JP2016154434A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電流を高調波の少ない状態に保ちつつ、脈動負荷でも交流電源を平滑するコンデンサの大型化を防止すること。【解決手段】モータを任意の回転速度とトルクで駆動するモータ駆動装置において、脈動のある負荷を駆動するモータの回転数とトルクに相当する値との積に、交流電源からの流入電流の振幅が比例するように流入電流の電流指令を調整する。これにより、負荷への出力電力と入力電力が常につりあい、平滑コンデンサの電圧変動を低減することができる。【選択図】図１

Description

本発明は、モータの駆動装置であり、家庭などの単相交流電源を整流して略直流とし、得られた直流を、電力変換回路により、再度、任意周波数と電圧の交流に変換あるいは、任意の電圧の直流に変換して、モータの可変速度駆動するものであって、そのモータの負荷トルクが駆動する対象や機構により瞬時瞬時に大きく変動するものに適用するものである。例えば、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行うものがあり、冷媒の圧縮動作が圧縮機機構を駆動するモータの回転位相に応じて間歇的に行われるものであって、そのときの交流電源からの電流に含まれる高調波成分の低減や、力率を改善することにより、送電系統の負担を軽減させる技術の高効率な駆動制御に関するものである。

モータの回転位相に同期して負荷トルクが大きく変動する用途に対応する例としては、特許文献１に示す方法が提案されている。ここでは、モータ回転位相毎に速度を記憶する手段を設け、同じ回転位相毎に検出された速度を所望値に収束すべく、駆動電圧あるいは駆動電流を調節制御するものである。これにより、瞬時瞬時の回転変動を小さくできるとしている。

さらに、モータの駆動を、回転子に内蔵される磁石の位相に合わせて、２つの軸で記述し、それらの軸に応じた電流成分を制御する、いわゆるベクトル制御に基づいて、変動する負荷トルクに対応させる方法が特許文献２などに紹介されている。

また、モータ駆動するための電源として、商用の交流電源が用いられることが通常行われる。その場合、商用の交流電源を一旦整流して直流として、直流からインバータ回路により、任意の周波数の擬似交流に変換してモータを駆動するが、商用の交流から、モータ駆動用の擬似交流までの変換も効率よく実現することが望ましい。さらに、商用交流電源から流入する電流に高調波歪が少なく、電源力率が高いことも望ましい。このためには、中間の直流電圧をできるだけ低く保つことや、整流回路部でも半導体スイッチのオン／オフをできるだけ少なくすることが肝要である。このための方法として、特許文献３に示す方法が提案されている。

特許文献３においては、整流回路部において、半導体スイッチのオン／オフを休止する期間、すなわちオフになる期間を所望値にすべく、直流電圧を調整することにより実現させるものである。

特開昭６１−１７３６９０号公報 特開２０１０−２５９１３３号公報 国際公開第２０１４／０３４００３号

しかしながら、前記従来例の構成の組み合わせでは、大きく変動する負荷トルクに呼応したトルクを発生して、モータの回転速度を一定に保つことと、交流電源からの電流波形を低歪でかつ高力率に保つことと、回路の効率を向上するための中間の直流電圧を低く保つことや整流回路側の半導体スイッチのオン／オフをできるだけ少なくすることを同時に
実現することは困難である。

まず、モータ駆動に必要な瞬時瞬時の動力あるいは電力は、瞬時瞬時の回転速度とトルクの積であるので、変動する負荷トルクに応じたトルクを発生してモータの回転速度を一定に保つための動力あるいは電力は、変動する負荷トルクに略比例することになる。この動力あるいは電力の変動を賄うために、交流電源から流入電力も同じように変動する必要がある。ところが、特許文献１の第１図には、交流電源を整流して平滑する回路が記載されているが、この回路だけでは、交流電源電流の低歪化や高力率化は実現できない。

また、特許文献２では、モータ駆動のための直流電源が存在することが前提となった記述がなされており、交流電源との関係などは一切開示されていない。

一方、特許文献３では、交流電源電流の低歪化や高力率化を前提として、整流回路の高効率化を実現する手法を提示しているものの、直流に変換された後に接続される負荷については、略一定であることを前提としており、大きく変動するものを想定していない。

これらの先行文献に示されている技術だけで構築した場合に発生する状況について、その原理を図１４に示す。図１４のブロック６１の波形に示すように、交流電源側からの入力電力は、電源周波数の２倍の周波数の脈動状態の電力である。商用電源の周波数は５０Ｈｚや６０Ｈｚであることが大半であり、電力の周波数は、１００Ｈｚや１２０Ｈｚになる。

一方、圧縮機の負荷トルク脈動による速度変動が大きくなるのは概ね３０回転／毎秒以下などであり、それに対応して圧縮機のモータを一定速度で駆動するのに必要な電力は、３０Ｈｚ以下の脈動になる。これを電力波形として示しているのが図１４のブロック６２の波形である。

つまり、商用電力から供給される電力と、モータ駆動に必要な電力の値が瞬時瞬時では一致していないことになる。そして瞬時瞬時で一致しない電力は、直流部分の平滑コンデンサに一時的に蓄えられることになる。平滑コンデンサの入出力電力波形をブロック６３の波形に示す。平滑コンデンサは商用電源周波数の電力脈動を補償するために設けられたものであるが、モータ駆動に対する低い周波数の電力脈動に対しては、十分に補償できず、端子電圧が大きく変動することになる。

また、平滑コンデンサの電圧変動を少なくするように、平滑コンデンサの直流電圧を検出して、所望の直流電圧値に近づくように交流電流指令を高速調整するなどの、整流回路側で電流を調整することも考えられる。しかし、電圧変動の抑制制御は電源電流を歪ませることに帰着してしまうので、電圧変動の抑制制御と電源電流の歪みを抑制する制御を干渉しないようにする複雑な制御が必要になる。したがって、コンデンサの容量を大きくするか、耐圧の高い、大型のコンデンサを用いるなどの対策がとられる。

