JP2019054609A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流に含まれる高調波を所定の規制値以内に抑制するための直流電圧指令の決定過程において、直流電圧の検出精度ばらつきの影響を排除する。【解決手段】第１の制御部２１６で検出された電流の波形が目標電流波形となる様に半導体スイッチ１０４のチョッピングを制御し、第２の制御部２１７で検出された直流電圧が所望の直流電圧指令となる様に目標電流波形の振幅を制御し、第３の制御部２１８で、モータを目標回転数で回転させるために必要となる下限電圧指令を生成し、これを下限電圧として、チョッピング休止位相幅が所望の位相幅となる様に生成した直流電圧指令を決定しコンバータ制御を実施するものである。位相幅による電圧制御の実施により、直流電圧の検出精度ばらつきの影響が排除できるため、検出ばらつき相当分の直流電圧指令の考慮が不要となり、その結果直流電圧が下がりコンバータ部での損失が低減できる【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源からの交流を直流に整流した後、任意の交流に再度変換しモータを駆動するモータ制御装置に関し、特に、家庭などの単相交流電源からの交流を整流して略直流を形成するモータ駆動装置に関する。

従来、交流電源を整流して直流電源に変換するモータ駆動装置の整流回路において、電源電流の高調波を抑制する電源回路とモータ駆動回路とを組み合わせ、モータの速度制御を行うモータ制御装置が知られている。例えば、特許文献１には、電源電流の高調波抑制と直流電圧制御とを同時に行う昇圧手段を用いる中で、電源高調波規制を満たすべく設定された直流電圧指令（第１直流電圧指令）と、必要な回転数に応じてモータを駆動すべく設定された直流電圧指令（第２直流電圧指令）の二種類の直流電圧指令を持ち、これらを比較し大きな方を制御に用いる直流電圧指令として採用するという力率改善コンバータ回路の技術が開示されている。

特許第５９２５３３７号 特開２００１−０４５７６３号公報

しかしながら、前記従来技術に係る制御方法では、入力電流と電源高調波を所定の規制値以内に抑制するための第１直流電圧指令との関連付けにおいて、出力電圧の検出手段にばらつきがあると、実際に出力される直流電圧の値が異なるため、異なる個体では入力電流波形が変化してしまう。例えば、実効値２００Ｖの交流を整流して約２８０Ｖの直流を得る場合に、直流電圧が１Ｖ変化するだけで入力電流波形が大きく変化する。２８０Ｖの直流電圧に対して１Ｖの精度は、０．３％に相当し、抵抗で電圧を分圧して低い電圧にする場合に、非常に高い精度の抵抗が必要になってしまう。
このため、出力電圧の検出精度ばらつきを加味して、変化した電流波形でも電源高調波を所定の規制値以内に抑制するためには第１直流電圧指令を高く設定する必要が生じ、このため回路の損失が増加してしまうという課題を有している。

本発明は、電源高調波を所定の規制値以内に抑制する方法として、出力電圧の検出精度のばらつきに対し、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、その結果、電源高調波が所定の規制値以内に抑制出来る電流波形とすると同時に回路損失の低減を実現する中で、モータの回転に必要な直流電圧は優先して確保するモータ駆動装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、モータを駆動するためのモータ駆動装置であって、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡または開放して、前記単相交流電源から直流電圧に整流するコンバータ装置とコンバータ装置を制御するコンバータ制御部と、コンバータ装置から出力された直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータ装置とインバータ装置を制御するインバータ制御部と、コンバータ制御部内部には、交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成
する波形形成部と、単相交流電源から流れる交流電流を検出する交流電流検出部と、直流電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電流検出部で検出された交流電流の波形が実質的に目標電流波形となる様に前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第１の制御部と、検出された直流電圧が実質的に所望の直流電圧指令となるように目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部と、前記直流電圧指令を設定する第３の制御部とを備え、第３の制御部は、前記モータの回転数と前記モータを要求回転数で回転させるために必要な直流電圧とが関連付けられた回転数電圧情報を用いて、前記モータの回転数に応じた下限電圧指令を生成する下限電圧生成部と、前記下限電圧生成部により生成された下限電圧指令を下限電圧として、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、若しくは前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように直流電圧指令を決定する電圧指令決定部と、を具備するモータ駆動装置としたものである。

これによって、電圧指令決定部で決定される直流電圧指令は、直流電圧検出手段の精度ばらつきの影響を受ける検出された直流電圧と、目標直流電圧による電圧フィードバック制御により決定されるのではなく、入力電流の高調波レベルと密接な関係を持つ入力電源半周期あたりの入力電流波形に占めるチョッピング動作位相幅、若しくはチョッピング休止位相幅が目標位相幅となる様に直流電圧指令を決定するため、制御の結果得られる入力電流波形には、直流電圧検出手段の精度ばらつきの影響を排除するものである。

本発明のモータ駆動装置は、入力電流に含まれる高調波を所定の規制値以内に抑制できると同時に、検出精度バラつき相当の直流電圧分の損失低減が可能となり効率を高める事ができる。

本発明に係る実施の形態１のモータ駆動装置の構成を示す回路図 図１のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の構成を示すブロック図 図１のモータ駆動装置における制御の変形例を示す図であり、コンバータ制御回路のチョッピング位相検出器の処理において波形成形器の出力信号を利用する場合を示すブロック図 図１のモータ駆動装置における制御の変形例を示す図であり、コンバータ制御回路のチョッピング位相検出器の処理において直流電圧検出器の出力を利用する場合を示すブロック図 図１のモータ駆動装置における制御の変形例を示す図であり、コンバータ制御回路のチョッピング位相検出器の処理においてＰＷＭ変調器の出力を利用する場合を示すブロック図 本発明に係るモータ駆動装置において、所望の位相幅がチョッピング動作位相幅である場合の目標位相幅設定器の特性図 本発明に係るモータ駆動装置において、所望の位相幅がチョッピング休止位相幅である場合の目標位相幅設定器の特性図 本発明に係る下限電圧生成部における、回転数電圧情報の一例を示した図 （ａ）図１のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、交流電圧（以下、ＡＣ電圧という）と整流後の直流電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）図１のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）図１のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後の交流電流を示す信号波形図 （ａ）図１のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）図１のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）図１のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態４のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態４のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態４のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態４のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態４のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態４のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態５のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態５のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態５のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態５のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態５のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態５のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御回路の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置における制御コンバータ制御部の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置における制御コンバータ制御部の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置における制御コンバータ制御部の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 （ａ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係を示す信号波形図（ｂ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、制御すべき目標電流波形を示す信号波形図（ｃ）本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、実際に制御した後のＡＣ電流を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態７のモータ駆動装置の構成を示す回路図 本発明に係る実施の形態８のモータ駆動装置の構成を示す回路図 本発明に係る実施の形態９のモータ駆動装置の構成を示す回路図 本発明に係る実施の形態１〜９のモータ駆動装置における電圧レベル比較器の２値化処理の第１の動作例を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧としきい値電圧（Ｖｔｈ）との関係と、（ｂ）電圧レベル比較器からの２値信号と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態１〜９のモータ駆動装置における電圧レベル比較器の２値化処理の第２の動作例を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧としきい値電圧（Ｖｔｈ）との関係と、（ｂ）電圧レベル比較器からの２値信号と、を示す信号波形図 従来のモータ駆動装置の構成を示す回路図

第１の発明は、モータを駆動するためのモータ駆動装置であって、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡または開放して、前記単相交流電源から直流電圧に整流するコンバータ装置と前記コンバータ装置を制御するコンバータ制御部と、前記コンバータ装置から出力された直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータ装置と前記インバータ装置を制御するインバータ制御部と、前記コンバータ制御部内部には、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成部と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する交流電流検出部と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出部と、前記交流電流検出部で検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となる様に前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第１の制御部と、検出された前記直流電圧が実質的に所望の直流電圧指令となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部と、前記直流電圧指令を設定する第３の制御部とを備え、第３の制御部は、前記モータの回転数と前記モータを要求回転数で回転させるために必要な直流電圧とが関連付けられた回転数電圧情報を用いて、前記モータの回転数に応じた下限電圧指令を生成する下限電圧生成部と、前記下限電圧生成部により生成された下限電圧指令を下限電圧として、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、若しくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように直流電圧指令を決定する電圧指令決定部とを具備する事により、電圧指令決定部で決定される第１直流電圧指令は、直流電圧検出手段の精度ばらつきの影響を受ける検出された直流電圧と、目標直流電圧による電圧フィードバック制御により決定されるのではなく、入力電流の高調波レベルと密接な関係を持つ入力電源半周期あたりの入力電流波形に占めるチョッピング動作位相幅、若しくはチョッピング休止位相幅が目標位相幅となる様に直流電圧指令を決定するため、制御の結果得られる入力電流波形には、直流電圧検出手段の精度ばらつきの影響が排除でき、入力電流に含まれる高調波を所定の規制値以内に抑制できると同時に、検出精度バラつき相当の直流電圧分の損失低減が可能となり効率を高める事ができる。

