JP3487769B2 - 電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電動機の駆動制御装
置に係り、特に、交流電圧を所定の直流電圧に変換する
コンバータ制御装置と、電動機の回転数を所望の回転数
に制御するインバータ制御装置とを有する電動機の駆動
制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２４は特開平８−１９２５９号公報に
開示される電動機の駆動制御装置の回路図を示す。図２
４において、１０は交流電源、１２はノイズフィルタ、
１４はダイオードブリッジ、１６はアクティブフィル
タ、１８は平滑コンデンサ、２０はインバータ、２２は
電動機である。アクティブフィルタ１６は、リアクトル
２４，スイッチング素子２６およびダイオード２８を備
えている。

【０００３】インバータ２０は、公知の３相のインバー
タであり、負荷として接続される電動機２２を所望の回
転数に制御する。アクティブフィルタ１６は、公知の昇
圧型コンバータであり、スイッチング素子２６が制御さ
れることにより、平滑コンデンサ１８の両端に所望の直
流電圧を出力し、かつ、交流電源１０からアクティブフ
ィルタに流れ込む入力電流をほぼ正弦波状に制御する。

【０００４】上記従来の駆動制御装置は、スイッチング
素子２６のスイッチングに伴うスイッチング損失と、リ
アクトル２４に流れるリップル電流とが共に少なくなる
ように、スイッチング素子２６のスイッチング周波数を
適宜変更する。スイッチング損失とリップル電流とは相
反する関係にある。従来の駆動制御装置は、負荷量に応
じてスイッチング周波数を変更することにより、スイッ
チング損失とリップル電流の双方を適当に抑制しようと
するものである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図２２に示すアクティ
ブフィルタ１６は、一般的に知られる昇圧型コンバータ
であり、スイッチング周波数を変更することによりリッ
プル電流を低減しようとするものである。しかしなが
ら、スイッチング素子２６を１つだけ用いる回路構成で
は、特に平滑コンデンサ１８の容量が少量である場合に
電源周期に起因する電圧リップル、すなわち、電源電圧
の周期的変化に起因する電圧リップルを効果的に除去す
ることが困難である。また、直流電圧（平滑コンデンサ
１８の両端電圧）にリップルが重畳する場合に、昇圧コ
ンバータにより直流電圧を所定電圧とするための制御が
実行されると、直流電圧に、その制御に起因する電圧リ
ップルが新たに発生する。

【０００６】従来の駆動制御装置において、直流電圧に
リップルが重畳している場合、平滑コンデンサ１８に接
続されたインバータ２０にもリップルを持った直流電圧
が入力される。この場合、インバータ２０によって電圧
リップルが補償されない限り、電動機２２には電圧リッ
プルに起因する回転ムラが生ずる。このような回転ムラ
は、電動機２２の騒音の原因となる。このため、通常
は、直流電圧のリップルが電動機２２に影響を与えない
よう、インバータ２０にて電圧リップルを補償する対
策、或いは、平滑コンデンサ１８に十分な容量を与えて
電圧リップルの発生を抑制する等の対策が採られる。

【０００７】ところで、インバータ２０に供給される直
流電圧には、上述の如く、電源周期に起因するリップル
と、コンバータ（アクティブフィルタ１６）の制御に起
因するリップルとが重畳する。従って、電圧リップルの
影響を精度良く排除するためには、インバータ２０にお
いて、これら２つの電圧リップルを補償する制御を実行
することが必要である。しかし、上記の要求を満たすた
めには、インバータ２０において複雑な制御を行うこと
が必要である。このため、従来の駆動制御装置によって
は、電動機２２に対する電圧リップルの影響を完全に排
除することが現実的に困難であった。

【０００８】本発明は、上記のような課題を解決するた
めになされたもので、電動機に対する電源リップルの影
響を安価な構成で確実に抑制することのできる電動機の
駆動制御装置を提供することを第１の目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記直流
電圧の幅で振幅する駆動信号を電動機に供給するインバ
ータとを備える電動機の駆動制御装置であって、前記コ
ンバータから出力される前記直流電圧を電圧指令値に一
致させるための電圧制御処理を所定周期で繰り返し実行
するコンバータ制御装置と、前記インバータから出力さ
れる駆動信号を前記直流電圧を基礎として制御するため
の駆動信号処理を所定周期で繰り返し実行するインバー
タ制御装置とを備え、前記コンバータ制御装置は、前記
所定周期毎に、前記電圧制御処理の開始を指令する制御
開始指令部を備え、前記インバータ制御装置は、前記電
圧制御処理の開始が指令された後、前記直流電圧が平均
電圧となるのに要する所定時間が経過した時点で前記駆
動信号処理の開始を指令する制御開始指令部と、当該駆
動信号処理が開始されると同時に前記直流電圧の検出処
理を行う直流電圧検出部と、当該直流電圧検出部により
検出された直流電圧値に基づいて前記駆動信号を生成す
る信号生成部とを備えることを特徴とするものである。

【００１０】請求項２記載の発明は、交流電圧を直流電
圧に変換するコンバータと、前記直流電圧の 幅で振幅す
る駆動信号を電動機に供給するインバータとを備える電
動機の駆動制御装置であって、前記コンバータから出力
される前記直流電圧を電圧指令値に一致させるための電
圧制御処理を所定周期で繰り返し実行するコンバータ制
御装置と、前記インバータから出力される駆動信号を前
記直流電圧を基礎として前記電動機を制御するための駆
動信号処理を所定周期で繰り返し実行するインバータ制
御装置とを備え、前記コンバータ制御装置は、前記所定
周期毎に、前記電圧制御処理の開始を指令する制御開始
指令部を備え、前記インバータ制御装置は、前記電圧制
御処理の開始が指令されると同時に前記駆動信号処理の
開始を指令する制御開始指令部と、当該駆動信号処理が
開始されると同時に前記直流電圧の検出処理を行う直流
電圧検出部と、当該直流電圧検出部により複数のサイク
ルで検出された直流電圧の平均値に基づいて前記駆動信
号を生成する信号生成部とを備えることを特徴とするも
のである。

【００１１】請求項３記載の発明は、請求項１または２
記載の電動機の駆動制御装置であって、前記コンバータ
制御装置は、前記電圧制御処理を電源電圧の変動周期と
同期して繰り返し実行することを特徴とするものであ
る。

【００１２】請求項４記載の発明は、交流電圧を直流電
圧に変換するコンバータと、前記直流電圧の幅で振幅す
る駆動信号を電動機に供給するインバータと、を備える
電動機の駆動制御装置であって、前記直流電圧と電圧指
令値との偏差を演算し、前記直流電圧と電圧指令値の両
者を一致させるためのフィードバック制御で構成された
電圧制御処理を電源電圧の変動周期と同期して繰り返し
実行するコンバータ制御装置を備えることを特徴とする
ものである。

【００１３】請求項５記載の発明は、請求項１乃至３の
何れか１項記載の電動機の駆動制御装置であって、前記
インバータ制御装置が実行する駆動信号処理は、電動機
に供給される駆動信号をデューティ比とするＰＷＭ制御
であると共に、前記コンバータ制御装置に供給される電
圧指令値は、前記駆動信号のデューティ比が１００％未
満となるように設定されることを特徴とするものであ
る。

【００１４】請求項６記載の発明は、請求項１乃至３の
何れか１項記載の電動機の駆動制御装置であって、前記
インバータ制御装置が実行する駆動信号処理は、電動機
に供給される駆動信号をデューティ比とするＰＷＭ制御
であり、前記コンバータ制御装置に供給される電圧指令
値は、前記駆動信号のデューティ比が所定値となるよう
に設定され、かつ、前記所定値は、前記直流電圧に重畳
するリップルを補正するうえで必要な裕度 を１００％
から減じた値であることを特徴とするものである。

【００１５】請求項７記載の発明は、請求項１乃至３お
よび５乃至６の何れか１項記載の電動機の駆動制御装置
であって、電源周期に起因して前記直流電圧に重畳する
電圧リップルを相殺するためのリップル補正部を備える
と共に、前記インバータ制御装置は、前記リップル補正
部に基づいて、電源周期に起因する電圧リップルの影響
が電動機に及ぶのを阻止するための補正を行うことを特
徴とするものである。

【００１６】請求項８記載の発明は、請求項７記載の電
動機の駆動制御装置であって、前記リップル補正部は、
電動機の回転数と前記インバータの出力電圧とに基づい
てリップル補正を行うことを特徴とするものである。

【００１７】請求項９記載の発明は、請求項７記載の電
動機の駆動制御装置であって、前記リップル補正部は、
交流電源からコンバータに流入する入力電流に基づいて
リップル補正を行うことを特徴とするものである。

【００１８】請求項１０記載の発明は、請求項７記載の
電動機の駆動制御装置であって、前記リップル補正部
は、コンバータから出力される前記直流電圧と電動機の
回転数とに基づいてリップル補正を行うことを特徴とす
るものである。

【００１９】請求項１１記載の発明は、請求項１乃至３
および５乃至１０の何れか１項記載の電動機の駆動制御
装置であって、前記インバータ制御装置の出力指令値が
所定時間中に変動する場合に、その出力指令値が安定す
るように、前記コンバータ制御装置による電圧制御処理
の制御ゲインを変更する制御ゲイン調整部を備えること
を特徴とするものである。