さらに、特許文献３記載の整流回路の場合には、半導体スイッチをＯＮしていない期間の電流波形がその瞬間のモータ負荷に大きく影響される。この状況を図１５に示す。たとえば、モータ負荷が重い瞬間であれば、同図（ｃ）のように、半導体スイッチのオン／オフ動作により電流が小刻みに調整されている状態から、半導体スイッチがオフ状態になると交流電源電流は急激に増加して尖った波形になる。逆にモータ負荷が軽くなっている瞬間であれば、同図（ａ）のように交流電源電流は急激に減少してしまう。したがって、負荷が脈動している場合には、電源電流の低歪化、高力率化が実現できなくなる。

以上のように、変動する負荷トルクに対応したモータ制御と電源電流制御の両立をしな
がら、小型の平滑回路のままで回路を高効率に動作させることは困難であった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、変動する負荷トルクに対応したモータ制御と電源電流制御の両立をしながら、回路を高効率に動作させる方法を提供するものである。さらに、本発明のモータ駆動装置以外の負荷が変動するなどの電源系統の環境状況により電源電圧が変動してしまう場合でも、本発明の効果を発揮できる方法を提供する。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、交流電源を整流し平滑して直流として再度モータ駆動用の交流もしくは直流の電力形態に変換するように構成された主回路であって、モータの略瞬時の回転速度を検出もしくは推定する手段を有し、得られた回転速度を一定にすべく、前記、擬似交流に再変換手段によりモータのトルクもしくは電流を制御するよう制御する手段と、交流電源から流入する電流の高調波成分が少なくなるように制御する手段と、中間直流部分の電圧が一定となるように前記流入電流の振幅を調整する手段とを備し、制御されるモータのトルクもしくは電流値と回転速度の積に応じて、制御される交流電源からの流入電流の振幅値を調整する。

これによって、モータへ供給される電力と、交流電源から供給される電力が略一致するため、中間直流部分の電圧変動が小さくなり、直流電力を一時蓄積する平滑コンデンサの耐電圧を下げることや静電容量を削減することができ、駆動装置の小型化がはかれる。

さらに、交流電圧振幅を検出する手段を設け、基準とする交流電圧振幅に対する比率の逆数により補正して、前記交流電源からの流入電流の振幅を調整することにより、電源電圧が変動する場合でも、平滑コンデンサの耐電圧を下げることや静電容量を削減することができる。

本発明のモータ駆動装置は、電源電圧が変動しても、平滑コンデンサの耐電圧を下げることや静電容量を削減することができ、さらに、交流電源から力率改善や、回路の変換効率の改善も同時に実現することができる。

本発明の実施の形態１における全体回路構成図 本発明の実施の形態２における全体回路構成図 本発明の実施の形態３における全体回路構成図 本発明の実施の形態４における全体回路構成図 本発明における電力状態を示す電力波形図 本発明の高効率回路制御での電流波形図 本発明の実施の形態５における全体回路構成図 本発明の実施の形態６における全体回路構成図 本発明の実施の形態７における全体回路構成図 本発明の実施の形態８における全体回路構成図 本発明の実施の形態６における交流電圧振幅の検出原理を示す電圧波形図 本発明の実施の形態７における交流電圧振幅の検出原理を示す電圧波形図 本発明の実施の形態８における交流電圧振幅の検出原理を示す電圧波形図 従来の課題である電力状態を示す電力波形図 従来の高効率回路制御の課題を示す電流波形図

第１の発明は、モータの瞬時瞬時の負荷トルクと回転数との乗算値に応じて、交流電源
から流入する電流の振幅が調整されることにより、電源からモータへと移送されるエネルギ量が常につりあうようになり、平滑コンデンサによる調整量が減少するので、平滑コンデンサの電圧変動が少なくなり、平滑コンデンサの耐電圧をさげることや静電容量を削減することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明の負荷トルクの情報に代わるものとして、モータを所望の電流にて駆動する手段をもうけ、その所望電流値とモータ回転数の乗算値に応じて、交流電源から流入する電流の振幅が調整されるとすることにより、モータの負荷トルクを直接検出することなく、電源からモータへと移送されるエネルギ量が常につりあうようになり、平滑コンデンサによる調整量が減少するので、負荷トルク検出手段を用いることなく、平滑コンデンサの電圧変動が少なくなり、平滑コンデンサの耐電圧をさげることや静電容量を削減することができる。

第３の発明は、特に、第２の発明において、負荷トルク情報あるいはモータの所望電流値の基本波周波数成分を抽出し、基本波周波数成分のみをもって前記交流電源から流入する電流の振幅が調整されるとすることにより、基本波周波数成分以外の周波数成分により振幅調整されることによる干渉によって生じてしまう交流電源から流入する電流への歪みを遮断するので交流電源から流入する電流の歪をさらに少なくすることができる。

第４の発明は、特に、第２または第３の発明において、所望の交流電流波形を有し、実際の交流電流波形を検出して、交流電源をリアクタを介して、半導体スイッチをオン・オフすることにより短絡・開放することにより、実際の交流電源電流波形が前記所望の交流電流波形に近づくよう制御を行うものであって、半導体スイッチとリアクタにより構成される整流回路において、中間直流電圧の指示値を調整して、半導体スイッチをオフする期間を生じせしめ、オフ期間幅が所望の期間幅と一致するように前記中間直流電圧の指示値を調整する。

これにより、整流回路部分の半導体の損失が低減し、交流電源から流入する電流の高調波成分の低減作用を保ったまま、整流回路部分の損失を低減することができる。また、中間直流電圧を低く保つことができ、整流回路の昇圧に伴う損失の低減もはかることができる。

第５の発明は、交流電源電圧の振幅を検出する手段を設けて、検出した交流電圧振幅と基準となる交流電圧振幅に対する比率を求め、モータの瞬時瞬時の負荷トルクと回転数との乗算値に対して、その比率の逆数を乗じた値により、交流電源から流入される電流の振幅が調整されるようにする。

これにより、電源電圧が変動し、基準としている電源電圧から変化した場合でも、第１〜第４の発明と同じ効果を発揮することができる。

第６の発明は、第５の発明において、交流電源からの流入電流を調整する部分を、交流電源をダイオードブリッジで整流して直流脈流とし、直流脈流出力の一端をリアクタを経由して短絡して、リアクタに電流を蓄積し、短絡手段が開放になるときに、前記リアクタに蓄積した電流をダイオードを通じて平滑コンデンサとモータ駆動回路に流入させるよう構成し、前記直流脈流部分の電圧を用いて、交流電源電圧の振幅を検出する手段とする。

