JP2015061336A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】軽負荷時に電流引き込み制御を行う場合の脱調の誤検出を防止し、また、低速時にも脱調を正確に検出する。【解決手段】永久磁石形同期電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、電流に対し平行方向の電圧である有効電圧を演算する有効電圧演算器と、有効電圧のリプル成分の振幅を演算するためのハイパスフィルタ１０１，絶対値演算器１０２及びローパスフィルタ１０３と、その出力である有効電圧のリプル成分の振幅が所定の閾値を超えたときに脱調の発生を検出するコンパレータ１０４及びオンディレイ回路１０５と、を備える。または、上記ハイパスフィルタ１０１，絶対値演算器１０２，ローパスフィルタ１０３及びオンディレイ回路１０５と、有効磁束のリプル成分の振幅を演算するためのローパスフィルタ及び磁束演算器、並びにコンパレータを備える。【選択図】図３

Description

本発明は、永久磁石形同期電動機の脱調検出機能を備えた制御装置に関するものである。

永久磁石形同期電動機の制御装置の低価格化を図るため、回転子の磁極位置を検出するための磁極位置検出器を使用しないで運転する、いわゆるセンサレス制御が実用化されている。センサレス制御は、電動機の端子電圧や電流の情報から回転子の磁極位置及び速度を演算し、これらに基づいて電流制御を行うことでトルク制御や速度制御を実現するものである。
このセンサレス制御については、例えば、非特許文献１に記載されている。

しかしながら、センサレス制御は、永久磁石形同期電動機の低速運転時に、電機子抵抗による電圧降下や指令値に対する出力電圧誤差等の影響によって動作が不安定になり易い。このため、特許文献１に開示されているように、低速域においては、電流の振幅を零でない一定値として電流の角周波数を指令値に制御することで、電動機の回転子を電流に引き込んで運転する技術が適用されることがある。この種の運転方式を、以下では「電流引き込み制御」と呼ぶ。
ところで、電流引き込み制御は、負荷がある値を超えると回転子を電流に引き込むことができなくなり、運転不能になる。この現象を脱調と呼ぶ。脱調が発生した場合には、脱調を速やかに検出して永久磁石形同期電動機を停止させる必要がある。

このような背景から、永久磁石形同期電動機の脱調を検出する技術が各種、開発されている。
例えば、特許文献２には、電動機の端子電圧、電流、電機子抵抗、及び、電力変換器の出力周波数からトルクを演算し、トルク演算値／電流が所定の閾値よりも小さくなったときに脱調を検出する技術が記載されている。

特開２００１−１９００９３号公報（段落［０００２］〜［０００７］、図７等） 特開２００４-１８０４５９号公報（段落［００２０］〜［００２６］、図１等）

田中康司，三木一郎，「拡張誘起電圧を用いた埋込磁石同期電動機の位置センサレス制御」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１２５，Ｎｏ．９，ｐ．８３３−ｐ．８３８，２００５年

前述したように、特許文献２では、トルク演算値／電流が所定の閾値よりも小さくなったときに脱調を検出している。
一方、電流引き込み制御では、負荷の大きさによらず電流を一定に制御するので、軽負荷の場合にトルク演算値／電流が小さくなる。このため、電流引き込み制御によって電動機を運転しているときに、例えば特許文献２に記載された脱調検出技術を適用すると、軽負荷時に脱調を誤検出してしまう恐れがある。

そこで、本発明の解決課題は、電流引き込み制御を行う場合でも脱調を正確に検出可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る永久磁石形同期電動機の制御装置は、永久磁石形同期電動機を電力変換器により制御するための制御装置において、
前記永久磁石形同期電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
前記電流に対し平行方向の電圧である有効電圧を演算する第１の手段と、
前記第１の手段により演算した有効電圧のリプル成分の振幅を演算する第２の手段と、
前記第２の手段により演算したリプル成分の振幅が所定の閾値を超えたときに脱調の発生を検出する第３の手段と、を備えたものである。
これにより、電流引き込み制御を行う場合にも脱調を確実に検出することができる。

