右側に示すように、電源脈動補償制御を実施しているときには、コンデンサ電圧Ｖｄｃの正及び負のピーク値は、電源脈動補償制御を実施していないときよりも確実に小さくなる。また、電源脈動補償制御機能が有効に作用している場合、コンデンサ電圧Ｖｄｃの正のピーク値は閾値ａよりも小さくなり、コンデンサ電圧Ｖｄｃの負のピーク値は閾値ｂよりも大きくなる。従って、このように設定された閾値ａ，ｂに基づいて、コンデンサ電圧Ｖｄｃの正及び負のピーク値を閾値判定すれば、電源脈動補償制御による補償動作が正常であるか否かを適切に判断することができる。
　次に、実施の形態１に係る制御部４００の動作を、フローチャートを用いて説明する。図５は、実施の形態１に係る制御部４００の動作説明に供するフローチャートである。
　制御部４００は、メモリ又は処理回路から閾値ａ，ｂを読み込む（ステップＳ２１）。制御部４００は、電圧検出部５０３からコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値を取得する（ステップＳ２２）。制御部４００は、取得した検出値に基づいて、コンデンサ電圧Ｖｄｃの正及び負のピーク値を演算する（ステップＳ２３）。制御部４００は、コンデンサ電圧Ｖｄｃの正のピーク値を閾値ａと比較すると共に、コンデンサ電圧Ｖｄｃの負のピーク値を閾値ｂと比較する（ステップＳ２４）。
　コンデンサ電圧Ｖｄｃの正のピーク値が閾値ａよりも小さく、且つコンデンサ電圧Ｖｄｃの負のピーク値が閾値ｂよりも大きい場合(ステップＳ２５，Ｙｅｓ)、制御部４００は、電源脈動補償制御機能は正常であると判定する（ステップＳ２６）。以降、ステップＳ２２に戻り、ステップＳ２２からの処理が繰り返される。
　また、コンデンサ電圧Ｖｄｃの正のピーク値が閾値ａ以上であり、又はコンデンサ電圧Ｖｄｃの負のピーク値が閾値ｂ以下である場合(ステップＳ２５，Ｎｏ)、制御部４００は、電源脈動補償制御機能は正常ではないと判定する（ステップＳ２７）。この場合、制御部４００は、モータ３１４の駆動回転数を低下させる制御を行う（ステップＳ２８）。以降、ステップＳ２２に戻り、ステップＳ２２からの処理が繰り返される。
　上記の処理について補足する。ステップＳ２８において、モータ３１４の駆動回転数を低下させる制御を行った場合、ステップＳ２５，Ｓ２６の処理において、電源脈動補償制御機能が正常であると判定されることもある。この場合、モータ３１４の駆動回転数を指令回転数に戻して、再度、図５の処理を実施する。その上で、電源脈動補償制御機能が正常ではないと判定された場合、電力変換装置１の動作を停止して、モータ３１４の駆動を中止するようにする。なお、本稿では、モータ３１４の駆動回転数を低下させる制御、又はモータ３１４の駆動を停止する制御を「第２の制御」と呼ぶことがある。
　また、ステップＳ２５では、コンデンサ電圧Ｖｄｃの正のピーク値と閾値ａとが等しく、又はコンデンサ電圧Ｖｄｃの負のピーク値と閾値ｂとが等しい場合を“Ｎｏ”と判定しているが、“Ｙｅｓ”と判定してもよい。即ち、コンデンサ電圧Ｖｄｃの正のピーク値が閾値ａよりも大きく、又はコンデンサ電圧Ｖｄｃの負のピーク値が閾値ｂよりも小さい場合に、電源脈動補償制御機能は正常ではないと判定してもよい。
　次に、実施の形態１に係る制御部４００の機能を実現するためのハードウェア構成について、図６及び図７の図面を参照して説明する。図６は、実施の形態１に係る制御部４００の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図７は、実施の形態１に係る制御部４００の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　制御部４００の機能の一部又は全部を実現するには、図６に示すように、演算を行うプロセッサ４２０、プロセッサ４２０によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ４２２、及び信号の入出力を行うインタフェース４２４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ４２０は、演算手段の例示である。プロセッサ４２０は、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と称される演算手段であってもよい。また、メモリ４２２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
　メモリ４２２には、制御部４００の機能を実行するプログラム、及び上述した閾値ａ，ｂの設定値が格納されている。プロセッサ４２０は、インタフェース４２４を介して必要な情報を授受し、メモリ４２２に格納されたプログラムをプロセッサ４２０が実行し、メモリ４２２に格納された閾値ａ，ｂを含むデータをプロセッサ４２０が参照することにより、上述した処理を実行することができる。プロセッサ４２０による演算結果は、メモリ４２２に記憶することができる。