これにより、直流電圧の検出手段と交流電源電圧振幅の検出手段を共通の基準電位から計測することができ、交流電圧振幅検出手段を簡素化することができる。

第７の発明は、第５の発明において、交流電源からの流入電流を調整する部分を交流電
源の一端をリアクタを介して２つの半導体スイッチとダイオードとを並列接続したデバイスの直列接続により構成される第１のハーフブリッジ回路の中点に接続し、交流電源のもう一端をダイオードで構成される第２のハーフブリッジ回路の中点に接続し、交流電源電圧の極性に応じて、前記半導体スイッチの１つをオンオフ制御することにより、交流電源からリアクタと２つのハーフブリッジ回路を経由して平滑コンデンサとモータ駆動回路に電流が流れるように構成し、前記、交流電源とリアクタとの接続点と平滑コンデンサの一端との電位差情報を検出し、電位差情報のうち、少なくとも交流電源のリアクタが接続された側の電圧の極性が平滑コンデンサのもう一端の電圧と同極性である期間の電位差情報を用いて交流電源電圧の振幅を検出する手段とする。

これにより、損失が少なくなる回路構成で、直流電圧の検出手段と交流電源電圧振幅の検出手段を共通の基準電位から計測することができ、交流電圧振幅検出手段を簡素化することができる。

第８の発明は、第５の発明において、交流電源からの流入電流を調整する部分を交流電源の一端をリアクタを介してダイオードブリッジによるハーフブリッジ回路の中点に接続し、交流電源のもう一端をダイオードブリッジによるハーフブリッジ回路の中点に接続し、２つのハーフブリッジ回路の中点間を双方向半導体スイッチで短絡・開放制御することにより、交流電源からリアクタと２つのハーフブリッジ回路を経由して平滑コンデンサとモータ駆動回路に電流が流れるように構成し、前記、交流電源とリアクタとの接続点と平滑コンデンサの一端との電位差情報を検出し、電位差情報のうち、前記半導体スイッチが開放状態である期間で、かつ、少なくとも交流電源のリアクタが接続された側の電圧の極性が平滑コンデンサのもう一端の電圧と同極性である期間の電位差情報を用いて，交流電源電圧の振幅を検出する手段とする。

これにより、損失が少なくなる回路構成で、直直流電圧の検出手段と交流電源電圧振幅の検出手段を共通の基準電位から計測することができ、交流電圧振幅検出手段を簡素化することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の全体回路構成図を示すものである。

図１において、交流電源１は半導体スイッチおよびリアクタにより構成される整流回路１１と平滑コンデンサ２で直流に変換され、モータ駆動回路（インバータ回路）３によりモータ駆動用の電力に変換され、モータ４を駆動する。モータ４の回転速度を所望値（ω^＊）に保つべく、速度検出手段１２で回転速度（ω）を検出し、所望値（ω^＊）と比較手段９にて比較し、誤差情報を速度制御の制御系安定化のための速度ＰＩ補償手段１５を経由してモータのトルク指令とし、トルク比較手段１４に入力する。トルク比較手段１４では、トルク検出手段１３により得られた検出トルクと比較し、その誤差情報を、駆動制御回路１６に入力する。駆動制御回路１６では、トルクの誤差情報により、モータ４に印加する電圧を調整すべく、モータ駆動回路３を操作する。このようにして、モータ４の負荷が変動した場合でも、回転速度を一定に保つ制御系が構成される。

一方、整流回路１１に流入する電流（Ｉａｃ）を電流検出手段５で検出し、その電流が所望の電流（Ｉａｃ^＊）と比較手段８で比較して、誤差情報を電流制御の制御系を安定化するための電流ＰＩ補償手段１０を経由して整流回路１１用の駆動回路１７に入力して、
整流回路１１を駆動する。このようにして、交流電源１からの流入電流を所望値に保つ制御系が構成される。

一方、交流電流の所望値（Ｉａｃ^＊）は、平滑コンデンサ２の電圧（Ｖｄｃ）と所望値（Ｖｄｃ^＊）とを比較手段２０にて比較し、その誤差を、電圧ＰＩ補償手段２１を経由して、加算手段２２を経由して、乗算手段７に入力され、交流電圧波形情報６と乗算される。

交流電圧波形情報６は正弦波波形であり、乗算することにより、正弦波波形の振幅を調整することになる。すなわち、負荷変動により、平滑コンデンサ２の電圧が低下した場合には、正弦波波形の振幅を増大させる。この増大される正弦波波形を所望の電流値（Ｉａｃ^＊）として用いることで、負荷に応じた正弦波状の電源電流が流れる整流回路を構成できる。

さらに、モータ４の制御系から、トルク指令情報を、乗算手段２３を経由して、加算手段２２にて、整流回路の電流の振幅を調整するための情報に加算する。乗算手段２３では、トルク指令と速度指令（ω^＊）とを乗算する。すなわち、乗算手段２３の出力は負荷の電力に対応した情報になる。

加算手段２２では、負荷の電力に対応した情報と、平滑コンデンサ２の電圧を所望値に保つ制御に必要な値とを加算する。この加算結果で正弦波の振幅を調整して電源電流指令とする。すなわち、負荷の電力に対応した情報で、電源電流指令を直接操作する。これにより、平滑コンデンサ２の電圧を一定に保つことによる、負荷電力と入力電力とを一致させる制御だけでなく、負荷電力の情報で、入力電力を直接操作する制御が付加されるので、変化の速い負荷電力に対しても、高速に入力電力を応答させることができる。

その結果、平滑コンデンサ２の電圧変動は抑圧され、平滑コンデンサ２の容量低減や耐電圧の低減などが実現でき、平滑コンデンサ２の小型化が図れる。なお、整流回路１１の回路構成方法は、具体構成例を図２などには示しているが、特に限定されるものではない。たとえば、特許文献３の図１、図１１、図１２に示された整流回路構成でも同様のことが実現できることは明白である。