【００２０】請求項１２記載の発明は、請求項１乃至３
および５乃至１０の何れか１項記載の電動機の駆動制御
装置であって、前記インバータ制御装置の出力指令値が
所定時間中に変動する場合に、その出力指令値が安定す
るように、前記コンバータ制御装置の出力指令値に補正
を施す制御出力値補正部を備えることを特徴とするもの
である。

【００２１】請求項１３記載の発明は、請求項１乃至３
および５乃至１２の何れか１項記載の電動機の駆動制御
装置であって、前記電動機は圧縮機の駆動源であること
を特徴とするものである。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照してこの発明の
実施の形態について説明する。尚、各図において共通す
る要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略す
る。

【００２３】実施の形態１． 図１は、本発明の実施の形態１の電動機の駆動制御装置
の回路ブロック図を示す。図１において、１０は交流電
源、１２はノイズフィルタ、３０はコンバータ、１８は
平滑コンデンサ、２０はインバータ、２２は電動機であ
る。コンバータ３０は、ダイオードブリッジ１４、リア
クトル２４、スイッチング素子２６および逆流防止用ダ
イオード２８を備えている。また、図１において、３２
は電源電圧の変動周期を検出する電源周期検出部、３４
はコンバータ３０を制御するコンバータ制御装置、３６
はインバータ２０を制御するインバータ制御装置であ
る。

【００２４】電源周期検出部３２は、電動機の駆動制御
装置が一般的に備える電源電圧ゼロクロス検出回路によ
り構成されている。ゼロクロス検出回路は、一般に電源
周波数が５０［Ｈｚ］であるか、或いは６０［Ｈｚ］で
あるかを判別するために用いられる回路であり、例え
ば、電源電圧が０Ｖ近傍を通過する際にオン（或いはオ
フ）状態となるフォトカプラ等により簡単に実現するこ
とができる。ゼロクロス検出回路を用いることによれ
ば、コストアップを伴うことなく電源周期検出部を実現
することができる。電源周期検出部３２の検出結果は、
コンバータ制御装置３４に供給されている。

【００２５】図２は、コンバータ制御装置３４のブロッ
ク図を示す。コンバータ制御装置３４は、フィードバッ
ク制御部３８を備えている。フィードバック制御部３８
は、直流電圧検出部４０を備えている。直流電圧検出部
４０は、コンバータ３０から出力される直流電圧、すな
わち、平滑コンデンサ１８の両端に現れる直流電圧ＶDC
を検出する。直流電圧検出部４０の検出結果（以下、
「直流電圧検出値」と称す）は電圧ＰＩ制御部４２に供
給される。

【００２６】電圧ＰＩ制御部４２には、直流電圧検出値
と共に、インバータ制御回路３６から直流電圧指令値が
供給されている。電圧ＰＩ制御部４２は、直流電圧検出
値と、直流電圧指令値との偏差を演算し、その値を比例
項演算部４４および積分項演算部４６に供給する。比例
項演算部４４および積分項演算部４６は、それぞれ、フ
ィードバック比例項Ｋv1およびフィードバック積分項Ｋ
v2／Ｓを演算する。フィードバック比例項Ｋv1およびフ
ィードバック積分項Ｋv2／Ｓは、互いに加算された後掛
け算部４８に供給される。

【００２７】掛け算部４８には、Ｋv1とＫv2／Ｓの加算
結果と共に、正弦波生成部５０から正弦波信号sinθが
供給されている。正弦波生成部５０には、上述した電源
周期検出部３２から、電源電圧の周期に関する検出結
果、具体的には、電源電圧が０Ｖとクロスする毎に発せ
られるゼロクロス信号が供給されている。正弦波生成部
５０は、そのゼロクロス信号に基づいて、電源電圧と同
じ位相で変化する正弦波信号sinθを生成し、その信号s
inθを掛け算部４８に供給する。

【００２８】掛け算部４８は、Ｋv1とＫv2／Ｓの加算結
果と、正弦波信号sinθとを掛け合わせることにより、
電流指令値を演算する。上記の処理によれば、直流電圧
ＶDCと直流電圧指令値との偏差、および、電源電圧の位
相の双方が反映された電流指令値を生成することができ
る。

【００２９】掛け算部４８によって生成される電流指令
値は、電流ＰＩ制御部５２に供給される。電流ＰＩ制御
部５２には、上記の電流指令値と共に、入力電流検出部
５４より、入力電流ＩＩＮの検出値が供給されている。
入力電流検出部５４は、交流電源１０から、ダイオード
ブリッジ１４を通ってコンバータ３０に流入する入力電
流ＩＩＮを検出する回路である。電流ＰＩ制御部５２
は、掛け算部４８から供給される電流指令値と、入力電
流ＩＮＮの検出値との偏差を演算し、その値を比例項演
算部５６および積分項演算部５８に供給する。比例項演
算部５６および積分項演算部５８は、それぞれ、フィー
ドバック比例項Ｋi1およびフィードバック積分項Ｋi2／
Ｓを演算する。

【００３０】フィードバック比例項Ｋi1およびフィード
バック積分項Ｋi2／Ｓは、互いに加算された後、ＰＷＭ
出力値としてＴｒ駆動部６０に供給される。Ｔｒ駆動部
６０は、電流ＰＩ制御部５２から供給されるＰＷＭ信号
に応じたデューティ比を有する駆動信号をスイッチング
素子２６に供給する回路である。本実施形態において、
スイッチング素子２６は、上記の駆動信号により、すな
わち、電流指令値と入力電流ＩＮＮとの偏差に応じたデ
ューティ比を有する駆動信号により、両者の偏差が小さ
くなるように駆動される。

【００３１】コンバータ制御装置３４は、図２に示す如
く、制御開始指令部６２を備えている。制御開始指令部
６２は、コンバータ制御装置３４のフィードバック制御
部３８に対して、所定のタイミングでフィードバック制
御の開始を要求する。フィードバック制御部３８は、制
御開始指令部６２から制御の開始が要求された後、速や
かに、直流電圧ＶDCの検出（直流電圧検出部４０）、電
流指令値の演算（掛け算部４８）、入力電流ＩＮＮの検
出（入力電流検出部５４）、および、ＰＷＭ出力値の出
力（電流ＰＩ制御部５２）等の処理を行う。このため、
スイッチング素子２６の制御パターンは、制御開始指令
部６２から制御開始指令が発せられる毎に変化する。ま
た、制御開始司令部６２は、電圧ＰＩ制御部４２および
電流ＰＩ制御部５２を個別に動作開始させる指令を発す
ることもできる。

【００３２】本実施形態の駆動制御装置において、コン
バータ制御装置３４は、同期タイミング発生部６４を備
えている。同期タイミング発生部６４は、制御開始指令
部６２から制御開始指令が発せられた後、所定のタイミ
ングで同期信号を発生する。同期タイミング発生部６４
によって発せられた同期信号は、インバータ制御回路３
６に供給される。本実施形態の駆動制御装置は、上記の
如く、コンバータ制御装置３４が、フィードバック制御
を新たに開始する毎に、コンバータ制御装置３４からイ
ンバータ制御装置３６に対して同期信号が発せられる点
に第１の特徴を有している。

【００３３】図３は、インバータ制御装置３６のブロッ
ク図を示す。インバータ制御装置３６は、フィードバッ
ク制御部６６を備えている。フィードバック制御部６６
は、直流電圧検出部６８、ＰＷＭ信号生成部７０、回転
位置検出部７２、回転数検出部７６および偏差検出部７
８を備えている。直流電圧検出部６８は、平滑コンデン
サ１８の両端に現れる直流電圧ＶDCを検出して、その値
をＰＷＭ信号生成部７０に供給する。

【００３４】回転子位置検出部７２は、電動機２２の回
転子の位置を検出して、その結果を回転数検出部７６に
供給する。回転数検出部７６は、回転子の位置の変化に
基づいて電動機２２の回転数を検出し、その結果を偏差
検出部７８に供給する。偏差検出部７８には、回転数検
出部７６から回転数の実測値が供給されていると共に、
外部より、回転数の指令値が供給されている。偏差検出
部７８は、それらの偏差を検出して上述したＰＷＭ信号
生成部７０に供給する。

【００３５】ＰＷＭ信号生成部７０は、偏差検出部７８
から供給される回転数偏差と、インバータ２０に供給さ
れている直流電流ＶDCの値とに基づいて、回転数偏差を
小さくするうえで好適なＰＷＭ信号を生成する。本実施
形態において、電動機２２は、３相直流ブラシレスモー
タにより構成されている。従って、電動機２２を駆動す
るためには、回転子位置検出部７２より検出した回転子
の位置に対応した通電すべき相に対して適切に駆動信号
を供給することが必要である。ＰＷＭ信号生成部７０
は、直流電圧検出値と回転数偏差とを検知すると、上記
のＰＷＭ信号に応じたデューティ比を有する駆動信号が
電動機２２の適当な相に供給されるようにインバータ２
０を制御する。