　また、図６に示すプロセッサ４２０及びメモリ４２２は、図７のように処理回路４２３に置き換えてもよい。処理回路４２３は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路４２３に入力する情報、及び処理回路４２３から出力する情報は、インタフェース４２４を介して入手することができる。
　なお、制御部４００における一部の処理を処理回路４２３で実施し、処理回路４２３で実施しない処理をプロセッサ４２０及びメモリ４２２で実施してもよい。
　以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、制御部は、インバータを制御してコンデンサの充放電電流であるコンデンサ電流の脈動を抑制する第１の制御を実施する。また、制御部は、第１の制御による補償動作が正常であるか否かを判定し、補償動作が正常ではないと判定した場合、モータの駆動回転数を低下させる、又はモータの駆動を停止する第２の制御を実施する。これにより、電源脈動補償制御である第１の制御が想定通りに動作していない場合において、適切な対応が可能となる。また、実施の形態１による判定処理によれば、電源脈動補償制御機能が有効に作用しているか否かを判定できるので、電力変換装置における故障部位の特定が容易になる。また、電源脈動補償制御機能のみの故障であれば、機能を制限した運転が可能となるので、ユーザ及びメンテナンスの作業者にとって有用な情報となる。
　なお、電源脈動補償制御である第１の制御による補償動作が正常であるか否かを判定するための第１及び第２の閾値は、それぞれ第１の制御が実施されないときのコンデンサ電圧の最大値及び最小値に基づいて設定することができる。このように設定された第１及び第２の閾値を用いれば、電源脈動補償制御機能が有効に作用しているか否かを適切に判定することが可能となる。また、このような設定手法は、電流定格の異なる多種多様な製品が存在する冷凍サイクル適用機器の分野において有用である。
実施の形態２．
　実施の形態２では、実施の形態１とは異なる閾値の設定手法について説明する。なお、実施の形態２の動作は、図１に示す電力変換装置１及び図２に示す制御部４００と同一又は同等の構成部で実施することができる。
　図８は、実施の形態２における閾値の設定手法の説明に供する図である。図８の左側には、電源脈動補償制御を実施していない場合のコンデンサ電圧Ｖｄｃの時間変化波形が示されている。また、図８の右側には、電源脈動補償制御を実施している場合のコンデンサ電圧Ｖｄｃの時間変化波形が示されている。
　実施の形態２では、図８に示すように、第３の閾値である閾値ｃは、電源脈動補償制御を実施していないときのコンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動幅に基づいて決定する。ここで言う脈動幅は、コンデンサ電圧Ｖｄｃの瞬時値と、コンデンサ電圧Ｖｄｃの平均値との差分の絶対値である。閾値ｃは、製品又は機種ごとに個別に設定することが望ましい。設定した閾値ｃは、メモリ４２２又は処理回路４２３に記憶することができる。
　図８の右側に示すように、電源脈動補償制御を実施しているときのコンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動幅は、電源脈動補償制御を実施していないときのコンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動幅よりも確実に小さくなる。従って、電源脈動補償制御を実施していないときのコンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動幅に基づいて設定された閾値ｃに基づいて、電源脈動補償制御を実施しているときのコンデンサ電圧Ｖｄｃの瞬時値を閾値判定すれば、電源脈動補償制御による補償動作が正常であるか否かを適切に判断することができる。
　図９は、実施の形態２に係る制御部４００の動作説明に供するフローチャートである。制御部４００は、メモリ４２２又は処理回路４２３から閾値ｃを読み込む（ステップＳ３１）。制御部４００は、電圧検出部５０３からコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値を取得する（ステップＳ３２）。制御部４００は、取得した検出値に基づいて、コンデンサ電圧Ｖｄｃのピーク値及び平均値を演算する（ステップＳ３３）。制御部４００は、コンデンサ電圧Ｖｄｃのピーク値と平均値とから脈動幅を演算する（ステップＳ３４）。制御部４００は、ステップＳ３４で演算した脈動幅を閾値ｃと比較する（ステップＳ３５）。
　ステップＳ３４で演算した脈動幅が閾値ｃよりも小さい場合(ステップＳ３６，Ｙｅｓ)、制御部４００は、電源脈動補償制御機能は正常であると判定する（ステップＳ３７）。以降、ステップＳ３２に戻り、ステップＳ３２からの処理が繰り返される。