図５は本実施の形態における、入力電力、出力電力、平滑コンデンサ２への入出力電力の関係を示す、波形図である。モータ４への出力電力波形を示すブロック５２は、図７と同における波形６２と同じである。一方、入力電力波形５１を示すブロック５１の波形は、電源周波数の２倍の周波数の電力を有する波形をモータ４への出力電力で正方向に振幅変調した波形になっている。したがって、電源周波数の２倍の周波数成分を平滑すると、出力電力波形を示すブロック５２の波形と合致する。

一方、平滑コンデンサ２への入出力電力波形を示すブロック５３の波形は、ゼロを中心として電源周波数の２倍の周波数成分の振幅が増減する波形になる。この電力波形は、平均はゼロであり、平滑コンデンサ２の端子電圧（Ｖｄｃ）はほとんど変動しない。つまり、平滑コンデンサ２の耐電圧や容量を大きくする必要がなくなり、駆動装置の小型化をはかることができる。

（実施の形態２）
図２は、本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置の全体回路構成図を示すものである。ダイオードブリッジ１５１、リアクタ１５３、半導体スイッチ１５２、ダイオード１５４とで構成される整流回路を経て、平滑コンデンサ２にて平滑することにより、交流電力を直流電力に変換する。得られた直流電力をモータ駆動回路３で再度交流電力に
変換し、モータ４を駆動する。図１の回路構成図との違いは、モータ４のトルクや速度を直接は検出していない点である。

モータ４とモータ駆動回路３の間の結線には電流検出手段１５５が取り付けられ、モータ４に流れる電流を検出できるように構成する。検出された電流をｄｑ変換手段１５６にて回転座標情報に変換し、位置推定手段１５７に入力する。位置推定手段１５７では、モータ４のインダクタンス情報などを用いて、モータ４の回転速度や回転位相を推定する。

推定された回転速度（ω＾）は回転速度の所望値（ω^＊）と比較手段９にて比較され、その誤差情報が速度制御の安定化のための速度ＰＩ補償手段１５に送られる。速度ＰＩ補償手段１５で得られた結果はモータ電流指令（Ｉｍ^＊）として、比較手段１５８に送られて、実際のモータ電流（Ｉｍ）と比較される。比較の結果、得られた電流誤差は電流制御を安定化するための電流ＰＩ補償手段１５９に送られ、逆ｄｑ変換手段１６０を経て、モータの固定座標に変換されて、ＰＷＭ変換手段１６１にてパルス幅信号に変換され、モータ駆動回路３を駆動して、速度制御系を構成する。

一方、推定された回転位相（θ＾）はｄｑ変換手段１５６や逆ｄｑ変換手段１６０に送られて、モータの駆動制御における座標変換に用いられる。位置推定手段１５７における処理内容は、たとえば、特許文献２などに記載されているものを使用することができる。

次に整流回路の構成を説明する。交流電源１をダイオードブリッジ１５１にて直流脈硫流化し、そこからの出力をリアクタ１５３、ダイオード１５４を通じて平滑コンデンサ２に電力を供給する。リアクタ１５３とダイオード１５４との接続点と直流のもう一端子との間に半導体スイッチ１５２を設け、交流電源１を、リアクタ１５３を経由して短絡・開放可能な構成としている。また、電流検出手段５によりリアクタ１５３に流れる電流を検出できるようにしている。

整流回路としての動作を説明する。平滑コンデンサ２の電圧（Ｖｄｃ）を検出し、比較手段２０で所望値（Ｖｄｃ^＊）と比較し、その誤差情報を電圧制御安定化のための電圧ＰＩ補償手段２１に入力する。電圧ＰＩ補償手段２１の出力は加算手段２２を経て乗算手段７に入力され、交流電圧波形情報６と乗算され、交流電流の電流所望値（Ｉａｃ^＊）を得る。加算手段２２に入力されるもう一方の情報については後述する。

すなわち、平滑コンデンサ２の電圧（Ｖｄｃ）の所望電圧（Ｖｄｃ^＊）に対する過不足により、交流電流の電流所望値をその波形を保ったまま調整するようにするものである。このようにして決定された交流電流の所望値（Ｉａｃ^＊）は比較手段８に送られ、実際に検出された交流電流（Ｉａｃ）と比較され、その誤差情報を、電流制御を安定化するための電流ＰＩ補償手段１０に入力する。

電流ＰＩ補償手段１０の出力はＰＷＭ変換手段１６５に送られパルス幅信号に変換され、半導体スイッチ１５２をオン・オフ制御する。すなわち、交流電流（Ｉａｃ）を所望値（Ｉａｃ^＊）に近づける制御系を構成している。

平滑コンデンサ２の電圧（Ｖｄｃ）の制御系に設けられた加算手段２２へ入力されるもう一方の情報は、モータ駆動制御系からの情報である。具体的には、モータ４の電流指令情報（Ｉｍ^＊）とモータの回転数指令（ω^＊）とを乗算手段２３に入力した結果の情報である。モータ４を電流制御を基本とする駆動制御方式で、モータの効率がもっともよい状態で駆動しようとすると、その電流はトルクに比例するようになる。その比例定数はトルク定数と呼ばれ、モータ４のインダクタンスや永久磁石による発電電圧などから一意に決まる値である。

したがって、電流情報を用いれば、実施例１におけるトルク検出手段を省略することができる。そして乗算手段２３で回転数指令（ω^＊）と乗算すれば、モータ４の瞬時の電力情報になる。このモータの瞬時の電力情報を加算手段２２に入力することにより、交流電源１からの電流（Ｉａｃ）が連動するようにその所望値（Ｉａｃ^＊）を直接調整してやれば、モータ４の負荷脈動に直接電源電流が連動するようになるので、平滑コンデンサ２によるモータ４の負荷脈動分の調整が不要となり、平滑コンデンサ２の低容量化、低耐電圧化などの小型化が可能になる。しかも、モータ４の負荷トルク検出手段を必要としない。

（実施の形態３）
図３は、本発明の第３の実施の形態におけるモータ駆動装置の全体回路構成図を示すものである。構成は実施の形態２として説明した図２とほぼ同じであり、モータ４の速度制御の結果得られたモータ電流指令（Ｉｍ^＊）をモータ４の回転速度所望値（ω^＊）とを乗算する手前に、基本波通過手段（ＢＰＦ）１７０を具備している。基本波通過手段（ＢＰＦ）１７０はモータ４の機械回転数の周波数成分だけを通過させる。この手段を追加することにより、特許文献１の第１０図に記載されているようなトルク負荷波形が正弦波で無い場合において、その高調波成分の情報を除去することになる。

