JP6890237B2 - 整流回路装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源からの交流を直流に整流する整流回路装置の制御方法に関し、特に、家庭などの単相交流電源からの交流を整流して略直流を生成する整流回路装置の制御方法に関する。

本発明に係る整流回路装置は、直流負荷を駆動する回路装置や、生成された直流をインバータ回路により、再度、任意周波数の交流に変換して、負荷であるモータを可変速度駆動する装置に適用される。

本発明に係る整流回路装置は、例えば、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、又は食品などの冷凍を行う装置に適用され、そのような装置において電源電流に含まれる高調波成分の低減や、力率を改善することにより、送電系統の負担を軽減させて、高効率に駆動制御を行うものである。

一般にこの種の整流回路装置としては種々のものが提案されている。

図１５は特許文献１に開示された整流回路装置の構成を示す回路図であり、図１６は図１５の整流回路装置における制御部の構成を示すブロック図である。

図１５に示した整流回路装置においては、交流電源１の両出力端子を整流ブリッジ２とリアクタ３ａを介して半導体スイッチ３ｃのオン状態により閉回路を形成して、リアクタ３ａに電流を充電し、半導体スイッチ３ｃがオフ状態になったときに、ダイオード３ｂにより負荷４に電流を供給する構成である。このように構成することにより、図１５の整流回路装置は交流電源１の瞬時電圧が低い期間においても電源電流が流れ、電源電流の高調波成分が少なくなり、力率が改善する構成である。

本特許文献においては、半導体スイッチ３ｃを、交流電源１の周波数よりも十分に高い周波数で、きめ細かくオン／オフ駆動して、交流電源１の交流電圧をチョッピングする（以下、「半導体スイッチをチョッピング動作させる」又は「半導体スイッチによるチョッピング」という。）とき、半導体スイッチ３ｃに電流が流れるため、回路の損失が発生するという従来の課題に対し、半導体スイッチ３ｃを常にチョッピング動作させるのではなく、交流位相の特定の期間だけチョッピング動作させ、残りの期間は休止させる方法が提案されている。

図１５に示した整流回路装置においては、交流電源１からの交流電圧を整流ブリッジ２で整流して、脈動を含む直流電圧に変換した後、その電力がリアクタ３ａ、ダイオード３ｂを介して、平滑コンデンサ３ｄおよび負荷４に供給されており、リアクタ３ａを介して、整流ブリッジ２からの出力電圧を半導体スイッチ３ｃで短絡できるように構成することにより、周知の昇圧チョッパ回路３による力率改善機能つきの整流回路装置が構成されている。

図１５に示した整流回路装置においては、昇圧チョッパ回路３が、入力電流検出器６および入力電流検出部１０で入力電流を検出し、入力電流の波形が入力電圧検出部１１で検出した入力電圧波形（電源電圧波形）と同じ形状になるように半導体スイッチ３ｃをチョッピング動作させ、かつ、出力電圧が所望の電圧になるように、入力電流の大きさを調整している。

特に、特許文献１では、半導体スイッチを高調波が少なくなるための最低限の区間のみチョッピング動作させることにより、回路の損失を低減させることを提案している。

図１６はその提案のための制御方法をブロック図で示したものである。図１６において、電源ゼロクロス検出手段５により、電源電圧の位相を検出し、パルスカウンタ１３ａにより一定の期間のみ、図１５の半導体スイッチ３ｃのチョッピング動作を許可し、それ以外の期間では、半導体スイッチ３ｃがオフになるように保持している。この制御方法により、電源高調波をほとんど増加させることなく、かつ低損失となる整流回路装置を実現している。

また、特許文献２の整流回路装置の制御方法においては、電源電圧の波形を必要とする構成であるが、電源電圧の波形を使用することなく、予め決めた波形により同様の動作を実現する制御方法も提案されている。さらに、特許文献３では目標となる電流波形を有することなく、同様の効果が発揮されることを目的とする簡便な方法も提案されている。

なお、図１５に示した整流回路装置の場合には、入力電流が一旦整流された後の電流で代用されており、その入力電流の絶対値の情報を得て、この絶対値の大きさを調整する構成である。このように入力電流の絶対値の大きさを調整することは、入力電流の振幅を調整することと等価であることは、広く知られている。

ところで、負荷が決まっている条件では、出力電圧が一定になるように制御され、また、半導体スイッチをチョッピング動作させる期間も固定されているため、検出された出力電圧が誤差を含む場合、電流波形が変化してしまう事となる。

例えば、実効値２００Ｖの交流を整流して約２８０Ｖの直流を得る場合に、直流電圧が１Ｖ変化するだけで電流波形が大きく変化する。直流電圧の２８０Ｖに対して１Ｖの精度は、０．３％に相当し、抵抗で電圧を分圧して低い電圧を生成する場合には、非常に高い精度の抵抗が必要になってしまう。このため、従来の整流回路装置においては、出力電圧の検出精度を加味して、変化した電流波形でも高調波が少なくなるように、チョッピングする期間をより長く設定する必要があった。したがって、このような特許文献１に代表されるような整流回路装置においては、チョッピングする期間をより長く設定する事で回路の損失が増加するという課題を有している。

加えて、特許文献１に代表されるような整流回路装置は、一般にデジタルコンピュータを用いて実現されるが、高精度な直流電圧の電圧制御を実現しようとすると、直流電圧を高分解能、すなわちビット数の多いアナログ−デジタル変換（以下、「ＡＤ変換」という。）器が必要になり、回路負担が大きくなってしまう。この場合においても、実際に制御回路が検出できる検出精度を加味して、変化した電流波形でも高調波が少なくなるように、チョッピングする期間をより長く設定して、回路の損失を少し増加させる必要があるという課題を有している。

さらに、特許文献１から特許文献３に示されるような整流回路装置では、出力電圧が低いほど回路の損失が少なくなるが、電源電圧の瞬時値よりも低い電圧に出力電圧を設定しようとした場合、半導体スイッチをチョッピング動作させる期間の交流電圧が出力電圧より低くても、半導体スイッチをチョッピング動作させる期間に昇圧動作により出力電圧が上昇してしまう現象が発生する。このため、回路の損失がより少なく、より低い出力電圧に設定することが難しいという課題を有している。

また、特許文献１から特許文献３に示されるような整流回路装置では、チョッピングする期間が一律に設定されており、チョッピングする期間は、想定された最大の入力電力に対して設定されている。このため、このような従来の整流回路装置は、入力電力が小さく電源高調波電流の規制レベルに対して余裕のある状況においても、規定のチョッピング動作を実行しなければならず、その結果、回路の損失を最小に出来ないという課題を有している。

それらの課題に対し特許文献４では、出力電圧の検出精度によらず、接続されている負荷の状況、或いは外部からの指令に応じて電源高調波電流を電源高調波規制値以下に低減することができ、かつ回路の損失を低減することができる整流回路装置の制御方法として、以下のものが提案されている。