第２の発明は、第１の発明において、目標位相幅設定器で設定される所定の位相幅は、電源半周期に対して０度から１８０度の範囲で、負荷の状況或いは外部からの指令に応じて変更して設定されるよう構成されることにより、モータ負荷により入力電流は変動し、それにより入力電流の高調波レベルが変動する事から、負荷の状況に応じて所定の位相幅を調整し、負荷が小さい場合は所定の位相幅を大きく、負荷の大きい場合は所定の位相幅を小さくする事で電源高調波を所定のレベルに抑制すると同時にスイッチングによる損失
を低減する事ができる。

第３の発明は、第１の発明において、目標位相幅設定器で判定される負荷の状況は、前記交流電流の値、前記交流電流に基づいて計算される入力電力、または前記コンバータ装置の出力電力で示されるよう構成されることにより、高調波レベルと負荷は概ね比例関係にあると同時に、負荷は交流電流や入力電力またはコンバータ装置の出力電力で推し量ることが可能である事から、交流電流等の状況に応じて所定の位相幅を調整し、負荷が小さい場合は所定の位相幅を大きく、負荷の大きい場合は所定の位相幅を小さくする事で電源高調波を所定のレベルに抑制すると同時にスイッチングによる損失を低減する事ができる。

第４の発明は、第１の発明において、前記電圧指令決定部は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において検出される前記直流電圧の最低値又は前記交流電流の最大値と検出されたチョッピング休止位相幅若しくはチョッピング動作位相幅を関連付けて記憶し、所定の期間内において記憶した中から最も低いＤＣ電圧又は最も大きな交流電流と関連付けられているチョッピング休止位相幅若しくはチョッピング動作位相幅を抽出し、抽出したチョッピング休止位相幅若しくはチョッピング休止位相幅が実質的に前記所定の位相幅となる様に前記第１振幅指令を制御するよう構成される事により、負荷が脈動する状況の場合、負荷に合わせて交流電流も電源半周期で変動する、その場合、高調波レベルは交流電流に比例する事から、高調波レベルが最も大きくなる電流波形（交流電流の振幅が最大）或いは負荷の影響により直流電圧が最も低下する状況に着目して、チョッピング休止位相幅或いはチョッピング実施位相幅を制御することで、負荷が脈動している状況においても、安定して高調波を目標レベル以下に制御することが出来る。

第５の発明は、第１の発明において、前記電圧指令決定部は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において検出されるチョッピング休止位相幅若しくはチョッピング動作位相幅の瞬時値を予め設定されている回数による平均を実施し、その平均値が、実質的に所定の位相幅となるように前記第１振幅指令を制御するよう構成されることにより、電源半周期毎に検出されるチョッピング休止位相幅、若しくはチョッピング動作位相幅は負荷の影響によるばらつきを持つ、或いはノイズの影響により得られた位相幅が正しくない場合がある、その影響を平均化で緩和する事が出来るため、制御の安定性を向上させることができる。

第６の発明は、第４〜５のいずれか１つの発明において、前記電圧指令決定部は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、複数の前記チョッピング動作位相幅、若しくは複数の前記チョッピング休止位相幅が存在するときに、当該期間内のいずれかの位相幅、若しくは合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記第一振幅指令を制御するよう構成された事により、チョッピング動作位相幅、若しくはチョッピング休止位相幅の検出結果が複数となった場合でも、短い時間では実際の交流電流は、急激に変化しないため、それらを一括の位相幅と同様に考える事で、平均化と同様の効果が得る事ができるため検出結果の変動を抑制することが出来る事から、制御の安定性を向上させることができる。

第７の発明は、第１の発明において、前記下限電圧生成部が持つ前記モータの回転数に対する直流電圧の回転数電圧特性は、該モータの逆起電圧特性よりも大きい値に設定されると共に、該モータの逆起電圧と同じ傾向を示す様に設定され、直流電圧指令を制限する下限電圧としての役割を果すことにより、常にモータに対し必要とされる回転数が出力可能となる。

第８の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、前記目標電流波形は、前記目
標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、少なくとも増加し、若しくは少なくとも増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までは、時間経過とともに、少なくとも減少し、若しくは少なくとも減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことにより、
中間点以降で目標電流がゼロとなっても、実際の交流電流はしばらく流れ続ける事ため、特に負荷が軽い時は、波形歪みが増加しても、高調波電流そのものは少なく、さらにスイッチングが減るため回路損失を低減することができる。

第９の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは、少なくとも増加し、若しくは少なくとも増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までは、時間経過とともに、少なくとも減少し、若しくは少なくとも減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定された事により、第１の中間点までの、昇圧動作への寄与が少ない部分でのスイッチングを停止し、第２の中間点以降で目標電流がゼロとなっても、交流電流はしばらく流れ続けるため、特に負荷が軽い時は、波形歪みが増加しても、高調波電流そのものは少なく、第８の発明に対しさらにスイッチングが減るため、回路損失を低減することができる。

第１０の発明は、第１の発明において、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより２値信号を発生する位相検出部をさらに備え、前記波形形成部は、前記２値信号に基づいて前記交流電圧の周期および位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期および位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記第３の制御部は前記２値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅若しくは前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅を検出するよう構成された事により、しきい値電圧Ｖｔｈが変動しても２値信号の周期は電源周波数と同一であり、２値信号のハイレベル側又はローレベル側の中点を求めれば、ＡＣ電圧位相の９０度又は２７０度の時間を知ることができる。また、ＡＣ電圧位相の９０度と２７０度の中点は１８０度および０度の位相になるため、得られた情報を、ＰＬＬなどを用いて逓倍すれば、瞬時瞬時の位相を正確に知ることができる。

以下、本発明のモータ駆動装置に係る実施の形態について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、本発明のモータ駆動装置は、以下の実施の形態に記載したモータ駆動装置の構成に限定されるものではなく、以下の実施の形態において説明する技術的思想と同等の技術的思想に基づいて構成されるものを含む。また、以下の各実施の形態において、同様の機能を有する構成要素については同一の符号を付して説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明に係る実施の形態１のモータ駆動装置の構成を示す回路図である。図１において、単相の交流電源１の両出力端子を、リアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０４により短絡することにより、１つのループが構成される。交流電流検出部である電流検出器１０３は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Ｉａｃを示す信号をコンバータ制御部１００に出力する。半導体スイッチ１０４をオン状態にすると、リアクタ１０２の電流は増加する。

一方、半導体スイッチ１０４をオフ状態にすると、リアクタ１０２に流れていた電流はダイオードブリッジ１０５にて整流されて、その整流された電流は平滑コンデンサ１０６およびインバータ装置４に流れ、インバータ装置４を駆動する。

平滑コンデンサ１０６の両端の直流電圧Ｖｄｃは、直流電圧検出部である直流電圧検出器１１０により検出され、直流電圧検出器１１０は検出された直流電圧Ｖｄｃを示す信号をコンバータ制御部１００に出力する。

また、交流電源１から入力された交流電圧の位相検出部である電圧レベル比較器１０９は、交流電源１のＡＣ電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較する事により、当該しきい値電圧以上であるか否かを示す２値信号Ｓｃｏｍを発生してコンバータ制御部１００に出力する。コンバータ制御部１００は、２値信号Ｓｃｏｍの周期および位相に基づいて、交流電源１から出力されるＡＣ電圧の位相を検知する。

コンバータ制御部１００は、検知されたＡＣ電圧の位相に基づいて、ＡＣ電圧と実質的に同一の周波数であって、ＡＣ電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、電流検出器１０３により検出された電流値Ｉａｃが前記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように半導体スイッチ１０４をチョッピング動作させるように制御する。