トルク負荷波形に高調波成分があると、その周波数が高いため、交流電圧波形情報６と乗算したときに低い周波数成分を生じてしまい、結果として平滑コンデンサ２の電圧変動が大きくなるためである。つまり、基本波通過手段（ＢＰＦ）１７０を具備することにより、トルク負荷波形に高調波成分が含まれている場合でも、平滑コンデンサ２の電圧変動を抑制でき、結果として、平滑コンデンサ２の低容量化、低耐電圧化などの小型化が可能になる。

なお、本実施の形態では基本波通過手段（ＢＰＦ）１７０は乗算手段２３の手間に設けたが、乗算手段２３と加算手段２２との間に設置しても同様の効果が得られることは明白である。

（実施の形態４）
図４は、本発明の第４の実施の形態におけるモータ駆動装置の全体回路構成図を示すものである。構成は実施の形態３として説明した図３とほぼ同じであり、整流回路制御系のＰＷＭ変換手段１６５の出力からオフ幅検出手段１８０を具備し、ＰＷＭ変換手段１６５の結果、ＰＷＭ出力がオフ状態になっている時間幅を検出する。

検出された時間幅（実オフ幅）は所望のオフ幅（基準オフ幅）と比較手段１８１にて比較し、その比較結果に基づいて平滑コンデンサ２の所望電圧値（Ｖｄｃ^＊）を調整する。すなわち、実オフ幅が所望値よりも大きければ、平滑コンデンサ２の所望電圧値（Ｖｄｃ^＊）を上昇させる。逆に、実オフ幅が所望値よりも小さければ、平滑コンデンサ２の所望電圧値（Ｖｄｃ^＊）を下げる。

なお、本実施の形態では、時間幅で説明したが、時間幅の代わりに、交流電源周期あたりのオフ状態期間の比率、すなわち、位相幅でも同じことを実現できることは明白である。

また、実施の形態３まで使用していた交流電圧波形情報６の代わりに所望電流波形情報１８２を用いる。すなわち整流回路制御系の構成を特許文献３と同様に構成にするものである。ただし、加算手段２２によりモータ４の負荷電力に応じた情報が交流電流指令に加算されるので、負荷の軽重に応じて交流電流指令（Ｉａｃ^＊）が変化し、平滑コンデンサ２の電圧変動を少なくするように動作する。ここで、ＰＷＭ変換手段１６５から半導体ス
イッチ１５２をオフするようになると、直前までリアクタ１５３に流れていた電流は、そのときの交流電源１の電圧と平滑コンデンサ２の電圧との関係による電流変化に転じる。

したがって、平滑コンデンサ２の変動を小さくしておくほうが、負荷が変動しても電流波形相似になる。すなわち図６に示すような波形が得られる。負荷が急に減衰した場合には、交流電流指令も急に小さくなり、波形（ａ）のように交流電流がゆっくりと立ち上がるようになり、オン・オフ制御がオフ状態になっている区間も平滑コンデンサ２の電圧の変動が少ないので、安定時と同様の電流波形になり、直流電圧急に負荷が増大した場合には、交流電流指令も急に大きくなり、波形（ｃ）のように交流電流がすばやく立ち上がるようになり、オン・オフ制御がオフ状態になっている区間も平滑コンデンサ２の電圧の変動が少ないので、安定時と同様の電流波形になる。この結果、整流回路の効率向上という効果がさらに加わる。

なお、本実施の形態では、基本波通過手段（ＢＰＦ）１７０を設けた例を提示したが、トルク負荷波形に含まれる高調波成分が少ない場合には省略することが可能であることは明白である。

また、実施の形態１から４では、モータ４はモータ駆動回路３を介して交流電力を供給することで駆動するものとして説明したが、直流電力を供給することで駆動できる、いわゆる直流モータであっても同様の効果を生じることができることは明白である。

さらに、実施の形態１から３においては、電源電流は交流電圧波形すなわち正弦波波形に制御させることを前提として説明したが、実施の形態４で説明したことと同様に、特許文献３に記載されているように、電源電流の高調波規制範囲内での高調波を含む波形で電源電流波形制御を実現しても同様の効果が得られることも明白である。

（実施の形態５）
本発明の第５の実施の形態は、実施の形態１に対して、第５の発明の概念を追加したものである。図７は、本実施の形態のモータ駆動装置の全体回路構成図である。以下、実施の形態１に対応する図１との差異を中心に説明する。

図７に示す回路構成では、交流電源１に、交流電圧検出手段９００を設け、交流電源１の交流電圧を検出する。検出された交流電圧情報は振幅検出手段９０５に送られ、交流電圧の振幅値に変換される。得られた交流電圧の振幅値情報は、逆数演算手段９０１に送られて、交流電圧振幅の逆数に変換される。得られた交流電圧振幅の逆数情報は、乗算手段９０３に送られ、予め設定されている基準電圧振幅情報９０２と乗算される。乗算手段９０３の出力は乗算手段９０４に送られ、所望電流波形情報１８２と乗算される。乗算手段９０４の出力は、乗算手段７に送られ、実施の形態１と同様に、加算手段２２からの出力情報との乗算が行われる。

次に、このように構成された回路での作用を説明する。振幅検出手段９０５で得られた交流電圧振幅情報を逆数演算手段９０１を経由して基準電圧振幅情報と乗算した結果で所望電流波形を乗算することは、交流電圧振幅に応じて、所望電流をその波形を保ったまま、電力が変動しないように補正することに相当する。すなわち、同じ入力電力であるためには、交流電源の電圧が高ければ入力電流は少なくなるという原理に基づくものである。

一般に、商用の交流電源には、公称電圧が定められているが、使用している機器以外も含めて、負荷の変動などにより電圧が変動してしまうことがある。この変動幅が大きいと、交流側の入力電流とモータ負荷側で生じる負荷脈動とが釣合うようにすることに基づいている本発明の基本概念に誤差を生じてしまう。

