JP6340970B2 - 制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、モータを駆動する際の、電源周波数に起因する高調波電流を抑制しつつ、モータの回転に起因する高調波電流をも抑制する技術に関する。

（Ａ）特許文献１、２において紹介されるように、電力変換装置では、電源に流れる高調波電流が、電源電圧の周期に基づいた周期性を持つことに着目して、電流制御が行われている。

例えば、特許文献１では、高調波電流を抑制する装置としてアクティブフィルタを採用する。そしてアクティブフィルタは負荷入力Ｉｆに応じて補償出力Ｉａを流し、系統電源側に流れる電源電流Ｉｓにおいて高調波を抑制する。補償出力Ｉａの指令値と実際の補償出力との誤差量を電源位相毎に記憶する誤差量の積分手段が設けられる。この積分手段の演算結果が補償出力Ｉａを制御する。

また、特許文献２に示す電力変換装置では、高調波電流の対策として、交流電源側からの入力電流を正弦波に近づけるようにインバータ制御を行う。

（Ｂ）空気調和機の電動圧縮機などに用いるモータでは、トルクリプルやコギングトルクが発生する。

トルクリプルは、モータに供給される電流による磁束と、モータが備える磁石による磁束との相互作用（及びモータが備えるロータの突極性）に起因して発生する。例えば当該モータが三相モータであるとき、トルクリプルの周波数は、モータに供給される三相電流の基本波成分の６ｍ倍（ｍは正整数）と、モータの極対数との積になる。

コギングトルクはロータの位置に依存した、ステータとロータの静的な磁気吸引力の差から発生する。コギングトルクの周波数は、モータの磁極数とスロット数との最小公倍数に、モータの回転周波数を乗算することで算出される。

（Ｃ）電力変換装置として、その内部にエネルギー貯蔵要素を持たない、いわゆるコンデンサレスインバータと称されるものがある（例えば特許文献３）。これは電源から入力される交流電圧を整流して直流電圧を得るものの、当該直流電圧を平滑しない。そして直流電圧の脈動を前提として制御を行い、電解コンデンサ等の大きな部品の省略を可能とする。

特開２００１−１８６７５２号公報 特開２０１２−１５１９６３号公報 特開２００２−３５４８２６号公報

上記（Ｃ）で述べたコンデンサレスインバータでは、平滑回路が設けられていないので、上記（Ｂ）で述べたトルクリプルに起因する高調波電流が電源系統に流入する。よって電源高調波規制を満たすことができない。

特許文献１では、電源高調波を発生させる負荷として、コンデンサレスインバータを想定していない。モータを駆動した際に発生する高調波電流は電源周期と一致せず、当該高調波電流が電源系統へ流入することを抑制できない。

特許文献２においても、コギングトルクのようにモータ回転数に起因する高調波電流を抑制する事はできない。

そこでこの発明は、モータの回転周波数を電源周波数に基づいた値に設定する事で、電源に由来する高調波電流とともに、モータの回転に由来する高調波電流を低減することを目的とする。

この発明にかかる制御装置（３〜８；５１〜５９）は、交流電源（１，１ｂ）から得た第１の交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路（２１）と、前記直流電圧を第２の交流電圧に変換するインバータ（２３）と、前記第２の交流電圧で駆動されるモータ（２４）とを備える駆動系（２）に対し、前記モータの回転周波数（ｆｍ）の指令値たる周波数指令（ｆｍ＊）を用い、前記第１の交流電圧の周期たる電源周期（Ｔｓ）の第１整数（Ａ）倍の制御周期（Ｔｃ＝Ａ・Ｔｓ）で周期的に制御する装置である。

そしてその第１の態様は、前記周波数指令（ｆｍ＊）を、前記回転周波数に対する高調波の次数（ｈ）と前記制御周期との積の逆数（１／（Ａ・Ｔｓ・ｈ））の第２整数（ｎ）倍として生成する周波数指令生成部（３０１；５２）を備える。

この発明にかかる制御装置（３〜８）の第２の態様は、その第１の態様であって、前記交流電源に対して前記駆動系と並列に接続されるアクティブフィルタ（６）を更に備える。そして前記アクティブフィルタへ流す電流（ｉｄ，ｉｑ）が、前記電源周期の逆数たる電源周波数（ｆｓ＾，ｆｓ０）に基づいて制御される。

この発明にかかる制御装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記アクティブフィルタ（６）で、前記電源周波数の実測値（ｆｓ＾）が求められ、当該実測値が前記周波数指令生成部において前記電源周波数として採用される。

この発明にかかる制御装置の第４の態様（５１〜５９）は、その第１の態様であって、前記駆動系に流れる電流（ｉｄｃ）が、前記電源周期の逆数たる電源周波数（ｆｓ＾，ｆｓ０）に基づいて制御される。

この発明にかかる制御装置の第５の態様は、その第４の態様であって、前記駆動系（２）で、前記電源周波数の実測値（ｆｓ＾）が求められ、当該実測値が前記周波数指令生成部において前記電源周波数として採用される。

この発明にかかる制御装置の第６の態様は、その第２〜５の態様のいずれかであって、前記電流（ｉｄ，ｉｑ；ｉｄｃ）の、その指令値（ｉｄ＊，ｉｑ＊；ｉｄｃ＊）に対する第１偏差（Δｉｄ，Δｉｑ；Δｉｄｃ）、または前記第１偏差に対して少なくとも比例積分制御を行った結果に、繰り返し周期（Ｔｒ）での繰り返し演算を行って出力する演算部（７１ｄ、７１ｑ；５５３）を更に備える。前記繰り返し周期は前記制御周期（Ｔｃ）の第３整数（Ｊ）倍であり、前記演算部の出力に基づいて前記電流が制御される。