図１７は特許文献４に開示された整流回路装置の構成を示す回路図であり、図１８は図１７の整流回路装置における制御部の構成を示すブロック図である。

特許文献４に示す整流回路装置は、半導体スイッチ１０４ａ及び１０４ｂをチョッピング動作させることにより、単相交流電源１からの交流電圧を、リアクタ１０２を介して短絡又は開放して、前記単相交流電源１から直流電圧に整流して、負荷に電力を供給する整流回路装置において、交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を生成する波形生成部（ＡＣ電圧位相検出器２０１、目標電流波形生成器２０２で構成）と、単相交流電源１から流れる交流電流を検出する交流電流検出器１０３と、直流電圧を検出する直流電圧検出器１１０と、検出された交流電流の波形が実質的に目標電流波形となるように半導体スイッチ１０４ａ及び１０４ｂのチョッピング動作を制御する第１の制御部（乗算器２０８、減算器２０９、Ｉａｃ補償演算器２１０、ＰＷＭ変換器２１１で構成）と、検出された直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部（減算器２０６、Ｖｄｃ補償演算器２０７で構成）と、前記単相交流電源１の電源半周期に検出される交流電流の最大値と検出されたチョッピング休止位相幅を関連付けて記憶し、電源周期より長い所定の期間内において記憶した中から最も大きな交流電流と関連付けられているチョッピング休止位相幅を抽出し、抽出したチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となる様に前記所定の目標直流電圧を制御する第３の制御部（チョッピング位相幅検出器２１２、目標位相幅設定器２０３、減算器２０４、位相幅補償演算器２０５で構成）とを備えている。

特許文献４によれば、接続された負荷の状況、或いは外部からの指令に応じて所望の位相幅を変化させることが可能であり、大きな電源高調波を含む交流電圧の最大値におけるチョッピング休止位相幅に絞って所望の位相幅と比較し、目標電圧指令を修正することにより、常に回路損失が少なく、かつ電源高調波規制を守りながら整流動作を実現することができる整流回路装置を提供することができるとしている。

特開２００５−２５３２８４号公報 特開２００７−１２９８４９号公報 特開２０００−２２４８５８号公報 特許６１４５８９６号

前記従来技術に係る整流回路装置では、入力電圧のピーク付近を中心にスイッチングの無いチョッピング休止位相幅が発生する。ここで、整流回路装置の負荷を、ロータリー圧縮機等の様に、機械角一回転中で負荷が変動する特性を持つものを対象とした場合、チョッピングの無いところでは、負荷の変動に応じた入力電流が流れる為、電源半周期毎に入力電流の波高値は大きく変動し、入力電流の電源高調波を押し上げる。

入力電流が電源半周期毎に変動している状況で、最大チョッピング休止位相幅を決めるための計測時間を、電源周期より長い所定の周期で一律に決めた場合、機械角一回転の負荷の変動を捕らえるためには、最短で最低回転数に基づき設定された周期となる。

従来技術ではチョッピング休止位相幅が所定のオフ幅となる様に電圧指令を変更するため、電圧指令の変更周期はチョッピング休止位相幅の更新周期となり、最低回転数に制限されてしまう事となる。このため、圧縮機の回転数の変化や環境の変化により引き起こされる電源高調波の変化に対する電圧指令の追従性が遅れる可能性があり、遅れたことで電源高調波が増大する可能性がある。

本発明の目的は、上記問題点を解決することであり、入力電流が変動している状況において、最大チョッピング休止位相幅の更新周期を一律とせず、状況に応じて変化させる事で、圧縮機の回転数の変化や環境の変化により引き起こされる電源高調波の変化に対する電圧指令の追従性を改善すると同時に、所望のチョッピング休止位相幅とすべく、入力電圧のピーク値より整流回路装置の出力電圧を低く調整しながら目標直流電圧制御をする事により、高調波を低減する事ができ、かつ回路損失を低減する事ができる整流回路装置を提供する事にある。

本発明に係る整流回路装置は、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から直流電圧に整流した後、負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記整流回路装置は、前記単相交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を生成する波形生成部と、前記単相交流電源から流れる交流電流、又は整流後の脈動電流を検出する交流電流検出部と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出部と、前記検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第１の制御部と、検出された前記直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部と、前記単相交流電源の電源半周期毎に電源半周期における前記交流電流検出部により検出された交流電流の絶対値の最大値或いは脈動電流の最大値と、同一の前記電源半周期における前記半導体スイッチのチョッピングが連続して停止している期間であるチョッピング休止位相幅とを関連付け、電源周期より長く設定された計測時間内において、前記電源半周期毎に検出された前記交流電流の絶対値の最大値或いは前記脈動電流の最大値の中で最も大きな値に関連付けられた前記チョッピング休止位相幅を最大チョッピング休止位相幅とし、電源周期より長く設定された計測時間毎に更新される前記最大チョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となる様に前記所定の目標直流電圧を制御する第３の制御部と、複数の前記最大チョッピング休止位相幅から計測時間調整情報を作成し前記第３の制御部へ出力する計測時間調整部とにより構成されたものである。

これにより、負荷変動を伴う駆動状況において、第３の制御部で決定する電圧指令の更新周期に影響を与える最大チョッピング休止位相幅の計測時間を、計測時間調整部３０１の出力信号で調整する事ができ、計測時間が圧縮機の最低回転数に制限される事が無くなるため、駆動状況の変化が引き起こす電源高調波の変化に対して電圧指令が追従できる事となる。

本発明の整流回路装置は、負荷変動を伴う駆動状況において、圧縮機の回転数の変化や環境の変化により引き起こされる電源高調波の変化に対する電圧指令の追従性を改善すると同時に、所望のチョッピング休止位相幅とすべく、入力電圧のピーク値より整流回路装置の出力電圧を低く調整しながら目標直流電圧制御をする事により、電源高調波レベルを抑制しながら、回路損失を低減する事ができる。

本発明に係る実施の形態１の整流回路装置の構成を示す回路図である。 図１の整流回路装置における整流回路制御部の構成を示すブロック図でる。 本発明に係る実施の形態１の整流回路装置における整流回路制御部内の目標位相幅設定器において利用する、所望のチョッピング休止位相幅と交流電流検出値（Ｉａｃ）の関係を示した特性図である。 図１の整流回路装置の第１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）交流電圧（以下、ＡＣ電圧という。）と整流後の直流電圧（以下、ＤＣ電圧という。）との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後の交流電流（以下、ＡＣ電流という。）と、を示す信号波形図である。 図１の整流回路装置の第２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態１の整流回路装置の負荷がインバータ装置とモータ電流検出器とモータで構成されている場合の回路図である。 図５のインバータ制御部の構成を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態４の整流回路装置の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態４の整流回路装置の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例であり第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例であり第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例であり第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例であり第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態６の整流回路装置の構成を示す回路図である。 本発明に係る実施の形態７の整流回路装置の構成を示す回路図である。 本発明に係る実施の形態８の整流回路装置の構成を示す回路図である。 従来の整流回路装置の構成を示す回路図である。 図１５の従来の整流回路装置における制御部の詳細構成を示すブロック図である。 従来の整流回路装置の構成を示す回路図である。 図１７の従来の整流回路装置における制御回路の詳細構成を示すブロック図である。

以下、本発明に係る整流回路装置の制御方法の各態様について説明する。以下の各態様の説明において、括弧内の符号等は後述する各実施の形態における関連する要素の符号等を表すものであるが、本発明を各実施の形態の構成に限定するものではない。