これに対して、図７に示す一連の手段を追加することにより、交流電源１の電圧変動を検出することができ、変動による誤差を無くすように、所望の入力電流を変化させることができる。

なお、交流電圧検出手段９００は、例えば、トランスを用いることで容易に実現できる。この場合、トランスの出力を整流して平滑することで、振幅情報に変換することも容易に実現できる。

（実施の形態６）
本発明の第６の実施の形態は、実施の形態２から４（第２から第４の発明概念に対応）に対して、第５の発明概念を追加したものである。図８は、本実施の形態のモータ駆動装置の全体回路構成図である。以下、実施の形態４に対応している図面である図４との差異を中心に説明する。

図８に示す回路構成では、交流電源１をダイオードブリッジ１５１で整流し、非平滑の直流脈流状態になっている回路に、交流電圧検出手段９００ａを設け、直流脈流部分の電圧を検出する。検出された直流脈流部分の電圧情報は振幅検出手段９０５ａに送られ、交流電圧の振幅値に変換される。得られた交流電圧の振幅値情報は、実施の形態５と同様に、逆数演算手段９０１に送られて、交流電圧振幅の逆数に変換される。得られた交流電圧振幅の逆数情報は、乗算手段９０３に送られ、予め設定されている基準電圧振幅情報９０２と乗算される。乗算手段９０３の出力は乗算手段９０４に送られ、所望電流波形情報１８２と乗算される。乗算手段９０４の出力は、乗算手段７に送られ、実施の形態１と同様に、加算手段２２からの出力情報との乗算が行われる。

図１１は図８の振幅検出手段９０５ａにおける、交流電圧と直流脈流電圧との関係を示すための波形図である。上段の波形は交流電圧であり、正弦波状に変化する。下段の波形は直流脈流部分の電圧波形である。上段の正弦波の振幅をＶａｃ＿ｐ−ｐとすると、下段の直流脈流部分の電圧振幅はその半分の、（１／２）Ｖａｃ＿ｐ−ｐである。

つまり、直流脈流部分の電圧振幅を計測することにより、交流電圧の振幅を検出することができる。また、直流脈流部の電圧と直流電圧部の電圧とは一端のマイナス側が共通であるので、直流電圧部のマイナス側を基準とする電圧として簡単に計測できる。このため、実施の形態５で説明したトランスなどを必要とせずに検出でき、回路が小型簡便化できる。

（実施の形態７）
本発明の第７の実施の形態は、実施の形態６の変形例である。図９は、本実施の形態のモータ駆動装置の全体回路構成図である。以下、実施の形態６に対応している図面である図８との差異を中心に説明する。

図９に示す回路構成では、交流電源１の一端は、リアクタ９５３を経由して、半導体スイッチとダイオードが並列接続されたデバイス９５２ａ、９５２ｂを直列接続した、第１のハーフブリッジ回路の中点に接続されている。交流電源１のもう一端は、ダイオード９５１ａ、９５１ｂからなる第２のハーフブリッジ回路の中点に接続されている。

ＰＷＭ変換手段１６５からのパルス幅信号は分配手段９５９を用いて、交流電源電圧の極性に応じて、デバイス９５２ａの半導体スイッチとデバイス９５２ｂの半導体スイッチのどちらか１つをオン／オフすることにより、第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを経由して、モータ４に電力を移送する。すなわち、交流電源１側から直
流側である平滑コンデンサ２、モータ駆動回路（インバータ回路）３を経由してモータ４に電力を移送する。

本実施の形態では、交流電源１から直流への電力変換過程における、通過する半導体デバイスの数が少ないため、図８に比べて、回路損失が少なくなるという利点がある。

図９に示す回路構成では、交流電源１とリアクタ９５３との接続点と直流部の負電位側との間に電圧検出手段９５６ａを設けて２点間の電圧を検出し、得られた電圧情報は振幅検出手段１１０５ａに送られ、交流電圧の振幅値に変換される。得られた交流電圧の振幅値情報は、実施の形態５と同様に、逆数演算手段９０１に送られて、交流電圧振幅の逆数に変換される。得られた交流電圧振幅の逆数情報は、乗算手段９０３に送られ、予め設定されている基準電圧振幅情報９０２と乗算される。乗算手段９０３の出力は乗算手段９０４に送られ、所望電流波形情報１８２と乗算される。乗算手段９０４の出力は、乗算手段７に送られ、実施の形態１と同様に、加算手段２２からの出力情報との乗算が行われる。

図１２は図９の振幅検出手段１１０５ａにおける、交流電圧と電圧検出手段９５６ａとの関係を示すための波形図である。上段の波形は交流電源のリアクタが接続されている側の電圧であり、正弦波状に変化する。下段の波形は電圧検出手段９５６ａの出力波形である。上段の正弦波の振幅はＶａｃ＿ｐ−ｐである。一方、下段の波形では、上段の正弦波が正の期間においては、同じ波形となり、その期間においては最大値が、（１／２）Ｖａｃ＿ｐ−ｐである。一方、上段の正弦波が負の期間においては、上段の波形と同じ形状ではあるものの、直流電圧Ｖｄｃだけ上昇している。

つまり、この期間においては最小値が「Ｖｄｃ」−「（１／２）Ｖａｃ＿ｐ−ｐ」となるので、最小値と直流電圧がわかれば、上段の正弦波の振幅を求めることができる。したがって、電圧検出手段９５６ａの出力から交流電圧の振幅を検出する方法としては、交流電源のリアクタが接続されている側の電圧が、平滑コンデンサ２の電圧検出と同じ極性である正の期間における最大値を用いることがもっとも簡便に検出できる方法である。さらに、検出頻度や精度を上げるために、交流電源電圧が負の期間における最小値から求めることができる交流電源の振幅値情報を併用することも可能である。

また、電圧検出手段９５６ａで検出する電圧と直流電圧部の電圧とは平滑コンデンサ２の一端のマイナス側が共通であるので、直流電圧部のマイナス側を基準とする電圧として簡単に計測できる。このため、実施の形態５で説明したトランスなどを必要とせずに検出でき、回路が小型簡便化できる。