【００３６】ＰＷＭ信号生成部７０によって生成される
ＰＷＭ信号は、指令電圧生成部８０にも供給される。指
令電圧生成部８０は、インバータ２０に供給される直流
電圧ＶDCに対する指令電圧を、すなわち、コンバータ３
０から発せられる直流電圧ＶDCに対する指令電圧を上記
のＰＷＭ信号に基づいて設定すると共に、設定した指令
電圧を直流電圧指令値として上述したコンバータ制御装
置３４に供給する。

【００３７】より具体的には、指令電圧生成部８０は、
ＰＷＭ信号生成部７０によって生成されるＰＷＭ信号が
所定値に比して低いデューティ比に対応するものである
場合は、インバータ２０に供給されている直流電圧ＶDC
が必要以上に高圧であると判断して、直流電圧指令値を
より小さな値に更新する。また、指令電圧生成部８０
は、ＰＷＭ信号生成部７０によって生成されるＰＷＭ信
号が１００％を越えるデューティ比に対応するものであ
る場合は、インバータ２０に供給されている直流電圧Ｖ
DCが不足していると判断して、直流電圧指令値をより大
きな値に更新する。指令電圧生成部８０によって上記の
制御が実行されると、インバータ２０から電動機２２に
供給される駆動信号のデューティ比を、常に大きな値に
維持することができる。

【００３８】インバータ制御装置３６は、更に、制御開
始指令部８２を備えている。制御開始指令部８２は、フ
ィードバック制御部６６に対して、所定のタイミングで
フィードバック制御の開始を要求する。フィードバック
制御部６６は、制御開始指令部８２から制御の開始が要
求された後、速やかに、直流電圧ＶDCの検出（直流電圧
検出部６８）、および、ＰＷＭ信号の生成（ＰＷＭ信号
生成部７０）等の処理を行う。このため、インバータ２
０から電動機２２に供給される駆動信号のパターンは、
制御開始指令部８２から制御開始指令が発せられる毎に
変化する。

【００３９】本実施形態の駆動制御装置において、イン
バータ制御装置３６の制御開始指令部８２には、コンバ
ータ制御装置３４の同期タイミング発生部６４が発する
同期信号が供給される。本実施形態の駆動制御装置は、
その制御開始指令部８２が、コンバータ制御装置３４か
ら発せられた同期信号を受けて、コンバータ制御装置３
６のフィードバック制御部６６に制御開始指令を発する
点に第２の特徴を有している。

【００４０】次に、図１に示す駆動制御装置の動作につ
いて説明する。本実施形態の駆動制御装置において、コ
ンバータ３０は、力率の向上を目的として、交流電源１
０からコンバータ３０に流れ込む入力電流ＩＩＮをほぼ
正弦波状とするための制御を実行する。上記の制御は、
スイッチング素子２６を適当に開閉させることにより実
現される。

【００４１】すなわち、本実施形態の駆動制御装置にお
いて、スイッチング素子２６がオン状態とされると、ダ
イオードブリッジ１４、リアクトル２４、および、スイ
ッチング素子２６により交流電源１を短絡する閉回路が
形成される。このため、スイッチング素子２６がオン状
態となると、リアクトル２４に電流が流れて、リアクト
ル２４にエネルギーが貯えられる。リアクトル２４に電
流が流通している状況下でスイッチング素子２６がオフ
状態とされると、リアクトル２４は、その後電流を流し
続けようと作用する。その結果、スイッチング素子２６
がオフされた後、ダイオードブリッジ１４およびリアク
トル２４には電流が流通し続け、その電流が逆流防止ダ
イオード２８を通って平滑コンデンサ１８に流入する。
交流電源１０からコンバータ３０に流れ込む電流は、リ
アクトル２４に貯えられているエネルギーが減少するに
つれて減少する。

【００４２】このため、交流電源１０からコンバータ３
０に流れ込む電流量は、スイッチング素子２６を適当に
制御することにより、ほぼ正弦波状に増減させることが
できる。図４（Ａ）および図４（Ｂ）は、それぞれ、ダ
イオードブリッジ１４の出力端子間に発生する入力電圧
の波形と、スイッチング素子２６を適当に制御すること
で実現される入力電流ＩＩＮの波形とを示す。本実施形
態の駆動制御装置によれば、図４（Ｂ）に示す入力電流
の振幅を変化させることにより、直流電圧ＶDCを所望の
値とすることができる。尚、上述したコンバータ３０の
動作は、公知の昇圧コンバータの一般的な動作である。

【００４３】次に、インバータ２０の動作を説明する。
上述の如く、本実施形態において、電動機２２には直流
ブラシレスモータが用いられている。この場合、電動機
２２を回転させるためには、インバータ２０側で、電動
機２２において通電すべき相と、電動機２２に供給すべ
き電力とを制御することが必要である。直流ブラシレス
モータの制御には、一般にＰＷＭ制御が用いられる。直
流ブラシレスモータの回転数は駆動信号のデューティ比
が高まることにより上昇し、そのデューティ比が下がる
ことにより低下する。インバータ２０およびインバータ
制御装置３６は、上記の特性を利用して電動機２２の回
転数を制御する。尚、上述した動作は、一般的に知られ
たブラシレスモータの駆動方法である。

【００４４】図５は、インバータ２０から電動機２２の
１相に出力される駆動信号の波形を示す。図５に示す如
く、電動機２２の駆動パターンには、一般にＰＷＭ期間
とフル通電期間とが併せて設けられ、２相変調されてい
る。２相変調はインバータ２０におけるスイッチング回
数を減少させてインバータ２０の損失を低減させる公知
の技術である。更に、電動機２２、特にブラシレスモー
タを効率よく駆動するため、ＰＷＭ期間において高いデ
ューティ比を用い、電動機２２での高周波損失を低減す
ることによって高効率駆動を実現することができる。

【００４５】上述の如く、本実施形態の駆動制御装置
は、電動機２２の回転数を制御する手法として、インバ
ータ２０から電動機２２に供給する駆動信号のデューテ
ィ比を増減させる手法と、そのデューティ比が常に高い
値に保持されるように、インバータ２０に供給される直
流電圧ＶDCの指令値を増減させる手法とを併せて採用し
ている。このため、本実施形態の駆動制御装置によれ
ば、電動機２２に供給される駆動信号のデューティ比を
高い値に保持して、効率良く電動機２２の回転数を制御
することができる。

【００４６】しかしながら、電動機２２に対してデュー
ティ比の高い駆動信号が供給される場合、直流電圧ＶCD
に重畳する電圧リップルの影響が、その駆動信号に大き
く反映される。このため、電動機２２に対してデューテ
ィ比の高い駆動信号を供給する場合には、直流電圧ＶCD
のリップルに起因して、電動機２２の回転ムラや、その
回転ムラに起因する騒音が生じ易くなる。コンバータ３
０によれば、直流電圧ＶDCには、電源周期に起因する電
圧リップルと、コンバータ３０自身の制御に起因する電
圧リップルとが重畳する。このため、電動機２２を、単
にデューティ比の高い信号で駆動すると、それら２つの
リップルのそれぞれに起因して、周期の異なる２つの騒
音が発生してしまう。

【００４７】そこで、本実施形態の駆動制御装置は、コ
ンバータ制御装置３４とインバータ制御装置３６とを同
期させることによりコンバータ３０とインバータ２０と
を協調させて、コンバータ制御装置３４の制御に起因す
る電圧リップルが、インバータ制御装置３６の動作に影
響するのを防止することとしている。以下、上述したリ
ップルが発生する機構、および、本実施形態の駆動制御
装置がそのリップルの影響を排除するために実行する処
理の内容について説明する。

【００４８】まず、コンバータ３０の制御に起因して電
圧リップルが発生する機構について説明する。上述の如
く、コンバータ制御装置３４は、電圧ＰＩ制御部４２を
備えている（図２参照）。電圧ＰＩ制御部４２によれ
ば、直流電圧ＶDCと直流電圧指令値との偏差（以下、
「電圧偏差」と称す）に対する比例項と積分項との和が
電圧制御処理の制御出力とされる。この制御出力は、電
圧偏差が常に０であれば安定した値を維持するが、電圧
偏差を常に０に保持することは不可能である。このた
め、コンバータ制御装置３４において、電圧制御部４２
から掛け算部４８に供給される制御出力は、脈動を持っ
た信号となる。

【００４９】また、電圧偏差の基礎として検出される直
流電圧ＶDCには、図６に示す如く、電源周波数のリップ
ル分が重畳している。このような直流電圧ＶDCが、図６
中に矢印で示すタイミング毎に検出されると、サイクル
毎に検出される直流電圧ＶDCの値に大きな脈動が生ず
る。直流電流ＶDCの検出値に生ずる脈動は、電圧偏差に
反映され、更に、掛け算部４８に供給される制御出力に
反映される。掛け算部４８に供給される制御出力の脈動
は、コンバータ制御装置３４の出力であるＰＷＭ出力値
に反映される。また、ＰＷＭ出力値の脈動は、コンバー
タ３０によって生成される直流電圧ＶDCに反映される。
直流電圧ＶDCには、このようにしてコンバータ３０の制
御に起因する電圧リップルが重畳する。