　また、ステップＳ３４で演算した脈動幅が閾値ｃ以上である場合(ステップＳ３６，Ｎｏ)、制御部４００は、電源脈動補償制御機能は正常ではないと判定する（ステップＳ３８）。この場合、制御部４００は、モータ３１４の駆動回転数を低下させる制御を行う（ステップＳ３９）。以降、ステップＳ３２に戻り、ステップＳ３２からの処理が繰り返される。
　上記の処理について補足する。ステップＳ３９において、モータ３１４の駆動回転数を低下させる制御を行った場合、ステップＳ３６，Ｓ３７の処理において、電源脈動補償制御機能が正常であると判定されることもある。この場合、モータ３１４の駆動回転数を指令回転数に戻して、再度、図９の処理を実施する。その上で、電源脈動補償制御機能が正常ではないと判定された場合、電力変換装置１の動作を停止して、モータ３１４の駆動を中止するようにする。
　また、ステップＳ３６では、脈動幅と閾値ｃとが等しい場合を“Ｎｏ”と判定しているが、“Ｙｅｓ”と判定してもよい。即ち、脈動幅が閾値ｃよりも大きい場合に、電源脈動補償制御機能は正常ではないと判定してもよい。
　なお、上記の処理において、脈動幅は、コンデンサ電圧Ｖｄｃの瞬時値とコンデンサ電圧Ｖｄｃの平均値との差分の絶対値として算出しているが、この例に限定されない。脈動幅は、下記（１）式に示すように、コンデンサ電圧の瞬時値とコンデンサ電圧の平均値との差分の２乗を任意の時間で平均化した実効値演算によって求めてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　脈動幅の定義が「コンデンサ電圧Ｖｄｃの瞬時値とコンデンサ電圧Ｖｄｃの平均値との差分の絶対値」である場合、例えばノイズによって瞬時値が一度でも大きくなると、脈動幅が大きくなるという懸念がある。一方、上記（１）式のように、任意の時間で積分して平均化する実効値演算とすれば、瞬時値が大きい状況が継続した場合に演算値が大きくなるので、偶発的なノイズの影響を抑えることができる。このため、上記（１）式を用いて脈動幅を演算すれば、より精度のよい閾値とすることができるので、電源脈動補償制御機能が正常であるか否かの判定精度を向上させることが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態２による判定処理によれば、電源脈動補償制御である第１の制御による補償動作が正常であるか否かを判定するための第３の閾値は、第１の制御が実施されないときのコンデンサ電圧の瞬時値と、第１の制御が実施されないときのコンデンサ電圧の平均値との差分の絶対値に基づいて定めることができる。このように設定された第３の閾値を用いれば、電源脈動補償制御機能が有効に作用しているか否かを適切に判定することが可能となる。また、このような設定手法は、電流定格の異なる多種多様な製品が存在する冷凍サイクル適用機器の分野において有用である。
　なお、第３の閾値は、コンデンサ電圧の瞬時値とコンデンサ電圧の平均値との差分の２乗を任意の時間で平均化した実効値に基づいて設定してもよい。このような実効値演算に基づいて設定した第３の閾値を用いれば、電源脈動補償制御機能が正常であるか否かの判定精度を向上させることができる。
実施の形態３．
　実施の形態３では、実施の形態１，２とは異なる閾値を用いた判定手法について説明する。なお、実施の形態３の動作は、図１に示す電力変換装置１及び図２に示す制御部４００と同一又は同等の構成部で実施することができる。
　図１０は、実施の形態３に係る制御部４００の動作説明に供するフローチャートである。制御部４００は、メモリ４２２又は処理回路４２３から第４の閾値である閾値ｄを読み込む（ステップＳ４１）。閾値ｄは、電源脈動補償制御が実施されないときのコンデンサ電流Ｉ３に基づいて設定される閾値である。
　制御部４００は、電圧検出部５０３からコンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値を取得する（ステップＳ４２）。制御部４００は、取得した検出値及びコンデンサ２１０の静電容量Ｃに基づいて、コンデンサ電流Ｉ３を演算する（ステップＳ４３）。具体的に、コンデンサ電流Ｉ３は、コンデンサ電圧Ｖｄｃと、コンデンサ２１０の静電容量Ｃとに基づいて、以下の（２）式によって演算で求めることができる。
　Ｉ３＝Ｃ・（ｄＶｄｃ／ｄｔ）　…（２）
　制御部４００は、ステップＳ４３で演算したコンデンサ電流Ｉ３を閾値ｄと比較する（ステップＳ４４）。ステップＳ４３で演算したコンデンサ電流Ｉ３が閾値ｄよりも小さい場合(ステップＳ４５，Ｙｅｓ)、制御部４００は、電源脈動補償制御機能は正常であると判定する（ステップＳ４６）。以降、ステップＳ４２に戻り、ステップＳ４２からの処理が繰り返される。
　また、ステップＳ４３で演算したコンデンサ電流Ｉ３が閾値ｄ以上である場合(ステップＳ４５，Ｎｏ)、制御部４００は、電源脈動補償制御機能は正常ではないと判定する（ステップＳ４７）。この場合、制御部４００は、モータ３１４の駆動回転数を低下させる制御を行う（ステップＳ４８）。以降、ステップＳ４２に戻り、ステップＳ４２からの処理が繰り返される。