なお、第１のハーフブリッジを構成する２つの半導体スイッチデバイス９５２ａ、９５２ｂのオン／オフ制御は、交流電源極性に応じてどちらか一方のみをオン／オフするものとして説明したが、残りの一方を逆の論理、すなわち、オフ／オン制御する、いわゆる同期整流を行っても良い。同様に、第２のハーフブリッジにおいてもダイオードブリッジ９５１ａ、９５１ｂの代わりに、第１のハーフブリッジと同様に半導体スイッチデバイスによるハーフブリッジを構成し、交流電源の電圧極性に応じて、半導体スイッチのオン／オフを制御する同期整流によって、ダイオードと同じ機能を実現する構成としても同等の効果が得られることはいうまでもない。

（実施の形態８）
本発明の第８の実施の形態は、実施の形態６または７の変形例である。図１０は、本実施の形態のモータ駆動装置の全体回路構成図である。以下、実施の形態６または７に対応している図面である図８または図９との差異を説明する。

図１０に示す回路構成では、交流電源１の一端は、リアクタ９５３を経由して、もう一端は直接、ダイオードブリッジ１２５１に接続されている。また、双方向半導体スイッチ９５７により、交流電源１はリアクタ９５３を介して短絡・開放することができるよう構成している。

双方向半導体スイッチ９５７をオン／オフすることにより、リアクタ９５３を流れる電流量を調整しながらダイオードブリッジ１２５１を経由して、モータ４に電力を移送する。すなわち、交流電源１側から直流側である平滑コンデンサ２、モータ駆動回路（インバータ回路）３を経由してモータ４に電力を移送する。

本実施の形態では、実施の形態７と同様に、交流電源１から直流への電力変換過程における、通過する半導体デバイスの数が少ないため、図８に比べて、回路損失が少なくなるという利点がある。

図１０に示す回路構成では、交流電源１とリアクタ９５３との接続点と直流部の負電位側との間に電圧検出手段９５６ｂを設けて２点間の電圧を検出し、得られた電圧情報は振幅検出手段１１０５ａに送られ、交流電圧の振幅値に変換される。得られた交流電圧の振幅値情報は、実施の形態５と同様に、逆数演算手段９０１に送られて、交流電圧振幅の逆数に変換される。得られた交流電圧振幅の逆数情報は、乗算手段９０３に送られ、予め設定されている基準電圧振幅情報９０２と乗算される。乗算手段９０３の出力は乗算手段９０４に送られ、所望電流波形情報１８２と乗算される。乗算手段９０４の出力は、乗算手段７に送られ、実施の形態１と同様に、加算手段２２からの出力情報との乗算が行われる。

図１３は図１０の振幅検出手段１１０５ｂにおける、交流電圧と電圧検出手段９５６ｂとの関係を示すための波形図である。上段の波形は交流電源のリアクタが接続されている側の電圧であり、正弦波状に変化する。下段の波形は電圧検出手段９５６ｂの出力波形である。これらは、実施の形態７の図１２と同じ波形であるが、図１２とは異なり、破線で波形図を示している。

その理由は、実際に図１０に示す回路構成で、双方向半導体スイッチ９５７をオン／オフ動作を行うと、電位差が常に検出できるとは限らないからである。なぜならば、図１０に示す回路構成で双方向半導体スイッチ９５７をオンしているときには交流電源側と直流側は接続されておらず、電位が定まらないからである。ただし、双方向半導体スイッチ９５７をオフ状態にして、平滑コンデンサ２のある直流側へ電流が流れると、交流電源側と直流部との電位関係が定まるので、電位差を検出することができる。すなわち、双方向半導体スイッチ９５７がオフ状態にあるときの検出電圧を用いて、実施の形態７と同様の制御操作を行えばよい。

また、実施の形態８においても、また、電圧検出手段９５６ｂで検出する電圧と直流電圧部の電圧とは一端のマイナス側が共通であるので、直流電圧部のマイナス側を基準とする電圧として簡単に計測できる。このため、実施の形態５で説明したトランスなどを必要とせずに検出でき、回路が小型簡便化できる。

なお、実施の形態５から８の説明において、交流電源電圧の検出手法として、交流電圧波形の最大値に着目した方法を示したが、正弦波波形や直流脈流波形であれば、その二乗平均の平方根（いわゆる、実効値）を算出し、基準電圧振幅における同じ種類の値（すなわち基準電圧の実効値）に対する比率を演算しても同じ効果を得ることができることは明白である。

実施の形態７，８での説明においても、交流電源電圧と同じ波形が検出できる期間において、同じ計算手法を用いれば、同様の効果を得ることができることも明白である。さらに、図１２や図１３で示したように、交流電源波形に対して直流電圧分だけずれて検出される期間においても、ずれを補正する演算を加えることにより、同じ効果を得ることができることも明白である。さらにまた、実効値を用いる代わりに、交流電圧の瞬時の電圧情報の絶対値、すなわち直流脈流と同様の情報に変換し、その平均を用いることでも同様の効果が得られることも明白である。

また、実施の形態７、８において、交流電源の極性に応じて、交流電源電圧振幅の検出方法を変える方法を示したが、交流電源の極性やさらに分解能の高い電源位相の検出方法については、たとえば、特許文献３の４番目の引例に記載された手法を用いることができる。

さらに、本発明では、モータ負荷に脈動があることで説明してきたが、脈動が無い場合にも、これらの実施の形態はそのまま適用できる。このため、動作中に脈動が発生したり、発生しなかったりするような場合にも、制御方式を変更することなく、こららの実施の形態をそのまま適用することができる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動装置は、モータ負荷に脈動性が有る場合でも、平滑コンデンサの電圧変動を抑圧することができ、平滑コンデンサの小型化が可能となり、また、整流回路の低損失化もはかれることから、冷凍空調機器などの小型化や高効率化がはかれる。