さらに、コンバータ制御部１００は、直流電圧検出器１１０により検出された直流電圧Ｖｄｃが、コンバータ制御部１００内で設定された所望の電圧になるように、その偏差に応じて、生成する目標電流波形の相似比率を調整する。

ここで、コンバータ制御部１００は、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧より低ければ、目標電流波形の相似比率を増大させて、大きな電流になるように制御し、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧よりも高ければ、小さな電流になるように制御する。

また、コンバータ制御部１００は、半導体スイッチ１０４のチョッピング状態に基づいて、半導体スイッチ１０４をパルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」という。）駆動している位相幅を検出し、その位相幅と所望の値との偏差を検出し、当該偏差に応じて前記所望の直流電圧値を調整する。

図２は図１のコンバータ制御部１００の詳細構成を示すブロック図である。
図２のコンバータ制御部１００において、当該制御システムとしての制御の特徴は、モータを目標回転数で駆動するのに必要な直流電圧（下限電圧指令）を求め、求めた下限電圧指令を下限電圧として、チョッピング駆動をしているチョッピング動作位相幅θωｏｎを、目標位相幅設定器２０３からの所望の位相幅θωｏｎ＊に制御する場合の直流電圧指令を決定する事により電圧及び電流制御を実施するというものである。

まず、ＡＣ電圧位相検出器２０１は、電圧レベル比較器１０９から出力される交流電源１の電圧レベルを所定のしきい値電圧（Ｖｔｈ）と比較することにより２値化した２値信号Ｓｃｏｍに基づいて、ＡＣ位相を検出し、検出したＡＣ位相を示す信号を目標電流波形形成器２０２およびチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。なお、ＡＣ電圧位相検出器２０１の具体的な動作の詳細は後述する。

次いで、目標電流波形形成器２０２は、前記ＡＣ位相を示す信号に基づいて、詳細を後述する所定の目標電流波形を発生して、乗算器２０８に出力する。

なお、本発明に係る実施の形態１においては、コンバータ制御部１００におけるＡＣ電圧位相検出器２０１と目標電流波形形成器２０２により、交流電圧の波形と同一周波数の
目標電流波形を形成する波形形成部１１１が構成されている。
第３の制御部２１８は、電圧指令決定部２１３と下限電圧生成部２１４で構成されている。

電圧指令決定部２１３について説明する。

チョッピング位相幅検出器２１２は、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変換器２１１に出力される半導体スイッチ１０４に対するチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、極性が固定されている周期の間におけるチョッピング動作状態である位相幅（以下、「チョッピング動作位相幅」という）と測定期間中に電流検出器１０３から出力される実際の電流値Ｉａｃの最大値とを関連付けて記憶し、所定の期間内の連続した複数の測定結果から、実際の電流値Ｉａｃが最大であったチョッピング動作位相幅θωｏｎを抽出し、減算器２０４に出力する。

実際の電流値Ｉａｃの最大値とチョッピング動作位相幅θωｏｎとを関連付けて記憶し用いるのは、電源高調波レベルが入力電流に比例するため、電源高調波レベルが最も大きくなる最大の電流波形に着目してチョッピング動作位相幅を制御することにより、電源高調波を目標レベル以下に制御するためである。

また、チョッピング位相幅検出器２１２において、連続した複数の測定結果から抽出するのは、図１で示した圧縮機モータ３００が脈動を持つ負荷特性の場合に、１回１回のチョッピング動作位相幅の測定値が異なるためである。

ここで、図６は、目標位相幅設定器２０３から出力される所望のチョッピング動作位相幅θωｏｎ＊と、目標位相幅設定器２０３に入力される電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃから求めた所定期間の最大電流Ｉａｃｐとの関係の一例を示したものである。

図６に示すように、所定期間の最大電流値Ｉａｃｐの増加に従い所望のチョッピング動作位相幅θωｏｎ＊が増化する特性としている。このような特性とすることにより、低入力では高調波電流自体の大きさが小さいため損失低減を重視する一方で、高入力では高調波電流の低減を重視した特性を持たせることができる。その結果、損失低減と高調波電流の抑制を狙った特性を持たせることができる。

なお、図６に示す特性では、前後を平坦にし、その間を滑らかな直線で繋いだものとしているが、チョッピング動作位相幅θωｏｎ＊と所定期間の最大電流値Ｉａｃｐとの関係を示す特性としては、図６に示した特性に限定されるものではない。

また、図６の特性図２２おいて、横軸を所定期間の最大電流値Ｉａｃｐとして説明しているが、電流値Ｉａｃに基づいて計算される最大入力電力、又はインバータ装置４に流れる電流を検出する電流検出器１１２の出力と直流電圧検出部であるＤＣ電圧検出器１１０の出力から得られるインバータ装置４の最大入力電力を用いても同様の結果が得られる。

また、図６の特性図２２おいて、横軸を所定期間の最大電流値Ｉａｃｐとして説明しているが、モータ３００が脈動を持つ負荷特性ではない場合、瞬時の電流値やその平均値をＩａｃｐとしても同様の結果が得られる。

減算器２０４は、いわゆる位相比較器であり、実際のチョッピング動作位相幅θωｏｎから所望のチョッピング動作位相幅θωｏｎ＊を減算することにより、その位相幅の偏差
を演算して当該偏差を示す信号を位相幅補償演算器２０５に出力する。
位相幅補償演算器２０５は、ＰＷＭ動作状態の位相幅を安定に保つための所定の補償演算を行うことにより、偏差に応じて出力された暫定の直流電圧指令Ｖｉ＊を下限制限器２１５へ出力する。

下限電圧生成部２１４について説明する。

下限電圧生成部２１４は、モータ３００の回転数と回転に必要となる直流電圧とが関連付けられた回転数電圧情報を用いて、モータ３００の回転数指令ωに応じた直流電圧（以下、下限電圧指令Ｖω＊と呼ぶ）を下限制限器２１５へ出力する。

ここで、モータ３００の回転数指令ωは、インバータ装置４がモータ３００の制御に用いる回転数ωを用いれば良い。具体的には、インバータ制御部４００からコンバータ制御部１００に供給される回転数ωを用いる。

図８に回転数電圧情報の一例を示す。図８において横軸はモータ３００の回転数ω、縦軸は下限電圧指令Ｖω＊である。図８に示す様に、モータ３００の回転数ωに対する下限電圧指令Ｖω＊の特性は、該モータ３００の逆起電圧特性Ｖｍよりも大きい値に設定されると共に、該モータ３００の逆起電圧Ｖｍと同じ傾向を示す様に設定されることが望ましい。

例えば、直流電圧Ｖｄｃをモータ３００の要求回転数を実現するのに必要となる直流電圧Ｖｄｃｍの値よりも小さく設定してしまうと、高速回転領域において弱め磁界制御が必要となり、損失が大きくなってしまう。逆に、直流電圧Ｖｄｃをモータ３００が必要とする値よりも大きく設定してしまうと、スイッチングが過剰となり、スイッチング損失が増大する。従って、モータ３００の要求回転数を満足するために必要とされる最小の直流電圧を、モータ３００の回転数ωに応じて設定する事で、スイッチング損失を最低限のレベルに抑える事が可能となる。

回転数電圧情報において、直流電圧の上限値は、モータ駆動装置０に搭載される電子部品（例えば平滑コンデンサ１０６）の耐電圧以下に設定され、下限値は交流電源１から供給される入力電流Ｉａの波高値以上に設定される。

なお、回転数電圧情報は、モータ３００の回転数ωをパラメータとする関数で与えられても良いし、図８に示した様なテーブルとして与えられても良い。

制限器２１５について説明する。

制限器２１５は、偏差に応じて出力された暫定の直流電圧指令Ｖｉ＊を下限電圧生成部２１４が出力した下限電圧指令Ｖω＊で下限制限した後、直流電圧指令Ｖｄｃ＊を生成し減算器２０６に出力する。

直流電圧検出部である直流電圧検出器１１０により検出された実際の出力直流電圧Ｖｄｃを示す信号は減算器２０６に入力される。

減算器２０６は、直流電圧指令Ｖｄｃ＊から実際の出力直流電圧Ｖｄｃを減算することにより、電圧偏差を演算し、電圧偏差を示す信号を発生してＶｄｃ補償演算器２０７に出力する。Ｖｄｃ補償演算器２０７は、実際の直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ＊と実質的に一致し、かつ、安定になるための補償演算を実行することにより、補償演算後の電圧偏差を示す信号を乗算器２０８に出力する。

