JP6906148B2 - 整流回路装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源からの交流を直流に整流する整流回路装置の制御方法に関し、特に、家庭などの単相交流電源からの交流を整流して略直流を形成する整流回路装置の制御方法に関する。

従来、一般にこの種の整流回路装置としては種々のものが提案されている。
図１６は特許文献１に開示された整流回路装置の構成を示す回路図であり、図１７は図１６の整流回路装置における制御部の構成を示すブロック図である。

図１６に示した整流回路装置においては、単相交流電源１の両出力端子を整流ブリッジ２とリアクタ３ａを介して半導体スイッチ３ｃのオン状態により閉回路を形成して、リアクタ３ａに電流を充電し、半導体スイッチ３ｃがオフ状態になったときに、ダイオード３ｂにより負荷４に電流を供給する構成である。このように構成することにより、図１６の整流回路装置は単相交流電源１の瞬時電圧が低い期間においても電源電流が流れ、電源電流の高調波成分が少なくなり、力率が改善する構成である。

本特許文献においては、半導体スイッチ３ｃを、単相交流電源１の周波数よりも十分に高い周波数で、きめ細かくオン／オフ駆動して、単相交流電源１の交流電圧をチョッピングする（以下、「半導体スイッチをチョッピング動作させる」又は「半導体スイッチによるチョッピング」という。）とき、半導体スイッチ３ｃに電流が流れるため、回路の損失が発生するという従来の課題に対し、半導体スイッチ３ｃを常にチョッピング動作させるのではなく、交流位相の特定の期間だけチョッピング動作させ、残りの期間は休止させる方法が提案されている。

図１６に示した整流回路装置においては、単相交流電源１からの交流電圧を整流ブリッジ２で整流して、脈動を含む直流電圧に変換した後、その電力がリアクタ３ａ、ダイオード３ｂを介して、平滑コンデンサ３ｄおよび負荷４に供給されている。さらに、図１６においては、リアクタ３ａを介して、整流ブリッジ２からの出力電圧を半導体スイッチ３ｃで短絡できるように構成することにより、周知の昇圧チョッパ回路３による力率改善機能つきの整流回路装置が構成されている。

図１６に示した整流回路装置においては、昇圧チョッパ回路３が、入力電流検出器６および入力電流検出部１０で入力電流を検出し、入力電流の波形が入力電圧検出部１１で検出した入力電圧波形（電源電圧波形）と同じ形状になるように半導体スイッチ３ｃをチョッピング動作させ、かつ、出力電圧が所望の電圧になるように、入力電流の大きさを調整している。

特に、特許文献１では、半導体スイッチを高調波が少なくなるための最低限の区間のみチョッピング動作させることにより、回路の損失を低減させることを提案している。

図１７はその提案のための制御方法をブロック図で示したものである。図１７において、電源ゼロクロス検出手段５により、電源電圧の位相を検出し、パルスカウンタ１３ａにより一定の期間のみ、図１６の半導体スイッチ３ｃのチョッピング動作を許可し、それ以外の期間では、半導体スイッチ３ｃがオフになるように保持している。この制御方法により、電源高調波をほとんど増加させることなく、かつ低損失となる整流回路装置を実現している。

また、特許文献２の整流回路装置の制御方法においては、電源電圧の波形を必要とする構成であるが、電源電圧の波形を使用することなく、予め決めた波形により同様の動作を実現する制御方法も提案されている。さらに、特許文献３では目標となる電流波形を有することなく、同様の効果が発揮されることを目的とする簡便な方法も提案されている。

なお、図１６に示した整流回路装置の場合には、入力電流が一旦整流された後の電流で代用されており、その入力電流の絶対値の情報を得て、この絶対値の大きさを調整する構成である。このように入力電流の絶対値の大きさを調整することは、入力電流の振幅を調整することと等価であることは、広く知られている。

しかしながら、負荷が決まっている条件では、出力電圧が一定になるように制御され、また、半導体スイッチをチョッピング動作させる期間も固定されている。

このため、検出された出力電圧が誤差を含む場合、電流波形が変化してしまう。例えば、実効値２００Ｖの交流を整流して約２８０Ｖの直流を得る場合に、直流電圧が１Ｖ変化するだけで電流波形が大きく変化する。直流電圧の２８０Ｖに対して１Ｖの精度は、０．３％に相当し、抵抗で電圧を分圧して低い電圧を形成する場合には、非常に高い精度の抵抗が必要になってしまう。このため、従来の整流回路装置においては、出力電圧の検出精度を加味して、変化した電流波形でも高調波が少なくなるように、チョッピングする期間をより長く設定する必要があった。したがって、このような特許文献１に代表されるような整流回路装置においては、回路の損失が増加するという課題を有している。

加えて、特許文献１に代表されるような整流回路装置は、一般にデジタルコンピュータを用いて実現されるが、高精度な直流電圧の電圧制御を実現しようとすると、直流電圧を高分解能、すなわちビット数の多いアナログ−デジタル変換（以下、「ＡＤ変換」という。）器が必要になり、回路負担が大きくなってしまう。この場合においても、実際に制御回路が検出できる検出精度を加味して、変化した電流波形でも高調波が少なくなるように、チョッピングする期間をより長く設定して、回路の損失を少し増加させる必要があるという課題を有している。

さらに、特許文献１から特許文献３に示されるような整流回路装置では、出力電圧が低いほど回路の損失が少なくなるが、電源電圧の瞬時値よりも低い電圧に出力電圧を設定しようとした場合、半導体スイッチをチョッピング動作させる期間の交流電圧が出力電圧より低くても、半導体スイッチをチョッピング動作させる期間に昇圧動作により出力電圧が上昇してしまう現象が発生する。このため、回路の損失がより少なく、より低い出力電圧に設定することが難しいという課題を有している。

また、特許文献１から特許文献３に示されるような整流回路装置では、チョッピングする期間が一律に設定されており、チョッピングする期間は、想定された最大の入力電力に対して設定されている。このため、このような従来の整流回路装置は、入力電力が小さく電源高調波電流の規制レベルに対して余裕のある状況においても、規定のチョッピング動作を実行しなければならず、その結果、回路の損失を最小に出来ないという課題を有している。

それらの課題に対し特許文献４では、出力電圧の検出精度によらず、接続されている負荷の状況、或いは外部からの指令に応じて電源高調波電流を電源高調波規制値以下に低減することができ、かつ回路の損失を低減することができる整流回路装置の制御方法として、以下のものが提案されている。

図１８は特許文献４に開示された整流回路装置の構成を示す回路図であり、図１９は図１８の整流回路装置における制御部の構成を示すブロック図である。

特許文献４に示す整流回路装置は、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡又は開放して、前記単相交流電源から直流電圧に整流して、負荷に電力を供給する整流回路装置において、交流電圧（以下、ＡＣ電圧という。）の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成部（ＡＣ電圧位相検出器２０１、目標電流波形形成器２０２で構成）と、単相交流電源から流れる交流電流を検出する交流電流検出部（電流検出器１０３）と、直流電圧を検出する直流電圧検出部（直流電圧検出器１１０）と、検出された交流電流の波形が実質的に目標電流波形となるように半導体スイッチ１０４のチョッピング動作を制御する第１の制御部（減算器２０９、Ｉａｃ補償演算器２１０、ＰＷＭ変換器２１１で構成）と、検出された直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部（減算器２０６、Ｖｄｃ補償演算器、乗算器２０８で構成）と、前記単相交流電源の電源半周期に検出される交流電流の最大値と検出されたチョッピング休止位相幅を関連付けて記憶し、電源周期より長い所定の期間内において記憶した中から最も大きな交流電流と関連付けられているチョッピング休止位相幅を抽出し、抽出したチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となる様に前記所定の目標直流電圧を制御する第３の制御部（チョッピング位相幅検出器２１２、目標位相幅設定器２０３、減算器２０４、位相幅補償演算器２０５で構成）とを備えている。

特許文献４によれば、接続された負荷の状況、或いは外部からの指令に応じて所望の位相幅を変化させることが可能であり、大きな電源高調波を含む交流電圧の最大値におけるチョッピング休止位相幅に絞って所望の位相幅と比較することにより、常に回路損失が少なく、かつ電源高調波規制を守りながら整流動作を実現することができる整流回路装置を提供することができるとしている。