本発明の第１の態様は、
半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡又は開放し、単相交流電源から直流電圧に整流した後、負荷に電力を供給する整流回路装置であって、
整流回路装置は、単相交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を生成する波形生成部２２０（ＡＣ電圧位相検出器２０１、目標電流波形生成器２０２で構成）と、単相交流電源から流れる交流電流、又は整流後の脈動電流を検出する交流電流検出部１１１及び交流電流検出器１０３と、直流電圧を検出する直流電圧検出部１１２及び直流電圧検出器１１０と、検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第１の制御部２２１（減算器２０９、Ｉａｃ補償演算器２１０、ＰＷＭ変換器２１１で構成）と、検出された直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部２２２（減算器２０６、Ｖｄｃ補償演算器２０７、乗算器２０８で構成）と、
単相交流電源の電源半周期毎の電源半周期における交流電流検出部１１１及び交流電流検出器１０３により検出された交流電流の絶対値の最大値或いは脈動電流の最大値と、同一の電源半周期における半導体スイッチ（１０４ａ或いは１０４ｂ）のチョッピングが連続して停止している期間であるチョッピング休止位相幅とを関連付け、電源周期より長い計測時間内において、電源半周期毎に検出された交流電流の絶対値の最大値或いは前記脈動電流の最大値の中で最も大きな値に関連付けられたチョッピング休止位相幅を最大チョッピング休止位相幅とし、最大チョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となる様に所定の目標直流電圧を制御する第３の制御部２２３（チョッピング位相幅検出器２１２、目標位相幅設定器２０３、減算器２０４、位相幅補償演算器２０５で構成）と、チョッピング位相幅検出器２１２から出力される複数の前記最大チョッピング休止位相幅から前記電源周期より長い計測時間を調整するための計測時間調整情報を作成し前記第３の制御部へ出力する計測時間調整部３０１により構成され、前記第３の制御部は、前記計測時間調整部の計測時間調整情報により、前記最大チョッピング休止位相幅の更新周期が調整される事を特徴として有している。

これにより、負荷変動を伴う駆動状況において、第３の制御部で決定する電圧指令の更新周期に影響を与える最大チョッピング休止位相幅の計測時間を、計測時間調整部３０１の出力信号で調整する事ができ、計測時間が圧縮機の最低回転数に制限される事が無くなるため。駆動状況に応じた結果を電圧指令に反映する事ができる事から、圧縮機の回転数の変化や環境の変化により引き起こされる電源高調波の変化に対する電圧指令の追従性を改善すると同時に、所望のチョッピング休止位相幅とすべく、入力電圧のピーク値より整流回路装置の出力電圧を低く調整しながら目標直流電圧制御をする事により、回路損失を低減しつつ電源高調波レベルの抑制ができる
本発明の第２の態様は、第１の態様における計測時間調整部３０１が出力する計測時間調整情報は、計測時間調整情報による調整を受けた更新周期毎に作成される最大チョッピング休止位相幅を用いて、予め設定した所定の回数あるいは所定の時間における最大チョッピング休止位相幅のばらつきを求め、前記ばらつきが予め設定した所定の値を越える場合は、現在設定している計測時間よりも次回の計測時間を長く設定する出力である一方、前記ばらつきが前記所定の値を越えない場合は、現在設定している計測時間よりも次回の計測時間を短く設定する出力である事を特徴として有している。

これにより圧縮機の駆動状況による入力電流の変動状況を反映した最大チョッピング休止位相幅の検出が可能となり、得られた最大チョッピング休止位相幅により目標電圧指令を調整する事で、最低回転数に制限される事なく駆動状況に応じた結果を電圧指令に反映する事ができる事となり、圧縮機の回転数の変化や環境の変化により引き起こされる電源高調波の変化に対する電圧指令の追従性を改善すると同時に、所望のチョッピング休止位相幅とすべく、入力電圧のピーク値より整流回路装置の出力電圧を低く調整しながら目標直流電圧制御をする事により、回路損失を低減しつつ、電源高調波レベルを抑制する事ができる
本発明の第３の態様は、前記第１の態様から第２の態様の何れかの態様における前記所定の位相幅が、電源半周期に対して０度から１８０度の範囲で、負荷の状況、若しくは外部からの指令に応じて変更して設定されるように構成される事により、所望のチョッピング休止位相幅に応じて整流回路で発生する損失が調整できる事となり、状況に応じた電源高調波と整流回路で発生する損失低減の最適な設定が可能となる。

本発明の第４の態様は、前記第１の態様から第３の態様の何れかの態様における前記負荷の状況が、前記交流電流の値、前記交流電流に基づいて計算される入力電力、または前記整流回路装置の出力電力、或いは前記モータに対する回転数又は回転数指令値で示されるよう構成する事により、負荷の状況を実際の駆動状況から認識する事ができる事となり、負荷に合わせた所望のチョッピング休止位相幅を設定する事で整流回路において発生する損失が調整できる事となり、状況に応じた電源高調波と整流回路で発生する損失低減の最適な設定が可能となる。

本発明の第５の態様は、前記第１の態様から前記の第４の態様の何れかの態様における
前記第３の制御部は、前記単相交流電源の電源半周期において、複数の前記チョッピング休止位相幅が存在するときに、当該期間内のいずれかの位相幅、若しくは合計の位相幅を当該の電源半周期におけるチョッピング休止位相幅とするよう構成されている事により負荷が軽いとき等でスイッチングが安定しない時でも安定したチョッピング休止位相幅が得られる事となり、チョッピング休止幅による電圧制御を安定に実施する事ができる。

本発明の第６の態様は、前記第１の態様から前記第５の態様の何れかの態様における前記第３の制御部は、前記最大チョッピング休止位相幅、または予め設定されている回数による平均値が、実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御するよう構成されている事により、ノイズ等の影響で大きく値が変化した場合においても、その影響を緩和する事によりチョッピング休止幅による電圧制御を安定に実施する事ができる。

本発明の第７の態様は、前記第１の態様から前記第６の態様のいずれかの態様における前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記単相交流電源の電源半周期において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、増加し、若しくは増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までは、時間経過とともに、減少し、若しくは減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定している事により、入力電源電圧よりも整流回路の出力電圧が低い設定が可能となる事となり、整流回路装置で発生する損失と電源高調波を双方考慮しながら軽減する事が可能となる。

本発明の第８の態様は、前記第１の態様から前記第７の態様の何れかの態様における前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記単相交流電源の電源半周期において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点までは、ゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは、増加し、若しくは増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までは、時間経過とともに、減少し、若しくは減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有する様に設定していることにより、入力電源電圧よりも整流回路の出力電圧が低い設定が可能となる事となり、整流回路装置で発生する損失に関し電源高調波を考慮しながら軽減する事が可能となる。

以下、本発明の整流回路装置に係る実施の形態について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、本発明の整流回路装置は、以下の実施の形態に記載した整流回路装置の構成に限定されるものではなく、以下の実施の形態において説明する技術的思想と同等の技術的思想に基づいて構成されるものを含む。また、以下の各実施の形態において、同様の機能を有する構成要素については同一の符号を付して説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明に係る実施の形態１の整流回路装置の構成を示す回路図である。図１において、単相交流電源１の両出力端子を、単相交流電源１の極性に応じてリアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０４ａとダイオード１０５ｃ或いは半導体スイッチ１０４ｂとダイオード１０５ｄにより短絡することにより、それぞれ１つのループが構成される。交流電流検出器１０３は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Ｉａｃを示す信号を整流回路制御部１００に出力する。

例えば、半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が高い場合は、半導体スイッチ１０４ａをオン状態にすると、リアクタ１０２の電流は、単相交流電源１、交流電流検出器１０３、ダイオード１０５ｃ、半導体スイッチ１０４ａ、リアクタ１０２と流れ増加する。

この時、半導体スイッチ１０４ａをオフ状態にすると、リアクタ１０２に流れていた電流はダイオード１０５ｃから平滑コンデンサ１０６および負荷４に流れ、負荷４に電力を供給する。

一方、半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、半導体スイッチ１０４ｂをオン状態にすると、リアクタ１０２の電流は、単相交流電源１、リアクタ１０２、半導体スイッチ１０４ｂ、ダイオード１０５ｄ、交流電流検出器１０３と流れ増加する。

この時、半導体スイッチ１０４ｂをオフ状態にすると、リアクタ１０２に流れていた電流はダイオード１０５ａから平滑コンデンサ１０６および負荷４に流れ、負荷４に電力を供給する。