請求項２に係る永久磁石形同期電動機の制御装置は、永久磁石形同期電動機を電力変換器により制御するための制御装置において、
前記永久磁石形同期電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
前記電流に対し平行方向の電圧である有効電圧を演算する第１の手段と、
前記第１の手段により演算した有効電圧のリプル成分の振幅を演算する第２の手段と、
前記第２の手段により演算したリプル成分の振幅と角周波数指令値とを少なくとも用いて、有効磁束のリプル成分の振幅を演算する第４の手段と、
前記第４の手段により演算した有効磁束のリプル成分の振幅が所定の閾値を超えたときに脱調の発生を検出する第５の手段と、を備えたものである。
これにより、電動機の低速運転時においても脱調を正確に検出することができる。

請求項３に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置は、請求項２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記第４の手段は、前記第２の手段により演算したリプル成分の振幅と、角周波数指令値と、有効磁束演算のための最低角周波数と、を用いて、有効磁束のリプル成分の振幅を演算するものである。

請求項４に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置は、請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記第２の手段は、前記第１の手段により演算した有効電圧のリプル成分を抽出するハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタの出力の絶対値を演算する絶対値演算手段と、 前記絶対値演算手段により演算した絶対値から有効電圧のリプル成分の振幅を抽出するローパスフィルタと、を有するものである。
これにより、有効電圧のリプル成分の振幅を比較的簡単な演算によって求めることができる。

本発明によれば、特許文献２のようにトルク演算値に基づいて脱調を検出する方法によらないため、軽負荷時に電流引き込み制御を行う場合に脱調を誤検出するおそれがない。
また、角周波数と比例関係にない有効磁束のリプル成分の振幅を用いることにより、電動機の低速運転時においても脱調を正確に検出することができる。

本発明の実施形態の全体構成を示すブロック図である。 ｄ−ｑ座標系及びγ−δ座標系を示すベクトル図である。 本発明の実施形態における脱調検出器の第１実施例を示すブロック図である。 本発明の実施形態における脱調検出器の第２実施例を示すブロック図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態の全体構成を示すブロック図であり、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機を電流引き込み制御によって運転する場合のものである。

ここで、永久磁石同期電動機は、回転子のＮ極方向に沿ったｄ軸とこのｄ軸から９０度進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ座標系を用いて電流を制御することにより、高精度なトルク制御を実現可能である。しかしながら、磁極位置検出器を持たない場合にはｄ軸、ｑ軸を直接検出できないので、ｄ−ｑ座標系に対応して角周波数ω_１で回転する直交座標系（γ−δ座標系）を制御装置が推定して制御演算を行っている。
図２は、γ−δ座標系及びｄ−ｑ座標系を示すベクトル図であり、θ_ｅｒｒはｄ−ｑ座標系とγ−δ座標系との角度誤差（位置演算誤差）、ω_１は前述したようにγ−δ座標系の回転角周波数、ω_ｒは回転子の回転角周波数である。

以下では、図１の構成と共に電流引き込み制御の実現方法について説明する。
図１の主回路部において、三相交流電源５０の交流電圧は整流回路６０により直流電圧に変換され、インバータ等からなる電力変換器７０に供給される。この電力変換器７０から出力される三相交流電圧は永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）８０の固定子（電機子）巻線に供給されている。

電力変換器７０の半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御装置は、以下のように構成されている。
すなわち、角周波数指令値ω^＊が角周波数ω_１として電気角演算器１２に入力され、電気角演算器１２は角周波数ω_１を積分して電気角θ_１を演算する。この電気角θ_１は電流座標変換器１４及び電圧座標変換器１５に入力されている。

一方、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出された電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗは、電流座標変換器１４に入力される。電流座標変換器１４では、電気角θ_１を用いて、電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗ（及びｉ_ｕ，ｉ_ｗから算出したｉ_ｖ）をγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。
また、正の一定値に制御されたγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γとの偏差が減算器１９ａにより演算されると共に、零に制御されたδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δとの偏差が減算器１９ｂにより演算される。

減算器１９ａから出力された偏差はγ軸電流調節器２０ａに入力され、γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊が算出される。また、減算器１９ｂから出力された偏差はδ軸電流調節器２０ｂに入力され、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊が算出される。
これらのγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊は電圧座標変換器１５に入力され、前記電気角θ_１を用いて、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に座標変換される。
ＰＷＭ回路１３は、電力変換器７０の出力電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するためのゲート信号を生成し、電力変換器７０の半導体スイッチング素子をオンオフ制御するものである。

上述した制御により、永久磁石形同期電動機８０の電流の振幅を一定とし、電流の角周波数を指令値に制御することができ、電流引き込み制御によって電動機８０を運転することができる。