特開２００５−２５３２８４号公報 特開２００７−１２９８４９号公報 特開２０００−２２４８５８号公報 特許第６１４５８９６号

しかしながら、前記従来技術に係る整流回路装置では、入力電圧のピーク付近を中心にスイッチングの無いチョッピング休止位相幅が発生する。ここで、整流回路装置の負荷を、ロータリー圧縮機等の様に、機械角一回転中で負荷が変動する特性を持つものを対象とした場合、チョッピングの無いところでは、負荷の変動に応じた入力電流が流れる為、電源半周期毎に入力電流の波高値は大きく変動し、入力電流の偶数次の電源高調波を押し上げる。

この様な状況での次数間（例えば、３次高調波と４次高調波の間）の高調波を整流回路装置の出力電圧制御の面から考えると、出力電圧制御の入力となる直流電圧の揺らぎには回転数成分、電源周波数の高次周波数成分やそれらが負荷変動により変調を受けた成分が含まれる。

それらの成分は目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部の応答性（目標直流電圧制御における電圧フィードバックゲイン）を介して入力電流に反映され、次数間高調波が増大する。

本発明の目的は、上記問題点を解決することであり、負荷の変動状況から整流回路装置の目標直流電圧制御の応答性の切替えを可能とした上で、所望のチョッピング休止位相幅とすべく、入力電圧のピーク値より、整流回路装置の出力電圧を低く調整しながら目標直流電圧制御をする事により、次数間の高調波を低減する事ができ、かつ回路損失を低減する事ができる整流回路装置を提供する事にある。

本発明に係る整流回路装置は、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡又は開放して、前記単相交流電源から直流電圧に整流して、負荷に電力を供給する整流回路装置の制御方法であって、前記整流回路装置の制御方法は、前記単相交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成部と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する交流電流検出部と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出部と、前記検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第１の制御部と、応答性指標作成部の出力信号により電圧制御の応答性が切替え可能で、前記検出された直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部と、所定期間中の交流電流の最大値を含む前記交流電圧の前記単相交流電源の電源半周期に検出した前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となる様に前記所定の目標直流電圧を制御する第３の制御部と、前記負荷の変動を数値化し、予め設定されている閾値と比較する事により前記負荷に対する変動の有無を判断しその結果を前記第２の制御部へ出力する応答性指標作成部により構成されたものである。

負荷の変動の有無を判定し第２の制御部への出力信号を作成する前記応答性指標作成部により、出力電圧制御の入力となる直流電圧の揺らぎに含まれる回転数成分、電源周波数の高次周波数成分やそれらが負荷変動により振幅変調を受けた成分が入力電流に反映される程度を、目標直流電圧制御の応答性（電圧フィードバック制御ゲイン）により調整する事が出来る。

本発明の整流回路装置は、負荷変動を伴う駆動状況において、次数間高調波を含めた偶数次の電源高調波を低減する事が出来る。

図１は、本発明に係る実施の形態１の整流回路装置の構成を示す回路図 図１の整流回路装置における整流回路制御部の構成を示すブロック図 図１の整流回路装置における整流回路制御部の変形例を示す図であり、整流回路制御部内のチョッピング位相幅検出器の処理において波形成形器の出力信号を利用する場合を示すブロック図 図１の整流回路装置における整流回路制御部の変形例を示す図であり、整流回路制御部内のチョッピング位相幅検出器の処理において直流電圧検出器の出力を利用する場合を示すブロック図 本発明に係る実施の形態１の整流回路装置における整流回路制御部内の目標位相幅設定器において利用する、所望のチョッピング休止位相幅と交流電流検出値（Ｉａｃ）の関係を示した特性図 図１の整流回路装置の第一の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）交流電圧と整流後の直流電圧（以下、ＤＣ電圧という。）との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後の交流電流（以下、ＡＣ電流という。）と、を示す信号波形図 図１の整流回路装置の第二の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図である。 本発明に係る実施の形態１の整流回路装置の負荷がインバータ装置とモータで構成されている場合の回路図 図５のインバータ制御部の構成を示すブロック図 図５における応答性指標作成部の入力をモータ電流検出器の出力とした場合の整流回路制御部の構成を示すブロック図 図５における応答性指標作成部の入力をトルク電流設定器の出力とした場合の整流回路制御部の構成を示すブロック図 図５における応答性指標作成部の入力を回転数制御器の出力とした場合の整流回路制御部の構成を示すブロック図 本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態４の整流回路装置の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態４の整流回路装置の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例であり第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例であり第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例であり第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例であり第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流と、を示す信号波形図 本発明に係る実施の形態６の整流回路装置の構成を示す回路図 本発明に係る実施の形態７の整流回路装置の構成を示す回路図 本発明に係る実施の形態８の整流回路装置の構成を示す回路図 従来の整流回路装置の構成を示す回路図 従来の整流回路装置における制御部の詳細構成を示すブロック図 従来の整流回路装置の構成を示す回路図 従来の整流回路装置における制御回路の詳細構成を示すブロック図

以下、本発明に係る整流回路装置の制御方法の各発明について説明する。以下の各発明の説明において、括弧内の符号等は後述する各実施の形態における関連する要素の符号等を表すものであるが、本発明を各実施の形態の構成に限定するものではない。

本発明の第１の発明は、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から直流電圧に整流した後、負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記整流回路装置は、前記単相交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成部（２０１，２０２）と、前記単相交流電源から流れる交流電流、又は整流後の脈動電流を検出する交流電流検出部（１０３）と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出部（１１０）と、前記検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第１の制御部（２０８，２０９，２１０，２１１）と、検出された前記直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部（２０６、２０７）と、前記単相交流電源の電源半周期毎に、前記半導体スイッチのチョッピングが連続して停止している期間をチョッピング休止位相幅として記憶すると共に、同一の前記電源半周期内における前記交流電流検出部により検出された交流電流の絶対値の最大値或いは脈動電流の最大値を前記チョッピング休止位相幅と関連付けて記憶し、電源周期より長い所定の期間毎に、記憶した電流の最大値の中で最も大きな電流値と関連付けられているチョッピング休止位相幅を抽出し、抽出したチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となる様に前記所定の目標直流電圧を制御する第３の制御部（２０３，２０４，２０５，２１２）と、前記所定の期間以下の周期で発生する前記負荷の変動を検出し、負荷変動の程度を表す指標を前記第２の制御部へ出力する応答性指標作成部（２１３）により構成され、前記第２の制御部は、前記応答性制御部（２１３）の出力信号により、電圧制御の応答性が調整される事を特徴として有している。

負荷変動を伴う駆動状況においては、第２の制御部の応答性を前記応答性指標作成部（２１３）の出力信号で切換える（低下させる）事で、直流電圧の揺らぎに含まれる負荷変動により増大した電源周波数の高次周波数成分の変調成分が、出力電圧制御を介して入力電流に反映される影響度合いを調整できる事となり、負荷変動を伴う駆動状況において、次数間高調波を含めた偶数次の電源高調波を低減する事が出来る。

加えて、偶数時の電源高調波を低減できた分、所望のチョッピング休止位相幅を広く設定する事が可能となり、それにより電源半周期当たりのスイッチング回数が更に減少し整流回路装置の変換効率が改善する事から、更なる高効率駆動が可能となる。

本発明の第２の発明は、前記第１の発明における前記応答性指標作成部（２１３）が、電源周期より長い所定の期間内において前記単相交流電源の電源半周期で検出された前記交流電流の絶対値の波高値或いは前記脈動電流の波高値から最大値と最小値を抽出し、抽出した最大値と最小値から前記交流電流の波高値の比率を負荷変動の程度を表す指標として計算し、第２の制御部へ出力する波高値比率計算器（３０１）により構成する事で、負荷変動を伴う駆動状況においては、第２の制御部の応答性を前記応答性指標作成部（２１３）の出力信号で調整する（低下させる）事で、直流電圧の揺らぎに含まれる負荷変動により増大した電源周波数の高次周波数成分の変調成分が、出力電圧制御を介して入力電流に反映される影響度合いを調整できる事となり、負荷変動を伴う駆動状況において、次数間高調波を含めた偶数次の電源高調波を低減する事が出来る。

加えて、偶数時の電源高調波を低減できた分、所望のチョッピング休止位相幅を広く設定する事が可能となり、それにより電源半周期当たりのスイッチング回数が更に減少し整流回路装置の変換効率が改善する事から、更なる高効率駆動が可能となる。