　上記の処理について補足する。ステップＳ４８において、モータ３１４の駆動回転数を低下させる制御を行った場合、ステップＳ４５，Ｓ４６の処理において、電源脈動補償制御機能が正常であると判定されることもある。この場合、モータ３１４の駆動回転数を指令回転数に戻して、再度、図１０の処理を実施する。その上で、電源脈動補償制御機能が正常ではないと判定された場合、電力変換装置１の動作を停止して、モータ３１４の駆動を中止するようにする。
　また、ステップＳ４５では、コンデンサ電流Ｉ３と閾値ｄとが等しい場合を“Ｎｏ”と判定しているが、“Ｙｅｓ”と判定してもよい。即ち、コンデンサ電流Ｉ３が閾値ｄよりも大きい場合に、電源脈動補償制御機能は正常ではないと判定してもよい。
　以上説明したように、実施の形態３による判定処理によれば、電源脈動補償制御である第１の制御による補償動作が正常であるか否かを判定するための第４の閾値は、第１の制御が実施されないときのコンデンサ電圧の瞬時値と、第１の制御が実施されないときのコンデンサ電流に基づいて設定することができる。また、このコンデンサ電流は、コンデンサ電圧の検出値及びコンデンサの静電容量に基づいて演算で求めることができる。このように設定された第４の閾値を用いれば、電源脈動補償制御機能が有効に作用しているか否かを適切に判定することが可能となる。また、このような設定手法は、電流定格の異なる多種多様な製品が存在する冷凍サイクル適用機器の分野において有用である。
実施の形態４．
　実施の形態４では、実施の形態１～３とは異なる判定手法について説明する。図１１は、実施の形態４に係る電力変換装置１Ａの構成例を示す図である。図１１に示す電力変換装置１Ａでは、コンデンサ電流Ｉ３を検出する電流検出部５０４が追加されている。電力変換装置１Ａと、圧縮機３１５が備えるモータ３１４とによって、モータ駆動装置２Ａが構成される。その他の構成は、図１に示す電力変換装置１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示すと共に、重複する説明は割愛する。なお、本稿では、電流検出部５０４を単に「検出部」と呼ぶことがある。
　図１２は、実施の形態４に係る制御部４００の動作説明に供するフローチャートである。制御部４００は、メモリ４２２又は処理回路４２３から第４の閾値である閾値ｄを読み込む（ステップＳ５１）。閾値ｄは、実施の形態３と同様に、電源脈動補償制御が実施されないときのコンデンサ電流Ｉ３に基づいて設定される閾値である。
　制御部４００は、電流検出部５０４からコンデンサ電流Ｉ３の検出値を取得する（ステップＳ５２）。制御部４００は、ステップＳ５２で取得したコンデンサ電流Ｉ３の検出値を閾値ｄと比較する（ステップＳ５３）。コンデンサ電流Ｉ３が閾値ｄよりも小さい場合(ステップＳ５４，Ｙｅｓ)、制御部４００は、電源脈動補償制御機能は正常であると判定する（ステップＳ５５）。以降、ステップＳ５２に戻り、ステップＳ５２からの処理が繰り返される。
　また、ステップＳ５２で取得したコンデンサ電流Ｉ３の検出値が閾値ｄ以上である場合(ステップＳ５４，Ｎｏ)、制御部４００は、電源脈動補償制御機能は正常ではないと判定する（ステップＳ５６）。この場合、制御部４００は、モータ３１４の駆動回転数を低下させる制御を行う（ステップＳ５７）。以降、ステップＳ５２に戻り、ステップＳ５２からの処理が繰り返される。
　上記の処理について補足する。ステップＳ５７において、モータ３１４の駆動回転数を低下させる制御を行った場合、ステップＳ５４，Ｓ５５の処理において、電源脈動補償制御機能が正常であると判定されることもある。この場合、モータ３１４の駆動回転数を指令回転数に戻して、再度、図１２の処理を実施する。その上で、電源脈動補償制御機能が正常ではないと判定された場合、電力変換装置１Ａの動作を停止して、モータ３１４の駆動を中止するようにする。
　また、ステップＳ５４では、コンデンサ電流Ｉ３の検出値と閾値ｄとが等しい場合を“Ｎｏ”と判定しているが、“Ｙｅｓ”と判定してもよい。即ち、コンデンサ電流Ｉ３の検出値が閾値ｄよりも大きい場合に、電源脈動補償制御機能は正常ではないと判定してもよい。
　以上説明したように、実施の形態４による判定処理によれば、電源脈動補償制御である第１の制御による補償動作が正常であるか否かを判定するための第４の閾値は、第１の制御が実施されないときのコンデンサ電流の検出値に基づいて設定することができる。このように設定された第４の閾値を用いれば、電源脈動補償制御機能が有効に作用しているか否かを適切に判定することが可能となる。また、このような設定手法は、電流定格の異なる多種多様な製品が存在する冷凍サイクル適用機器の分野において有用である。
実施の形態５．
　図１３は、実施の形態５に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態５に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１～３で説明した電力変換装置１を備える。実施の形態１に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１３において、実施の形態１～３と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１～３と同一の符号を付している。
　冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ３１４を内蔵した圧縮機３１５と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
　圧縮機３１５の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ３１４とが設けられている。
　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ３１４によって駆動される。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　なお、実施の形態５に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１～３で説明した電力変換装置１を備えるものとして説明したが、これに限定されない。図１１に示す電力変換装置１Ａを備えていてもよい。また、実施の形態１～４の制御手法を適用できるものであれば、電力変換装置１，１Ａ以外の電力変換装置でもよい。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１Ａ　電力変換装置、２，２Ａ　モータ駆動装置、１１０　商用電源、１２０　リアクトル、１３０　整流部、１３１～１３４　整流素子、２００　平滑部、２１０　コンデンサ、３１０　インバータ、３１１ａ～３１１ｆ　スイッチング素子、３１２ａ～３１２ｆ　還流ダイオード、３１３ａ，３１３ｂ，５０１，５０２，５０４　電流検出部、３１４　モータ、３１５　圧縮機、３８３　減算部、３８４～３８７　フーリエ係数演算部、３８８～３９１　ＰＩＤ制御部、３９２　交流復元部、４００　制御部、４０１　回転子位置推定部、４０２　速度制御部、４０３　弱め磁束制御部、４０４　電流制御部、４０５，４０６　座標変換部、４０７　ＰＷＭ信号生成部、４０８　ｑ軸電流脈動演算部、４０９　加算部、４２０　プロセッサ、４２２　メモリ、４２３　処理回路、４２４　インタフェース、５０３　電圧検出部、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管。

Claims (8)

  1. 　交流電源から印加される電源電圧を整流する整流部と、
    　前記整流部の出力端に接続されるコンデンサと、
    　前記コンデンサの両端に接続され、前記コンデンサから出力される直流電力を交流電力に変換して、モータが搭載された機器に出力するインバータと、
    　前記インバータを制御して前記コンデンサの充放電電流であるコンデンサ電流の脈動を抑制する第１の制御を実施する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記第１の制御による補償動作が正常であるか否かを判定し、
    　前記補償動作が正常ではないと判定した場合、前記モータの駆動回転数を低下させる、又は前記モータの駆動を停止する第２の制御を実施する
    　電力変換装置。
  2. 　前記コンデンサの電圧であるコンデンサ電圧を検出する電圧検出部を備え、
    　前記制御部は、前記コンデンサ電圧の検出値に基づいて前記コンデンサ電圧の正及び負のピーク値を演算すると共に、
    　前記正のピーク値が第１の閾値よりも大きく、又は、前記負のピーク値が第２の閾値よりも小さい場合、前記第１の制御による補償動作は正常ではないと判断し、
    　前記第１の閾値は、前記第１の制御が実施されないときの前記コンデンサ電圧の最大値に基づいて設定され、前記第２の閾値は、前記第１の制御が実施されないときの前記コンデンサ電圧の最小値に基づいて設定される
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記コンデンサの電圧であるコンデンサ電圧を検出する電圧検出部を備え、
    　前記制御部は、前記コンデンサ電圧の検出値に基づいて前記コンデンサ電圧の平均値を演算すると共に、
    　前記コンデンサ電圧の瞬時値と前記平均値との差分の絶対値である脈動幅が第３の閾値よりも大きい場合、前記第１の制御による補償動作は正常ではないと判断し、
    　前記第３の閾値は、前記第１の制御が実施されないときの前記コンデンサ電圧の瞬時値と、前記第１の制御が実施されないときの前記コンデンサ電圧の平均値との差分の絶対値に基づいて設定される
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記脈動幅は、前記コンデンサ電圧の瞬時値と前記コンデンサ電圧の平均値との差分の２乗を任意の時間で平均化した実効値演算によって求められる