【００５０】上述した制御に起因する電圧リップルを極
力小さくする方法としては、例えば、電源周波数によっ
て発生する電圧リップル（図６に示す電圧リップル）を
補正するようにコンバータ３０を制御することが考えら
れる。すなわち、電源周波数に比して十分に速い速度で
直流電圧ＶDCを検出し、十分に速い速度で電圧制御処理
を行うことによれば、制御に起因する電圧リップルを小
さく抑制することができる。しかし、上記の制御を実現
するためには、電圧制御処理の後段で実行される電流制
御の処理を、電圧制御処理以上の速度で行うことが必要
である。電流制御は高速化しないと、電流が歪んで正弦
波状の入力電流が得られなくなるからである。このた
め、上記の制御を実現するためには、コンバータ制御装
置３４自身を非常に高速化することが必要となる。この
ようなコンバータ制御装置の高速化は、駆動制御装置の
コストアップの原因となる。

【００５１】次に、直流電圧ＶDCに重畳する電圧リップ
ルが、電動機２２の回転ムラとなって騒音を引き起こす
機構について説明する。インバータ制御装置３６は直流
電圧ＶDCを検出し、直流電圧ＶDCの変動に起因して電動
機２２の回転数が変化しないように、直流電圧ＶDCに対
しフィードバック制御を掛けている（図３参照）。イン
バータ制御装置３６が、図６に示す如く、平均電圧は一
定であってもリップルを持った電圧を検出する場合、直
流電圧ＶDCの検出時点によっては平均電圧が変動してい
ると認識する事態が生じ得る。この場合、インバータ制
御装置１２は、電動機２２の回転数を一定値に維持する
ことを目的として、ＰＷＭ信号のデューティ比を変化さ
せる。その結果、インバータ２０から電動機２２に供給
される駆動信号の電力が不必要に変化して、電動機２２
に回転ムラが生じ、その回転ムラに起因する騒音が発生
する。

【００５２】次に、本実施形態の駆動制御装置が上記の
回転ムラおよび騒音を防止する機構について説明する。
コンバータ３０の制御に起因する電圧リップルのピーク
（上昇側および下降側の双方を含む）は、通常、コンバ
ータ制御装置３４がスイッチング素子２６の駆動パター
ンを変化させる時点に現れる。スイッチング素子２６の
駆動パターンは、コンバータ制御装置３４が各サイクル
において電圧制御処理を開始した直後に変化する。この
ため、コンバータ３０の制御に起因する電圧リップル
は、通常、コンバータ制御装置３４が電圧制御処理を開
始する時期にピークを有している。従って、インバータ
制御装置３６における駆動信号処理を、コンバータ制御
装置３６の電圧制御処理と同期させることによれば、コ
ンバータ３０の制御に起因する電圧リップルが、インバ
ータ制御装置３６によって検出される直流電圧ＶDCに影
響を与えるのを阻止することができる。

【００５３】図７（Ａ）および図７（Ｂ）は、それぞ
れ、コンバータ３０の制御に起因する電圧リップルが重
畳した直流電圧ＶDCの波形、および、コンバータ制御装
置３４において電圧制御処理が開始されるタイミングを
示す。また、図７（Ｃ）は、本実施形態の駆動制御装置
において、インバータ制御装置３６が駆動信号処理を開
始するタイミング、すなわち、直流電圧ＶDCを検出する
タイミングを示す。

【００５４】図７に示すように、本実施形態において
は、インバータ制御装置３６が、リップルの影響を受け
ずに直流電圧ＶDCの平均電圧値を検出することができる
ように、コンバータ制御装置３４とインバータ制御装置
３６の制御の開始タイミングの同期が図られている。具
体的には、コンバータ制御装置３４の内部では、各サイ
クルにおいて電圧制御処理を開始すべき時期に、制御開
始指令部６２からフィードバック制御部３８および同期
タイミング発生部６４に対して制御開始指令が発せられ
る（図２参照）。同期タイミング発生部６４は、制御開
始指令を受けた後、所定時間の経過を待って同期信号を
発生する。本実施形態において、上記の所定時間は、リ
ップルの重畳している直流電圧ＶDCが、ピーク値から平
均電圧値となるまでに要する時間に設定されている。同
期タイミング発生部６４から発せられた同期信号は、イ
ンバータ制御装置３６の制御開始指令部８２に受信され
る（図３参照）。制御開始指令部８２は、その同期信号
を受信すると、即座にフィードバック制御部６６内の駆
動信号処理の開始を指令する。その結果、フィードバッ
ク制御部６６では、リップルの重畳に関わらず、直流電
圧ＶDCの平均電圧に基づいた駆動信号処理が実行され
る。従って、インバータ制御装置３６は、コンバータ３
０の制御に起因する電圧リップルの影響を受けることな
く、電動機２２に対して適正な駆動信号を供給すること
ができる。

【００５５】上述の如く、本実施形態の駆動制御装置に
おいては、コンバータ制御装置３４とインバータ制御装
置３６とが、一定の時間差をあけて制御を開始するよう
に構成されている。上記の設定は、コンバータ３０の制
御によるリップルが、図７（Ａ）に示す如く、その制御
の１サイクル毎にピークを発生することを前提としたも
のである。電圧リップルのピークは、図２に示す制御ゲ
インＫｖ１，Ｋｖ２が比較的高い値である場合に１サイ
クル毎に生じ易い。一方、それらの制御ゲインが比較的
小さな値である場合は、電圧リップルのピークが制御の
１サイクル毎に生じないことがある。この場合、コンバ
ータ制御装置３４における電圧制御処理の開始時期と、
インバータ制御装置３６における駆動信号処理の開始時
期との間に一定の時間差を設けても、インバータ制御装
置３６において直流電圧ＶDCの平均電圧を検出すること
はできない。

【００５６】このような場合には、コンバータ制御装置
３４における電圧制御処理の開始時期とインバータ制御
装置３６における駆動信号処理の開始時期とを一致させ
ると共に、インバータ制御装置３６において、複数のサ
イクルで検出された直流電圧ＶDCの平均値に基づいてＰ
ＷＭ信号を生成させることにより、電動機２２の回転数
制御を精度良く行うことができる。すなわち、上記の構
成によれば、インバータ制御装置３６は、駆動信号処理
の開始時に、電圧リップルが上昇側或いは下降側のピー
クを示すタイミングで直流電圧ＶDC検出する。このよう
なタイミングで検出された複数の直流電圧ＶDCを平均化
することによれば、安定した検出値を得ることができ
る。従って、インバータ制御装置３６がその平均値を基
礎としてＰＷＭ信号を生成すると、直流電圧ＶDCに重畳
する電圧リップルの影響を受けることなく、電動機２２
の回転ムラおよび騒音を有効に抑制することができる。

【００５７】本実施形態の駆動制御装置において、コン
バータ制御装置３４とインバータ制御装置３６とは、別
個のマクロコンピュータにより、或いは、単一のマイク
ロコンピュータやＤＳＰ等により構成することができ
る。それらが２つのマクロコンピュータで構成される場
合は、それら２つのマイクロコンピュータを相互通信可
能な通信線で接続し、それぞれのマイクロコンピュータ
に送信用と受信用のポートを１つずつ設けることによ
り、デジタル信号のエッジ等を利用して両者を同期させ
ることができる。また、コンバータ制御装置３４とイン
バータ制御装置３６とが単一のマイクロコンピュータ等
で構成される場合は、例えば、両者の機能に必要な処理
が同一のサブルーチンで実行されるようにソフトウェア
を構成することにより、或いは、コンバータ制御装置３
４の処理が終了した後にインバータ制御装置３６の処理
が開始されるようにソフトウェアを構成することによ
り、両者の制御を同一時刻に始動させること、或いは、
一定の時間差を空けて始動させることができる。

【００５８】上述の如く、本実施形態の駆動制御装置に
よれば、コンバータ制御装置３４の電圧制御処理の周期
とインバータ制御装置３６の駆動信号処理の周期とを同
期させて動作させることができる。このため、インバー
タ制御装置３６によって検出される直流電圧ＶDCの値を
安定化させることより、電動機２２に供給される駆動信
号を安定化させることができる。従って、本実施形態の
駆動制御装置によれば、安価な方策で、電動機２２の回
転ムラを抑制し、かつ、騒音の低減を図ることができ
る。

【００５９】ところで、上記の実施形態においては、コ
ンバータ３０の電圧制御処理の周期とインバータ２０の
駆動信号処理の周期とを１：１に設定しているが、両者
の周期が同期していれば、その比は１：１に限られるも
のではなく、例えば、コンバータ３０の制御サイクル２
回に対してインバータ２０の制御サイクルを１回とする
ような間引き制御運転を実施してもよい。

【００６０】実施の形態２． 次に、図１と共に図８乃至図１２を参照して、本発明の
実施の形態２について説明する。図８は、本発明の実施
の形態２の駆動制御装置が備えるコンバータ制御装置３
４のブロック図を示す。本実施形態の駆動制御装置は、
上記図１に示すシステム構成において、コンバータ制御
装置３４に図８に示す構成を付与することにより実現さ
れる。図８に示すコンバータ制御装置３４において、正
弦波生成部５０が生成する正弦波信号は、掛け算部４８
に供給されると共に、制御開始指令部６２に供給されて
いる。本実施形態の駆動制御装置は、制御開始指令部６
２が、正弦波信号に基づいて、電源電圧の変動周期と同
期して制御開始指令を発する点に特徴を有している。