本発明の第３の発明は、前記第１の発明における前記応答性指標作成部（２１３）が、前記所定の期間内におけるモータ電流の絶対値から求めた波高値の最大値と最小値を抽出し、それらの値からモータ電流の最大値と最小値の比率を負荷変動の程度を表す指標として計算し、第２の制御部へ出力するモータ電流波高値比率計算器（３０３）により構成する事で、前記応答性指標作成部（２１３）においてモータ電流により負荷変動の有無が判定できる。

第２の制御部の応答性を前記応答性指標作成部（２１３）の出力信号で調整する（低下させる）事で、直流電圧の揺らぎに含まれる負荷変動により増大した電源周波数の高次周波数成分の変調成分が、出力電圧制御を介して入力電流に反映される影響度合いを調整できる事となり、負荷変動を伴う駆動状況において、次数間高調波を含めた偶数次の電源高調波を低減する事が出来る。

加えて、偶数時の電源高調波を低減できた分、所望のチョッピング休止位相幅を広く設定する事が可能となり、電源半周期当たりのスイッチング回数が更に減少し整流回路装置の変換効率が改善する事から、更なる高効率駆動が可能となる。

本発明の第４の発明は、前記第１の発明における前記応答性指標作成部（２１３）が、前記所定の期間内におけるモータを駆動するためのトルク電流指令値の最大値と最小値を抽出し、それらの値から前記トルク電流指令値の変動比率を負荷変動の程度を表す指標として計算し第２の制御部へ出力するトルク電流変動比率計算部（３０５）により構成する事により、記応答性指標作成部（２１３）においてモータを駆動するためのトルク電流指令により負荷変動の有無が判定でき、第２の制御部の応答性を前記応答性指標作成部（２１３）の出力信号で調整する（低下させる）事で、直流電圧の揺らぎに含まれる負荷変動により増大した電源周波数の高次周波数成分やその変調成分が、出力電圧制御を介して入力電流に反映される影響度合いを調整する事となり、負荷変動を伴う駆動状況において、次数間高調波を含めた偶数次の電源高調波を低減する事が出来る。

加えて、偶数時の電源高調波を低減できた分、所望のチョッピング休止位相幅を広く設定する事が可能となり、電源半周期当たりのスイッチング回数が更に減少し整流回路装置の変換効率が改善する事から、更なる高効率駆動が可能となる。

本発明の第５の発明は、前記第１の発明における前記応答性指標作成部（２１３）が、回転数制御器（５０５）が出力するモータの回転数指令と予め設定されているモータ回転数閾値とを比較し、前記回転数指令値が閾値に対し上か下かの結果を負荷変動の程度を表す指標として第２の制御部へ出力するモータ回転数判定器（３０７）により構成する事で、前記応答性指標作成部（２１３）においてモータの回転数指令により負荷変動の有無が判定でき、第２の制御部の応答性を前記応答性指標作成部（２１３）の出力信号で調整する（低下させる）事で、直流電圧の揺らぎに含まれる負荷変動により増大した電源周波数の高次周波数成分やその変調成分が、出力電圧制御を介して入力電流に反映される影響度合いを調整する事となり、負荷変動を伴う駆動状況において、次数間高調波を含めた偶数次の電源高調波を低減する事が出来る。

加えて、偶数時の電源高調波を低減できた分、所望のチョッピング休止位相幅を広く設定する事が可能となり、電源半周期当たりのスイッチング回数が更に減少し整流回路装置の変換効率が改善する事から、更なる高効率駆動が可能となる。

本発明の第６の発明は、前記第１の発明から第５の発明の何れかの発明における前記所定の位相幅が、電源半周期に対して０度から１８０度の範囲で、負荷の状況、若しくは外部からの指令に応じて変更して設定されるように構成される事により、所望のチョッピング休止位相幅に応じて整流回路で発生する損失が調整できる事となり、状況に応じた電源高調波と整流回路で発生する損失低減の最適な設定が可能となる。

本発明の第７の発明は、前記第１の発明から第６の発明の何れかの発明における前記負荷の状況が、前記交流電流の値、前記交流電流に基づいて計算される入力電力、または前記整流回路装置の出力電力、或いは前記モータに対する回転数又は回転数指令値で示されるよう構成する事により、負荷の状況を実際の駆動状況から認識する事ができる事となり、負荷に合わせた所望のチョッピング休止位相幅を設定する事で整流回路において発生する損失が調整できる事となり、状況に応じた電源高調波と整流回路で発生する損失低減の最適な設定が可能となる。

本発明の第８の発明は、前記第１の発明から前記の第７の発明の何れかの発明における前記第３の制御部は、前記単相交流電源の電源半周期において検出されるチョッピング休止位相幅の瞬時値、または予め設定されている回数による平均値が、実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御するよう構成されている事により、負荷が軽いとき等でスイッチングが安定しない時でも安定したチョッピング休止位相幅が得られる事となり、チョッピング休止幅による電圧制御を安定に実施する事ができる。

本発明の第９の発明は、前記第１の発明から前記第７の発明の何れかの発明における前記第３の制御部は、前記単相交流電源の電源半周期において、複数の前記チョッピング休止位相幅が存在する時に、当該期間内のいずれかの位相幅、若しくは合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御するよう構成されている事により、負荷が軽いとき等でスイッチングが安定しない時でも安定したチョッピング休止位相幅が得られる事となり、チョッピング休止幅による電圧制御を安定に実施する事ができる。

本発明の第１０の発明は、前記第１の発明から前記第９の発明のいずれかの発明における前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記単相交流電源の電源半周期において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、少なくとも増加し、若しくは少なくとも増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までは、時間経過とともに、少なくとも減少し、若しくは少なくとも減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定している事により、入力電源電圧よりも整流回路の出力電圧が低い設定が可能となる事となり、整流回路装置で発生する損失と電源高調波を双方考慮しながら軽減する事が可能となる。

本発明の第１１の発明は、前記第１の発明から前記第９の発明の何れかの発明における前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記単相交流電源の電源半周期において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは、少なくとも増加し、若しくは少なくとも増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までは、時間経過とともに、少なくとも減少し、若しくは少なくとも減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有する様に設定していることにより、入力電源電圧よりも整流回路の出力電圧が低い設定が可能となる事となり、整流回路装置で発生する損失に関し電源高調波を考慮しながら軽減する事が可能となる。

以下、本発明の整流回路装置に係る実施の形態について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、本発明の整流回路装置は、以下の実施の形態に記載した整流回路装置の構成に限定されるものではなく、以下の実施の形態において説明する技術的思想と同等の技術的思想に基づいて構成されるものを含む。また、以下の各実施の形態において、同様の機能を有する構成要素については同一の符号を付して説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明に係る実施の形態１の整流回路装置の構成を示す回路図である。図１において、単相交流電源１の両出力端子を、単相交流電源１の極性に応じてリアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０４ａとダイオード１０５ｃ或いは半導体スイッチ１０４ｂとダイオード１０５ｄにより短絡することにより、それぞれ１つのループが構成される。交流電流検出部である交流電流検出器１０３は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Ｉａｃを示す信号を整流回路制御部１００に出力する。

例えば、半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が高い場合は、半導体スイッチ１０４ａをオン状態にすると、リアクタ１０２の電流は、単相交流電源１、交流電流検出器１０３、ダイオード１０５ｃ、半導体スイッチ１０４ａ、リアクタ１０２と流れ増加する。

この時、半導体スイッチ１０４ａをオフ状態にすると、リアクタ１０２に流れていた電流はダイオード１０５ｃから平滑コンデンサ１０６および負荷４に流れ、負荷４に電力を供給する。

一方、半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、半導体スイッチ１０４ｂをオン状態にすると、リアクタ１０２の電流は、単相交流電源１、リアクタ１０２、半導体スイッチ１０４ｂ、ダイオード１０５ｄ、交流電流検出器１０３と流れ増加する。

この時、半導体スイッチ１０４ｂをオフ状態にすると、リアクタ１０２に流れていた電流はダイオード１０５ａから平滑コンデンサ１０６および負荷４に流れ、負荷４に電力を供給する。

負荷４に印加される平滑コンデンサ１０６の両端の直流電圧Ｖｄｃは、直流電圧検出器１１０により検出され、直流電圧検出器１１０は検出された直流電圧Ｖｄｃを示す信号を整流回路制御部１００に出力する。