この発明にかかる制御装置の第７の態様は、その第１〜５の態様のいずれかであって、前記第１整数（Ａ）は、前記モータ（２４）の極対数（ｐ）と、前記電源周期（Ｔｓ）の逆数たる電源周波数（ｆｓ０：ｆｓ＾）との積を、前記次数（ｈ）で除した値を整数に切り上げた値である。

この発明にかかる制御装置の第８の態様は、その第１〜７の態様のいずれかであって、前記周波数指令生成部（３０１；５２）には前記周波数指令（ｆｍ＊）の基礎となる周波数原指令（ｆｎ＊）が入力される。そして前記第２整数（ｎ）は、前記周波数原指令と前記第１整数と前記次数（ｈ）との積を前記電源周期の逆数たる電源周波数（ｆｓ０：ｆｓ＾）で除した値に最も近い整数である。

この発明にかかる制御装置の第９の態様は、その第２〜８の態様のいずれかであって、前記周波数指令（ｆｍ＊）を調整周波数（Δｆ）で修正して周波数修正指令（ｆｍ＊＊）を生成する指令値修正部（３０３）と、前記電流（ｉｄ，ｉｑ；ｉｄｃ）の脈動分（ｉｄｍ）の前記指令値（ｉｄ＊，ｉｑ＊；ｉｄｃ＊）に対する第２偏差（Δｉｄｍ）を求める偏差取得部（３０４，３０５）と、前記第２偏差に基づいて前記調整周波数を得る調整周波数生成部（３０６）とを更に備える。

この発明にかかる制御装置の第１の態様によれば、回転周波数に対する高調波の周期の第２整数倍が制御周期と一致するので、第１の交流電圧を供給する電源に由来する高調波の低減が、モータの回転に由来する高調波の低減につながる。

この発明にかかる制御装置の第２の態様によれば、アクティブフィルタに補償電流を流すことができ、電源およびモータの回転に由来する高調波を低減できる。

この発明にかかる制御装置の第３の態様によれば、高調波電流の補償を精度良く行うことができる。

この発明にかかる制御装置の第４の態様によれば、駆動系に流す電流を制御することにより、電源およびモータの回転に由来する高調波を低減できる。

この発明にかかる制御装置の第５の態様によれば、高調波電流の補償を精度良く行うことができる。

この発明にかかる制御装置の第６の態様によれば、繰り返し制御における周期が制御周期の整数倍であるので、第１の交流電圧を供給する電源およびモータの回転に由来する高調波を繰り返し制御によって抑制できる。

この発明にかかる制御装置の第７の態様によれば、演算部において繰り返し制御等に必要な記憶容量を抑制できる。

この発明にかかる制御装置の第８の態様によれば、周波数原指令に近い周波数指令を生成できる。

この発明にかかる制御装置の第９の態様によれば、電源電流において、モータの回転に由来する高調波電流が最小となるように周波数指令が調整されるので、当該高調波の周期（１／（ｈ・ｆｍ））に対する制御周期（Ｔｃ）の比が第２整数（ｎ）からのずれによる制御の誤差を低減する。

この発明を実施するための第１の実施の形態を示すブロック図である。 この発明を実施するための第１の実施の形態を示すブロック図である。 比例積分微分制御器及び繰返し制御器の構成を示すブロック図である。 比例積分微分制御器及び繰返し制御器の構成を示すブロック図である。 本実施の形態にかかる技術における諸量の波形を示すグラフである。 比較技術における諸量の波形を示すグラフである。 この発明を実施するための第２の実施の形態を示すブロック図である。 第１の実施の形態の変形を示すブロック図である。

第１の実施の形態．
図１及び図２はこの発明を実施するための第１の実施の形態を示すブロック図である。図１において破線で示されたアクティブフィルタ制御装置７及びローパスフィルタ９についての詳細及びローパスフィルタ９に接続された連系リアクトル４及び並列形アクティブフィルタ６の構成が図２に示されている。

図１を参照して、三相の交流電源１は負荷２へと三相の負荷電流Ｉｏを供給する。図２を参照して、並列形アクティブフィルタ６は交流電源１に対して負荷２と並列に、三相の連系リアクトル４を介して接続され、三相の補償電流Ｉｃを出力する。

なお、ここでは補償電流Ｉｃについて交流電源１から並列形アクティブフィルタ６へ向かう方向を正に採っており、交流電源１から流れる電源電流Ｉｓと補償電流Ｉｃの差が負荷電流Ｉｏであるとして説明する。

もちろん、補償電流Ｉｃの向きを当該実施の形態の説明と逆向きに採っても、それは補償電流Ｉｃの極性の符号（正負）が変わるに過ぎない。

図２を参照して、並列形アクティブフィルタ６は例えばインバータ６１とコンデンサ６２とを備える。インバータ６１は補償電流Ｉｃを入出力することにより、コンデンサ６２を直流電圧Ｖｄｃに充放電する。

例えばインバータ６１は電圧形インバータであり、３つの電流経路がコンデンサ６２に対して並列に接続され、各々の電流経路において二つのスイッチング素子が設けられる。

アクティブフィルタ制御装置７は変圧器７０１、電源周波数・位相演算部７０２、ｄｑ変換器７０３，７１１、ハイパスフィルタ７０４，７０５、減算器７０７，７１２，７１３、比例積分微分制御器７０８、比例積分微分制御器７１４，７１５、加算器７０９，７１８，７１９、及び繰返し制御器７１６，７１７を有している。

変圧器７０１は交流電源１の三相電圧Ｖｓの一相分を検出し、これを電源周波数・位相演算部７０２に与える。電源周波数・位相演算部７０２は電源周波数ｆｓ＾と位相θｓとを検出する。電源周波数ｆｓ＾はこのようにして実測値として得てもよいし、後述するように、電源周波数の公称値ｆｓ０を用いてもよい。