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記コンデンサの電圧であるコンデンサ電圧を検出する電圧検出部を備え、
    　前記制御部は、前記コンデンサ電圧の検出値及び前記コンデンサの静電容量に基づいて前記コンデンサ電流を演算で求めると共に、
    　前記コンデンサ電流が第４の閾値よりも大きい場合、前記第１の制御による補償動作は正常ではないと判断し、
    　前記第４の閾値は、前記第１の制御が実施されないときの前記コンデンサ電流の演算値に基づいて設定される
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　前記コンデンサ電流を検出する電流検出部を備え、
    　前記コンデンサ電流の検出値が第４の閾値よりも大きい場合、前記第１の制御による補償動作は正常ではないと判断し、
    　前記第４の閾値は、前記第１の制御が実施されないときの前記コンデンサ電流の検出値に基づいて設定される
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 　請求項１から６の何れか１項に記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  8. 　請求項１から６の何れか１項に記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
PCT/JP2021/044279 2021-12-02 2021-12-02 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 WO2023100321A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2023564368A JPWO2023100321A1 (ja) 2021-12-02 2021-12-02
PCT/JP2021/044279 WO2023100321A1 (ja) 2021-12-02 2021-12-02 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2021/044279 WO2023100321A1 (ja) 2021-12-02 2021-12-02 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2023100321A1 true WO2023100321A1 (ja) 2023-06-08

Family

ID=86611700

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/044279 WO2023100321A1 (ja) 2021-12-02 2021-12-02 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JPWO2023100321A1 (ja)
WO (1) WO2023100321A1 (ja)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11178388A (ja) * 1997-12-09 1999-07-02 Fujitsu General Ltd ブラシレスモータの制御方法
JP2003250300A (ja) * 1997-10-31 2003-09-05 Hitachi Ltd 電気車の駆動装置及び電気車駆動用インバータの制御方法
JP2015061336A (ja) * 2013-09-17 2015-03-30 富士電機株式会社 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP2016021785A (ja) * 2014-07-11 2016-02-04 シャープ株式会社 モータ制御装置及び冷凍・空調装置
JP2017153236A (ja) * 2016-02-24 2017-08-31 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換器
JP2021118672A (ja) * 2020-01-24 2021-08-10 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電動機駆動装置、調整装置、および電気洗濯機

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003250300A (ja) * 1997-10-31 2003-09-05 Hitachi Ltd 電気車の駆動装置及び電気車駆動用インバータの制御方法
JPH11178388A (ja) * 1997-12-09 1999-07-02 Fujitsu General Ltd ブラシレスモータの制御方法