また、単相交流電源１から入力された交流電圧の位相検出部である電圧レベル比較器１０９は、単相交流電源１のＡＣ電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較することにより、当該しきい値電圧以上であるか否かを示す２値信号Ｓｃｏｍを発生して整流回路制御部１００に出力する。整流回路制御部１００は、２値信号Ｓｃｏｍの周期および位相に基づいて、単相交流電源１から出力されるＡＣ電圧の位相を検知する。整流回路制御部１００は、検知されたＡＣ電圧の位相に基づいて、ＡＣ電圧と実質的に同一の周波数であって、ＡＣ電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、交流電流検出器１０３により検出された電流値Ｉａｃが前記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように、単相交流電源１の極性に応じ半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂをチョッピング動作させるように制御する。

さらに、整流回路制御部１００は、直流電圧検出器１１０により検出された直流電圧Ｖｄｃが、整流回路制御部１００内で設定された所望の直流電圧となる様に、その偏差に応じて、生成する目標電流波形の相似比率を調整する。

ここで、整流回路制御部１００は、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧より低ければ、目標電流波形の相似比率を増大させて、大きな電流になるように制御し、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧よりも高ければ、小さな電流になるように制御する。また、整流回路制御部１００は、単相交流電源１の極性に応じた半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピング状態からパルス幅変調駆動（以下、「ＰＷＭ」という。）していないチョッピング休止位相幅を検出し、その位相幅と所望の値との偏差を検出し、当該偏差に応じて前記所望の直流電圧値を調整する。

図２Ａは図１の整流回路制御部１００の詳細構成を示すブロック図である。図２Ａの整流回路制御部１００において、当該制御システムとしての最終制御目標は、電源周期より長い所定の期間内の最大電流を含む交流電圧の半周期におけるチョッピング休止位相幅θωOFFを目標位相幅設定器２０３からの所望の位相幅θωOFF＊に制御する事である。

まず、ＡＣ電圧位相検出器２０１は、単相交流電源１の電圧レベルを所定のしきい値電圧Ｖｔｈと比較することにより２値化した２値信号Ｓｃｏｍに基づいて、ＡＣ位相を検出し、検出したＡＣ位相を示す信号を目標電流波形形成器２０２およびチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。

次いで、目標電流波形形成器２０２は、前記ＡＣ位相を示す信号Ｓｃｏｍに基づいて、詳細を後述する所定の目標電流波形を発生して、乗算器２０８に出力する。

なお、本発明に係る実施の形態１においては、整流回路制御部１００におけるＡＣ電圧位相検出器２０１と目標電流波形形成器２０２により、交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成部が構成されている。

チョッピング位相幅検出器２１２は、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂに対するチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、交流電圧の半周期にチョッピング休止位相幅を検出し、交流電圧の半周期に交流電流検出器１０３から得られた最大電流値を、所定期間内の最大電流値と比較し、今回得た最大電流値が所定期間内の最大電流値より大きな場合、所定期間内の最大電流値を今回得た最大電流値で更新すると同時に、所定期間内のチョッピング休止位相幅θωOFF２を今回得たチョッピング休止位相幅θωOFFで更新する。そして、所定期間到達毎に所定期間内のチョッピング休止位相幅θωOFF２を減算器２０４に出力する。

一方、目標位相幅設定器２０３は、電流検出部である交流電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃから予め設定された関係に従い所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊を示す信号を減算器２０４に出力する。

ここで、図３は、目標位相幅設定器２０３から出力される所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊と、目標位相幅設定器２０３に入力される交流電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃとの関係の一例を示したものである。

図３に示すように、実際の電流値Ｉａｃの増加に従い所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊が減少する特性としている。このような特性とする事により、低入力では高調波電流自体の大きさが小さいため所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊を大きくし、損失低減を重視する一方で、高入力では高調波電流の低減を重視し所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊を小さくした特性を持たせることができる。その結果、損失低減と高調波電流の抑制を狙った特性を持たせることができる。

なお、図３に示す特性では、前後を平坦にし、その間を滑らかな直線で繋いだものとしているが、所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊と電流値Ｉａｃとの関係を示す特性としては、図３に示した特性に限定されるものではない。

また、図３の特性図において、横軸を実際の電流値Ｉａｃとして説明しているが、電流値Ｉａｃに基づいて計算される入力電力、若しくは負荷４に流れる電流（図示しない）と直流電圧から得られる整流回路装置の出力電力を用いても同様の結果が得られる。

減算器２０４は、いわゆる位相比較器であり、所定期間内のチョッピング休止位相幅θωOFF２から、所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊を減算することにより、その位相幅の偏差を演算して当該偏差を示す信号を位相幅補償演算器２０５に出力する。

位相幅補償演算器２０５は、ＰＷＭ駆動状態の位相幅を安定に保つための所定の補償演算を行うことにより、当該整流回路装置により出力すべき直流電圧の指令電圧Ｖｄｃ*を発生して、当該指令電圧Ｖｄｃ*を示す信号を減算器２０６に出力する。

一方、直流電圧検出部である直流電圧検出器１１０により検出された実際の出力直流電圧Ｖｄｃを示す信号は減算器２０６に入力される。

減算器２０６は、直流電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊から実際の出力直流電圧Ｖｄｃを減算する事により電圧偏差を演算し、電圧偏差を示す信号を発生してＶｄｃ補償演算器２０７に出力する。

Ｖｄｃ補償演算器２０７は、実際の直流電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊と実質的に一致し、かつ、安定になるための補償演算を実行することにより、補償演算後の電圧偏差を示す信号を乗算器２０８に出力する。本発明においてＶｄｃ補償演算器２０７は、応答性指標作成部２１３の出力信号により応答性の調整が可能となっている。ここで言う応答性の調整とは、具体的には、一般的な電圧を目標電圧にフィードバック制御を実施する場合に用いられる電圧フィードバックゲインの調整を意味している。

応答性指標作成部２１３は、波高値比率計算器３０１で構成されている。波高値比率計算器３０１では、電源周期より長い所定の期間内における交流電流検出器１０３の出力である電流値Ｉａｃの最大値と最小値を抽出し、最小値を最大値で除算する事で、波高値比率を計算し、電源周期より長い所定の期間が経過する毎に波高値比率をＶｄｃ補償演算器２０７に出力する。

Ｖｄｃ補償演算器２０７での応答性の調整は、例えば、波高値比率計算器３０１から出力される波高値比率と予め設定されている波高値比率閾値を比較し、その大小関係に基づき、電圧フィードバックゲインの切換を行うことにより調整を実施する。

或いは、波高値比率を電圧フィードバックゲインに乗算する事で、電圧フィードバックゲインを調整しても良い。

乗算器２０８は、目標電流波形形成器２０２からの目標電流波形に対して補償演算後の電圧偏差を乗算し、乗算結果である瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊を形成して、減算器２０９に出力する。
乗算器２０８の動作では、実際の直流電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも低いとき、目標電流波形の振幅を増大させる一方、実際の直流電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも高いとき、目標電流波形の振幅を減少させる。

減算器２０９は、瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊から、交流電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃを減算することにより、減算結果である電流偏差を示す信号をＩａｃ補償演算器２１０に出力する。Ｉａｃ補償演算器２１０は、単相交流電源１から入力される電流が電流指令値Ｉａｃ＊に安定、かつ、速やかに実質的に一致するように所定の補償演算を行って、補償演算後の電流偏差を示す信号をＰＷＭ変調器２１１およびチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。ＰＷＭ変調器２１１は、入力される信号が示す補償演算後の電流偏差に対してＰＷＭ変調する事により、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂをオンオフするためのチョッピング駆動信号Ｓｃｈを形成して、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂに出力する。

一方、チョッピング位相幅検出器２１２は、前述のように、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂに対するチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、電源半周期間毎にチョッピング休止位相幅を検出する一方で、単相交流電源の電源半周期に交流電流検出器１０３から得られた最大電流値を、所定期間内の最大電流値と比較し、今回の最大電流値が所定期間内の最大電流値より大きな場合、所定期間内の最大電流値を今回の最大電流値で更新すると同時に、所定期間内のチョッピング休止位相幅θωOFF２を今回のチョッピング休止位相幅θωOFFで更新する。そして、所定期間到達毎に所定期間内のチョッピング休止位相幅θωOFF２を減算器２０４に出力する。