乗算器２０８は、目標電流波形形成器２０２からの目標電流波形に対して補償演算後の電圧偏差を乗算し、乗算結果である瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊を形成して、減算器２０９に出力する。乗算器２０８の動作では、実際の直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ＊よりも低いとき、目標電流波形の振幅を増大させる一方、実際の直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ＊よりも高いとき、目標電流波形の振幅を減少させる。

減算器２０９は、瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊から、電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃを減算することにより、減算結果である電流偏差を示す信号をＩａｃ補償演算器２１０に出力する。Ｉａｃ補償演算器２１０は、交流電源１から入力される電流が電流指令値Ｉａｃ＊に安定、かつ、速やかに実質的に一致するように所定の補償演算を行って、補償演算後の電流偏差を示す信号をＰＷＭ変換器２１１およびチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。

ＰＷＭ変換器２１１は、入力される信号が示す補償演算後の電流偏差に対してＰＷＭ変調することにより、半導体スイッチ１０４をオンオフするためのチョッピング駆動信号Ｓｃｈを形成して、半導体スイッチ１０４に出力する。一方、チョッピング位相幅検出器２１２は、前述のように、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変換器２１１に出力される半導体スイッチ１０４に対するチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、チョッピング動作位相幅θωｏｎを検出して、そのチョッピング動作位相幅θωｏｎを示す信号を減算器２０４に出力する。これにより、チョッピング動作位相幅の制御ループが構成される。

以上のように構成された半導体スイッチ１０４をチョッピング駆動制御するコンバータ制御部１００においては、減算器２０４よりも右側のループ（２０４から２０５，２１５、２０６，２０７，２０８，２０９，２１０，２１２を介して２０４に戻るループをいう。）において、下限電圧生成部２１４により生成された下限電圧指令Ｖω＊を下限として、チョッピング位相幅検出器２１２により検出されたチョッピング動作位相幅θωｏｎが目標位相幅設定器２０３により設定された所望の位相幅θωｏｎ＊に実質的に一致するように直流電圧Ｖｄｃが制御される。

なお、下限電圧指令Ｖω＊による制限を受けている場合は、チョッピング動作位相幅θωｏｎは所望の位相幅θωｏｎ＊には到達せず、設定された下限電圧で安定する事となる。

チョッピング動作位相幅θωｏｎは目標値に対して大きな値となるが、その場合は直流電圧Ｖｄｃが所望の位相幅θωｏｎ＊に到達した時よりも高い事から電源高調波のレベルは低くなるため、電源高調波規制に対し問題はない。

さらに、図２の減算器２０９よりも右側のループ（２０９から２１０，２１１，１０４，１０３を介して２０９に戻るループをいう。）において、電流検出器１０３により検出された電流Ｉａｃが目標電流波形形成器２０２により形成された目標電流波形に基づいて発生された目標電流Ｉａｃ＊に実質的に一致するようにチョッピング駆動制御される。

図９は、実施の形態１におけるコンバータ制御部の第１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図１０は、実施の形態１におけるコンバータ制御部の第２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図９で示す第１の動作例は、出力される直流電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４に対するチョッピング動作位相幅（例えば、最小の位相幅）θωｏｎが所望の位相幅θωｏｎ＊よりも小さくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧が直流電圧より高い位相期間が増加するので、交流電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ１０５を経由して直流側へと流れ込む電流が増加する。このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。

一方、図１０で示す第２の動作例は、出力される直流電圧が比較的高く、半導体スイッチ１０４に対するチョッピング動作位相幅（例えば、最大の位相幅）θωｏｎが所望の位相幅θωｏｎ＊よりも大きくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧が直流電圧より高い位相期間が第１の動作例に比較して減少するので、交流電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ１０５を経由して直流側へと流れ込む電流も減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図１０の第２の動作例は、図９の第１の動作例での波形に比べて、半導体スイッチ１０４に対するチョッピングが行われている期間が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。

ここで、交流電源１からのＡＣ電圧にひずみが含まれていると、ＡＣ電圧の半周期の間にチョッピングがなされている区間が複数回数出現することがある。その場合には、チョッピング位相幅検出器２１２が、ＡＣ電圧の位相の０度又は１８０度に近いチョッピング位相幅を制御用チョッピング位相幅として選択して、当該チョッピング制御を行ってもよい。

また、チョッピング位相幅検出器２１２は、ＡＣ電圧の位相の０度又は１８０度の代わりに、ＡＣ電流又はＡＣ電圧の極性を判定している基準位相に近いほうの位相幅を制御用チョッピング位相幅として選択して、当該チョッピング制御を行ってもよい。さらに、チョッピング位相幅検出器２１２は、前記複数個得られたチョッピング位相幅を加算して、加算結果の位相幅を制御用チョッピング位相幅として当該チョッピング制御を行ってもよい。

本発明に係る実施の形態１の構成において、モータ駆動装置０は、コンバータ制御部１００と共に、交流電流検出部である電流検出器１０３と、直流電流検出部である電流検出器１１２と、直流電圧検出部である直流電圧検出器１１０と、電圧レベル比較器１０９と、インバータ制御部４００とインバータ装置４を含むものである。

また、実施の形態１におけるコンバータ制御部１００は、波形成形器１１３と、第１の制御部２１６、第２の制御部２１７、および第３の制御部２１８に機能的に分けられる。

第１の制御部２１６は、検出された交流電流Ｉａｃの波形が実質的に目標電流波形となるように半導体スイッチ１０４のチョッピング動作を制御するものであり、図２に示す実施の形態１の構成においては、乗算器２０８、減算器２０９、Ｉａｃ補償演算器２１０、およびＰＷＭ変換器２１１により構成される。

第２の制御部２１７は、検出された直流電圧Ｖｄｃが実質的に所望の直流電圧指令Ｖｄｃ＊となるように目標電流波形の振幅を制御するものであり、実施の形態１の構成においては、減算器２０６、Ｖｄｃ補償演算器２０７により構成される。

第３の制御部２１８は、直流電流指令Ｖｄｃ＊を生成する部分であり、モータ３００の回転数指令ωと回転数電圧特性を用いて、モータ３００を所望の回転数ωで駆動するのに必要な下限電圧指令Ｖω＊を生成し、下限電圧指令Ｖω＊を下限電圧として、所定の期間
中の交流電流ピークに紐付いた半導体スイッチ１０４がチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅が、実質的に所定の位相幅となるように調整する直流電圧指令Ｖｄｃ＊を生成して出力するものであり、実施の形態１の構成においては、目標位相幅設定器２０３、減算器２０４、位相幅補償演算器２０５、下限制限器２１５、位相幅検出器２１２で構成された電圧指令決定部と、下限電圧生成部２１４により構成される。

なお、実施の形態１において、目標位相幅設定器２０３は電流検出器１０３により検出された実際の入力電流値Ｉａｃから求めた所定期間の最大電流値Ｉａｃｐから予め設定された関係に従い所望のチョッピング動作位相幅θωｏｎを求める構成であるが、他の構成により対応することも可能である。

例えば、目標位相幅設定器２０３においては、モータ３００に負荷脈動がない場合は、瞬時電流Ｉａｃ或いは、Ｉａｃを平均した電流を目標位相幅設定用電流としＩａｃｐの代わりに用いてもよい。

或いは、目標位相幅設定器２０３が、所定期間の最大電流値Ｉａｃｐではなく、実際の電流Ｉａｃに基づいて計算される入力電力、若しくはＤＣ電圧検出器１１０と電流検出器１１２とより計算される整流回路装置の最大出力電力を用いてもよい。
或いは、目標位相幅設定器２０３においては、予め設定されている回数において記憶した最大電流（瞬時値）を用いた平均値を目標位相幅設定用電流とし、Ｉａｃｐの代わりに用いてもよい。

或いは、モータへの回転数指令により所望のチョッピング休止位相幅θωｏｎが切り替わるように、外部より指示信号（図示しない）を与える方法でもよい。
或いは、特定の条件において高力率や高いＤＣ電圧を望むなどの整流回路装置を含むシステム全体の要求から所望のチョッピング休止位相幅θωｏｎが切り替わるように、外部より指示信号（図示しない）を与える方法でもよい。この方法の場合には、所望のチョッピング休止位相幅θωｏｎを１８０度として全域スイッチングとしてもよい。