負荷４に印加される平滑コンデンサ１０６の両端の直流電圧Ｖｄｃは、直流電圧検出器１１０により検出され、直流電圧検出器１１０は検出された直流電圧Ｖｄｃを示す信号を整流回路制御部１００に出力する。

また、単相交流電源１から入力された交流電圧の位相検出部である電圧レベル比較器１０９は、単相交流電源１のＡＣ電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較することにより、当該しきい値電圧以上であるか否かを示す２値信号Ｓｃｏｍを発生して整流回路制御部１００に出力する。整流回路制御部１００は、２値信号Ｓｃｏｍの周期および位相に基づいて、単相交流電源１から出力されるＡＣ電圧の位相を検知する。整流回路制御部１００は、検知されたＡＣ電圧の位相に基づいて、ＡＣ電圧と実質的に同一の周波数であって、ＡＣ電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、交流電流検出器１０３により検出された電流値Ｉａｃが前記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように、単相交流電源１の極性に応じ半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂをチョッピング動作させるように制御する。

さらに、整流回路制御部１００は、直流電圧検出器１１０により検出された直流電圧Ｖｄｃが、整流回路制御部１００内で設定された所望の直流電圧となる様に、その偏差に応じて、生成する目標電流波形の相似比率を調整する。

ここで、整流回路制御部１００は、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧より低ければ、目標電流波形の相似比率を増大させて、大きな電流になるように制御し、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧よりも高ければ、小さな電流になるように制御する。また、整流回路制御部１００は、単相交流電源１の極性に応じた半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピング状態からパルス幅変調駆動（以下、「ＰＷＭ」という。）していないチョッピング休止位相幅を検出し、電源周期より長い計測時間内において、前記電源半周期毎に検出された前記交流電流の絶対値の最大値或いは前記脈動電流の最大値の中で最も大きな値に関連付けられた前記チョッピング休止位相幅を最大チョッピング休止位相幅とし、最大チョッピング位相幅と所望の値との偏差を検出し、当該偏差に応じて前記所望の直流電圧値を調整する。

図２は図１の整流回路制御部１００の詳細構成を示すブロック図である。図２の整流回路制御部１００において、当該制御システムとしての最終制御目標は、計測時間調整部３０１が出力した情報により設定された電源周期より長い所定の期間内で最大電流を含む交流電圧の半周期における最大チョッピング休止位相幅ＭａｘθωＯＦＦを目標位相幅設定器２０３からの所望の位相幅θωＯＦＦ＊に制御する事である。

まず、ＡＣ電圧位相検出器２０１は、単相交流電源１の電圧レベルを所定のしきい値電圧Ｖｔｈと比較することにより２値化した２値信号Ｓｃｏｍに基づいて、ＡＣ位相を検出し、検出したＡＣ位相を示す信号を目標電流波形生成器２０２およびチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。

次いで、目標電流波形生成器２０２は、前記ＡＣ位相を示す信号Ｓｃｏｍに基づいて、所定の目標電流波形を発生して、乗算器２０８に出力する。

なお、本発明に係る実施の形態１においては、整流回路制御部１００におけるＡＣ電圧位相検出器２０１と目標電流波形生成器２０２により、交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を生成する波形生成部２２０が構成されている。

チョッピング位相幅検出器２１２は、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂに対するチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、交流電圧の半周期毎にチョッピング休止位相幅を検出し、交流電圧の半周期中に交流電流検出部１１１及び交流電流検出器１０３から得られた最大電流値を、計測時間調整部３０１の出力信号による時間情報から設定した計測時間内の最大電流値と比較し、今回得た最大電流値が計測時間内の最大電流値より大きな場合、計測時間内の最大電流値を今回得た最大電流値で更新すると共に、計測時間内の最大チョッピング休止位相幅ＭａｘθωＯＦＦを今回得たチョッピング休止位相幅で更新する。そして、計測時間調整部３０１が設定した計測時間到達毎に最大チョッピング休止位相幅ＭａｘθωＯＦＦを減算器２０４と計測時間調整部３０１に出力すると同時に計測時間内の最大電流値をリセットする。

計測時間調整部３０１は、チョッピング位相幅検出器２１２が計測時間到達毎に出力する最大チョッピング休止位相幅ＭａｘθωＯＦＦに対し、予め設定した所定の回数あるいは所定の時間におけるばらつきを求め、得られたばらつきが予め設定した所定の値を越える場合は、現在設定している計測時間よりも次回の計測時間を長くする出力をチョッピング位相幅検出器２１２へ出力する一方、得られたばらつきが所定の値を越えない場合は、現在設定している計測時間よりも次回の計測時間を短くする出力をチョッピング位相幅検出器２１２へ出力する。

一方、目標位相幅設定器２０３は、交流電流検出器１０３及び交流電流検出部１１１により検出された実際の電流値Ｉａｃから予め設定された関係に従い所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦ＊を示す信号を減算器２０４に出力する。

ここで、図３は、目標位相幅設定器２０３から出力される所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦ＊と、目標位相幅設定器２０３に入力される実際の電流値Ｉａｃとの関係の一例を示したものである。

図３に示すように、実際の電流値Ｉａｃの増加に従い所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦ＊が減少する特性としている。このような特性とする事により、低入力では高調波電流自体の大きさが小さいため所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦ＊を大きくし、損失低減を重視する一方で、高入力では高調波電流の低減を重視し所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦ＊を小さくした特性を持たせることができる。その結果、損失低減と高調波電流の抑制を狙った特性を持たせることができる。

なお、図３に示す特性では、前後を平坦にし、その間を滑らかな直線で繋いだものとしているが、所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦ＊と電流値Ｉａｃとの関係を示す特性としては、図３に示した特性に限定されるものではない。

また、電流値Ｉａｃは、所定の期間の最大ピーク電流、若しくは平均値としても良い。

また、図３の特性図において、横軸を実際の電流値Ｉａｃとして説明しているが、電流値Ｉａｃに基づいて計算される入力電力（図示しない）、若しくは負荷４に流れる電流（図示しない）と直流電圧から得られる整流回路装置の出力電力を用いても同様の結果が得られる。

減算器２０４は、いわゆる位相比較器であり、チョッピング位相幅検出器２１２が出力する、計測時間調整部３０１の出力情報を用いて設定した計測時間内の最大チョッピング休止位相幅ＭａｘθωＯＦＦから、所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦ＊を減算する事により、その位相幅の偏差を演算して当該偏差を示す信号を位相幅補償演算器２０５に出力する。

位相幅補償演算器２０５は、ＰＷＭ駆動状態の位相幅を安定に保つための所定の補償演算を行うことにより、当該整流回路装置により出力すべき直流電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊を発生して、当該指令電圧Ｖｄｃ＊を示す信号を減算器２０６に出力する。

一方、直流電圧検出器１１０及び直流電圧検出部１１２により検出された実際の出力直流電圧Ｖｄｃを示す信号は減算器２０６に入力される。

減算器２０６は、直流電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊から実際の出力直流電圧Ｖｄｃを減算する事により電圧偏差を演算し、電圧偏差を示す信号を発生してＶｄｃ補償演算器２０７に出力する。

Ｖｄｃ補償演算器２０７は、実際の直流電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊と実質的に一致し、かつ、安定になるための補償演算を実行することにより、補償演算後の電圧偏差を示す信号を乗算器２０８に出力する。

乗算器２０８は、目標電流波形生成器２０２からの目標電流波形に対して補償演算後の電圧偏差を乗算し、乗算結果である瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊を生成して、減算器２０９に出力する。