これにより、チョッピング位相幅の制御ループが構成される。

以上のように構成された、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂをチョッピング駆動制御する整流回路制御部１００においては、図２Ａの減算器２０４よりも右側のループ（２０４から２０５，２０６，２０７，２０８，２０９，２１０，２１２を介して２０４に戻るループをいう。）において、チョッピング位相幅検出器２１２により検出された所定期間内のチョッピング位相幅が目標位相幅設定器２０３により設定された目標位相幅に実質的に一致するように直流電圧Ｖｄｃが制御される。また、図２Ａの減算器２０６よりも右側のループ（２０６から２０７，２０８，２０９，２１０，２１１，１０４ａ，１０４ｂ、１１０を介して２０６に戻るループをいう。）において、直流電圧検出器１１０により検出された直流電圧Ｖｄｃが位相幅補償演算器２０５により示される所望の直流電圧Ｖｄｃ＊と実質的に一致するように目標電流の振幅が制御されてチョッピング駆動制御される。この時、応答性指標作成部２１３の出力である応答性切換信号によりＶｄｃ補償演算器２０７の応答性の切換が実施される。

さらに、図２Ａの減算器２０９よりも右側のループ（２０９から２１０，２１１，１０４，１０３を介して２０９に戻るループをいう。）において、交流電流検出器１０３により検出された電流Ｉａｃが目標電流波形形成器２０２により形成された目標電流波形に基づいて発生された目標電流Ｉａｃ＊に実質的に一致するようにチョッピング駆動制御される。

図４Ａは、実施の形態１における整流回路装置の第１の動作例に係る制御動作を説明する為の図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図４Ａで示す第１の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、所定期間内のチョッピング休止位相幅θωOFF２が所望の位相θωOFF＊よりも広くなっている場合である。

この時、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が増加するので、例えば半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａを経由してＤＣ側へと流れ込む電流が増加する。このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。

図４Ｂは、実施の形態１における整流回路装置の第２の動作例に係る制御動作を説明する為の図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図４Ｂで示す第２の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的高く、所定期間内のチョッピング休止位相幅θωOFF２が所望の位相幅θωOFF＊よりも狭くなっている場合である。

この時、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が第１の動作例に比較して減少するので、例えば、半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａを経由してＤＣ側へと流れ込む電流も減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図４Ｂの第２の動作例は、図４Ａの第１の動作例での波形に比べて、半導体スイッチ１０４ｂに対するチョッピングが行われている期間が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。

ここで、単相交流電源１からのＡＣ電圧にひずみが含まれていると、ＡＣ電圧の半周期の間にチョッピングがなされていない区間が複数回数出現することがある。その場合には、チョッピング位相幅検出器２１２が、単相交流電源の電源半周期にあるそれらを加算してチョッピング休止位相幅とし、当該チョッピング制御を行ってもよい。

或いは、複数回の平均を実施してチョッピング休止位相幅とし、当該チョッピング制御を行ってもよい。

本発明に係る実施の形態１の構成における整流回路装置は、整流回路制御部１００とともに、交流電流検出部である交流電流検出器１０３と、直流電圧検出部である直流電圧検出器１１０と、電圧レベル比較器１０９と、を含むものである。

また、実施の形態１における整流回路制御部１００は、波形成形部と、第１の制御部、第２の制御部、第３の制御部、及び応答性切換え部に機能的に分けられる。

第１の制御部は、検出された交流電流Ｉａｃの波形が実質的に目標電流波形となるように半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピング動作を制御するものであり、図２Ａに示す実施の形態１の構成においては、乗算器２０８、減算器２０９、Ｉａｃ補償演算器２１０、およびＰＷＭ変調器２１１により構成される。

第２の制御部は、検出された直流電圧Ｖｄｃが実質的に所定の目標直流電圧Ｖｄｃ＊となるように目標電流波形の振幅を制御するものであり、実施の形態１の構成においては、減算器２０６、Ｖｄｃ補償演算器２０７により構成される。

第３の制御部は、所定期間内の最大入力電流を含む電源半周期における半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂによりチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように所定の目標直流電圧Ｖｄｃ＊を制御するものであり、実施の形態１の構成においては、目標位相幅設定器２０３、減算器２０４、位相幅補償演算器２０５、およびチョッピング位相幅検出器２１２により構成される。

応答性指標作成部２１３は、電源周期より長い所定の期間内における交流電流の絶対値から求めた波高値の最大値と最小値を抽出し、抽出した最大値と最小値から交流電流の波高値の比率を計算し、その結果を第２の制御部へ出力するものであり、波高値比率計算器３０１により構成されている。

なお、実施の形態１において、目標位相幅設定器２０３は交流電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃから予め設定された関係に従い所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊を求める構成であるが、他の構成により対応することも可能である。

例えば、目標位相幅設定器２０３が、単相交流電源の電源半周期の交流電流検出器１０３で得た最大電流（瞬時値）を順次記憶し、予め設定されている回数の中から最も大きな電流を抽出し、位相幅設定用電流Ｉａｃｐとし、実際の電流Ｉａｃの代わりに用いてもよい。または、目標位相幅設定器２０３においては、予め設定されている回数において記憶した最大電流（瞬時値）を用いた平均値を位相幅設定用電流Ｉａｃｐとし、実際の電流Ｉａｃの代わりに用いてもよい。

或いは、目標位相幅設定器２０３が、実際の電流Ｉａｃではなく、実際の電流Ｉａｃに基づいて計算される入力電力、若しくは直流電圧検出器１１０と負荷４へ流入する電流を検出する電流検出器（図示しない）とより計算される整流回路装置の出力電力を用いてもよい。

或いは、負荷４がモータとインバータ装置で構成される場合は、直流電圧検出器１１０で得られた直流電圧Ｖｄｃとモータを制御する場合のトルク電流指令から計算される整流回路装置の出力電力を用いてもよい。

或いは、負荷４がモータとインバータ装置で構成される場合は、モータへの回転数指令により所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊が切り換わるように、外部より指示信号（図示しない）を与える方法でもよい。

或いは、特定の条件において高力率や高いＤＣ電圧を望むなどの整流回路装置を含むシステム全体の要求から所望のチョッピング休止位相幅θωOFF＊が切り換わる様に、外部より指示信号（図示しない）を与える方法でもよい。
さらに、これらの方法を複合した方法でもよい。

以上、実施の形態１におけるチョッピング位相幅検出器２１２及び応答性指標作成部２１３の処理内容を説明したが、本発明としては、例えば、以下に説明する図２Ｂ、図２Ｃ、図７Ａ、図７Ｂ及び図７Ｃに示すような構成でも同様の作用効果を奏するものである。

図２Ｂに示した構成においては、チョッピング駆動信号Ｓｃｈが入力される波形成形器２１３を設けて、波形成形器２１３がチョッピング駆動信号Ｓｃｈをスイッチングが連続する部分とスイッチングが停止する部分の二値信号に成形して、その二値信号をチョッピング位相幅検出器２１２に出力する構成である。

チョッピング位相幅検出器２１２においては、所定期間における電流検出器１０３から得た最大電流を含む単相交流電源の電源半周期でのチョッピング休止位相幅を、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、二値信号のスイッチングが連続して途切れる部分に相当する部分からチョッピング休止位相幅を抽出し、チョッピング休止位相幅θωOFF２として得ている。

上記のように図２Ｂに示した構成においても、前述の図２Ａに示した構成と同様の作用効果を有する。

さらに、図２Ｃに示した構成においては、チョッピング位相幅検出器２１２は、所定期間中の直流電圧検出器１１０から出力される直流電圧Ｖｄｃの最小値を含む単相交流電源の電源半周期のチョッピング休止位相幅を所定期間内のチョッピング休止位相幅θωOFF２としている。

これは、電源高調波のレベルは入力電流に比例する。この関係を直流電圧Ｖｄｃで置き換えると、負荷が最も大きくなる箇所ではそれだけ直流電圧Ｖｄｃの電圧低下が大きくなる事となる。したがって、図２Ｃに示した構成においては、諸定期間中の直流電圧Ｖｄｃの最小値と位相幅を関連づけて記憶し、電源高調波レベルが最も大きくなる電流波形に着目し、チョッピング休止位相幅を制御する事により、電源高調波を目標レベル以下に制御することができる。

次に、図７Ａ、図７Ｂ及び図７Ｃに示した構成を説明する前に、負荷４がインバータ装置５とモータ７により構成される場合について、インバータ装置５を駆動するインバータ制御部３００の動作を簡単に説明する。