位相θｓはｄｑ変換器７０３，７１１、繰返し制御器７１６，７１７に伝えられ、電源周波数ｆｓ＾は繰返し制御器７１６，７１７と、後述する周波数指令生成部３０１（図１参照）に伝えられる。

ｄｑ変換器７０３は検出された負荷電流Ｉｏを三相／二相変換する。ｄ軸及びｑ軸は電源周波数・位相演算部７０２で検出された位相と同期して回転する回転座標系である。

この際、負荷電流Ｉｏは三相であるので、そのうちの二相（Ｒ相、Ｔ相）分の負荷電流ｉｒ，ｉｔが検出されれば負荷電流Ｉｏのｄ軸成分及びｑ軸成分を得ることができる。図１及び図２ではそのように二相分の負荷電流ｉｒ，ｉｔが検出される場合を例示している。

ｄｑ変換器７１１は検出された補償電流Ｉｃを三相／二相変換してｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを得る。この際、補償電流Ｉｃも三相であるので、そのうちの二相分が検出されればｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを得ることができる。図２ではそのように二相（Ｒ相、Ｔ相）分の電流ｉｃｒ，ｉｃｔが検出される場合を例示している。

ハイパスフィルタ７０４，７０５はそれぞれ、負荷電流Ｉｏのｄ軸成分及びｑ軸成分の直流成分を除去する。

負荷電流Ｉｏのうち、交流電源１の位相と同期する成分は、ｄ軸成分、ｑ軸成分のいずれにおいても直流分として現れる。つまり負荷電流Ｉｏに高調波成分が無ければｄ軸成分、ｑ軸成分は直流となる。よって上記ハイパスフィルタ７０４，７０５は、負荷電流Ｉｏのｄ軸成分、ｑ軸成分のうち、高調波成分のみを出力する。

補償電流Ｉｃのｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑは、位相のずれなく負荷電流Ｉｏの高調波成分と一致すれば、負荷電流Ｉｏの高調波成分を負担することになり、電源電流Ｉｓには高調波成分が発生しない。従ってハイパスフィルタ７０４，７０５は、後述するｄ軸における修正を無視すれば、補償電流Ｉｃのｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑの指令値を出力すると言える。

さて、ｑ軸電流ｉｑの指令値ｉｑ＊はハイパスフィルタ７０５から得ることができる。また、ｑ軸電流ｉｑの指令値ｉｑ＊についてハイパスフィルタ７０５を用いることなく、その直流成分も補償するように構成することで、基本波力率を改善することができる。

他方、ｄ軸電流ｉｄの指令値ｉｄ＊はハイパスフィルタ７０４の出力に対して直流電圧Ｖｄｃの変動に対応するための修正が行われる。具体的には下記のように修正される。

減算器７０７はコンデンサ６２が支える直流電圧Ｖｄｃとその指令値Ｖｄｃ＊との偏差を求める。比例積分微分制御器７０８は減算器７０７から得られた偏差に比例積分制御を行って修正値を求める。当該修正値はハイパスフィルタ７０４の出力と加算器７０９によって加算される。これにより、直流電圧Ｖｄｃの変動の影響が小さなｄ軸電流指令値ｉｄ＊が、加算器７０９から得られる。

減算器７１２，７１３は、それぞれ偏差Δｉｄ，Δｉｑを出力する。偏差Δｉｄはｄ軸電流ｉｄを指令値ｉｄ＊から差し引いて求められる。偏差Δｉｑはｑ軸電流ｉｑを指令値ｉｑ＊から差し引いて求められる。

比例積分微分制御器７１４，７１５は、それぞれ偏差Δｉｄ，Δｉｑに対して比例積分微分制御を行って比例積分微分結果たる値ｉｄｏ，ｉｑｏを出力する。

繰返し制御器７１６，７１７は、それぞれ偏差Δｉｄ，Δｉｑに対して後述する繰り返し制御を行って値ｉｄｒ１，ｉｑｒ１を出力する。

加算器７１８は値ｉｄｏ，ｉｄｒ１同士を加算して電圧指令値Ｖｉｄを出力する。加算器７１９は値ｉｑｏ，ｉｑｒ１同士を加算して電圧指令値Ｖｉｑを出力する。

減算器７１２と、比例積分微分制御器７１４と、繰返し制御器７１６と、加算器７１８とは相まって、演算部７１ｄとして把握することができる。当該演算部７１ｄは、補償電流Ｉｃのｄ軸電流ｉｄの、その指令値ｉｄ＊に対する偏差Δｉｄに対して、後述する繰り返し制御を伴った繰り返し演算を行って、電圧指令値Ｖｉｄを出力する。

減算器７１３と、比例積分微分制御器７１５と、繰返し制御器７１７と、加算器７１９とは相まって、演算部７１ｑとして把握することができる。当該演算部７１ｑは、補償電流Ｉｃのｑ軸電流ｉｑの、その指令値ｉｑ＊に対する偏差Δｉｑに対して、後述する繰り返し制御を伴った繰り返し演算を行って、電圧指令値Ｖｉｑを出力する。

指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊は、例えばここでは交流電源１が三相電圧を供給するので、定常状態においては当該三相電圧の周期の１／６倍の周期を有して当該三相電圧と同期する。

駆動信号生成回路８は、電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑに基づいて、例えばＰＷＭ（パルス幅変調）演算を行うことにより、並列形アクティブフィルタ６、とりわけインバータ６１の駆動を制御する駆動信号Ｇを生成する。つまり駆動信号生成回路８はインバータ６１を制御するインバータ制御部として把握することもできる。また電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑは間接的に並列形アクティブフィルタ６を制御するということもできる。かかる機能を有する駆動信号生成回路８の構成は周知であるので、ここでの説明は省略する。

なお、ローパスフィルタ９は、補償電流Ｉｃのリプルを除去する観点から、例えば連系リアクトル４と変圧器７０１との間に、設けられることが望ましい。ここではローパスフィルタ９は一相分のみを図示しているが、実際には三相分設けられる。