次に、この制御装置における脱調検出の概要について説明する。
図１において、３０は請求項における第１の手段としての有効電圧演算器であり、この有効電圧演算器３０は、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ＊，ｉ_δ ^＊、及び、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊から、電流に対して平行方向の電圧である有効電圧ｖ_ｐを数式１により演算する。

ここで、有効電圧ｖ_ｐの演算には、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊の代わりにγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δを用いても良く、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊の代わりにγ，δ軸電圧検出値を用いても良い。
脱調検出器３１は、上記の有効電圧ｖ_ｐを用いて脱調を検出し（以下の第１実施例）、あるいは、有効電圧ｖ_ｐ及び角周波数指令値ω^＊を用いて脱調を検出する（以下の第２実施例）ものであり、脱調を検出した場合には脱調検出フラグを “Ｈｉｇｈ”レベルとして出力する。そして、この脱調検出フラグに基づいて、周知のように電力変換器７０の運転停止や警報出力等の保護動作を行う。

以下、脱調検出器３１の第１実施例（符号を３１Ａとする）及び第２実施例（符号を３１Ｂとする）を図３，図４に基づいて説明する。
（第１実施例）
図３は、第１実施例に係る脱調検出器３１Ａの構成を示すブロック図である。この脱調検出器３１Ａでは、有効電圧ｖ_ｐのリプルを利用して脱調を検出する。
前述したように、電流引き込み制御では、γ軸電流ｉ_γを正の一定値、δ軸電流ｉ_δを零に制御する。このため、電動機８０が脱調して回転子が停止しているときの有効電圧ｖ_ｐは、数式２によって表すことができる。

数式２より、脱調時には有効電圧ｖ_ｐに角周波数２ω_１のリプルが発生するので、このリプル成分の大きさに基づいて脱調を検出することができる。

すなわち、図３において、ハイパスフィルタ１０１により有効電圧ｖ_ｐからリプル成分ｖ_ｐｈを抽出する。絶対値演算器１０２は、有効電圧のリプル成分ｖ_ｐｈの絶対値｜ｖ_ｐｈ｜を演算し、この絶対値｜ｖ_ｐｈ｜から、ローパスフィルタ１０３によってリプル成分ｖ_ｐｈの振幅｜ｖ_ｐｈ｜_ｆを抽出する。
コンパレータ１０４は、振幅｜ｖ_ｐｈ｜_ｆが所定の閾値｜ｖ_ｐｈ｜_ｔｈよりも大きくなったら脱調発生と判断し、その出力を“Ｈｉｇｈ”レベルに制御する。なお、電動機８０の加減速時や負荷変動時などの過渡現象時に脱調を誤検出しないようにするため、コンパレータ１０４の出力側にオンディレイ回路１０５を設け、このオンディレイ回路１０５の出力を脱調検出フラグとする。

なお、上記構成において、ハイパスフィルタ１０１，絶対値演算器１０２及びローパスフィルタ１０３は請求項における第２の手段を構成し、コンパレータ１０４は第３の手段を構成している。
この第１実施例によれば、有効電圧ｖ_ｐのリプル成分ｖ_ｐｈの振幅｜ｖ_ｐｈ｜_ｆに着目して脱調を検出することができる。

（第２実施例）
図４は、第２実施例に係る脱調検出器３１Ｂの構成を示すブロック図である。この脱調検出器３１Ｂでは、有効電圧ｖ_ｐのリプル成分の他に角周波数ω_１の情報も用いて脱調を検出する。
前述した数式２の右辺第２項より、脱調時の有効電圧ｖ_ｐのリプル成分ｖ_ｐｈの振幅｜ｖ_ｐｈ｜_ｆは、角周波数ω_１に比例する。このため、第１実施例では、角周波数ω_１が小さいとき、言い換えれば電動機８０の低速運転時に脱調を検出できないおそれがある。
そこで、この第２実施例では、角周波数に依存しない（角周波数と比例関係にない）有効磁束のリプル成分の振幅｜Ψ_ｐｈ｜_ｆを用いて脱調を検出することとした。