図５は、図１で示した負荷４が、インバータ装置５とモータ７で構成されている場合である。モータ電流検出器１１１とインバータ装置５を制御する為のインバータ制御部３００が追加されている。

図６は、インバータ制御部３００のブロック図を示したものである。
インバータ制御部３００は、３シャント式電流検出手段のＵＶＷ各相に対応した出力信号Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗがＡ／Ｄ変換手段５００に入力され、Ａ／Ｄ変換手段５００は各相電流に対応した電流信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１に加える。３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１では、３相電流を２相電流に変換した後、仮想のｄ−ｑ軸に座標変換し、ｄ軸電流成分Ｉｄとｑ軸電流成分Ｉｑを求め、その出力信号は位置推定演算手段５０２に加えられ、位置推定演算手段５０２は、モータパラメータから演算した電流信号と３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１の出力信号が等しくなるように位置信号θを変更して位置推定演算する。

位置推定演算手段５０２から求まったｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄは電流比較手段５０３に加えられ、回転数信号Ｎは回転数比較手段５０４に加えられる。回転数比較手段５０４は、回転数制御手段５０５からの設定信号Ｎｓと回転数信号Ｎを比較し、その誤差信号ΔＮをトルク電流設定手段５０６に加え、誤差信号ΔＮに応じてトルク電流設定値Ｉｑｓを演算し電流比較手段５０３に加える。

電流比較手段５０３の出力信号は電圧制御手段５０７に加えられ、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄが設定値通りとなるようにｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄをそれぞれ制御し、座標逆変換手段５０８により３相電圧制御信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを発生させる。

ｄ軸電流Ｉｄはｑ軸からの進角値とｑ軸電流Ｉｑより演算して求め、ｄ軸電圧制御信号Ｖｄを制御する。位置推定演算手段５０２から求まったＩｑ、Ｉｄおよび回転数信号Ｎは、モータ出力推定手段５０９に加えられモータ出力Ｐを推定演算する。モータ回転数をωｒ、ロータ磁束をΨａ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸電流をＩｄ、ｑ軸電流をＩｑとした場合に、「Ｐ＝ωｒ×Ｔ＝ωｒ×｛Ψａ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝」の数式を用いて埋め込み磁石モータの出力電力を推定する。

モータ出力推定手段５０９の出力信号は交流入力制御手段５１０に加えられ、モータ出力が増加し交流入力電流が所定値以上となると回転数制御手段５０５にモータ回転数を低下させる信号を加える。交流電源電流は、交流電源電圧が低下するとさらに増加するので、交流入力制御手段５１０には交流電源電圧に比例した信号を出力する直流電圧検知手段からの出力信号Ｖｄｃを加え、交流電流の推定演算精度を高めている。

図７Ａに示した構成においては、応答性指標作成部２１３は、モータ電流波高値比率計算器３０３により構成されている。モータ電流波高値比率計算器３０３では、電源周期より長い所定の期間内におけるモータ電流検出器１１１の出力である電流値Ｉｍｏの最大値と最小値を抽出し、抽出した最小値を最大値で除算する事で、モータ電流波高値比率を計算し、電源周期より長い所定の期間が経過する毎にモータ電流波高値比率をＶｄｃ補償演算器２０７に出力する。

Ｖｄｃ補償演算器２０７での応答性の調整は、例えば、モータ波高値比率計算器３０３から出力されるモータ電流波高値比率と予め設定されているモータ波高値比率閾値を比較し、その大小関係に基づき、電圧フィードバックゲインの切換を行うことにより調整を実施する。

或いは、モータ電流波高値比率を電圧フィードバックゲインに乗算する事で、電圧フィードバックゲインを調整しても良い。

上記のように図７Ａに示した構成においても、前述の図２Ａに示した構成と同様の作用効果を有する。

また、図７Ｂに示した構成においては、応答性指標作成部２１３は、トルク電流変動比率計算器３０５により構成されている。トルク電流変動比率計算器３０５では、電源周期より長い所定の期間内におけるトルク電流設定器５０６の出力であるトルク電流指令値Ｉtの最大値と最小値を抽出し、抽出した最小値を最大値で除算する事で、トルク電流変動比率を計算し、電源周期より長い所定の期間が経過する毎にトルク電流変動比率をＶｄｃ補償演算器２０７に出力する。

Ｖｄｃ補償演算器２０７での応答性の調整は、例えば、トルク電流変動比率計算器３０５から出力されるトルク電流変動比率と予め設定されているトルク電流変動比率閾値を比較し、その大小関係に基づき、電圧フィードバックゲインの切換を行うことにより調整を実施する。

或いは、トルク電流変動比率に電圧フィードバックゲインに乗算する事で、電圧フィードバックゲインを調整しても良い。

上記のように図７Ｂに示した構成においても、前述の図２Ａに示した構成と同様の作用効果を有する。

また、図７Ｃに示した構成においては、応答性指標作成部２１３は、モータ回転数判定器３０７により構成されている。モータ回転数判定器３０７では、回転数制御器５０５の出力であるモータ回転数指令値と、予め設定されているモータ回転数閾値を比較し、その大小関係に基づき、応答性切換信号（二値信号）をＶｄｃ補償演算器２０７に出力する。

上記のように図７Ｃに示した構成においても、前述の図２Ａに示した構成と同様の作用効果を有する。

なお、電源周期より長い所定の期間を設けるのは、計測期間内に負荷４の負荷変動周期を入れるためである。

以上のように構成した場合、負荷４が変動を伴う負荷である場合においても、図２Ａに示した構成と同様の作用効果を有する。

（実施の形態２）
以下、本発明に係る実施の形態２の整流回路装置について説明する。

本発明に係る実施の形態２の整流回路装置は、前述の実施の形態１の整流回路装置のチョッピング休止位相幅を別の指標に置き換えたものである。実施の形態２の整流回路装置におけるチョッピング位相幅検出器２１２は、０度又は１８０度からチョッピングが休止状態になるまでのＡＣ電圧の極性（符号）が変化せず固定されている区間（正の区間又は負の区間）での前半の位相幅θ１ｗＯＮ（チョッピング位相幅）を検出して、その位相幅θ１ｗＯＮを用いて当該チョッピング制御を行う。

したがって、本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の構成としては、前述の実施の形態１において説明した図１および図２Ａの構成と実質的に同じ構成を有するものであり、実施の形態２においては実施の形態１における符号と同じ符号を用いて説明する。

図８Ａは、本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図８Ｂは、本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図８Ａの第３の動作例では、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂがチョッピングされる位相幅θ１ｗＯＮが比較的小さくなっている場合である。

一方、図８Ｂの第４の動作例では、出力されるＤＣ電圧が第３の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂがチョッピングされる位相幅θ１ｗＯＮが第３の動作例に比較して大きくなっている場合である。

実施の形態２の整流回路装置では、図８Ａおよび図８Ｂに示した動作例におけるＡＣ電圧の半周期の区間において、前半のチョッピングがなされている位相幅θ１ｗＯＮは、前述の図４Ａおよび図４Ｂに示した傾向と同様の傾向があるため、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態３）
以下、本発明に係る実施の形態３の整流回路装置について説明する。

本発明に係る実施の形態３の整流回路装置は、前述の実施の形態２の整流回路装置と同様に、実施の形態１の整流回路装置のチョッピング休止位相幅を別の指標に置き換えたものである。実施の形態３の整流回路装置におけるチョッピング位相幅検出器２１２は、０度又は１８０度からチョッピングが休止状態になるまでのＡＣ電圧の極性（符号）が変化せず固定されている区間（正の区間又は負の区間）での後半の位相幅θ２ｗＯＮを検出して当該チョッピング制御を行う。

したがって、本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の構成としては、前述の実施の形態１において説明した図１および図２Ａの構成と実質的に同じ構成を有するものであり、実施の形態３においては実施の形態１における符号と同じ符号を用いて説明する。

図９Ａは、本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図７Ｂは、本発明に係る実施の形態４の整流回路装置の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図９Ａの第５の動作例では、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂがチョッピングされる位相幅θ２ｗＯＮ（チョッピング位相幅）が比較的小さくなっている場合である。一方、図９Ｂの第６の動作例では、出力されるＤＣ電圧が第５の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４又は半導体スイッチ１０４ｂがチョッピングされる位相幅θ２ｗＯＮが第７の動作例に比較して大きくなっている場合である。