図１を参照して、本実施の形態での例示では、負荷２はインバータ２３と、インバータ２３で制御されるモータ２４とを含む。モータ２４は例えば空気調和機において冷媒（不図示）を圧縮する圧縮機を駆動する。負荷２は更に、インバータ２３へと直流電源を供給するために整流回路たるコンバータ２１と、コンバータ２１とインバータ２３との間で並列に介挿されるローパスフィルタ２２とをも含んでいる。負荷２はモータ２４で外部の装置（例えば上述の例では圧縮機）を駆動する駆動系として把握することができる。コンバータ２１は例えばダイオードブリッジであり、インバータ２３は例えば電圧形インバータである。コンバータ２１は交流電源から得られた第１の交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧はインバータ２３によって第２の交流電圧（例えば三相交流電圧）に変換して出力する。

図３は比例積分微分制御器７１４及び繰返し制御器７１６の構成を、減算器７１２、加算器７１８、との接続関係も含めて示すブロック図である。

比例積分微分制御器７１４は偏差Δｉｄを処理するので、以下では偏差処理部とも称する。偏差処理部７１４は、比例演算器７１４ｐと、積分演算器７１４ｉと、微分演算器７１４ｄと、加算器７１４ｓとを有する。

比例演算器７１４ｐは、指令値ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの偏差Δｉｄに対してゲインＫｐｄを乗算した結果ｉｄｐを出力する。積分演算器７１４ｉは、偏差Δｉｄの積分にゲインＫｉｄを乗算した値ｉｄｉを出力する。微分演算器７１４ｄは偏差Δｉｄを微分し、当該微分の結果にゲインＫｄｄを乗算した結果ｉｄｄを出力する。加算器７１４ｓは比例演算器７１４ｐが出力する値ｉｄｐと積分演算器７１４ｉが出力する値ｉｄｉと微分演算器７１４ｄが出力する値ｉｄｄとを加算して得られる値ｉｄｏを出力する。

繰返し制御器７１６は、遅延部７１６ｂと、加算器７１６ｓと、乗算器７１６ｃとを有する。

遅延部７１６ｂは、加算器７１６ｓの出力を、繰り返し周期Ｔｒの長さに亘って、位相θｓに応じて記憶する記憶装置によって実現される。ここで繰り返し周期Ｔｒは制御周期ＴｃのＪ倍（Ｊは正整数）である。制御周期Ｔｃはアクティブフィルタ制御装置７を周期的に制御する周期である。繰り返し周期Ｔｒは、当該記憶装置が記憶する周期であると把握することもできる。

制御周期Ｔｃは電源周波数ｆｓ＾の逆数である電源周期Ｔｓ（＝１／ｆｓ＾）のＡ倍（Ａは正整数）である。従って遅延部７１６ｂは、加算器７１６ｓの出力をＡ・Ｊ・Ｔｓの長さで遅延して出力することになる。

混同を避けるべく説明すると、例えば偏差Δｉｄは電源周期Ｔｓよりも短い演算周期Ｔｏ毎に得られ、演算周期Ｔｏは制御周期Ｔｃとは異なる。例えば演算周期Ｔｏが電源周期Ｔｓの１／２０であったとすれば、遅延部７１６ｂは２０・Ａ・Ｊ個のデータを格納することになる。通常、演算周期Ｔｏは一定であるので、電源周期Ｔｓが相違すれば（つまり電源周波数ｆｓ＾が相違すれば）遅延部７１６ｂが格納すべきデータ数も相違する。

加算器７１６ｓは、偏差Δｉｄと遅延部７１６ｂの出力とを加算して遅延部７１６ｂに入力する。乗算器７１６ｃは、遅延部７１６ｂの出力にゲインＫｒｄを乗算して値ｉｄｒ１を出力する。

図４は比例積分微分制御器７１５及び繰返し制御器７１７の構成を、減算器７１３、加算器７１９、との接続関係も含めて示すブロック図である。

比例積分微分制御器７１５は偏差Δｉｑを処理するので、以下では偏差処理部とも称する。偏差処理部７１５は、比例演算器７１５ｐと、積分演算器７１５ｉと、微分演算器７１５ｄと、加算器７１５ｓとを有する。

比例演算器７１５ｐは、指令値ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑとの偏差Δｉｑに対してゲインＫｐｑを乗算した結果ｉｑｐを出力する。積分演算器７１５ｉは、偏差Δｉｑの積分にゲインＫｉｑを乗算した値ｉｑｉを出力する。微分演算器７１５ｄは偏差Δｉｑを微分し、当該微分の結果にゲインＫｄｑを乗算した結果ｉｑｄを出力する。加算器７１５ｓは比例演算器７１５ｐが出力する値ｉｑｐと積分演算器７１５ｉが出力する値ｉｑｉと微分演算器７１５ｄが出力する値ｉｑｄとを加算して得られる値ｉｑｏを出力する。

繰返し制御器７１７は、遅延部７１７ｂと、加算器７１７ｓと、乗算器７１７ｃとを有する。

遅延部７１７ｂは、加算器７１７ｓの出力を、繰り返し周期Ｔｒの長さに亘って、位相θｓと関連づけて記憶する記憶装置によって実現される。繰り返し周期Ｔｒは、当該記憶装置が記憶する周期であると把握することもできる。従って遅延部７１７ｂは、加算器７１７ｓの出力をＡ・Ｊ・Ｔｓの長さで遅延して出力することになる。その格納すべきデータ数は遅延部７１６ｂと同様に、電源周波数ｆｓ＾に依存して相違する。

加算器７１７ｓは、偏差Δｉｑと遅延部７１７ｂの出力とを加算して遅延部７１７ｂに入力する。乗算器７１７ｃは、遅延部７１７ｂの出力にゲインＫｒｑを乗算して値ｉｑｒ１を出力する。