乗算器２０８の動作では、実際の直流電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも低いとき、目標電流波形の振幅を増大させる一方、実際の直流電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも高いとき、目標電流波形の振幅を減少させる。

減算器２０９は、瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊から、交流電流検出器１０３及び交流電流検出部１１１により検出された実際の電流値Ｉａｃを減算することにより、減算結果である電流偏差を示す信号をＩａｃ補償演算器２１０に出力する。Ｉａｃ補償演算器２１０は、単相交流電源１から入力される電流が電流指令値Ｉａｃ＊に安定、かつ、速やかに実質的に一致するように所定の補償演算を行って、補償演算後の電流偏差を示す信号をＰＷＭ変調器２１１およびチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。ＰＷＭ変調器２１１は、入力される信号が示す補償演算後の電流偏差に対してＰＷＭ変調する事により、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂをオンオフするためのチョッピング駆動信号Ｓｃｈを生成して、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂに出力する。以上により、チョッピング位相幅の制御ループが構成される。

以上のように構成された、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂをチョッピング駆動制御する整流回路制御部１００においては、図２の減算器２０４よりも右側のループ（２０４から２０５，２０６，２０７，２０８，２０９，２１０，２１２を介して２０４に戻るループをいう。）において、計測時間調整部３０１が出力した情報によりチョッピング位相幅検出器２１２が設定した電源周期より長い期間内で最大電流を含む交流電圧の半周期における最大チョッピング休止位相幅ＭａｘθωＯＦＦを目標位相幅設定器２０３からの所望の位相幅θωＯＦＦ＊に実質的に一致するように直流電圧Ｖｄｃが制御される。また、図２の減算器２０６よりも右側のループ（２０６から２０７，２０８，２０９，２１０，２１１，１０４ａ，１０４ｂと、１１０及び１１２を介して２０６に戻るループをいう。）において、直流電圧検出器１１０及び直流電圧検出部１１２により検出された直流電圧Ｖｄｃが位相幅補償演算器２０５により示される所望の直流電圧Ｖｄｃ＊と実質的に一致するように目標電流の振幅が制御されてチョッピング駆動制御される。

さらに、図２の減算器２０９よりも右側のループ（２０９から２１０，２１１，１０４と，１０３及び１１１を介して２０９に戻るループをいう。）において、交流電流検出器１０３及び交流電流検出部１１１により検出された電流Ｉａｃが目標電流波形生成器２０２により生成された目標電流波形に基づいて発生された目標電流Ｉａｃ＊に実質的に一致するようにチョッピング駆動制御される。

図４Ａは、実施の形態１における整流回路装置の第１の動作例に係る制御動作を説明する為の図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図４Ａで示す第１の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、計測時間内の最大チョッピング休止位相幅ＭａｘθωＯＦＦが所望の位相θωＯＦＦ＊よりも広くなっている場合である。

この時、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が増加するので、例えば半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａを経由してＤＣ側へと流れ込む電流が増加する。このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。

図４Ｂは、実施の形態１における整流回路装置の第２の動作例に係る制御動作を説明する為の図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図４Ｂで示す第２の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的高く、計測時間内の最大チョッピング休止位相幅ＭａｘθωＯＦＦが所望の位相幅θωＯＦＦ＊よりも狭くなっている場合である。

この時、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が第１の動作例に比較して減少するので、例えば、半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａを経由してＤＣ側へと流れ込む電流も減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図４Ｂの第２の動作例は、図４Ａの第１の動作例での波形に比べて、半導体スイッチ１０４ｂに対するチョッピングが行われている期間が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。

ここで、単相交流電源１からのＡＣ電圧にひずみが含まれていると、ＡＣ電圧の半周期の間にチョッピングがなされていない区間が複数回数出現することがある。その場合には、チョッピング位相幅検出器２１２が、単相交流電源の電源半周期にあるそれらを加算してチョッピング休止位相幅とし、当該チョッピング制御を行ってもよい。

本発明に係る実施の形態１の構成における整流回路装置は、整流回路制御部１００と共に、交流電流を検出する交流電流検出器１０３と、直流電圧を検出する直流電圧検出器１１０と、電圧レベル比較器１０９と、を含むものである。

また、実施の形態１における整流回路制御部１００は、波形生成部２２０と、第１の制御部２２１、第２の制御部２２２、第３の制御部２２３、及び計測時間調整部３０１に機能的に分けられる。

第１の制御部２２１は、検出された交流電流Ｉａｃの波形が実質的に目標電流波形となるように半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピング動作を制御するものであり、図２に示す実施の形態１の構成においては、減算器２０９、Ｉａｃ補償演算器２１０、およびＰＷＭ変調器２１１により構成される。

第２の制御部２２２は、検出された直流電圧Ｖｄｃが実質的に所定の目標直流電圧Ｖｄｃ＊となるように目標電流波形の振幅を制御するものであり、実施の形態１の構成においては、減算器２０６、Ｖｄｃ補償演算器２０７、乗算器２０８により構成される。

第３の制御部２２３は、計測時間調整部３０１が出力する計測時間調整情報に対してその計測時間内の最大入力電流を含む電源半周期における半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂによりチョッピング休止状態である最大チョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように所定の目標直流電圧Ｖｄｃ＊を制御するものであり、実施の形態１の構成においては、目標位相幅設定器２０３、減算器２０４、位相幅補償演算器２０５、およびチョッピング位相幅検出器２１２により構成される。

なお、実施の形態１において、目標位相幅設定器２０３は交流電流検出器１０３及び交流電流検出部１１１により検出された実際の電流値Ｉａｃから予め設定された関係に従い所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦ＊を求める構成であるが、他の構成により対応することも可能である。

例えば、目標位相幅設定器２０３が、単相交流電源の電源半周期の交流電流検出器１０３及び交流電流検出部１１１で得た最大電流（瞬時値）を順次記憶し、予め設定されている回数の中から最も大きな電流を抽出し、位相幅設定用電流Ｉａｃｐとし、実際の電流Ｉａｃの代わりに用いてもよい。または、目標位相幅設定器２０３においては、予め設定されている回数において記憶した最大電流（瞬時値）を用いた平均値を位相幅設定用電流Ｉａｃｐとし、実際の電流Ｉａｃの代わりに用いてもよい。

或いは、目標位相幅設定器２０３が、実際の電流Ｉａｃではなく、実際の電流Ｉａｃに基づいて計算される入力電力、若しくは入力電力の平均値、若しくは直流電圧検出器１１０と負荷４へ流入する電流を検出する電流検出器（図示しない）とより計算される整流回路装置の出力電力を用いてもよい。

或いは、負荷４がモータとモータ電流検出器とインバータ装置で構成される場合は、直流電圧検出器１１０及び直流電圧検出部１１２で得られた直流電圧Ｖｄｃとモータを制御する場合のトルク電流指令から計算される整流回路装置の出力電力、若しくは出力電力の平均値を用いてもよい。

或いは、負荷４がモータとモータ電流検出器とインバータ装置で構成される場合は、モータへの回転数指令により所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦ＊が切り換わるように、外部より指示信号（図示しない）を与える方法でもよい。

或いは、特定の条件において高力率や高いＤＣ電圧を望むなどの整流回路装置を含むシステム全体の要求から所望のチョッピング休止位相幅θωＯＦＦＦ＊が切り換わる様に、外部より指示信号（図示しない）を与える方法でもよい。
さらに、これらの方法を複合した方法でもよい。