実施の形態３の整流回路装置では、図９Ａおよび図９Ｂに示した動作例における単相交流電源１の半周期の区間において、後半のチョッピングがなされている位相幅θ２ｗＯＮは、前述の図４Ａおよび図４Ｂに示した傾向と同様の傾向があるため、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態４）
以下、本発明に係る実施の形態４の整流回路装置について説明する。

本発明に係る実施の形態４の整流回路装置は、前述の実施の形態２の整流回路装置におけるチョッピング位相幅θｗ１ＯＮと、実施の形態３の整流回路装置におけるチョッピング位相幅θｗ２ＯＮとの合計の位相幅（θｗ１ＯＮ＋θｗ２ＯＮ）をチョッピング位相幅検出器２１２により検出して、当該合計の位相幅（θｗ１ＯＮ＋θｗ２ＯＮ）が所望の位相幅になるようにＤＣ電圧を制御する構成である。

図１０Ａは、本発明に係る実施の形態４の整流回路装置の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図１０Ｂは、本発明に係る実施の形態４の整流回路装置の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図１０Ａの第７の動作例では、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる前半のチョッピング位相幅θ１ｗＯＮ、および後半のチョッピング位相幅θ２ｗＯＮが比較的小さくなっている場合である。一方、図１０Ｂの第８の動作例では、出力されるＤＣ電圧が第７の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂがチョッピングされる前半のチョッピング位相幅θ１ｗＯＮ、および後半のチョッピング位相幅θ２ｗＯＮが第７の動作例に比較して大きくなっている場合である。

実施の形態４の整流回路装置では、図１０Ａおよび図１０Ｂに示した動作例における単相交流電源１の半周期の区間において、前半のチョッピング位相幅θ１ｗＯＮ、および後半のチョッピング位相幅θ２ｗＯＮは、前述の図４Ａおよび図４Ｂに示した傾向と同様の傾向があるため、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態５）
以下、本発明に係る実施の形態５の整流回路装置について説明する。

図１１Ａは、本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図１１Ｂは、本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

実施の形態５の整流回路装置は、目標電流波形が正弦波以外の波形であって、例えば三角波とすることにより、さらに回路損失を低減することができることを特徴としている。特に、負荷が軽いときには、波形歪みが増加しても、高調波電流そのものは少ないため、さらに回路損失を低減することが可能である。

図１１Ａの第９の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされる位相幅θｗＯＮが所望の位相幅θｗＯＮ＊よりも小さくなっている場合である。このときにも、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が増加するため、例えば半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａを経由してＤＣ側へと流れ込む電流が増加する。
このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。

一方、図１１Ｂの第１０の動作例は、出力されるＤＣ電圧が第９の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂがチョッピングされる位相幅θｗＯＮが所望の位相幅θｗＯＮ＊よりも大きくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が減少するため、例えば半導体スイッチ１０４ａと１０４ｂが接続される点の電圧よりも、ダイオード１０５ｃとダイオード１０５ｄが接続される点の電圧が低い場合は、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａを経由してＤＣ側へと流れ込む電流が減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図１１Ｂの第１０の動作例では、図４Ａおよび図４Ｂと同様に、図１１Ａの第９の動作例の波形に比べて、半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピングが行われている期間（位相幅）が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。

実施の形態５においては、好ましくは、図１１Ａおよび図１１Ｂに示すように、目標電流波形の瞬時の絶対値は、時間経過とともに、ＡＣ電圧の０度（開始点）から１８０度（終了点）までの期間の前半の期間において、一定の傾きで単調増加した後、所定の中間点（９０度よりも小さい角度）から一定の傾きで単調減少し、その後終了点までゼロになる区間を有する三角波形を用いる。

（実施の形態５の変形例）
以下、本発明に係る実施の形態５の整流回路装置の変形例について図１２Ａ〜図１２Ｄを参照して説明する。本発明に係る実施の形態５の変形例においては、図１１Ａおよび図１１Ｂに示した目標電流波形とは異なる別の形状を有するものである。

図１２Ａは、本発明に係る実施の形態５の変形例における整流回路装置の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図１２Ｂは、本発明に係る実施の形態５の変形例における整流回路装置の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。さらに、図１２Ｃは、本発明に係る実施の形態５の変形例における整流回路装置の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図１２Ｄは、本発明に係る実施の形態５の変形例における整流回路装置の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、（ａ）ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係
と、（ｂ）制御すべき目標電流波形と、（ｃ）実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。

図１２Ａの第１１の動作例における目標電流波形は、図１１Ａの第９の動作例における目標電流波形と比較して、時間経過とともに単調減少する区間の代わりに、後半の９０度を超える所定の位相（例えば、１１０度）の中間点Ｔｍで瞬時にゼロにする区間（ゼロで一定の区間）を有するように構成した三角波形である。

また、図１２Ｂの第１２の動作例における目標電流波形は、図１２Ａの第１１の動作例における目標電流波形と比較して、時間経過とともに単調増加する区間を正弦波状に増加させており、後半の９０度を超える所定の位相（例えば、１１０度）の中間点Ｔｍで瞬時にゼロになる区間（ゼロで一定の区間）を有する波形である。

さらに、図１２Ｃの第１３の動作例における目標電流波形は、図１２Ｂの第１２の動作例における目標電流波形において制約条件を設けて、前半部の正弦波波形において９０度より手前の中間点Ｔｍの位相（例えば、７０度）で瞬時にゼロにした波形である。

また、図１２Ｄの第１４の動作例における目標電流波形は、図１２Ｃの第１３の動作例における目標電流波形において、時間経過とともに、０度から第１の中間点Ｔｍ１までの所定期間ゼロ（ゼロで一定の区間）とし、その後、第２の中間点Ｔｍ２まで単調増加させるように構成した波形である。

図１２Ｃおよび図１２Ｄの動作例では、９０度よりも手前で目標電流をゼロにしているが、ゼロにする位相よりも手前で半導体スイッチ１０４ａ又は半導体スイッチ１０４ｂのチョッピング動作から、チョッピングが休止になる期間になるような負荷で使用すればよい。しかも、本動作例は、直流電圧がＡＣ電圧の最高瞬時電圧よりも低いため、９０度近傍では、単相交流電源１からリアクタ１０２とダイオード１０５ａ又はダイオード１０５ｃを経由して電流が流れ込む。このため、目標電流がゼロになってもＡＣ電流がしばらくは流れ続け、高調波成分の少ない電流が高効率で実現できる。

以上の各実施の形態において、目標電流波形の単調増加又は単調減少において、一定である期間を含んでもよく、すなわち、実質的に単調増加又は実質的に単調減少させてもよい。ここで、「実質的に単調増加」とは、目標電流波形の位相θ１＜θ２であるときに、ｆ（θ１）≦ｆ（θ２）の関係にある広義の単調増加をいい、言い換えれば、時間経過とともに、少なくとも増加し、若しくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように、実質的に単調増加することをいう。また、「実質的に単調減少」とは、目標電流波形の位相θ１＜θ２であるときに、ｆ（θ１）≧ｆ（θ２）の関係にある広義の単調減少をいい、言い換えれば、時間経過とともに、少なくとも減少し、若しくは少なくとも減少し、かつ一部期間で一定であるように、実質的に単調減少することをいう。

（実施の形態６）
以下、本発明に係る実施の形態６の整流回路装置について説明する。

図１３は、本発明に係る実施の形態６の整流回路装置の構成を示す回路図である。実施の形態６の整流回路装置は、単相交流電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ６０２を介して、半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂおよびダイオード６０５ａ、６０５ｂ、６０５ｃ、６０５ｄで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４に電力を供給する構成を有する。

実施の形態６の整流回路装置におけるチョッピング制御方法は、前述の図１に示した実施の形態１の整流回路装置と同様であり、２つの半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂに対してチョッピング駆動信号Ｓｃｈを用いて同時に駆動する。

実施の形態６の整流回路装置におけるチョッピング駆動信号Ｓｃｈについては、前述の実施の形態１において図２Ａから図２Ｃを用いて説明した構成と同様の構成により形成することができる。また、実施の形態６の整流回路装置においても、前述の各実施の形態において説明したチョッピング制御を行うことにより、同様の作用効果を奏することができる。

（実施の形態７）
以下、本発明に係る実施の形態７の整流回路装置について説明する。

図１４は本発明に係る実施の形態７の整流回路装置の構成を示す回路図である。実施の形態６の整流回路装置は、単相交流電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ7０２を介して、半導体スイッチ７０４、およびダイオードブリッジ７０５で整流して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４に電力を供給する構成を有する。