さらに、これらの方法を複合した方法でもよい。
実施の形態１におけるチョッピング位相幅検出器２１２においては、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される半導体スイッチ１０４に対するチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、極性が固定されている周期の間におけるチョッピング動作位相幅と電流検出器１０３から出力される実際の電流値Ｉａｃの最大値とを関連づけて記憶し、連続した複数の測定結果から、実際の電流値Ｉａｃが最大である時のチョッピング動作位相幅θωｏｎを検出する構成で説明したが、本発明としては、例えば、以下に説明する図３、図４又は図５に示すような構成でも同様の作用効果を奏するものである。

図３に示した構成においては、チョッピング駆動信号Ｓｃｈが入力される波形成形器１１３を設けて、波形成形器１１３がチョッピング駆動信号Ｓｃｈをスイッチングが連続する部分とスイッチングが停止する部分の２値信号に成形して、その２値信号を位相幅検出器２１２に出力する構成である。位相幅検出器２１２においては、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、２値信号のスイッチングが駆動する部分に相当する部分からチョッピング動作位相幅を抽出し、これをチョッピング動作位相幅θωｏｎとしている。

上記のように図３に示した構成においても、前述の図２に示した構成と同様の作用効果を有する。

さらに、図４に示した構成においては、チョッピング位相幅検出器２１２は、極性が固定されている周期の間におけるチョッピング動作位相幅と直流電圧検出器１１０から出力される直流電圧Ｖｄｃの最小値とを関連付けて記憶し、所定の時間内の連続した複数の測定結果から、実際の直流電圧Ｖｄｃが最小である時のチョッピング動作位相幅θωｏｎを検出する。これは、電源高調波のレベルは入力電流に比例するため、この関係を直流電圧Ｖｄｃで置き換えると、負荷が最も大きくなる箇所ではそれだけ直流電圧Ｖｄｃの電圧低下が大きくなる事となる。

したがって、図４に示した構成においては、チョッピング動作位相幅を直流電圧Ｖｄｃの最小値と関連付けて記憶し、電源高調波レベルが最も大きくなる直流電圧レベルに着目し、チョッピング位相幅制御をする事により、電源高調波を目標レベル以下に制御することができる。

なお、連続した複数の測定結果から抽出するのは、モータ３００が脈動を持つ特性の場合に、１回１回のチョッピング動作位相幅の測定値が異なるためである。
以上のように構成した場合、モータ３００が脈動を持つ特性においても、図２に示した構成と同様の作用効果を有する。

或いは、図５に示した構成においては、チョッピング位相幅検出器２１２は、極性が固定されている周期の間におけるＰＷＭ変調器２１１の出力であるパルス数を計測し、計測したパルス数にチョッピング周期を乗算することにより、チョッピング動作位相幅を計算し、それを用いて電源半周期におけるチョッピング動作位相幅としてもよい。図５に示した構成においては、実際に半導体スイッチを駆動しているパルス数からチョッピング動作位相幅を制御することにより、電源高調波を目標レベル以下に制御することができる。

（実施の形態２）
以下、本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部について説明する。

前述の実施の形態１のコンバータ制御部は、回転数ωから求めた下限電圧指令Ｖω＊を下限電圧として、チョッピングを実施している位相幅θωｏｎを検出し、その位相幅θωｏｎを用いて、直流電圧指令Ｖｄｃ＊を調整しているが、本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置では、チョッピングが休止状態になっている位相幅（以下、「チョッピング休止位相幅」という。）θωｏｆｆを検出し、そのチョッピング休止位相幅θωｏｆｆを用いて直流電圧指令Ｖｄｃ＊を調整する事により、同様の作用効果を得るものである。

したがって、本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置及びコンバータ制御部の構成としては、前述の実施の形態１において説明した図１および図２の構成と実質的に同じ構成を有するものであり、実施の形態２においては実施の形態１における符号と同じ符号を用いて説明する。以下図２を用いた説明において、図２中のθωｏｎ＊は、θωｏｆｆ＊に、θωｏｎは、θωｏｆｆに読み換える事とする。

ただし、目標位相幅設定器２０３から出力される所望のチョッピング位相幅θωｏｆｆ＊と、目標位相幅設定器２０３に入力される電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃから求めた所定期間の最大電流値Ｉａｃｐとの関係は実施の形態１とは異なる。

目標位相幅設定器２０３から出力される所望のチョッピング休止位相幅θωｏｆｆ＊と、目標位相幅設定器２０３に入力される電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃから求めた所定期間の最大電流値Ｉａｃｐとの関係の一例を図７に示す。

図７に示す特性は、所定期間の最大電流値Ｉａｃｐの増加に従い、所望のチョッピング休止位相幅θωｏｆｆが減少する特性である。このような特性とすることにより、低入力では高調波電流自体の大きさが小さいため損失低減を重視し値を拡大する一方で、高入力では高調波電流の低減を重視した特性を持たせることができる。その結果、損失低減と高調波電流の抑制を狙った特性を持たせることができる。

なお、図７に示す特性では、前後を平坦にし、その間を滑らかな直線で繋いだものとしているが、チョッピング休止位相幅θωｏｆｆと所定期間の最大電流値Ｉａｃｐとの関係を示す特性はこの形に限定されるものではない。

また、図７の特性図２２おいて、横軸を所定期間の最大電流値Ｉａｃｐとして説明しているが、インバータ装置４に流れる電流を検出する電流検出器１１２の出力とＤＣ電圧検出器１１０の出力から得られる整流回路装置の所定の期間の最大出力電力を用いても同様の結果が得られる。

図１１は、本発明に係る実施の形態２のコンバータ制御部の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

また、図１２は、本発明に係る実施の形態２のコンバータ制御部の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図１１の第３の動作例では、出力される直流電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピング動作されないチョッピング休止位相幅（例えば、最大の位相幅）θωｏｆｆが大きくなっている場合である。一方、図１２の第４の動作例では、出力される直流電圧が第３の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされないチョッピング休止位相幅（例えば、最小の位相幅）θωｏｆｆが第３の動作例に比較して小さくなっている場合である。チョッピング休止位相幅θωｏｆｆはチョッピング動作位相幅θωｏｎと相補的であるため、同様の作用効果を得ることができる。

また、交流電源１からのＡＣ電圧にひずみが含まれていると、ＡＣ電圧の半周期の間にチョッピングがなされている区間が複数回数出現することがある。このような場合には、チョッピング位相幅検出器２１２は、ＡＣ電圧の位相の９０度に近いオフ期間のチョッピング休止位相幅θωｏｆｆを制御用チョッピング位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。

さらに、チョッピング位相幅検出器２１２は、上記複数個得られた チョッピング休止位相幅を加算し、加算結果の位相幅を制御用チョッピング位相幅として当該チョッピング制御を行ってもよい。

なお、図１１および図１２の特性図では、ＡＣ電圧の半周期分のみの波形を示しているが、図９および図１０や従来技術などからも明らかなように、残りの半周期も絶対値（瞬時絶対値）としては同様の波形になるので省略する。

なお、実施の形態２においては、目標位相幅設定器２０３が電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃから求めた所定期間の最大電流値Ｉａｃｐに対し予め設定さ
れた関係に従い、所望のチョッピング休止位相幅θωｏｆｆを求める構成であるが、他の構成により対応することも可能である。例えば、
例えば、目標位相幅設定器２０３においては、モータ３００に負荷脈動がない場合は、瞬時電流Ｉａｃ或いは、Ｉａｃを平均した電流を目標位相幅設定用電流としＩａｃｐの代わりに用いてもよい。

或いは、目標位相幅設定器２０３が、記憶した最大電流を用いた平均値を位相幅設定用電流として、Ｉａｃｐの代わりに用いてもよい。

或いは、目標位相幅設定器２０３が、所定期間の最大電流値Ｉａｃｐではなく、実際の電流Ｉａｃに基づいて計算される最大入力電力、若しくは直流電圧検出器１１０と電流検出器１１２とより計算されるインバータ装置４への最大入力電力を用いてもよい。

また、モータへの回転数指令により所望のチョッピング休止位相幅θωｏｆｆが切り替わるように外部より指示信号（図示しない）を与える方法でもよい。

或いは、特定の条件において高力率や高い直流電圧を望むなどのコンバータ装置を含むシステム全体の要求から所望のチョッピング休止位相幅θωｏｆｆが切り替わるように、外部より指示信号（図示しない）を与える方法でもよい。