以上、実施の形態１におけるチョッピング位相幅検出器２１２及び計測時間調整部３０１による処理内容を説明した。

次に、負荷４がインバータ装置５とモータ電流検出器１１３とモータ７により構成される場合について、インバータ装置５を駆動するインバータ制御部３００の動作を簡単に説明する。

図５は、図１で示した負荷４が、インバータ装置５とモータ電流検出器１１３とモータ７で構成されている場合である。モータ電流検出器１１３とインバータ装置５を制御する為のインバータ制御部３００が追加されている。

図６は、インバータ制御部３００のブロック図を示したものである。
インバータ制御部３００は、３シャント式電流検出手段のＵＶＷ各相に対応した出力信号Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗがＡ／Ｄ変換手段５００に入力され、Ａ／Ｄ変換手段５００は各相電流に対応した電流信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１に加える。３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１では、３相電流を２相電流に変換した後、仮想のｄ−ｑ軸に座標変換し、ｄ軸電流成分Ｉｄとｑ軸電流成分Ｉｑを求め、その出力信号は位置推定演算手段５０２に加えられ、位置推定演算手段５０２は、モータパラメータから演算した電流信号と３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１の出力信号が等しくなるように位置信号θを変更して位置推定演算する。

位置推定演算手段５０２から求まったｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄは電流比較手段５０３に加えられ、回転数信号Ｎは回転数比較手段５０４に加えられる。回転数比較手段５０４は、回転数制御手段５０５からの設定信号Ｎｓと回転数信号Ｎを比較し、その誤差信号ΔＮをトルク電流設定手段５０６に加え、誤差信号ΔＮに応じてトルク電流設定値Ｉｑｓを演算し電流比較手段５０３に加える。

電流比較手段５０３の出力信号は電圧制御手段５０７に加えられ、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄが設定値通りとなるようにｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄをそれぞれ制御し、座標逆変換手段５０８により３相電圧制御信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを発生させる。

ｄ軸電流Ｉｄはｑ軸からの進角値とｑ軸電流Ｉｑより演算して求め、ｄ軸電圧制御信号Ｖｄを制御する。位置推定演算手段５０２から求まったＩｑ、Ｉｄおよび回転数信号Ｎは、モータ出力推定手段５０９に加えられモータ出力Ｐを推定演算する。モータ回転数をωｒ、ロータ磁束をΨａ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸電流をＩｄ、ｑ軸電流をＩｑとした場合に、「Ｐ＝ωｒ×Ｔ＝ωｒ×｛Ψａ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝」の数式を用いて埋め込み磁石モータの出力電力を推定する。

モータ出力推定手段５０９の出力信号は交流入力制御手段５１０に加えられ、モータ出力が増加し交流入力電流が所定値以上となると回転数制御手段５０５にモータ回転数を低下させる信号を加える。交流電源電流は、交流電源電圧が低下するとさらに増加するので、交流入力制御手段５１０には交流電源電圧に比例した信号を出力する直流電圧検知手段からの出力信号Ｖｄｃを加え、交流電流の推定演算精度を高めている。

上記のように図６に示した構成においても、前述の図２に示した構成と同様の作用効果を有する。

なお、計測時間調整部３０１により電源周期より長い計測時間を設定するのは、計測時間内に負荷４の負荷変動の影響を入れるためである。

以上のように構成した場合、負荷４が変動を伴う負荷である場合においても、図２に示した構成と同様の作用効果を有する。

（実施の形態２）
以下、本発明に係る実施の形態２の整流回路装置について説明する。

本発明に係る実施の形態２の整流回路装置は、前述の実施の形態１の整流回路装置のチョッピング相幅検出器２１２が出力する最大チョッピング休止位相幅を別の指標に置き換えたものである。実施の形態２の整流回路装置におけるチョッピング位相幅検出器２１２は、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂに対するチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、交流電圧の半周期毎に半周期中の前半のチョッピング位相幅θ１ωＯＮを検出し、交流電圧の同じ半周期中に交流電流検出器１０３及び交流電流検出部１１１から得られた最大電流値を、計測時間調整部３０１が出力した時間情報によりチョッピング位相幅検出器２１２が設定した計測時間内の最大電流値と比較し、今回得た最大電流値が計測時間内の最大電流値より大きな場合、計測時間内の最大電流値を今回得た最大電流値で更新すると共に、計測時間内の最大チョッピング位相幅Ｍａｘθ１ωＯＮを今回得たチョッピング位相幅で更新する。そして、チョッピング位相幅検出器２１２は計測時間到達毎に最大チョッピング位相幅Ｍａｘθ１ωＯＮを減算器２０４と計測時間調整部３０１に出力すると同時に、計測時間内の最大電流値をリセットする。

最大チョッピング位相幅Ｍａｘθ１ωＯＮを用いて当該チョッピング制御を行う。

したがって、本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の構成としては、前述の実施の形態１において説明した図１および図２の構成と実質的に同じ構成を有するものであり、実施の形態２においては実施の形態１における符号と同じ符号を用いて説明する。

図７Ａは、本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図７Ｂは、本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図７Ａの第３の動作例では、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピングにより発生するチョッピング位相幅θ１ωＯＮが比較的小さくなっている場合である。

一方、図７Ｂの第４の動作例では、出力されるＤＣ電圧が第３の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂにより発生するチョッピング位相幅θ１ωＯＮが第３の動作例に比較して大きくなっている場合である。

実施の形態２の整流回路装置では、図７Ａおよび図７Ｂに示した動作例におけるＡＣ電圧の半周期の区間において、前半のチョッピングがなされている位相幅θ１ωＯＮは、前述の図４Ａおよび図４Ｂに示した傾向と同様の傾向があるため、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態３）
以下、本発明に係る実施の形態３の整流回路装置について説明する。

本発明に係る実施の形態３の整流回路装置は、前述の実施の形態２の整流回路装置と同様に、実施の形態１の整流回路装置のチョッピング休止位相幅を別の指標に置き換えたものである。

実施の形態３の整流回路装置におけるチョッピング位相幅検出器２１２は、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂに対するチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、交流電圧の半周期毎に半周期中の後半のチョッピング位相幅θ２ωＯＮを検出し、交流電圧の同じ半周期中に交流電流検出器１０３及び交流電流検出部１１１から得られた最大電流値を、計測時間調整部３０１が出力した時間情報によりチョッピング位相幅検出器２１２が設定した計測時間内の最大電流値と比較し、今回得た最大電流値が計測時間内の最大電流値より大きな場合、計測時間内の最大電流値を今回得た最大電流値で更新すると共に、計測時間内の最大チョッピング位相幅Ｍａｘθ２ωＯＮを今回得たチョッピング位相幅で更新する。そして、チョッピング位相幅検出器２１２は計測時間到達毎に最大チョッピング位相幅Ｍａｘθ２ωＯＮを減算器２０４と計測時間調整部３０１に出力すると同時に計測時間内の最大電流値をリセットする。

したがって、本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の構成としては、前述の実施の形態１において説明した図１および図２の構成と実質的に同じ構成を有するものであり、実施の形態３においては実施の形態１における符号と同じ符号を用いて説明する。

図８Ａは、本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図８Ｂは、本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図８Ａの第５の動作例では、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピングにより発生するチョッピング位相幅θ２ωＯＮが比較的小さくなっている場合である。一方、図８Ｂの第６の動作例では、出力されるＤＣ電圧が第５の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピングにより発生するチョッピング位相幅θ２ωＯＮが第５の動作例に比較して大きくなっている場合である。

実施の形態３の整流回路装置では、図８Ａおよび図８Ｂに示した動作例における単相交流電源１の半周期の区間において、後半のチョッピングがなされているチョッピング位相幅θ２ωＯＮは、前述の図４Ａおよび図４Ｂに示した傾向と同様の傾向があるため、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態４）
以下、本発明に係る実施の形態４の整流回路装置について説明する。