加算器７１６ｓ，７１７ｓは、遅延部７１６ｂ，７１７ｂの出力に対して低域透過処理を行ってから加算器７１４ｓ，７１５ｓの出力との加算を行うことが望ましい。電源インピーダンスとローパスフィルタ９のコンデンサとの共振など、高周波帯域で不安定化となることを防止し、制御対象システムにおける安定性を改善するからである。

かかる低域透過処理を行うべく、例えばローパスフィルタ７１６ａ，７１７ａが、繰返し制御器７１６、７１７において設けられる。

このようにして繰返し制御器７１６，７１７は繰り返し周期Ｔｒでの繰り返し制御を行う。このような外部から得られた周期（ここでは電源周期Ｔｓ）に基づいて繰り返し周期Ｔｒを調節する技術（例えば遅延部７１６ｂ，７１７ｂが格納すべきデータ数を調節する）は、例えば特許文献１等で公知の技術であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

上記の繰り返し制御によって演算部７１ｄ，７１ｑは繰り返し周期Ｔｒでの繰り返し演算を行うことになる。繰り返し周期Ｔｒは電源周期ＴｓのＡ・Ｊ倍（Ｔｒ＝Ａ・Ｊ・Ｔｓ）であるので、電源周波数ｆｓ＾を基本周波数とする高調波を抑制する制御が実現される。

アクティブフィルタ制御装置７は制御周期Ｔｃ＝Ａ・Ｔｓで駆動信号生成回路８を介して間接的に並列形アクティブフィルタ６を制御する。並列形アクティブフィルタ６は電源電流Ｉｓから補償電流Ｉｃを引き出す。よって補償電流Ｉｃによって間接的に駆動系２は制御周期Ｔｃで制御され、その際に電源周波数ｆｓ＾を基本周波数とする高調波が抑制される。

図１を参照して、インバータ２３は例えば電圧形インバータであり、そのスイッチング動作によって、モータ２４に交流電圧、例えば三相電圧を供給する。

インバータ２３のスイッチング動作は、インバータ制御部３によって制御される。具体的には、インバータ制御部３は周波数指令生成部３０１とインバータ制御器３０２とを有している。インバータ制御器３０２は、周波数指令ｆｍ＊を受け、モータ２４を周波数指令ｆｍ＊を指令値とする回転周波数ｆｍで回転させる制御を行う。このようなインバータ制御器３０２の機能は周知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

周波数指令生成部３０１は。回転周波数ｆｍに対する高調波の次数ｈと、制御周期Ｔｃとの積ｈ・Ｔｃの逆数のｎ倍（ｎは正整数）として生成する。即ち、電源周波数ｆｓ＾を導入し、Ｔｃ＝Ａ・Ｔｓを考慮して、式（１）で周波数指令ｆｍ＊を生成する。

ｆｍ＊＝（ｎ・ｆｓ＾）／（Ａ・ｈ）…（１）

かかる生成を行うため、周波数指令生成部３０１には次数ｈと、アクティブフィルタ制御装置７から、より具体的には図２を参照して電源周波数・位相演算部７０２から、電源周波数ｆｓ＾とを入力する。

このような周波数指令ｆｍ＊を指令値としてモータ２４を回転させ、回転周波数ｆｍを周波数指令ｆｍ＊に一致させることにより、モータ２４の回転に由来する高調波の周波数は、式（２）で表される。

ｈ・ｆｍ＝ｎ（ｆｓ＾／Ａ）＝ｎ／Ｔｃ…（２）

従って制御周期Ｔｃはモータ２４の回転に由来する高調波の周期（１／（ｈ・ｆｍ））のｎ倍の長さとなる。ｎは正整数であり、上述のように、駆動系２は制御周期Ｔｃで制御されるので、その際に周波数ｈ・ｆｍで表される高調波が抑制される。

このようにして、回転周波数ｆｍに対する高調波の周期（１／（ｈ・ｆｍ））のｎ倍が制御周期と一致するので、交流電源１で発生する高調波の低減が、モータ２４の回転に由来する高調波の低減につながる。

モータ２４の回転に由来する周波数ｈ・ｆｍで表される高調波を抑制するために制御周期Ｔｃに必要な長さは、上記においてｎが小さいほど短くなる。上述のようにＴｒ＝Ｊ・Ｔｃであるので、正整数Ｊが同じならば、制御周期Ｔｃが短いほど、記憶装置７１６ｂ，７１７ｂの記憶容量も小さくて済む。

他方、正整数Ａは、制御周期Ｔｃの電源周期Ｔｓに対する比Ａとして把握することができる。そこでｎを小さくするように比Ａを設定する。

具体的には比Ａを、極対数ｐと電源周波数ｆｓ＾との積を次数ｈで除した値を整数に切り上げた値とする。即ち、記号roundup［］を［］の内部の値を整数に切り上げる関数として採用して、比Ａは式（３）で表される。

Ａ＝roundup［（ｆｓ＾／ｈ）・ｐ］…（３）

ここで、比Ａを求めるための整数への近似として「切り上げ」を採用したのは、繰り返し周期Ｔｒが制御周期Ｔｃの整数倍であり、かつ記憶装置７１６ｂ，７１７ｂが記憶すべきデータの量を決定するからである。換言すれば比Ａを求めるための整数への近似として「切り捨て」の処理を含む近似を採用すると、記憶装置７１６ｂ，７１７ｂが電源周期ＴｓのＡ・Ｊ倍の長さに亘るデータを格納できない場合があり、かかる場合を回避するためである。