【００６１】図９は、電源周期に起因する電圧リップル
の重畳した直流電圧ＶDCの波形を示す。また、図１０
は、その直流電圧ＶDCと、コンバータ制御装置３４にお
いて電圧制御処理が開始されるタイミングの一例とを示
す。図１０に示す如く、コンバータ制御装置３４の電圧
制御処理が電源電圧の変動周期と異なった周期で実行さ
れる場合、コンバータ制御装置３４によって検出される
直流電圧ＶDCは電源周期に起因するリップルの影響を大
きく受けたものとなる。コンバータ制御装置３４におい
てこのような直流電圧ＶDCが検出されると、上述の如
く、直流電圧ＶDCには、制御に起因する電圧リップルが
新たに重畳する。

【００６２】電源周期に起因して直流電圧ＶDCに重畳す
る電圧リップルの影響は、コンバータ制御装置３４に、
電源周期に比して十分に短い周期で電源制御を実行させ
ることにより、制御に起因するリップルで相殺すること
ができる。すなわち、直流電源ＶDCに、電源周期に起因
して図１１（Ａ）に示すような電圧リップルが生じてい
る場合に、図１１（Ｂ）に示すタイミングでコンバータ
制御装置３４による電圧制御処理が実行されると、その
制御に起因して図１１（Ｃ）に示すような電圧リップル
が生ずる。この場合、電源周期に起因するリップルと、
制御に起因するリップルとが合成されることにより、図
１１（Ｄ）に示す如く、直流電圧ＶDCからはリップルの
影響がほぼ排除される。尚、図１１（Ｂ）示す矢印は、
コンバータ制御装置３４によって要求される直流電圧Ｖ
DCの変化方向を示す。また、それらの矢印の長さは、コ
ンバータ制御装置３４が要求する直流電圧ＶDCの値と、
直流電圧ＶDCの基準値との差を示す。

【００６３】しかしながら、電源周期に起因する電圧リ
ップルを、上記の如く制御に起因する電圧リップルで相
殺するためには、コンバータ制御装置３４によって、非
常に速い速度で電圧制御処理が実行されることが必要で
ある。更に、コンバータ制御装置３４は直流電圧ＶDCの
制御と共に入力電流ＩＩＮの制御も行っているが、電圧
制御処理のみ高速化した場合、入力電流ＩＩＮが適正に
正弦波状に制御されない事態が生じかねない。このた
め、電流制御の処理も併せて高速化する必要があり、電
源周期に起因するリップルを制御に起因するリップルで
相殺しようとすると、コンバータ制御装置３４の制御系
が複雑となり、多大なコストアップにつながる。

【００６４】そこで、本実施形態の駆動制御装置におい
ては、電源の周期にコンバータ制御装置３４の電圧制御
処理の周期を同期させることとして、電源周期に起因す
るリップルの影響を抑制することとしている。すなわ
ち、コンバータ制御装置３４が電源の周期と同期して電
圧制御処理を実行（直流電圧ＶDCを検出）すると、図１
２に示すように、コンバータ制御装置３４は、電源のリ
ップルの影響を受けることなく直流電圧ＶDCを検出する
ことができる。

【００６５】本実施形態において、上述した同期とは、
コンバータ制御装置３４が直流電圧ＶDCを検出する時期
を、電源周期の電気角が所定値となる時期に固定するこ
とである。本実施形態においては、簡単な処理で両者の
同期を確保するため、電源電圧がゼロ点と交差する時期
と同期して、インバータ制御装置３４に直流電圧ＶDCを
検出させることとしている。すなわち、インバータ制御
装置３４の内部において、制御開始指令部６２は、正弦
波生成部５０が発する正弦波信号に基づいて（または電
源周期検出部３２から発せられる信号に基づいて）電源
電圧とゼロ点との交差を検知すると、フィードバック制
御部３８に対して制御開始指令を発生する。フィードバ
ック制御部３８は、上記の制御開始指令を受けることに
より直流電圧ＶDCの検出等の処理を開始する。その結
果、電源電圧のゼロクロスと同期して、コンバータ制御
装置３４における電圧制御処理が実行される。

【００６６】上記の如く、コンバータ制御装置３４が電
源周期に起因する電圧リップルの影響を受けることなく
直流電圧ＶDCを検出することができると、電圧制御処理
による制御出力が安定化し、その結果、コンバータ制御
装置３４の制御に起因する電圧リップルを低減すること
ができる。従って、本実施形態の駆動制御装置によれ
ば、コストアップを伴うことなく、また、制御の高速化
を図ることなく、電動機２２の回転ムラと騒音とを安価
な方策で抑制することができる。

【００６７】ところで、上記の実施形態においては、実
施の形態１の場合と同様に、コンバータ制御装置３４と
インバータ制御装置３６とを同期させることとしている
が、本発明はこれに限定されるものではなく、コンバー
タ制御装置３４とインバータ制御装置３６とは、別個独
立のタイミングで動作させることとしてもよい。

【００６８】実施の形態３． 次に、図１３乃至図１５を参照して、本発明の実施の形
態３について説明する。図１３は本発明の実施の形態３
の駆動制御装置のブロック図を示す。本実施形態の駆動
制御装置は、図１３に示す如く、リップル補正部８４を
備えている点に特徴を有している。リップル補正部８４
は、インバータ２０から電動機２２に供給される駆動信
号が、電源周期に起因する電圧リップルの影響で脈動す
るのを防止するための装置である。実施の形態１の駆動
制御装置は、コンバータ制御装置３４の制御に起因する
電圧リップルがインバータ２０に与える影響を低減する
機能を備える装置であり、実施の形態２の駆動制御装置
は、電源周期に起因する電圧リップルがコンバータ３０
に与える影響を低減する機能を備える装置である。本実
施形態の駆動制御装置は、電源周期に起因する電圧リッ
プルがインバータ２０に与える影響を低減する機能を、
実施の形態１及び２の装置に付加したものである。

【００６９】図１４は、リップル補正部８４のブロック
図を示す。図１４に示す如く、リップル補正部８４は、
負荷検出部８６を備えている。負荷検出部８６は、電動
機２２の負荷を検出するブロックである。電動機２２の
負荷は、電動機２２の回転数と電動機２２の出力トルク
との乗算値として求めることができる。インバータ制御
装置３６は、電動機２２の回転数制御を行っている。こ
のため、本実施形態の駆動制御装置によれば、電動機２
２の回転数は容易に把握することができる。また、イン
バータ２０から電動機２２に供給される出力電圧は、電
動機２２の負荷に応じて増減する。このため、電動機２
２の出力トルクは、インバータ２０から発せられる出力
電圧に基づいて推測することが可能である。本実施形態
において、負荷検出部８６は、電動機２２の回転数とイ
ンバータ２０の出力電圧とに基づいて電動機２２の負荷
を推測する。上記の構成によれば、コストアップを伴う
ことなく電動機２２の負荷を検出することができる。

【００７０】リップル補正部８４は、補正パターン生成
部８８を備えている。補正パターン生成部８８は、図１
５（Ｂ）に示す如く、電源周期に起因する電圧リップル
（図１５（Ａ））の脈動を相殺する出力パターンを生成
するブロックである。電源周期に起因して発生する電圧
リップルは、平滑コンデンサ１８の容量が変化しない限
り電動機２２の負荷に応じたパターンとなる。換言する
と、電源周期に起因する電圧リップルのパターンは、電
動機２２の負荷に対してほぼ一義的に決定される。従っ
て、その電圧リップルを相殺するための補正パターン
も、電動機２２の負荷に対して一義的に決定される。本
実施形態において、補正パターン生成部８８は、予め記
憶している補正パターンテーブルと、負荷検出部８６か
ら供給される電動機２２の負荷とに基づいて補正パター
ンを生成する。上記の処理によれば、電源周期に起因す
る電圧リップルを相殺するために必要な補正パターンを
容易に生成することができる。

【００７１】補正パターン生成部８８には、同期タイミ
ング発生部９０から同期信号が供給される。同期タイミ
ング発生部９０は、電源周期検出部３２から供給される
信号に基づいて電源電圧の変動周期と同期して同期信号
を発生する。補正パターン生成部８８は、上記の同期信
号を受信した後、電源周期に起因する電圧リップルを相
殺するための補正パターンを、その電圧リップルを相殺
し得るタイミングでインバータ制御装置３６に供給す
る。

【００７２】本実施形態において、インバータ制御装置
３６は、ＰＷＭ信号生成部７０（図３参照）によって生
成されたＰＷＭ信号を、リップル補正部８４から供給さ
れる補正パターンに基づいて補正した後にインバータ２
０に供給する。具体的には、リップル補正部８４から供
給される補正パターンに従って、ＰＷＭ信号を増減補正
してインバータ２０に供給する。

【００７３】インバータ２０に対して、上記の如く補正
されたＰＷＭ信号が供給されると、電源リップルの影響
で直流電圧ＶDCが低下する際に駆動信号のデューティ比
が増加方向に補正され、また、その逆の場合にはデュー
ティ比が減少方向に補正される。その結果、電動機２２
は、直流電圧ＶDCの電源リップルに影響されることな
く、安定した回転数を維持して動作する。従って、本実
施形態の駆動制御装置によれば、安価な構成で、電動機
２２の回転ムラを防止し、また、電動機２２の騒音を抑
制することができる。