１ 交流電源
２ 平滑コンデンサ
３ モータ駆動回路
４ モータ
５、１５５、９５５ 電流検出手段
６ 交流電圧波形情報
７、２３、９０３、９０４ 乗算手段
８、９、２０、１５８，１８１ 比較手段
１０、１５９ 電流ＰＩ補償手段
１１ 整流回路
１２ 速度検出手段
１３ トルク検出手段
１４ トルク比較手段
１５ 速度ＰＩ補償手段
１６ 駆動制御回路
１７ 駆動回路
２１ 電圧ＰＩ補償手段
２２ 加算手段
１５１、１２５１ ダイオードブリッジ
１５２、９５１ａ、９５１ｂ 半導体スイッチ
１５３、９５３ リアクタ
１５４ ダイオード
１５６ ｄｑ変換手段
１５７ 位置推定手段
１６０ 逆ｄｑ変換手段
１６１、１６５ ＰＷＭ変換手段
１７０ 基本波通過手段（ＢＰＦ）
１８０ オフ幅検出手段
１８２ 所望電流波形情報
９００、９００ａ 交流電圧検出手段
９０１ 逆数演算手段
９０２ 基準電圧振幅情報
９０５、９０５ａ、１１０５ａ、１１０５ｂ 振幅検出手段
９５２ａ、９５２ｂ デバイス
９５６ａ、９５６ｂ 電圧検出手段
９５７ 双方向半導体スイッチ

Claims (8)

1. 交流電源を半導体スイッチとリアクタを含む回路で整流し平滑することにより直流に変換し、直流を任意の周波数と電圧の擬似交流あるいは、任意の電圧の直流に再変換することにより、モータを任意の回転速度とトルクで駆動するモータ駆動装置であって、モータの瞬時瞬時の駆動トルクと回転数の積に応じて、前記交流電源から流入する電流の振幅が調整されることを特徴とするモータ駆動装置。
2. モータの略瞬時の回転速度を検出もしくは推定する手段を有し、得られた回転速度を一定にすべく、前記擬似交流あるいは、前記任意の電圧の直流への再変換手段によりモータの有効電流を調整するよう制御する手段と、交流電源から流入する電流の高調波成分を少なくするように定められた所望の電流波形状に制御する手段とを具備し、制御されるモータ有効電流値と回転数の積に応じて、制御される交流電源からの流入電流の振幅値を調整することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
3. モータの略瞬時の電流を検出する手段を有し、検出された電流が所望値に近づくよう制御されるモータ電流制御手段と、交流電源から流入する略瞬時の電流を検出する手段を有し、流入する電流の高調波成分を少なくするように定められた所望の電流波形状になるように制御される交流電源電流制御手段と、直流部分の平均電圧が所望値に近づくように、前記交流電源電流制御手段における所望の略正弦波電流値の振幅を調整する、直流電圧制御手段とを具備し、前記モータ電流の所望値のうち、負荷トルクと関連する成分の基本波成分と回転数の積に応じて、前記交流電源電流制御手段における交流電流所望値の振幅を調整することを特徴とする請求項２記載のモータ駆動装置。
4. 所望の交流電流波形を有し、実際の交流電流波形を検出して、交流電源をリアクタを介して、半導体スイッチをオン・オフすることにより短絡・開放することにより、実際の交流電源電流波形が前記所望の交流電流波形に近づくよう制御を行うものであって、半導体スイッチがオン・オフ動作を行っているか、オフ状態か、の判定手段を設け、判定手段により判明した交流電源周期あたりのオフ状態期間が所望値になるように、平均直流電圧の所望値を調整制御する手段を具備したことを特徴とする請求項２もしくは３記載のモータ駆動装置。
5. 前記交流電源の電圧の振幅を検出する手段を設け、検出した交流電圧振幅の基準となる交流電圧振幅に対する比率を求め、モータの瞬時瞬時の負荷トルクと回転数との乗算値に対して、前記比率の逆数を乗じた値により、前記交流電源から流入される電流の振幅が調整されることを特徴とする、請求項１から４のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
6. 前記交流電源をダイオードブリッジで整流して直流脈流とし、直流脈流出力の一端をリアクタを経由して短絡して、リアクタに電流を蓄積し、短絡手段が開放になるときに、前記リアクタに蓄積した電流をダイオードを通じて平滑コンデンサとモータ駆動回路に流入させるよう構成し、
   前記短絡手段の短絡・開放により、交流電源から流入する電流の高調波成分を少なくするように定められた所望の電流波形状に制御する手段とを具備し、
   直流脈流部分の電圧を用いて、前記交流電源の電圧の振幅を検出することを特徴とする、請求項５記載のモータ駆動装置。
7. 前記交流電源の一端をリアクタを介して２つの半導体スイッチとダイオードとを並列接続したデバイスの直列接続により構成される第１のハーフブリッジ回路の中点に接続し、交流電源のもう一端をダイオードで構成される第２のハーフブリッジ回路の中点に接続し、交流電源電圧の極性に応じて前記半導体スイッチの１つをオンオフ制御することにより
   、交流電源から前記リアクタと２つのハーフブリッジ回路を経由して平滑コンデンサとモータ駆動回路に電流が流れるように構成し、
   前記半導体スイッチのオンオフ制御により、交流電源から流入する電流の高調波成分を少なくするように定められた所望電流波形状に制御する手段とを具備し、
   前記交流電源とリアクタとの接続点と平滑コンデンサの一端との電位差情報を検出し、電位差情報のうち、少なくとも交流電源のリアクタが接続された側の電圧の極性が平滑コンデンサのもう一端の電圧と同極性である期間の電位差情報を用いて交流電源電圧の振幅を検出することを特徴とする、請求項５記載のモータ駆動装置。
8. 交流電源の一端を、リアクタを介してダイオードブリッジによるハーフブリッジ回路の中点に接続し、交流電源のもう一端を、ダイオードブリッジによるハーフブリッジ回路の中点に接続し、２つのハーフブリッジ回路の中点間を双方向半導体スイッチで短絡・開放制御することにより、交流電源から前記リアクタと２つのハーフブリッジ回路を経由して平滑コンデンサとモータ駆動回路に電流が流れるように構成し、
   前記双方向半導体スイッチの短絡・開放制御により、交流電源から流入する電流の高調波成分を少なくするように定められた所望電流波形状に制御する手段とを具備し、
   交流電源とリアクタとの接続点と平滑コンデンサの一端との電位差情報を検出し、
   電位差情報のうち、前記半導体スイッチが開放状態である期間で、かつ、少なくとも交流電源のリアクタが接続された側の電圧の極性が平滑コンデンサのもう一端の電圧と同極性である期間での電位差情報を用いて、交流電源電圧の振幅を検出することを特徴とする、請求項５記載のモータ駆動装置。