本発明に係る実施の形態４の整流回路装置は、前述の実施の形態２の整流回路装置におけるチョッピング位相幅θω１ＯＮと、実施の形態３の整流回路装置におけるチョッピング位相幅θω２ＯＮとの合計の位相幅（θω１ＯＮ＋θω２ＯＮ）をチョッピング位相幅検出器２１２により検出し、計測時間調整部３０１が出力する時間情報によりチョッピング位相幅検出器２１２が設定した電源周期より長い期間内の最大電流を含む交流電圧の半周期における最大チョッピング位相幅ＭＡＸθω１２ＯＮが、所望の位相幅になるようにＤＣ電圧を制御する構成である。

図９Ａは、本発明に係る実施の形態４の整流回路装置の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図９Ｂは、本発明に係る実施の形態４の整流回路装置の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図９Ａの第７の動作例では、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる前半のチョッピング位相幅θ１ωＯＮ、および後半のチョッピング位相幅θ２ωＯＮが比較的小さくなっている場合である。一方、図９Ｂの第８の動作例では、出力されるＤＣ電圧が第７の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂがチョッピングされる前半のチョッピング位相幅θ１ωＯＮ、および後半のチョッピング位相幅θ２ωＯＮが第７の動作例に比較して大きくなっている場合である。

実施の形態４の整流回路装置では、図９Ａおよび図９Ｂに示した動作例における単相交流電源１の半周期の区間において、前半のチョッピング位相幅θ１ωＯＮ、および後半のチョッピング位相幅θ２ωＯＮは、前述の図４Ａおよび図４Ｂに示した傾向と同様の傾向があるため、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態５）
以下、本発明に係る実施の形態５の整流回路装置について説明する。

図１０Ａは、本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図１０Ｂは、本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

実施の形態５の整流回路装置は、目標電流波形が正弦波以外の波形であって、例えば三角波とすることにより、さらに回路損失を低減することができることを特徴としている。特に、負荷が軽いときには、波形歪みが増加しても、高調波電流そのものは少ないため、さらに回路損失を低減することが可能である。

図１０Ａの第９の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂがチョッピングされる位相幅θωＯＮが所望の位相幅θωＯＮ＊よりも小さくなっている場合である。このときにも、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が増加するため、例えば半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａを経由してＤＣ側へと流れ込む電流が増加する。
このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。

一方、図１０Ｂの第１０の動作例は、出力されるＤＣ電圧が第９の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂがチョッピングされる位相幅θωＯＮが所望の位相幅θωＯＮ＊（図示しない）よりも大きくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が減少するため、例えば半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａを経由してＤＣ側へと流れ込む電流が減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図１０Ｂの第１０の動作例では、図４Ａおよび図４Ｂと同様に、図１０Ａの第９の動作例の波形に比べて、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピングが行われている期間（位相幅）が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。

実施の形態５においては、好ましくは、図１０Ａおよび図１０Ｂに示すように、目標電流波形の瞬時の絶対値は、時間経過とともに、ＡＣ電圧の０度（開始点）から１８０度（終了点）までの期間の前半の期間において、一定の傾きで単調増加した後、所定の中間点（９０度よりも小さい角度）から一定の傾きで単調減少し、その後終了点までゼロになる区間を有する三角波形を用いる。
（実施の形態５の変形例）
以下、本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例について図１１Ａ〜図１１Ｄを参照して説明する。本発明に係る実施の形態５の変形例においては、図１０Ａおよび図１０Ｂに示した目標電流波形とは異なる別の形状を有するものである。

図１１Ａは、本発明に係る実施の形態５の変形例における整流回路装置の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図１１Ｂは、本発明に係る実施の形態５の変形例における整流回路装置の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。さらに、図１１Ｃは、本発明に係る実施の形態５の変形例における整流回路装置の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図１１Ｄは、本発明に係る実施の形態５の変形例における整流回路装置の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係
と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図１１Ａの第１１の動作例における目標電流波形は、図１０Ａの第９の動作例における目標電流波形と比較して、時間経過とともに単調減少する区間の代わりに、後半の９０度を超える所定の位相（例えば、１１０度）の中間点Ｔｍで瞬時にゼロにする区間（ゼロで一定の区間）を有するように構成した三角波形である。

また、図１１Ｂの第１２の動作例における目標電流波形は、図１１Ａの第１１の動作例における目標電流波形と比較して、時間経過とともに単調増加する区間を正弦波状に増加させており、後半の９０度を超える所定の位相（例えば、１１０度）の中間点Ｔｍで瞬時にゼロになる区間（ゼロで一定の区間）を有する波形である。

さらに、図１１Ｃの第１３の動作例における目標電流波形は、図１１Ｂの第１２の動作例における目標電流波形において制約条件を設けて、前半部の正弦波波形において９０度より手前の中間点Ｔｍの位相（例えば、７０度）で瞬時にゼロにした波形である。

また、図１１Ｄの第１４の動作例における目標電流波形は、図１１Ｃの第１３の動作例における目標電流波形において、時間経過とともに、０度から第１の中間点Ｔｍ１までの所定期間ゼロ（ゼロで一定の区間）とし、その後、第２の中間点Ｔｍ２まで単調増加させるように構成した波形である。

図１１Ｃおよび図１１Ｄの動作例では、９０度よりも手前で目標電流をゼロにしているが、ゼロにする位相よりも手前で半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピング動作から、チョッピングが休止になる期間になるような負荷で使用すればよい。しかも、本動作例は、直流電圧がＡＣ電圧の最高瞬時電圧よりも低いため、９０度近傍では、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａ又はダイオード１０５ｃを経由して電流が流れ込む。このため、目標電流がゼロになってもＡＣ電流がしばらくは流れ続け、高調波成分の少ない電流が高効率で実現できる。

以上の各実施の形態において、目標電流波形の単調増加又は単調減少において、一定である期間を含んでもよく、すなわち、実質的に単調増加又は実質的に単調減少させてもよい。ここで、「実質的に単調増加」とは、目標電流波形の位相θ１＜θ２であるときに、ｆ（θ１）≦ｆ（θ２）の関係にある広義の単調増加をいい、言い換えれば、時間経過とともに、増加し、若しくは増加しかつ一部期間で一定であるように、実質的に単調増加することをいう。また、「実質的に単調減少」とは、目標電流波形の位相θ１＜θ２であるときに、ｆ（θ１）≧ｆ（θ２）の関係にある広義の単調減少をいい、言い換えれば、時間経過とともに、減少し、若しくは減少し、かつ一部期間で一定であるように、実質的に単調減少することをいう。

（実施の形態６）
以下、本発明に係る実施の形態６の整流回路装置について説明する。

図１２は、本発明に係る実施の形態６の整流回路装置の構成を示す回路図である。実施の形態６の整流回路装置は、単相交流電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ６０２を介して、半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂおよびダイオード６０５ａ、６０５ｂ、６０５ｃ、６０５ｄで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４に電力を供給する構成を有する。

実施の形態６の整流回路装置におけるチョッピング制御方法は、前述の図１に示した実施の形態１の整流回路装置と同様であり、２つの半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂに対してチョッピング駆動信号Ｓｃｈを用いて同時に駆動する。

実施の形態６の整流回路装置におけるチョッピング駆動信号Ｓｃｈについては、前述の実施の形態１において図２を用いて説明した構成と同様の構成により生成することができる。また、実施の形態６の整流回路装置においても、前述の各実施の形態において説明したチョッピング制御を行うことにより、同様の作用効果を奏することができる。