図４において、ハイパスフィルタ１０１，絶対値演算器１０２及びローパスフィルタ１０３を用いて有効電圧ｖ_ｐのリプル成分ｖ_ｐｈの振幅｜ｖ_ｐｈ｜_ｆを演算する構成は、第１実施例と同様である。
磁束演算器１０７は、リプル成分ｖ_ｐｈの振幅｜ｖ_ｐｈ｜_ｆを角周波数指令値ω^＊により除算して、角周波数に依存しない（角周波数と比例関係にない）有効磁束のリプル成分の振幅｜Ψ_ｐｈ｜_ｆを演算する。ただし、リプル成分ｖ_ｐｈの振幅｜ｖ_ｐｈ｜_ｆの演算におけるローパスフィルタ１０３による遅延の影響を補償するために、有効磁束のリプル成分の振幅｜Ψ_ｐｈ｜_ｆの演算には、角周波数指令値ω^＊をローパスフィルタ１０６に入力し、その出力ω^＊ _ｆを用いて振幅｜ｖ_ｐｈ｜_ｆを除算する。更に、角周波数指令値ω^＊が微小な時に｜ｖ_ｐｈ｜_ｆの演算誤差に起因する｜Ψ_ｐｈ｜_ｆの演算誤差が過大にならないように、最低角周波数ω_{ｍｉｎΨｐｈ}を考慮したうえで、有効磁束のリプル成分の振幅｜Ψ_ｐｈ｜_ｆを数式３により演算する。

コンパレータ１０８は、有効磁束のリプル成分の振幅｜Ψ_ｐｈ｜_ｆが所定の閾値｜Ψ_ｐｈ｜_ｔｈよりも大きくなったら脱調発生と判断し、その出力を“Ｈｉｇｈ”レベルに制御する。また、第１実施例と同様に、コンパレータ１０８の出力側にオンディレイ回路１０５を設け、その出力を脱調検出フラグとする。
上記構成において、ハイパスフィルタ１０１，絶対値演算器１０２及びローパスフィルタ１０３は請求項における第２の手段を構成し、ローパスフィルタ１０６及び磁束演算器１０７は第４の手段を構成していると共に、コンパレータ１０８は第５の手段を構成している。
この第２実施例によれば、角周波数と比例関係にない有効磁束のリプル成分の振幅｜Ψ_ｐｈ｜_ｆを用いているので、電動機８０の低速運転時にも確実に脱調を検出することが可能である。

１１ｕ：ｕ相電流検出器
１１ｗ：ｗ相電流検出器
１２：電気角演算器
１３：ＰＷＭ回路
１４：電流座標変換器
１５：電圧座標変換器
１９ａ，１９ｂ：減算器
２０ａ：γ軸電流調節器
２０ｂ：δ軸電流調節器
３０：有効電圧演算器
３１，３１Ａ，３１Ｂ：脱調検出器
５０：三相交流電源
６０：整流回路
７０：電力変換器
８０：永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
１０１：ハイパスフィルタ
１０２：絶対値演算器
１０３，１０６：ローパスフィルタ
１０４，１０８：コンパレータ
１０５：オンディレイ回路
１０７：磁束演算器

Claims (4)

1. 永久磁石形同期電動機を電力変換器により制御するための制御装置において、
   前記永久磁石形同期電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
   前記電流に対し平行方向の電圧である有効電圧を演算する第１の手段と、
   前記第１の手段により演算した有効電圧のリプル成分の振幅を演算する第２の手段と、
   前記第２の手段により演算したリプル成分の振幅が所定の閾値を超えたときに脱調の発生を検出する第３の手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 永久磁石形同期電動機を電力変換器により制御するための制御装置において、
   前記永久磁石形同期電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、
   前記電流に対し平行方向の電圧である有効電圧を演算する第１の手段と、
   前記第１の手段により演算した有効電圧のリプル成分の振幅を演算する第２の手段と、
   前記第２の手段により演算したリプル成分の振幅と角周波数指令値とを少なくとも用いて、有効磁束のリプル成分の振幅を演算する第４の手段と、
   前記第４の手段により演算した有効磁束のリプル成分の振幅が所定の閾値を超えたときに脱調の発生を検出する第５の手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 請求項２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記第４の手段は、
   前記第２の手段により演算したリプル成分の振幅と、角周波数指令値と、有効磁束演算のための最低角周波数と、を用いて、有効磁束のリプル成分の振幅を演算することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記第２の手段は、
   前記第１の手段により演算した有効電圧のリプル成分を抽出するハイパスフィルタと、
   前記ハイパスフィルタの出力の絶対値を演算する絶対値演算手段と、
   前記絶対値演算手段により演算した絶対値から有効電圧のリプル成分の振幅を抽出するローパスフィルタと、
   を有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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