このように正整数Ａを設定することにより、記憶装置７１６ｂ，７１７ｂの記憶容量が小さくて済む。

さて、通常、モータ２４の回転制御を行う場合、回転周波数を外部から指定する。ここではこのように指定された回転周波数を周波数原指令ｆｎ＊として扱う。周波数指令ｆｍ＊は周波数原指令ｆｎ＊を基礎として生成される。具体的には周波数指令ｆｍ＊は周波数原指令ｆｎ＊に近い値であって、かつ式（１）を満足させることが要求される。

比Ａについて、上述のように設定できる自由度を残すと、電源周波数ｆｓ＾及び次数ｈは周波数指令生成部３０１の外部から指定されるので、周波数指令生成部３０１は正整数ｎを以下のように設定する。

具体的には周波数原指令ｆｎ＊と比Ａと次数ｈとの積を電源周波数ｆｓ＾で除した値に最も近い整数として正整数ｎを設定する。即ち、記号rnd［］を［］の内部の値を最も近い整数に近似する関数として採用して、正整数ｎは式（４）で設定される。

ｎ＝rnd[ｆｎ＊・Ａ・ｈ／ｆｓ＾]…（４）

これは式（１）が式（５）のように変形できることからも妥当な設定であることは明確である。

ｆｍ＊＝ｎ／（（Ａ・ｈ）／ｆｓ＾）…（５）

なお、このように正整数ｎを選定することができるので、周波数指令生成部３０１には周波数原指令ｆｎ＊に代えて正整数ｎを入力してもよい。その場合、正整数ｎの選定には電源周波数ｆｓ＾を用いることなく、電源周波数の公称値ｆｓ０を採用することができる。その場合、周波数指令生成部３０１は式（６）の演算を行って周波数指令ｆｍ＊を生成することになる。

ｆｍ＊＝ｆｓ＾／（（Ａ・ｈ）・rnd[ｆｎ＊・Ａ・ｈ／ｆｓ０]）…（６）

このとき、比Ａとして式（３）を用いても良いし、式（３）において電源周波数ｆｓ＾を用いることなく、電源周波数の公称値ｆｓ０を採用してもよい。

図５は本実施の形態にかかる技術における諸量の波形を示すグラフであり、図６は比較技術における諸量の波形を示すグラフである。比較技術では本実施の形態においてｆｍ＊＝ｆｎ＊とし、かつ式（１）が満足されない場合を採用した。

図５及び図６のいずれも、上から第１段目に電源電流ＩｓのＲ相分の電流ｉｐｒを、第２段目に負荷電流ＩｏのＲ相分の負荷電流ｉｒを、第３段目に補償電流ＩｃのＲ相分の電流ｉｃｒを、第４段目にｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを、それぞれ示している。横軸には時間を採用した。

図５から分かるように、本実施の形態にかかる技術は従来技術と比較して、モータ２４のトルクを発生させるｑ軸電流ｉｑのリップルを低減していることがわかる。これにより、従来技術と同程度に電源周波数ｆｓ＾を基本周波数とするリップルを低減しつつも、本実施の形態にかかる技術は従来技術よりもより高い周波数（これはモータ２４の回転周波数の高調波に対応する）のリップルが低減されていることがわかる。

第２の実施の形態．
本発明の摘要はアクティブフィルタに限定されるものではない。例えば特許文献２に示されるように、モータ電流への指令値を制御することによって電源高調波を低減する技術へと、本発明を適用することができる。

図７はこの発明を実施するための第２の実施の形態を示すブロック図である。コンバータ２１、ローパスフィルタ２２、インバータ２３、モータ２４については第１の実施の形態で説明したとおりである。但し、第２実施の形態ではコンバータ２１は交流電源１ｂから単相交流を受け、これを全波整流する。

また、第２の実施の形態においてコンバータ２１とインバータ２３との間に流れる電流ｉｄｃは、電流検出部５で検出され、補償電流指令生成部５５に入力される。

補償電流指令生成部５５には電源周波数・位相演算部５１から、電源周波数ｆｓ＾、位相θｓも入力され、補償電流指令値ｉｄｑ２＊が出力される。電源周波数・位相演算部５１は、駆動系２に含めて構成してもよい。

本実施の形態でも特許文献２と同様にして、メイン指令生成部５４がメイン電流指令値ｉｄｑ１＊を生成する。より具体的には、減算器５３によって、回転周波数ｆｍの、その指令値たる周波数指令ｆｍ＊に対する偏差Δｆｍを得る。そしてメイン指令生成部５４は当該偏差Δｆｍと位相θｓとに基づいて、メイン電流指令値ｉｄｑ１＊を生成する。

加算器５６においてメイン電流指令値ｉｄｑ１＊に補償電流指令値ｉｄｑ２＊が加算され、モータ２４に流れる電流ｉｄｑについての指令値ｉｄｑ＊が得られる。後述するように、補償電流指令値ｉｄｑ２＊は電源高調波を低減するために用いられる。

減算器５７は、電流ｉｄｑの、その指令値ｉｄｑ＊に対する偏差Δｉｄｑを出力する。モータ電流制御部５８は偏差Δｉｄｑを低減するための電圧指令値Ｖｄｑを生成し、これをＰＷＭ演算部５９に与える。ＰＷＭ演算部５９は、例えばＰＷＭ演算を行ってインバータ２３のスイッチングを制御する。

補償電流指令生成部５５は入力電流指令生成部５５１を有し、電流ｉｄｃの指令値ｉｄｃ＊を生成する。このような入力電流指令生成部５５１の機能は例えば特許文献２において示されるように公知の技術であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

補償電流指令生成部５５は減算器５５２と、演算部５５３とを更に有する。減算器５５２は電流ｉｄｃの、その指令値ｉｄｃ＊に対する偏差Δｉｄｃを出力する。

演算部５５３は減算器５５２と相まって第１の実施の形態で示された演算部７１ｄと同様に構成される。即ち減算器５５２は演算部７１ｄの減算器７１２に相当し、演算部５５３は、演算部７１ｄの比例積分微分制御器７１４、繰返し制御器７１６、加算器７１８にそれぞれ相当する、比例積分微分制御器５５３ａと、繰返し制御器５５３ｂと、加算器５５３ｃとを有している。