【００７４】上述の如く、リップル補正部８４によれ
ば、新たな部品を追加することなくソフトウエアの改良
だけで、電源周期に起因するインバータ２０の出力の脈
動を補償することができる。従って、本実施形態の駆動
制御装置によれば、(1)電源周期に起因するインバータ
２０の出力の脈動を補償し、(2)電源周期に起因する直
流電圧ＶDCの脈動をコンバータ制御装置３４と電源周波
数とを同期させることによって抑制し、更に、(3)コン
バータ３０の制御に起因する電圧リップルの影響をコン
バータ制御装置３４とインバータ制御装置３６とを同期
させることによって抑制する構成を安価に実現すること
ができる。

【００７５】ところで、上記の実施形態においては、コ
ンバータ制御装置３４とインバータ制御装置３６とを同
期させることとしているが、コンバータ制御装置３４を
電源に同期させることによれば、コンバータ３０の制御
に起因する電圧リップルはある程度抑制することができ
る。このため、コンバータ３０の制御に起因するリップ
ルは電源とコンバータを同期させることによって抑制
し、電源周期に起因するリップルはリップル補正部８４
で抑制するだけの簡易な方式で騒音対策することとして
も良い。このように、コンバータ制御装置３４を電源に
同期させただけで、インバータ２０とコンバータ３０と
を同期させない構成によれば、それらが２つのマイクロ
コンピュータで構成される場合に、両者間に通信を確保
する必要がなく、安価に構成することが可能になる。但
し、インバータ制御装置３４とコンバータ制御装置３６
とを同期させておいた方が、リップルの影響が電動機２
２に伝わるのを防止するうえでは有利である。

【００７６】更に、コンバータ制御装置３４とインバー
タ制御装置３６とを同期させることによりコンバータ３
０の制御に起因するリップルを抑制し、電源周期に起因
するリップルをリップル補正部８４により抑制する構成
としても騒音対策を実現することは可能である。上記の
構成によれば、コンバータ制御装置３４を電源に同期さ
せるための処理が不要となり、リップル補正部８４によ
る補正を更に高精度に行うことが可能となる。但し、こ
の場合においても、リップルの影響が電動機２２に伝わ
るのを防止するうえでは、コンバータ制御装置３４を電
源と同期させておいた方が有利である。

【００７７】ところで、上記の実施形態において、コン
バータ制御装置３４は、入力電流ＩＩＮを正弦波状に制
御するために、交流電源１０からの入力電流ＩＮＮを検
出している（図２参照）。コンバータ制御装置３４に対
する入力電力は、その電流ＩＩＮと、電源電圧とに基づ
いて推測することができる。従って、電動機２２の負荷
は、入力電流ＩＩＮから推測することも可能である。図
１６は、リップル補正装置３６が、入力電流ＩＩＮに基
づいて電動機２２の負荷を検出する場合の回路ブロック
図を示す。

【００７８】更に、コンバータ３０とインバータ２０と
の組合せで構成された電動機２２の駆動制御装置では、
直流電圧ＶDCが、電動機２２の駆動に必要な最小の電
圧、すなわち、電動機２２が所望のトルクを発生するう
えで必要とする最小の電圧に制御される。従って、電動
機２２のトルクは、直流電圧ＶDCからも推測することが
できる。つまり、電動機２２の負荷は、コンバータ制御
装置３４によって制御される直流電圧ＶDCの値と、電動
機２２の回転数とに基づいて推測することができる。図
１７は、リップル補正部８４が、上記の手法で電動機２
２の負荷を推測する場合の回路ブロック図を示す。

【００７９】実施の形態４． 次に、図１８を参照して、本発明の実施の形態４につい
て説明する。図１８は、本発明の実施の形態４の駆動制
御装置のブロック図を示す。図１８に示す如く、本実施
形態の駆動制御装置は、制御ゲイン調整部９２を備えて
いる。制御ゲイン調整部９２は、インバータ制御装置３
６の制御出力が予め設定されている一定時間内に変動す
る場合に、コンバータ制御装置３４の制御ゲインを調整
するブロックである。

【００８０】インバータ２０の出力電圧は、実施の形態
１乃至３の駆動制御装置においても脈動することがあ
る。本実施形態の駆動制御装置は、このような場合に、
電圧ＰＩ制御部４２（図４参照）で用いられる比例項の
ゲインＫv1および積分項のゲインＫｖ２の定数を変更す
る。具体的には、インバータ制御装置３６は、予め設定
されている一定時間の間、インバータ２０に対する制御
出力指令値（ＰＷＭ信号）が継続的に変動していた場合
に、制御ゲイン調整部９２に対してゲイン変更指示を出
力する。上記の指示が出力されると、制御ゲイン調整部
９２およびコンバータ制御装置３４は、制御ゲインＫv
1、Ｋv2を変更するための処理を行う。

【００８１】本実施形態の駆動制御装置において、変更
する制御ゲインはコンバータ制御装置３４の電圧ＰＩ制
御部４２ゲインのみに限られている。コンバータ制御装
置３４において、電流ＰＩ制御部５２のゲインが高すぎ
ると入力電流ＩＩＮに発振が生ずる等の不都合が生ず
る。一方、そのゲインが低すぎると入力電流ＩＩＮを適
正に正弦波状に制御することが困難となる。これに対し
て、電圧ＰＩ制御部４２で用いられるゲインについて
は、その値が高すぎ、或いは、低すぎても、制御に起因
するリップルの周期が早く或いは遅くなるだけで実質的
な問題は生じない。このため、本実施形態においては、
電流制御の処理に用いられるゲインを変更の対象から除
外し、電圧制御処理に用いられるゲインのみを変更の対
象としている。

【００８２】電圧制御処理に用いられる比例項は、直流
電圧ＶDCの変動に対する制御の応答速度に大きな影響を
与える。従って、比例項のゲインＫv1が大きすぎると僅
かな電圧偏差に対して大きな制御出力が生成され、コン
バータ制御装置３４の制御に起因して、大きな電圧リッ
プルが生じ易くなる。このため、本実施形態の駆動制御
装置において、制御ゲイン調整部９２は、比例項の制御
ゲインＫv1が不当に大きな値とならないように動作す
る。

【００８３】制御ゲイン調整部９２は、具体的には、イ
ンバータ制御装置３６において、出力指令値（ＰＷＭ信
号）が速い周期で変動する場合は、比例項のゲインＫv1
を小さな値とするように動作し、また、インバータ制御
装置３６において、出力指令値がゆっくりとした周期で
変動する場合は積分項のゲインＫv2を大きな値とするよ
うに動作する。本実施形態の駆動制御装置の如く、制御
ゲイン調整部９２を付加することによれば、制御の周期
を同期させるだけでは取り除くことのできない電圧リッ
プルに起因する電動機２２の回転ムラを更に小さくし
て、より効果的に電動機２２を低騒音化することができ
る。

【００８４】尚、上記の実施形態においては、インバー
タ制御装置３６から出力されるＰＷＭ信号が前記請求項
１１記載の「出力指令値」に相当している。

【００８５】実施の形態５． 次に、図１９および図２０を参照して、本発明の実施の
形態５について説明する。図１９は、本発明の実施の形
態５の駆動制御装置のブロック図を示す。図１９に示す
如く、本実施形態の駆動制御装置は、制御出力値補正部
９４を備えている。制御出力値補正部９４は、コンバー
タ３０から出力される直流電圧ＶDCを安定化させるため
に、コンバータ制御装置３４の制御出力に対して補正を
加えるブロックである。

【００８６】図２０は、本実施形態の駆動制御装置が備
えるコンバータ制御装置３４の、電圧ＰＩ制御部４２の
周辺を抜き出して表した図を示す。図２０に示す如く、
本実施形態の駆動制御装置において、電圧ＰＩ制御部４
２では、直流電圧指令値（インバータ制御装置３６によ
り発せられる指令値）と、直流電圧検出値（ＶDC）とが
比較される前に、直流電圧指令値に補正値が加算され
る。このようなＰＩ制御によれば、直流電圧ＶDCを、イ
ンバータ制御装置３６の要求値と異なる値に安定させる
ための処理が実行される。

【００８７】コンバータ３０に、インバータ２０の出力
電圧に重畳するリップルを相殺するような電圧を出力さ
せることができれば、インバータ制御装置３６およびリ
ップル補正部８４によって電圧リップルを完全にが除去
することができなくても、電動機２２の回転ムラを効果
的に抑制することができる。本実施形態の駆動制御装置
において、制御出力値補正部９４は、直流電圧ＶDCに重
畳する電圧リップルが小さくなるように、コンバータ制
御装置３４の電圧ＰＩ制御部４２に補正値を入力する。
この場合、電圧リップルが２次的に補正されることとな
り、インバータ２０から出力される電圧のリップルが抑
制されて電動機２２を安定に駆動することが可能とな
る。

【００８８】上述の如く、本実施形態の駆動制御装置に
よれば、制御出力値補正部９４を付加することにより、
完全なリップル補正部８４を構成することなく、電動機
２２を安定に駆動することが可能となる。このため、本
実施形態の駆動制御装置によれば、電動機２２の回転ム
ラを抑制し、電動機２２の騒音を十分に抑制する機能を
安価に実現することができる。