この場合は、所望のチョッピング休止位相幅θωｏｆｆを０度として全域スイッチングとしてもよい。更に、これらの方法を複合した方法でもよい。

実施の形態２におけるチョッピング位相幅検出器２１２においては、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される半導体スイッチ１０４に対するチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、チョッピング休止位相幅θωｏｆｆを検出する構成で説明したが、本発明としては、例えば、前述の実施の形態１において説明した図３、図４、又は図５に示すような構成でも同様の作用効果を奏するものである。

図３に示した構成においては、チョッピング駆動信号Ｓｃｈが入力される波形成形器１１３を設けて、波形成形器１１３がチョッピング駆動信号Ｓｃｈをスイッチングが連続する部分とスイッチングが停止する部分の２値信号に成形して、その２値信号を位相幅検出器２１２に出力する構成である。

位相幅検出器２１２においては、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、２値信号のスイッチングが休止する部分に相当する部分からチョッピング休止位相幅を抽出し、これをチョッピング動作位相幅θωｏｆｆとしている。

上記のように図３に示した構成においても、前述の図２に示した構成と同様の作用効果を有する。

さらに、図４に示した構成においては、チョッピング位相幅検出器２１２は、極性が固定されている周期の間におけるチョッピング休止位相幅と直流電圧検出器１１０から出力される直流電圧Ｖｄｃの最小値とを関連付けて記憶し、所定の時間内の連続した複数の測定結果から、実際の直流電圧Ｖｄｃが最小である時のチョッピング休止幅θωｏｆｆを検出する。これは、電源高調波のレベルは入力電流に比例するため、この関係を直流電圧Ｖｄｃで置き換えると、負荷が最も大きくなる箇所ではそれだけ直流電圧Ｖｄｃの電圧低下が大きくなる事となる。

したがって、図４に示した構成においては、チョッピング動作位相幅を直流電圧Ｖｄｃの最小値と関連付けて記憶し、電源高調波レベルが最も大きくなる直流電圧レベルに着目し、チョッピング位相幅制御をする事により、電源高調波を目標レベル以下に制御することができる。

なお、連続した複数の測定結果から抽出するのは、モータ３００が脈動を持つ特性の場合に、１回１回のチョッピング動作位相幅の測定値が異なるためである。

以上のように構成した場合、モータ３００が脈動を持つ特性においても、図２に示した構成と同様の作用効果を有する。

或いは、図５に示した構成においては、チョッピング位相幅検出器２１２は、極性が固定されている周期の間におけるＰＷＭ変調器２１１の出力であるパルス数を計測し、計測したパルス数にチョッピング周期を乗算することにより、チョッピング休止位相幅を計算し、それを用いて電源半周期におけるチョッピング休止位相幅としてもよい。図５に示した構成においては、実際に半導体スイッチを駆動しているパルス数からチョッピング休止位相幅を制御することにより、電源高調波を目標レベル以下に制御することができる。

以上のように構成した場合、モータ３００が脈動を持つ特性においても、図２に示した構成と同様の作用効果を有する。

（実施の形態３）
以下、本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部について説明する。

本発明に係る実施の形態３のコンバータ制御部は、前述の実施の形態１のモータ駆動装置おけるコンバータ制御部１００の制御方法を簡素化したものである。

実施の形態３のコンバータ制御部１００におけるチョッピング位相幅検出器２１２は、０度又は１８０度からチョッピングが休止状態になるまでのＡＣ電圧の極性（符号）が変化せず固定されている区間（正の区間又は負の区間）での前半の位相幅θω１ｏｎ（チョッピング動作位相幅）を検出して、その位相幅θω１ｏｎを用いて当該チョッピング制御を行う。

したがって、本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置の構成としては、前述の実施の形態１において説明した図１および図２の構成と実質的に同じ構成を有するものであり、実施の形態３においては実施の形態１における符号と同じ符号を用いて説明する。

図１３は、本発明に係る実施の形態３のコンバータ制御部の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

また、図１２は、本発明に係る実施の形態３のコンバータ制御部の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図１３の第５の動作例では、出力される直流電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる位相幅θω１ｏｎが比較的小さくなっている場合である。一方、図
１４の第６の動作例では、出力される直流電圧が第５の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる位相幅θ１ωｏｎが第５の動作例に比較して大きくなっている場合である。

実施の形態３のモータ制御装置では、図１３および図１４に示した動作例におけるＡＣ電圧の半周期の区間において、前半のチョッピングがなされている位相幅θ１ωｏｎは、前述の図９および図１０に示した傾向と同様の傾向があるため、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態４）
以下、本発明に係る実施の形態４のモータ制御装置におけるコンバータ制御部について説明する。

本発明に係る実施の形態４のコンバータ制御部は、前述の実施の形態３のモータ駆動装置と同様に、実施の形態１のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部１００の制御方法を簡素化したものである。実施の形態４のモータ駆動装置におけるチョッピング位相幅検出器２１２は、０度又は１８０度からチョッピングが休止状態になるまでのＡＣ電圧の極性（符号）が変化せず固定されている区間（正の区間又は負の区間）での後半の位相幅θ２ωｏｎを検出して当該チョッピング制御を行う。

したがって、本発明に係る実施の形態４のモータ駆動装置の構成としては、前述の実施の形態１において説明した図１および図２の構成と実質的に同じ構成を有するものであり、実施の形態４においては実施の形態１における符号と同じ符号を用いて説明する。

図１５は、本発明に係る実施の形態４のコンバータ制御部の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

また、図１６は、本発明に係る実施の形態４のコンバータ制御部の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図１５の第７の動作例では、出力される直流電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる位相幅θ２ωｏｎ（チョッピング動作位相幅）が比較的小さくなっている場合である。一方、図１６の第８の動作例では、出力される直流電圧が第７の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる位相幅θ２ωｏｎが第７の動作例に比較して大きくなっている場合である。実施の形態４のモータ駆動装置では、図１５および図１６に示した動作例における交流電源１の半周期の区間において、後半のチョッピングがなされている位相幅θ２ωｏｎは、前述の図９および図１０に示した傾向と同様の傾向があるため、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態５）
以下、本発明に係る実施の形態５のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部について説明する。

本発明に係る実施の形態５のコンバータ制御部は、前述の実施の形態３のモータ駆動装置におけるチョッピング位相幅θ１ωｏｎと、実施の形態４のモータ制御装置におけるチョッピング位相幅θ２ωｏｎとの合計の位相幅（θ１ω０ｎ＋θ２ωｏｎ）をチョッピン
グ位相幅検出器２１２により検出して、当該合計の位相幅（θ１ωｏｎ＋θ２ωｏｎ）が所望の位相幅になるように直流電圧を制御する構成である。

図１７は、本発明に係る実施の形態５のコンバータ制御部の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 また、図１８は、本発明に係る実施の形態５のコンバータ制御部の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図１７の第９の動作例では、出力される直流電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる前半のチョッピング位相幅θ１ωｏｎ、および後半のチョッピング位相幅θ２ωｏｎが比較的小さくなっている場合である。

一方、図１８の第１０の動作例では、出力される直流電圧が第９の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる前半のチョッピング位相幅θ１ωｏｎ、および後半のチョッピング位相幅θ２ωｏｎが第９の動作例に比較して大きくなっている場合である。

実施の形態５のモータ駆動装置では、図１７および図１８に示した動作例における交流電源１の半周期の区間において、前半のチョッピング位相幅θ１ωｏｎ、および後半のチョッピング位相幅θ２ωｏｎは、前述の図９および図１０に示した傾向と同様の傾向があるため、実施の形態１から実施の形態４と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態６）
以下、本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部について説明する。

図１９は、本発明に係る実施の形態６のコンバータ制御部の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図２０は、本発明に係る実施の形態６のコンバータ制御部の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

実施の形態６のコンバータ制御部は、目標電流波形が正弦波以外の波形であって、例えば三角波とすることにより、さらに回路損失を低減することができることを特徴としている。特に、負荷が軽いときには、波形歪みが増加しても、高調波電流そのものは少ないため、さらに回路損失を低減することが可能である。

図１９の第１１の動作例は、出力される直流電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる位相幅θωｏｎが所望の位相幅θωｏｎ＊よりも小さくなっている場合である。このときにも、ＡＣ電圧が直流電圧より高い位相期間が増加するため、交流電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ１０５を経由して直流側へと流れ込む電流が増加する。このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。