（実施の形態７）
以下、本発明に係る実施の形態７の整流回路装置について説明する。

図１３は本発明に係る実施の形態７の整流回路装置の構成を示す回路図である。実施の形態７の整流回路装置は、単相交流電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ７０２を介して、半導体スイッチ７０４、およびダイオードブリッジ７０５で整流して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４に電力を供給する構成を有する。

実施の形態７の整流回路装置におけるチョッピング制御方法は、単相交流電源１の両出力端子を、リアクタ７０２を介して半導体スイッチ７０４により短絡することにより、１つのループが構成される。交流電流検出部である電流検出器７０３は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Ｉａｃを示す信号を制御回路７００に出力する。半導体スイッチ７０４をオン状態にすると、リアクタ７０２の電流は増加する。一方、半導体スイッチ７０４をオフ状態にすると、リアクタ１０２に流れていた電流はダイオードブリッジ回路７０５にて整流されて、その整流された電流は平滑コンデンサ１０６および負荷４に流れ、負荷４に電力が供給される。

負荷４に印加される平滑コンデンサ１０６の両端の直流電圧Ｖｄｃは、直流電圧検出器７１０により検出され、直流電圧検出器７１０は検出された直流電圧Ｖｄｃを示す信号を制御回路７００に出力する。

また、単相交流電源１から入力された交流電圧の位相検出部である電圧レベル比較器７０９は、単相交流電源１のＡＣ電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較することにより、当該しきい値電圧以上であるか否かを示す２値信号Ｓｃｏｍを発生して制御回路７００に出力する。制御回路７００は、２値信号Ｓｃｏｍの周期および位相に基づいて、単相交流電源１から出力されるＡＣ電圧の位相を検知する。制御回路７００は、検知されたＡＣ電圧の位相に基づいて、ＡＣ電圧と実質的に同一の周波数であって、ＡＣ電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、電流検出器７０３により検出された電流値Ｉａｃが前記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように半導体スイッチ７０４をチョッピング動作させるように制御する。

さらに、制御回路７００は、直流電圧検出器７１０により検出された直流電圧Ｖｄｃが、制御回路７００内で設定された所望の電圧になるように、その偏差に応じて、生成する目標電流波形の相似比率を調整する。ここで、制御回路７００は、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧より低ければ、目標電流波形の相似比率を増大させて、大きな電流になるように制御し、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧よりも高ければ、小さな電流になるように制御する。

また、実施の形態７の整流回路装置においても、前述の各実施の形態において説明したチョッピング制御を行うことにより、同様の作用効果を奏することができる。

（実施の形態８）
以下、本発明に係る実施の形態８の整流回路装置について説明する。

図１４は、本発明に係る実施の形態８の整流回路装置の構成を示す回路図である。
実施の形態８の整流回路装置は、単相交流電源１の両出力端子を整流ブリッジ２とリアクタ３ａを介して半導体スイッチ３ｃがオン状態のとき、リアクタ３ａに電流を充電し、半導体スイッチ３ｃがオフ状態になったときに、ダイオード３ｂにより平滑用コンデンサ３ｄと負荷４に電力を供給する構成である。

実施の形態８の整流回路装置におけるチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号については、前述の実施の形態１において図２を用いて説明した構成と同様の構成により成形することができる。
また、実施の形態８の整流回路装置においても、前述の各実施の形態において説明したチョッピング制御をそれぞれの半導体スイッチに対して行うことにより、同様の作用効果を奏することができる。

本発明に係る整流回路装置は、例えば、１ピストンロータリー圧縮機等の変動のある負荷に対しても、高調波電流の抑制と回路損失の低減を両立することが可能となるため、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行うもの等の各種用途に幅広く適用できる。

１ 単相交流電源
４ 負荷
５ インバータ装置
７ モータ
１０２ リアクタ
１０３ 交流電流検出部
１０４ａ、１０４ｂ 半導体スイッチ
１１０ 直流電圧検出部
１１３ モータ電流検出器
２２０ 波形生成部
２２１ 第１の制御部
２２２ 第２の制御部
２２３ 第３の制御部
３０１ 計測時間調整部

Claims (8)

1. 半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から直流電圧に整流した後、負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記整流回路装置は、前記単相交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を生成する波形生成部と、前記単相交流電源から流れる交流電流、又は整流後の脈動電流を検出する交流電流検出部と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出部と、前記検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第１の制御部と、検出された前記直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部と、前記単相交流電源の電源半周期毎に電源半周期における前記交流電流検出部により検出された交流電流の絶対値の最大値或いは脈動電流の最大値と、同一の前記電源半周期における前記半導体スイッチのチョッピングが連続して停止している期間であるチョッピング休止位相幅とを関連付け、電源周期より長く設定された計測時間内において前記電源半周期毎に検出された前記交流電流の絶対値の最大値或いは前記脈動電流の最大値の中で最も大きな値に関連付けられた前記チョッピング休止位相幅を最大チョッピング休止位相幅とし、電源周期より長く設定された計測時間毎に更新される前記最大チョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となる様に前記所定の目標直流電圧を制御する第３の制御部と、複数の前記最大チョッピング休止位相幅から計測時間調整情報を作成し前記第３の制御部へ出力する計測時間調整部とにより構成され、前記第３の制御部は、前記最大チョッピング休止位相幅が前記計測時間調整部の計測時間調整情報により調整された電源周期より長く設定された計測時間毎に更新される事を特徴とする整流回路装置。
2. 前記計測時間調整部が出力する計測時間調整情報は、前記計測時間調整情報の更新周期毎に作成される最大チョッピング休止位相幅を用いて、予め設定した所定の回数あるいは所定の時間における最大チョッピング休止位相幅のばらつきを求め、前記ばらつきが予め設定した所定の値を越える場合は、現在設定している計測時間よりも次回の計測時間を長く設定する出力である一方、前記ばらつきが前記所定の値を越えない場合は、現在設定している計測時間よりも次回の計測時間を短く設定する出力である事を特徴とする請求項１に記載の整流回路装置。
3. 前記所定の位相幅は、電源半周期に対して０度から１８０度の範囲で、負荷の状況、若しくは外部からの指令に応じて変更して設定されるよう構成された請求項１から請求項２の何れか一項に記載の整流回路装置。
4. 前記負荷の状況の指標として、前記交流電流の値、前記交流電流に基づいて計算される入力電力、または前記整流回路装置の出力電力、或いは前記負荷が任意の電圧と周波数によりモータを駆動するインバータ装置とモータ電流検出器とモータとで構成されている場、モータに対する回転数又は回転数指令値を用いる様に構成された請求項１から請求項３の何れか一項に記載の整流回路装置。
5. 前記第３の制御部は、前記単相交流電源の電源半周期において、複数の前記チョッピング休止位相幅が存在するときに、当該期間内のいずれかの位相幅、若しくは合計の位相幅を当該の電源半周期におけるチョッピング休止位相幅とする様に構成された請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の整流回路装置。
6. 前記第３の制御部は、前記最大チョッピング休止位相幅、または予め設定されている回数による平均値が、実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御するよう構成された請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の整流回路装置。
7. 前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記単相交流電源の電源半周期において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過と共に、増加し、若しくは増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までは、時間経過とともに、減少し、若しくは減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定された請求項１から請求項６の何れか一項に記載の整流回路装置。
8. 前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記単相交流電源の電源半周期において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点までは、ゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは、増加し、若しくは増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までは、時間経過と共に、減少し、若しくは減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定された請求項１から請求項７の何れか一項に記載の整流回路装置。

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