JP2015061336A (ja) * 2013-09-17 2015-03-30 富士電機株式会社 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP2016021785A (ja) * 2014-07-11 2016-02-04 シャープ株式会社 モータ制御装置及び冷凍・空調装置
JP2017153236A (ja) * 2016-02-24 2017-08-31 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換器
JP2021118672A (ja) * 2020-01-24 2021-08-10 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電動機駆動装置、調整装置、および電気洗濯機

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2023100321A1 (ja) 2023-06-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5047021B2 (ja) 電動機駆動装置および空気調和機
WO2023100321A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
KR20140108956A (ko) 전력변환장치 및 이를 포함하는 공기조화기
WO2023105676A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
WO2023084600A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
WO2023073870A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
WO2023105570A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP7325671B2 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
JP7330401B2 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
JP7466794B2 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
WO2024075210A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
WO2022149210A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
WO2023157045A1 (ja) 電力変換装置および空気調和機
WO2023105761A1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
KR20100106823A (ko) 공기조화기의 전동기 구동장치
WO2022172417A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
WO2023100359A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
US20240014759A1 (en) Control device, power conversion apparatus, motor drive unit, and applied refrigeration cycle apparatus
WO2023067810A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
WO2024075163A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
WO2023067774A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
WO2023162106A1 (ja) モータ駆動装置及び冷凍サイクル装置
WO2023105689A1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
WO2023067723A1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
WO2022172418A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21966404

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2023564368

Country of ref document: JP