比例積分微分制御器５５３ａは比例積分微分制御器７１４と類似して、偏差Δｉｄｃを入力する。繰返し制御器５５３ｂは繰返し制御器７１６と類似して、偏差Δｉｄｃと、電源周波数ｆｓ＾と、位相θｓとを入力する。加算器５５３ｃは加算器７１８と類似して、比例積分微分制御器５５３ａの出力と、繰返し制御器５５３ｂの出力とを加算する。

よって演算部５５３によって、演算部７１ｄと同様にして、電源周波数ｆｓ＾の高調波を低減することができる。補償電流指令値ｉｄｑ２＊が得られる。但し第１の実施の形態とは異なり、本実施の形態では電圧指令値ではなく、電流指令値ｉｄｑ＊を求めるので、演算部５５３の出力は補償電流指令値ｉｄｑ２＊として扱われる。

本実施の形態では第１の実施の形態の周波数指令生成部３０１と同じ機能を果たす周波数指令生成部５２を採用し、これによって周波数指令ｆｍ＊を求める。即ち、電源周波数ｆｓ＾と周波数原指令ｆｎ＊と次数ｈとを入力し、第１の実施の形態と同様にして周波数指令ｆｍ＊を求める。

演算部５５３の動作も演算部７１ｄ，７１ｑの動作と同様に、繰り返し周期Ｔｒでの繰り返し演算を行う。よって第１の実施の形態と同様にして、交流電源１ｂで発生する高調波の低減が、モータ２４の回転に由来する高調波の低減につながる。

変形．
図８は第１の実施の形態の変形を示すブロック図である。本変形では、周波数指令ｆｍ＊を調整周波数Δｆで修正し、周波数修正指令ｆｍ＊＊を生成する技術を説明する。ハイパスフィルタ３０４は、電流ｉｄの脈動分（交流成分）ｉｄｍを生成する。減算器３０５は電流ｉｄの指令値ｉｄ＊から脈動分ｉｄｍを減算して偏差Δｉｄｍを出力する。よってハイパスフィルタ３０４と減算器３０５とはあいまって、電流ｉｄの脈動分ｉｄｍの（その指令値ｉｄ＊に対する）偏差Δｉｄｍを求める偏差取得部として把握することができる。

調整周波数生成部３０６は、偏差Δｉｄｍから調整周波数Δｆを求める。加算器３０３は調整周波数Δｆを周波数指令ｆｍ＊に加算して周波数修正指令ｆｍ＊＊を修正する指令値修正部として把握することができる。

偏差Δｉｄｍが大きいほど、モータ２４の回転に由来する高調波成分が大きいので、周波数指令ｆｍ＊を調整周波数Δｆで修正し、当該高調波成分をより低減する。

調整周波数生成部３０６は、例えばある偏差Δｉｄｍを得ている状態において、調整周波数Δｆを増大させて周波数修正指令ｆｍ＊＊を増大させる。これによって偏差Δｉｄｍが増大した場合には、調整周波数生成部３０６は調整周波数Δｆを小さく設定する。逆に調整周波数Δｆを増大させて偏差Δｉｄｍが増大した場合には、調整周波数生成部３０６は調整周波数Δｆを更に増大させる。

このようにして偏差Δｉｄｍを小さくするように周波数修正指令ｆｍ＊＊を生成することができ、以てモータ２４の回転に由来する高調波の低減につながる。

なお、上記の説明において電流ｉｄ、電流指令ｉｄ＊、周波数指令生成部３０１を、それぞれ電流ｉｄｑ、電流指令ｉｄｑ＊、周波数指令生成部５２と読み替えることにより、本変形を第２の実施の形態にも適用できることは明白である。

上記の説明は例示であって、本願発明は上記説明に限定されるものではない。上記の構成要素は、本願発明の作用を損なわない限り相互に組み合わせたり、省略することができる。例えばローパスフィルタ７１７ａ，７１６ａを省略してもよい。

また、第１の実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置７、インバータ制御器３０２は、マイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。これらは共通のマイクロコンピュータで構成されることが望ましい。両者が認識する電源周波数ｆｓ＾に誤差がなく、インバータ２３と並列形アクティブフィルタ６とが整合して動作するので、高調波電流をより精度良く補償することができる。

マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、アクティブフィルタ制御装置７、インバータ制御器３０２はこれに限らず、アクティブフィルタ制御装置７、インバータ制御器３０２によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

またインバータ６１のスイッチング素子にはワイドバンドギャップ素子を利用することも望ましい変形である。かかる素子は効率が高いので、電力変換の際の消費エネルギーを低減することができるからである。

これはまた、全体の装置を小型化できることにもつながる。そしてそれは全体の装置を設置するためのスペースを小さくすることになり、高調波抑制のための装置の設置率を高めることにもつながる。このような装置の設置率の高まりは、電源系統の高調波障害を減少させる観点でも望ましい。

また、スイッチング素子にはワイドバンドギャップ素子を利用することは、インバータ６１を駆動するためのキャリア信号の周波数を高める観点からも望ましい。これは更に、ローパスフィルタ９の小型化にもつながる。

同様に、インバータ２３についても、そのスイッチング素子にはワイドバンドギャップ素子を利用することも望ましい変形である。電力変換の際の消費エネルギーを低減し、またローパスフィルタ２２の小型化にもつながるからである。

特にローパスフィルタ２２の共振周波数を高めることができるので、モータに由来する高調波を減衰する効果が小さくても、並列形アクティブフィルタ６の補償により、電源系統への当該高調波の流出が抑制される。