一方、図２０の第１２の動作例は、出力される直流電圧が第１１の動作例に比較して高
く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる位相幅θωｏｎが所望の位相幅θωｏｎ＊よりも大きくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧が直流電圧より高い位相期間が減少するため、交流電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ１０５を経由して直流側へと流れ込むＡＣ電流が減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図２０の第１２の動作例では、図９および図１０と同様に、図１９の第１１の動作例の波形に比べて、半導体スイッチ１０４のチョッピングが行われている期間（位 相幅）が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。

実施の形態６においては、好ましくは、図１９および図２０に示すように、目標電流波形の瞬時の絶対値は、時間経過とともに、ＡＣ電圧の０度（開始点）から１８０度（終了点）までの期間の前半の期間において、一定の傾きで単調増加した後、所定の中間点（９０度よりも小さい角度）から一定の傾きで単調減少し、その後終了点までゼロになる区間を有する三角波形を用いる。

なお、図１９および図２０において、ＡＣ電圧の半周期で１つのチョッピング実施位相幅θωｏｎが図示されているため、ＡＣ電圧の１周期で２つのチョッピング休止位相幅が図示されていることになる。したがって、前述のように、２つのチョッピング休止位相幅のいずれかの位相幅、若しくは合計の位相幅に基づいてチョッピング制御してもよい。

或いは、前述の実施の形態２で説明したように、ＡＣ電圧の半周期からチョッピング位相幅θωｏｎを減算してチョッピング休止位相幅θωｏｆｆを求める。或いは、直接にチョッピング休止位相幅θωｏｆｆを求めて、この求めたチョッピング休止位相幅θωｏｆｆに基づいて制御を行ってもよい。

（実施の形態６の変形例）
以下、本発明に係る実施の形態６のモータ駆動回路の変形例について図２１〜図２４を参照して説明する。

本発明に係る実施の形態６の変形例においては、図１９および図２０に示した目標電流波形とは異なる別の形状を有するものである。
図２１は、本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

また、図２２は、本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ） 実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

さらに、図２３は、本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

また、図２４は、本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置におけるコンバータ制御部の第１５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後の直流電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図２１の第１３の動作例における目標電流波形は、図１９の第１１の動作例における目標電流波形と比較して、時間経過とともに単調減少する区間の代わりに、後半の９０度を超える所定の位相（例えば、１１０度）の中間点Ｔｍで瞬時にゼロにする区間（ゼロで一定の区間）を有するように構成した三角波形である。

また、図２２の第１４の動作例における目標電流波形は、図２１の第１３の動作例における目標電流波形と比較して、時間経過とともに単調増加する区間を正弦波状に増加させており、後半の９０度を超える所定の位相（例えば、１１０度）の中間点Ｔｍで瞬時にゼロになる区間（ゼロで一定の区間）を有する波形である。

さらに、図２３の第１５の動作例における目標電流波形は、図２２の第１４の動作例における目標電流波形において制約条件を設けて、前半部の正弦波波形において９０度より手前の中間点Ｔｍの位相（例えば、７０度）で瞬時にゼロにした波形である。

また、図２４の第１５の動作例における目標電流波形は、図２３の第１５の動作例における目標電流波形において、時間経過とともに、０度から第１の中間点Ｔｍ１までの所定期間ゼロ（ゼロで一定の区間）とし、その後、第２の中間点Ｔｍ２まで単調増加させるように構成した波形である。

図２３および図２４の動作例では、９０度よりも手前で目標電流をゼロにしているが、ゼロにする位相よりも手前で半導体スイッチ１０４のチョッピング動作から、チョッピングが休止になる期間になるような負荷で使用すればよい。しかも、本動作例は、直流電圧がＡＣ電圧の最高瞬時電圧よりも低いため、９０度近傍では、交流電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ１０５を経由して電流が流れ込む。このため、目標電流がゼロになってもＡＣ電流がしばらくは流れ続け、高調波成分の少ない電流が高効率で実現できる。

（実施の形態７）
以下、本発明に係る実施の形態７のモータ駆動装置について説明する。
図２５は、本発明に係る実施の形態７のモータ駆動装置の構成を示す回路図である。実施の形態７のモータ駆動装置は、交流電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ６０２を介して、半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂおよびダイオード６０５ａ、６０５ｂ、６０５ｃ、６０５ｄで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ１０６を介してインバータ装置４を駆動する構成を有する。

実施の形態７のモータ駆動装置におけるチョッピング制御方法は、前述の図１に示した実施の形態１のモータ駆動装置と同様であり、２つの半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂに対してチョッピング駆動信号Ｓｃｈを用いて同時に駆動する。

実施の形態７のモータ駆動装置におけるチョッピング駆動信号Ｓｃｈについては、前述の実施の形態１において図２〜図５を用いて説明した構成と同様の構成により形成することができる。また、実施の形態７のモータ駆動装置においても、前述の各実施の形態において説明したチョッピング制御を行うことにより、同様の作用効果を奏することができる。

（実施の形態８）
以下、本発明に係る実施の形態８のモータ駆動装置について説明する。
図２６は、本発明に係る実施の形態８のモータ駆動装置の構成を示す回路図である。実施の形態８に係るモータ駆動装置は、交流電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ７０２を介して、半導体スイッチ７０４ａ、７０４ｂおよびダイオード７０５ａ、７０５ｂ、７０５ｃ
、７０５ｄで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ１０６を介してインバータ装置４を駆動する構成を有する。

実施の形態８のモータ駆動装置におけるチョッピング制御方法は、交流電源１からのＡＣ電圧の極性に応じて、２つのチョッピング駆動信号Ｓｃｈ１，Ｓｃｈ２を用いて、いずれか一方の半導体スイッチ７０４ａ又は７０４ｂのみをチョッピング動作させるものである。

例えば、ＡＣ電圧の極性がリアクタ７０２に接続されている側が高い期間であれば、チョッピング駆動信号Ｓｃｈ２を用いて半導体スイッチ７０４ｂをチョッピング動作させ、ＡＣ電圧の極性がリアクタ７０２に接続されている側が低い期間であれば、チョッピング駆動信号Ｓｃｈ１を用いて半導体スイッチ７０４ａをチョッピング動作させる。

なお、実施の形態８のモータ駆動装置においては、半導体スイッチ７０４ａと７０４ｂを同時にオンさせると、インバータ装置４への直流出力電圧を短絡することになるため、ＡＣ電圧の極性が反転する近傍では、半導体スイッチ７０４ａと７０４ｂのどちらもオン状態とならないように設定する必要がある場合がある。

このように設定した場合には、前述の図９および図１０においては、チョッピング動作を休止状態に変化する位相が、０度および１８０度近傍でも発生し得ることになる。ただし、この場合は、直流出力電圧の短絡防止として、意図的にチョッピング動作を休止しているため、本発明の実施の形態８のモータ駆動装置においては、０度および１８０度近傍ではチョッピング動作を休止状態に変化した位相としての取り扱いをしないことで、容易に実現することができる。

実施の形態８のモータ駆動装置におけるチョッピング駆動信号Ｓｃｈ１，Ｓｃｈ２については、前述の実施の形態１において図２〜図５を用いて説明した構成と同様の構成により形成することができる。また、実施の形態８のモータ駆動装置においても、前述の各実施の形態において説明したチョッピング制御をそれぞれの半導体スイッチに対して行うことにより、同様の作用効果を奏することができる。

（実施の形態９）
以下、本発明に係る実施の形態９のモータ駆動装置について説明する。

図２７は、本発明に係る実施の形態９のモータ駆動装置の構成を示す回路図である。実施の形態９のモータ駆動装置は、交流電源１の両出力端子を整流ブリッジ１０５とリアクタ８０２を介して半導体スイッチ１０４がオン状態のとき、リアクタ８０２に電流を充電し、半導体スイッチ１０４がオフ状態になったときに、ダイオード３０４により平滑用コンデンサ１０６とインバータ装置４を駆動する構成である。

実施の形態９のモータ駆動装置におけるチョッピング駆動信号Ｓｃｈについては、前述の実施の形態１において図２〜図５を用いて説明した構成と同様の構成により成形することができる。

また、実施の形態９のモータ駆動装置においても、前述の各実施の形態において説明したチョッピング制御をそれぞれの半導体スイッチに対して行うことにより、同様の作用効果を奏することができる。