【００８９】ところで、上記の実施形態においては、制
御補正値補正部９４から出力される補正値を、直流電圧
指令値に加算することとしているが、補正値を加える対
象はこれに限定されるものではない。すなわち、補正値
は、掛け算器４８に入力される直前に電圧ＰＩ制御部４
２の制御出力に加えることとしても良く、更に、掛け算
器４８から出力された出力値に加えることとしても良
い。尚、上記の実施形態において、直流電圧指令値に補
正値を加える構成としたのは、制御ブロックの最も前段
で補正値を加えるのが最も容易であるためである。

【００９０】制御出力値補正部９４により補正値を加え
て電圧リップルを補正する場合は、コンバータ制御装置
３４によって制御されている入力電流ＩＩＮに歪みが生
ずることがある。このため、制御出力値補正部９４によ
る補正は、リップル補正部８４を補助する程度に用いる
ことが適切である。このような構成とすることにより、
制御出力値補正部９４を単独で用いる場合に比して、低
コストで所望の補正機能を得ることができる。

【００９１】尚、上記の実施形態においては、インバー
タ制御装置３６から出力されるＰＷＭ信号が前記請求項
１２記載の「インバータ制御装置の出力指令値」に相当
していると共に、コンバータ制御装置３４から出力され
るＰＷＭ出力値が前記請求項１２記載の「コンバータ制
御装置の出力指令値」に相当している。

【００９２】実施の形態６． 次に、図２１乃至図２３を参照して、本発明の実施の形
態６について説明する。図２１は、本発明の実施の形態
６の駆動制御装置の回路ブロック図を示す。本実施形態
の駆動制御装置は、図１３に示す回路ブロックを圧縮機
９６の駆動用に適用変更したものある。圧縮機９６は、
例えば、ルームエアコンや冷蔵庫などに用いられるもの
であり、直流ブラシレスモータを備えている。

【００９３】直流ブラシレスモータを駆動するために
は、上述の如く、回転子の位置に応じた相に対して通電
を行う必要がある。インバータ制御装置３６は、回転子
位置検出部７２（図３参照）において回転子の位置を検
出し、その検出値に基づいて通電する相を決定する。圧
縮機の内部は高温高圧であるため、そのような環境に適
した位置検出センサは存在しない。このため、回転子位
置検出部は、ＤＣブラシレスモータの誘起電圧を検出す
るなど、位置センサ無しで位置を検出する方式を取り入
れている。このような検出方式としては、例えば、電動
機の端子電圧とインバータ仮想中性点とを比較する方式
が一般的に用いられている。

【００９４】本実施形態の駆動制御装置において、コン
バータ制御装置３４とインバータ制御装置３６との間で
は、通常運転中は、互いの制御を同期させるための信号
等が授受される。また、例えば、コンバータ制御装置３
４の内部で過電流や過電圧等が生じた場合には、コンバ
ータ制御装置３４とインバータ制御装置３６との間で保
護動作の状況を示す信号等が授受される。

【００９５】本実施形態の駆動制御装置において、イン
バータ２０から圧縮機９６へ供給する駆動信号のデュー
ティ比が最大値、すなわち、１００％とされると、その
駆動信号の波形は図２２に示すようになる。このような
波形がインバータ２０から圧縮機９６に供給される状況
下では、上述の如く、電源周期に起因する電圧リップル
により、圧縮機９６の直流ブラシレスモータから騒音が
生じ易い。

【００９６】本実施形態の駆動制御装置は、圧縮機９６
の直流ブラシレスモータを高効率に駆動しながら、イン
バータ制御装置３６が備えるリップル補正部８４の機能
を利用して、安価に、有効な騒音対策を実現することが
できる。ところで、リップル補正部８４の機能を利用す
るためには、駆動信号のデューティ比に変動の余地が残
されていることが必要である。このため、本実施形態の
駆動装置は、例えば、デューティ比を常時９５％近傍に
維持しつつ圧縮機９６の駆動制御を行う。この場合、圧
縮機９６に供給される駆動信号の波形は図２３に示すよ
うになる。

【００９７】また、本実施形態の駆動制御装置におい
て、圧縮機９６の回転数や負荷量の制御は、コンバータ
３０で直流電圧ＶDCを制御し、圧縮機９６の直流ブラシ
レスモータに印加される電圧を変化させることにより行
われる。こうすることによって直流ブラシレスモータへ
の印加電圧には、常にほぼ５％の余裕が発生する。その
結果、リップル補正部８４を有効に活用することが可能
となる。このように、本実施形態の駆動制御装置によれ
ば、圧縮機９６に供給する駆動信号にリップル補正部８
４を活用するために必要なデューティ比の裕度を付与す
ると共に、その裕度を差し引いたデューティ比と整合す
る直流電圧ＶDCが生ずるようにコンバータ３０を制御す
ることにより、安価な構成で有効な騒音対策を実現しつ
つ、圧縮機９６を高い効率で駆動する機能を実現するこ
とができる。

【００９８】ところで、上記の実施形態においては、駆
動信号のデューティ比を仮に９５％としたが、インバー
タ２０におけるリップル補正の裕度が５％以上必要であ
る場合は、その値を９５％より小さな値としてもよい。

【００９９】また、上記の実施形態においては、駆動制
御装置によって駆動する対象を圧縮機９６としている
が、駆動の対象はこれに限定されるものではない。すな
わち、本発明の技術は、直流ブラシレスモータを採用し
ている全ての製品に適用することが可能であり、例え
ば、エレベータなどの産業機器にも展開することができ
る。

【０１００】更に、上記の実施形態においては、リップ
ル補正部８４だけを用いて電圧リップルの抑制を図るこ
ととしているが、リップル補正部８４と共に制御ゲイン
調整部９２、或いは、制御出力値補正部９４等を用いる
こととしても良い。

【０１０１】

【発明の効果】この発明は以上説明したように構成され
ているので、以下に示すような効果を奏する。請求項１
記載の発明によれば、コンバータ制御装置による電圧制
御処理の周期とインバータ制御装置による駆動信号処理
の周期とを同期させることができる。両者の制御が同期
して行われると、コンバータ制御装置の電圧制御処理に
起因する電圧リップルが直流電圧に重畳している場合で
も、インバータ制御装置は、その電圧リップルの影響を
受けることなく直流電圧を適正に検出することができ
る。このため、本発明によれば、コンバータ制御装置の
制御に起因する電圧リップルが電動機の制御に与える影
響を抑制して、安価な方策により、電動機の回転ムラお
よび騒音を有効に抑制することができる。

【０１０２】請求項２記載の発明によれば、インバータ
制御装置に、直流電圧の平均電圧を検出させることがで
きる。このため、本発明によれば、コンバータ制御装置
の制御に起因する電圧リップルに関わらず、電動機を精
度良く制御することができる。

【０１０３】請求項３または４記載の発明によれば、コ
ンバータ制御装置による電圧制御処理と電源電圧の変動
周期とを同期させることができる。それらの周期が同期
していると、直流電圧に電源周期に起因する電圧リップ
ルが重畳している場合でも、コンバータ制御装置は、そ
の電圧リップルの影響を受けることなく直流電圧を適正
に検出することができる。また、本発明によれば、コス
トアップおよび制御の高速化を伴うことなく、コンバー
タ制御装置の制御周期と電源電圧の変動周期とに起因す
る２つのビートを１つのビートにまとめることができ
る。このため、本発明によれば、安価な方策により、電
動機の回転ムラおよび騒音を有効に抑制することができ
る。

【０１０４】請求項５または６記載の発明によれば、電
動機に供給される駆動信号をＰＷＭ制御することによ
り、電動機の駆動状態を精度良く制御することができ
る。また、本発明によれば、その駆動信号のデューティ
比が１００％未満の適当な値となるように、コンバータ
制御装置によって直流電圧が適当に制御される。その結
果、駆動信号のデューティ比に、直流電圧のリップル分
を補正するために必要な裕度が与えられる。従って、本
発明によれば、直流電圧に重畳するリップルの影響が電
動機の動作状態に及ぶのを阻止するうえで好適な状態を
実現することができる。

【０１０５】請求項７記載の発明によれば、リップル補
正部を追加することによって、電源周期に起因する電圧
リップルの影響を更に抑制することができる。リップル
補正部は、ソフトウェアの変更のみで実現することがで
きるため、本発明は、コストアップを伴うことなく実現
することが可能である。

【０１０６】請求項８乃至１０記載の発明によれば、そ
れぞれ、安価な構成で、電動機の負荷を正確に検出する
ことができる。このため、本発明によれば、リップル補
正部の機能を、安価に実現することができる。

【０１０７】請求項１１記載の発明によれば、インバー
タ制御装置内部の出力指令値が不安定である場合に、制
御ゲイン調整部によってコンバータ制御装置が用いる制
御ゲインを変更することができる。このため、本発明に
よれば、直流電圧に残存する電圧リップルに起因する電
動機の回転ムラを更に小さくすることができ、電動機の
静粛性を更に高めることができる。