あるいは繰返し制御器７１６，７１７，５５３ｂは、それぞれ比例積分微分制御器７１４，７１５，５５３ａの出力を、偏差Δｉｄ，Δｉｑ，Δｉｄｃに代えて入力し、繰り返し制御を行ってもよい。これにより、偏差Δｉｄ，Δｉｑ，Δｉｄｃに比例積分微分制御を行って得られた値（第１の実施の形態に即して言えば値ｉｄｏ，ｉｑｏ）と、これらに繰り返し制御を行って得られた値とが加算器７１８，７１９，５５３ｃで加算されて出力される。

このような処理により、第１の実施の形態に即して言えば、指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊の変動が周期的に急峻となっても、当該周期的に急峻な変化に対して電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑが、引いては補償電流Ｉｃが、応答性よく追従する。これは電源電流Ｉｓの高調波成分の低減に寄与する。同様に、第２の実施の形態に即して言えば、指令値ｉｄｃ＊の変動が周期的に急峻となっても、当該周期的に急峻な変化に対して電流指令値ｉｄｑ＊が、引いては電圧指令値Ｖｄｑが、応答性よく追従する。これも高調波成分の低減に寄与する。

また、比例積分微分制御器７１４，７１５，５５３ａにおける比例積分微分制御を、比例積分制御に代えてもよい。

１，１ｂ 交流電源
２ 負荷（駆動系）
２１ コンバータ（整流回路）
２３ インバータ
２４ モータ
３０１，５２ 周波数指令生成部
３０３ 加算器
３０４ ハイパスフィルタ
３０５ 減算器
３０６ 調整周波数生成部
６ 並列形アクティブフィルタ
７ アクティブフィルタ制御装置
７１ｄ，７１ｑ，５５３ 演算部

Claims (9)

1. 交流電源（１，１ｂ）から得た第１の交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路（２１）と、前記直流電圧を第２の交流電圧に変換するインバータ（２３）と、前記第２の交流電圧で駆動されるモータ（２４）とを備える駆動系（２）に対し、前記モータの回転周波数（ｆｍ）の指令値たる周波数指令（ｆｍ＊）を用い、前記第１の交流電圧の周期たる電源周期（Ｔｓ）の第１整数（Ａ）倍の制御周期（Ｔｃ＝Ａ・Ｔｓ）で周期的に制御する装置であって、
   前記周波数指令（ｆｍ＊）を、前記回転周波数に対する高調波の次数（ｈ）と前記制御周期との積の逆数（１／（Ａ・Ｔｓ・ｈ））の第２整数（ｎ）倍として生成する周波数指令生成部（３０１；５２）
   を備えた制御装置（３〜８；５１〜５９）。
2. 前記交流電源に対して前記駆動系と並列に接続されるアクティブフィルタ（６）
   を更に備え、
   前記アクティブフィルタへ流す電流（ｉｄ，ｉｑ）が、前記電源周期の逆数たる電源周波数（ｆｓ＾，ｆｓ０）に基づいて制御される、請求項１記載の制御装置（３〜８）。
3. 前記アクティブフィルタ（６）で、前記電源周波数の実測値（ｆｓ＾）が求められ、当該実測値が前記周波数指令生成部において前記電源周波数として採用される、請求項２記載の制御装置。
4. 前記駆動系に流れる電流（ｉｄｃ）が、前記電源周期の逆数たる電源周波数（ｆｓ＾，ｆｓ０）に基づいて制御される、請求項１記載の制御装置（５１〜５９）。
5. 前記駆動系（２）で、前記電源周波数の実測値（ｆｓ＾）が求められ、当該実測値が前記周波数指令生成部において前記電源周波数として採用される、請求項４記載の制御装置。
6. 前記電流（ｉｄ，ｉｑ；ｉｄｃ）の、その指令値（ｉｄ＊，ｉｑ＊；ｉｄｃ＊）に対する第１偏差（Δｉｄ，Δｉｑ；Δｉｄｃ）、または前記第１偏差に対して少なくとも比例積分制御を行った結果に、繰り返し周期（Ｔｒ）での繰り返し演算を行って出力する演算部（７１ｄ、７１ｑ；５５３）を更に備え、
   前記繰り返し周期は前記制御周期（Ｔｃ）の第３整数（Ｊ）倍であり、前記演算部の出力に基づいて前記電流を制御する、請求項２〜５のいずれか一つに記載の制御装置。
7. 前記第１整数（Ａ）は、前記モータ（２４）の極対数（ｐ）と、前記電源周期（Ｔｓ）の逆数たる電源周波数（ｆｓ０：ｆｓ＾）との積を、前記次数（ｈ）で除した値を整数に切り上げた値である、請求項１〜５のいずれか一つに記載の制御装置。
8. 前記周波数指令生成部（３０１；５２）には前記周波数指令（ｆｍ＊）の基礎となる周波数原指令（ｆｎ＊）が入力され、
   前記第２整数（ｎ）は、前記周波数原指令と前記第１整数と前記次数（ｈ）との積を前記電源周期（Ｔｓ）の逆数たる電源周波数（ｆｓ０：ｆｓ＾）で除した値に最も近い整数である、請求項１〜７のいずれか一つに記載の制御装置。
9. 前記周波数指令（ｆｍ＊）を調整周波数（Δｆ）で修正して周波数修正指令（ｆｍ＊＊）を生成する指令値修正部（３０３）と、
   前記電流（ｉｄ，ｉｑ；ｉｄｃ）の脈動分（ｉｄｍ）の前記指令値（ｉｄ＊，ｉｑ＊；ｉｄｃ＊）に対する第２偏差（Δｉｄｍ）を求める偏差取得部（３０４，３０５）と、
   前記第２偏差に基づいて前記調整周波数を得る調整周波数生成部（３０６）と
   を更に備える、請求項２〜８のいずれか一つに記載の制御装置。

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