以下、本発明に係る実施の形態１から実施の形態９のモータ駆動装置において用いる電圧レベル比較器１０９の二値化処理について、図２８および図２９を参照して説明する。

図２８は、本発明に係る実施の形態１〜９のモータ駆動装置における電圧レベル比較器１０９の二値化処理の第１の動作例を説明するための波形図である。図２８の波形図２２おいては、（ａ）ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、（ｂ）電圧レベル比較器１０９からの２値信号とを示している。

また、図２９は、本発明に係る実施の形態１〜９のモータ駆動装置における電圧レベル比較器１０９の２値化処理の第２の動作例を説明するための波形図である。図２９の波形図２２おいては、（ａ）ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、（ｂ）電圧レベル比較器１０９からの２値信号とを示している。

図２８および図２９は、ＡＣ電圧が一定のレベル以上か否かの情報から電圧位相を検出する方法を示している。この情報は、ＡＣ電圧の瞬時電圧がしきい値を超えているか否かを２値信号として得るものである。すなわち、電圧レベル比較器１０９は、ＡＣ電圧をしきい値電圧Ｖｔｈと比較し、ＡＣ電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ以上のときハイレベル信号を出力する一方、ＡＣ電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ未満のときローレベル信号を出力する。

ここで、しきい値電圧Ｖｔｈが変動しても２値信号の周期は電源周波数と同一であり、２値信号のハイレベル側又はローレベル側の中点を求めれば、ＡＣ電圧位相の９０度又は２７０度の時間を知ることができる。また、ＡＣ電圧位相の９０度と２７０度の中点は１８０度および０度の位相になる。このようにして得られた情報を、ＰＬＬなどを用いて逓倍すれば時事刻々変化する位相を正確に知ることができる。

例えば、３６０逓倍すれば、１つのパルスが１度相当になり、このパルスを計数すれば、単位が度の位相情報を得ることができる。そして、得られた位相情報で、その時々の目標電流波形を呼び出せばよい。その他のレベル比較から得られた２値情報を用いて位相を検出する方法については、例えば、本発明者が開示した特許文献２にも提案されており、特に限定されるものではない。

上記のように、本発明に係る実施の形態１〜９のモータ駆動装置においては、所望の回転数におけるモータの駆動に必要となる直流電圧は満足した上で、直流電圧の検出精度にばらつきや誤差があっても、チョッピング動作を行っている位相幅が、所望の位相幅になるように直流電圧を相対的に調整している。このため、本発明に係る実施の形態１〜９のモータ駆動装置においては、同様の電流波形となり、常に回路損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作を実現することができる。

なお、本発明に係る各実施の形態において、実質的にというのは、おおよそ、或いは平均的にという意味で用いている。

本発明のモータ駆動装置においては、上記各実施の形態により明らかなように、直流電圧の検出精度のばらつきに対し、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、入力電圧波形と同様の電流波形になり、かつ負荷の状況、或いは外部からの指令に応じて所望の位相幅を変更することや、負荷の変動状況によらず所望の位相幅と比較するチョッピング動作位相幅、若しくはチョッピング休止位相幅を的確に計測することができる一方で、モータを要求回転数で回すための直流電圧は確保される事から、モータの回転数に影響を与えることなく、常に路損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作を実現することができる。

なお、本発明における全ての実施の形態に共通することとして、チョッピングが休止状態から実施状態に変化する際に、回路の揺らぎやノイズにより、一瞬だけ休止状態に再度
変化する場合がある。このような場合については、本発明でのチョッピングが休止状態に変化した位相としての取り扱いをしないことにより、本発明のモータ駆動装置の構成を容易に実現することができる。

さらに、本発明に係る実施の形態においては、ＡＣ電圧位相検出器２０１においてＡＣ電圧の位相を検出し、その検出された位相を基準としてチョッピング位相幅を検出する構成で説明したが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。

例えば、本発明における構成としては、交流電源の周波数が固定されている場合には、交流電源のゼロクロスなどの情報に基づいて、チョッピング位相幅を検出してもよい。

本発明をある程度の詳細さをもって各実施の形態において説明したが、これらの実施の形態の開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各実施の形態における要素の組合せや順序の変化は請求された本発明の範囲および思想を逸脱することなく実現し得るものである。

本発明に係るモータ駆動装置は、所望のモータの回転数に影響を与えることなく、高調波電流の抑制と回路損失の低減を両立することが可能となるため、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行うもの等の各種用途に幅広く適用できる。

０ モータ駆動装置
１ 単相交流電源
３ コンバータ装置
４ インバータ装置
１００ コンバータ制御部
１０２ リアクタ
１０３ 電流検出器
１０４ 半導体スイッチ
１１０ 直流電圧検出器
１１３ 波形成形器
２０１ ＡＣ電圧位相検出器
２１３ 電圧指令決定部
２１４ 下限電圧生成部
２１５ 制限器
２１６ 第１の制御部
２１７ 第２の制御部
２１８ 第３の制御部
３００ モータ
４００ インバータ制御部

Claims (10)

1. 半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡又は開放して、前記単相交流電源から直流電圧に整流し、その後任意の周波数の交流電力へ変換し、モータを駆動するためのモータ駆動装置であって、前記単相交流電源から直流電圧に整流するコンバータ装置と前記コンバータ装置を制御するコンバータ制御部と、前記コンバータ装置から出力された直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータ装置と前記インバータ装置を制御するインバータ制御部とを備え、前記コンバータ制御部は、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成部と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する交流電流検出部と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出部と、前記交流電流検出部で検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となる様に前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第１の制御部と、検出された前記直流電圧が実質的に所望の直流電圧指令となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部と、前記直流電圧指令を設定する第３の制御部とを備え、前記第３の制御部は、前記モータの回転数と前記モータを要求回転数で回転させるのに必要な直流電圧とが関連付けられた回転数電圧情報を用いて、前記モータの回転数に応じた下限電圧指令を生成する下限電圧生成部と、前記下限電圧生成部により生成された下限電圧指令を下限電圧として、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、若しくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように直流電圧指令を決定する電圧指令決定部と、を具備する事を特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記所定の位相幅は、電源半周期に対して０度から１８０度の範囲で、負荷の状況或いは外部からの指令に応じて変更して設定されるよう構成された請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 前記負荷の状況は、前記交流電流の値、前記交流電流に基づいて計算される入力電力、または前記コンバータ装置の出力電力で示されるよう構成された請求項２記載のモータ駆動装置。
4. 前記電圧指令決定部は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において検出される前記直流電圧の最低値又は前記交流電流の最大値と検出されたチョッピング休止位相幅若しくはチョッピング動作位相幅を関連付けて記憶し、所定の期間内において記憶した中から最も低い直流電圧又は最も大きな交流電流と関連付けられているチョッピング休止位相幅若しくはチョッピング動作位相幅を抽出し、抽出したチョッピング休止位相幅若しくはチョッピング動作位相幅が実質的に前記所定の位相幅となる様に前記直流電圧指令を制御するよう構成された請求項１に記載のモータ駆動装置。
5. 前記電圧指令決定部は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において検出されるチョッピング休止位相幅若しくはチョッピング動作位相幅の瞬時値を予め設定されている回数により平均し、その平均値が、実質的に所定の位相幅となるように前記直流電圧指令を制御するよう構成された請求項１に記載のモータ駆動装置。
6. 前記電圧指令決定部は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、複数の前記チョッピング動作位相幅、若しくは複数の前記チョッピング休止位相幅が存在するときに、当該期間内のいずれかの位相幅、若しくは合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記直流電圧指令を制御するよう構成された請求項４または５のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記下限電圧生成部において、前記モータの回転数に対する直流電圧の回転数電圧特性は、該モータの逆起電圧特性よりも大きい値に設定されると共に、該モータの逆起電圧と同じ傾向を示す様に設定される請求項１に記載のモータ駆動装置。
8. 前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、少なくとも増加し、若しくは少なくとも増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までは、時間経過とともに、少なくとも減少し、若しくは少なくとも減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定された請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
9. 前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは、少なくとも増加し、若しくは少なくとも増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までは、時間経過とともに、少なくとも減少し、若しくは少なくとも減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定された請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
10. 前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより２値信号を発生する位相検出部をさらに備え、前記波形形成部は、前記２値信号に基づいて前記交流電圧の周期および位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期および位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記第３の制御部は前記２値信に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅若しくは前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅を検出するよう構成された請求項１に記載のモータ駆動装置。

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