【０１０８】請求項１２記載の発明によれば、インバー
タ制御装置値内部の出力指令値が不安定である場合に、
コンバータ制御装置の制御指令値に補正値を加えること
ができる。このため、本発明によれば、直流電圧に残存
する電圧リップルに起因する電動機の回転ムラを更に小
さくすることができ、電動機の静粛性を更に高めること
ができる。

【０１０９】請求項１３記載の発明によれば、上記のコ
ンバータ制御装置とインバータ制御装置とを有する電動
機の駆動制御装置を用いて、優れた静粛性を確保しつつ
圧縮機を効率よく駆動することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１の駆動制御装置のブロ
ック図である。

【図２】 図１に示すコンバータ制御装置のブロック図
である。

【図３】 図１に示すインバータ制御装置のブロック図
である。

【図４】 図１に示すコンバータ制御装置の内部で生成
される入力電圧および入力電流の波形である。

【図５】 図１に示すインバータ制御装置から電動機の
１つの相に供給される駆動信号の波形を示す図である。

【図６】 図１に示す電源周期に起因する電圧リップル
と電圧検出タイミングとを示す図である。

【図７】 図１に示すコンバータ制御装置による制御に
起因する電圧リップルの重畳した直流電圧の波形、およ
び、コンバータ制御装置およびインバータ制御装置にお
いて制御が開始されるタイミングを示す図である。

【図８】 本発明の実施の形態２の駆動制御装置が備え
るコンバータ制御装置のブロック図である。

【図９】 電源周期に起因する電圧リップルの重畳した
直流電圧の波形を示す図である。

【図１０】 コンバータ制御装置が電圧制御処理を開始
するタイミングの一例（実施の形態に対する対比例）を
示す図である。

【図１１】 コンバータ制御装置が高速で電圧制御処理
を実行する場合の動作を説明するための図である。

【図１２】 本発明の実施の形態２の駆動制御装置にお
いてコンバータ制御装置が採用する電圧制御処理の開始
タイミングを示す図である。

【図１３】 本発明の実施の形態３の駆動制御装置のブ
ロック図である。

【図１４】 図１３に示すリップル補正部のブロック図
である。

【図１５】 電源周期に起因する電圧リップルの重畳し
た直流電圧の波形および図１３に示すリップル補正部で
生成される補正パターンを示す図である。

【図１６】 本発明の実施の形態３の駆動制御装置の第
１変形例のブロック図である。

【図１７】 本発明の実施の形態３の駆動制御装置の第
２変形例のブロック図である。

【図１８】 本発明の実施の形態４の駆動制御装置のブ
ロック図である。

【図１９】 本発明の実施の形態５の駆動制御装置のブ
ロック図である。

【図２０】 図１９に示すコンバータ制御装置の補正部
分のブロック図である。

【図２１】 本発明の実施の形態６の駆動制御装置のブ
ロック図である。

【図２２】 デューティ比１００％の駆動信号の波形を
示す図である。

【図２３】 図２１に示す駆動制御装置において用いら
れる駆動信号の波形を示す図である。

【図２４】 従来の電動機の駆動制御装置のブロック図
である。

【符号の説明】

１０ 交流電源、 ２０ インバータ、 ２２ 電
動機、 ３０ コンバータ、３２ 電源周期検出部、
３４ コンバータ制御装置、 ３６ インバータ
制御装置、 ８４ リップル補正部、 ９２ 制御
ゲイン調整部、 ９４ 制御出力値補正部、 ９６
圧縮機。

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 7/63 H02M 7/12 H02M 7/217 H02M 7/48 H02M 7/5395

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
   タと、前記直流電圧の幅で振幅する駆動信号を電動機に
   供給するインバータとを備える電動機の駆動制御装置で
   あって、 前記コンバータから出力される前記直流電圧を電圧指令
   値に一致させるための電圧制御処理を所定周期で繰り返
   し実行するコンバータ制御装置と、 前記インバータから出力される駆動信号を前記直流電圧
   を基礎として制御するための駆動信号処理を所定周期で
   繰り返し実行するインバータ制御装置とを備え、前記コンバータ制御装置は、前記所定周期毎に、前記電
   圧制御処理の開始を指令する制御開始指令部を備え、 前記インバータ制御装置は、前記電圧制御処理の開始が
   指令された後、前記直流電圧が平均電圧となるのに要す
   る所定時間が経過した時点で前記駆動信号処理の開始を
   指令する制御開始指令部と、当該駆動信号処理が開始さ
   れると同時に前記直流電圧の検出処理を行う直流電圧検
   出部と、当該直流電圧検出部により検出された直流電圧
   値に基づいて前記駆動信号を生成する信号生成部とを備
   える ことを特徴とする電動機の駆動制御装置。
2. 【請求項２】 交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
   タと、前記直流電圧の幅で振幅する駆動信号を電動機に
   供給するインバータとを備える電動機の駆動制御装置で
   あって、 前記コンバータから出力される前記直流電圧を電圧指令
   値に一致させるための電圧制御処理を所定周期で繰り返
   し実行するコンバータ制御装置と、 前記インバータから出力される駆動信号を前記直流電圧
   を基礎として前記電動機を制御するための駆動信号処理
   を所定周期で繰り返し実行するインバータ制御装置とを
   備え、 前記コンバータ制御装置は、前記所定周期毎に、前記電
   圧制御処理の開始を指令する制御開始指令部を備え、 前記インバータ制御装置は、前記電圧制御処理の開始が
   指令されると同時に前記駆動信号処理の開始を指令する
   制御開始指令部と、当該駆動信号処理が開始されると同
   時に前記直流電圧の検出処理を行う直流電圧検出部と、
   当該直流電圧検出部により複数のサイクルで検出された
   直流電圧の平均値に基づいて前記駆動信号を生成する信
   号生成部とを備える ことを特徴とする電動機の駆動制御
   装置。
3. 【請求項３】 前記コンバータ制御装置は、前記電圧制
   御処理を電源電圧の変動周期と同期して繰り返し実行す
   ることを特徴とする請求項１または２記載の電動機の駆
   動制御装置。
4. 【請求項４】 交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
   タと、前記直流電圧の幅で振幅する駆動信号を電動機に
   供給するインバータと、を備える電動機の駆動制御装置
   であって、 前記直流電圧と電圧指令値との偏差を演算し、前記直流
   電圧と電圧指令値の両者を一致させるためのフィードバ
   ック制御で構成された電圧制御処理を電源電圧の変動周
   期と同期して繰り返し実行するコンバータ制御装置を備
   えることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
5. 【請求項５】 前記インバータ制御装置が実行する駆動
   信号処理は、電動機に供給される駆動信号をデューティ
   比とするＰＷＭ制御であると共に、 前記コンバータ制御装置に供給される電圧指令値は、前
   記駆動信号のデューティ比が１００％未満となるように
   設定されることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１
   項記載の電動機の駆動制御装置。
6. 【請求項６】 前記インバータ制御装置が実行する駆動
   信号処理は、電動機に供給される駆動信号をデューティ
   比とするＰＷＭ制御であり、 前記コンバータ制御装置に供給される電圧指令値は、前
   記駆動信号のデューティ比が所定値となるように設定さ
   れ、かつ、 前記所定値は、前記直流電圧に重畳するリップルを補正
   するうえで必要な裕度 を１００％から減じた値である
   ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項記載の電
   動機の駆動制御装置。
7. 【請求項７】 電源周期に起因して前記直流電圧に重畳
   する電圧リップルを相殺するためのリップル補正部を備
   えると共に、 前記インバータ制御装置は、前記リップル補正部に基づ
   いて、電源周期に起因する電圧リップルの影響が電動機
   に及ぶのを阻止するための補正を行うことを特徴とする
   請求項１乃至３および５乃至６の何れか１項記載の電動
   機の駆動制御装置。
8. 【請求項８】 前記リップル補正部は、電動機の回転数
   と前記インバータの出力電圧とに基づいてリップル補正
   を行うことを特徴とする請求項７記載の電動機の駆動制
   御装置。
9. 【請求項９】 前記リップル補正部は、交流電源からコ
   ンバータに流入する入力電流に基づいてリップル補正を
   行うことを特徴とする請求項７記載の電動機の駆動制御
   装置。
10. 【請求項１０】 前記リップル補正部は、コンバータか
    ら出力される前記直流電圧と電動機の回転数とに基づい
    てリップル補正を行うことを特徴とする請求項７記載の
    電動機の駆動制御装置。
11. 【請求項１１】 前記インバータ制御装置の出力指令値
    が所定時間中に変動する場合に、その出力指令値が安定
    するように、前記コンバータ制御装置による電圧制御処
    理の制御ゲインを変更する制御ゲイン調整部を備えるこ
    とを特徴とする請求項１乃至３および５乃至１０の何れ
    か１項記載の電動機の駆動制御装置。
12. 【請求項１２】 前記インバータ制御装置の出力指令値
    が所定時間中に変動する場合に、その出力指令値が安定
    するように、前記コンバータ制御装置の出力指令値に補
    正を施す制御出力値補正部を備えることを特徴とする請
    求項１乃至３および５乃至１０の何れか１項記載の電動
    機の駆動制御装置。
13. 【請求項１３】 前記電動機は圧縮機の駆動源であるこ
    とを特徴とする請求項１乃至３および５乃至１２の何れ
    か１項記載の電動機の駆動制御装置。