実施の形態７の整流回路装置におけるチョッピング制御方法は、単相交流電源１の両出力端子を、リアクタ７０２を介して半導体スイッチ７０４により短絡することにより、１つのループが構成される。交流電流検出部である電流検出器７０３は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Ｉａｃを示す信号を制御回路７００に出力する。半導体スイッチ７０４をオン状態にすると、リアクタ７０２の電流は増加する。一方、半導体スイッチ７０４をオフ状態にすると、リアクタ１０２に流れていた電流はダイオードブリッジ回路７０５にて整流されて、その整流された電流は平滑コンデンサ１０６および負荷４に流れ、負荷４に電力が供給される。

負荷４に印加される平滑コンデンサ１０６の両端の直流電圧Ｖｄｃは、直流電圧検出器７１０により検出され、直流電圧検出器７１０は検出された直流電圧Ｖｄｃを示す信号を制御回路７００に出力する。

また、単相交流電源１から入力された交流電圧の位相検出部である電圧レベル比較器７０９は、単相交流電源１のＡＣ電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較することにより、当該しきい値電圧以上であるか否かを示す２値信号Ｓｃｏｍを発生して制御回路７００に出力する。制御回路７００は、２値信号Ｓｃｏｍの周期および位相に基づいて、単相交流電源１から出力されるＡＣ電圧の位相を検知する。制御回路７００は、検知されたＡＣ電圧の位相に基づいて、ＡＣ電圧と実質的に同一の周波数であって、ＡＣ電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、電流検出器７０３により検出された電流値Ｉａｃが前記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように半導体スイッチ７０４をチョッピング動作させるように制御する。

さらに、制御回路７００は、直流電圧検出器７１０により検出された直流電圧Ｖｄｃが、制御回路７００内で設定された所望の電圧になるように、その偏差に応じて、生成する目標電流波形の相似比率を調整する。ここで、制御回路７００は、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧より低ければ、目標電流波形の相似比率を増大させて、大きな電流になるように制御し、実際の直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧よりも高ければ、小さな電流になるように制御する。

また、実施の形態７の整流回路装置においても、前述の各実施の形態において説明したチョッピング制御を行うことにより、同様の作用効果を奏することができる。

（実施の形態８）
以下、本発明に係る実施の形態８の整流回路装置について説明する。

図１５は、本発明に係る実施の形態８の整流回路装置の構成を示す回路図である。
実施の形態８の整流回路装置は、単相交流電源１の両出力端子を整流ブリッジ２とリアクタ３ａを介して半導体スイッチ３ｃがオン状態のとき、リアクタ３ａに電流を充電し、半導体スイッチ３ｃがオフ状態になったときに、ダイオード３ｂにより平滑用コンデンサ３ｄと負荷４に電力を供給する構成である。

実施の形態８の整流回路装置におけるチョッピング駆動信号Ｓｃｈの原信号については、前述の実施の形態１において図２Ｂを用いて説明した構成と同様の構成により成形することができる。
また、実施の形態８の整流回路装置においても、前述の各実施の形態において説明したチョッピング制御をそれぞれの半導体スイッチに対して行うことにより、同様の作用効果を奏することができる。

本発明に係る整流回路装置は、高調波電流の抑制と回路損失の低減を両立することが可能となるため、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行うもの等の各種用途に幅広く適用できる。

１ 単相交流電源
４ 負荷
５ インバータ装置
７ モータ
１０２ リアクタ
１０３ 電流検出器
１０４ａ、１０４ｂ 半導体スイッチ
１１０ 直流電圧検出器
１１１ モータ電流検出器
２１３ 応答性指標作成部
３０１ 波高値比率計算器
３０３ モータ電流波高値比率計算器
３０５ トルク電流波高値比率計算器
３０７ モータ回転数判定器
５０５ 回転数制御器
５０６ トルク電流設定器

Claims (10)

1. 半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源からの交流電圧、或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から直流電圧に整流した後、負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記整流回路装置は、前記単相交流電源の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成部と、前記単相交流電源から流れる交流電流、又は整流後の脈動電流を検出する交流電流検出部と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出部と、前記検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第１の制御部と、検出された前記直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第２の制御部と、前記単相交流電源の電源半周期毎に、前記半導体スイッチのチョッピングが連続して停止している期間をチョッピング休止位相幅として記憶すると共に、同一の前記電源半周期における前記交流電流検出部により検出された交流電流の絶対値の最大値或いは脈動電流の最大値を前記チョッピング休止位相幅と関連付けて記憶し、電源周期より長い所定の期間毎に、記憶した電流の最大値の中で最も大きな電流値と関連付けられているチョッピング休止位相幅を抽出し、抽出したチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となる様に前記所定の目標直流電圧を制御する第３の制御部と、前記所定の期間以下の周期で発生する前記負荷の変動を検出し、負荷変動の程度を表す指標を前記第２の制御部へ出力する応答性指標作成部により構成され、前記応答性指標作成部は、前記所定の期間内において前記単相交流電源の電源半周期で検出された前記交流電流の絶対値の波高値或いは前記脈動電流の波高値から最大値と最小値の抽出を行い抽出した最大値と最小値から前記交流電流の波高値の比率を負荷変動の程度を表す指標として計算し、前記第２の制御部へ出力する波高値比率計算器により構成され、前記第２の制御部は、前記応答性指標作成部の出力信号により、電圧制御の応答性が調整される事を特徴とする整流回路装置。
2. 前記応答性指標作成部は、前記負荷が任意の電圧と周波数によりモータを駆動するインバータ装置とモータとモータ電流検出器とで構成されており、前記所定の期間内におけるモータ電流の絶対値から求めた波高値の最大値と最小値の抽出を行い抽出した最大値と最小値から前記モータ電流の波高値比率を負荷変動の程度を表す指標として計算し、前記第２の制御部へ出力するモータ電流波高値比率計算器により構成された請求項１記載の整流回路装置。
3. 前記応答性指標作成部は、前記負荷が任意の電圧と周波数によりモータを駆動するインバータ装置とモータとモータ電流検出器とで構成されており、前記所定の期間内においてモータを駆動するためのトルク電流の指令値の最大値と最小値の抽出を行い抽出した最大値と最小値からトルク電流の変動比率を負荷変動の程度を表す指標として計算し、前記第２の制御部へ出力するトルク電流変動比率計算器により構成された請求項１記載の整流回路装置。
4. 前記応答性指標作成部は、前記負荷が任意の電圧と周波数によりモータを駆動するインバータ装置とモータとモータ電流検出器とで構成されており、モータを駆動する回転数指令値と予め設定されている閾値とを比較し回転数指令値が閾値に対し上か下かの結果を負荷変動の程度を表す指標として、前記第２の制御部へ出力するモータ回転数判定部により構成された請求項１記載の整流回路装置。
5. 前記所定の位相幅は、電源半周期に対して０度から１８０度の範囲で、負荷の状況、若しくは外部からの指令に応じて変更して設定されるよう構成された請求項１から請求項４の何れか一項に記載の整流回路装置。
6. 前記負荷の状況は、前記交流電流の値、前記交流電流に基づいて計算される入力電力、または前記整流回路装置の出力電力、或いは前記モータに対する回転数又は回転数指令値で示されるよう構成された請求項２〜４のいずれか一項に記載の整流回路装置。
7. 前記第３の制御部は、前記単相交流電源の電源半周期において検出されるチョッピング休止位相幅の瞬時値、または予め設定されている回数による平均値が、実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御するよう構成された請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の整流回路装置。
8. 前記第３の制御部は、前記単相交流電源の電源半周期において、複数の前記チョッピング休止位相幅が存在するときに、当該期間内のいずれかの位相幅、若しくは合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御するよう構成された請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の整流回路装置。
9. 前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記単相交流電源の電源半周期において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過と共に、少なくとも増加し、若しくは少なくとも増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までは、時間経過とともに、少なくとも減少し、若しくは少なくとも減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定された請求項１から請求項８の何れか一項に記載の整流回路装置。
10. 前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記単相交流電源の電源半周期において、当該期間の開始点から、所定の第１の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは、少なくとも増加し、若しくは少なくとも増加し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、前記第２の中間点から終了点までは、時間経過と共に、少なくとも減少し、若しくは少なくとも減少し、かつ、一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定された請求項１から請求項８の何れか一項に記載の整流回路装置。

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