JP3734583B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源に直列に接続されたリアクタを介して電源を短絡することにより電源力率を改善した電源装置に関し、特に高速動作が可能で制御性に優れた電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電源装置からより多くの有効電力を取り出すには、電源力率を改善することが有効であり、多くの有効電力を負荷の機器に供給することにより機器の最大能力を増大することができる。また、電源力率を改善することにより、近年問題となりつつある電源の高調波電流を低減できる場合が多く、国内外の高調波電流規制にも対応することができる。
【０００３】
電源装置の力率を改善する方法として、従来、例えば特開平７−７９４６号公報に開示されたものがある。この公報は、短絡素子によりリアクタを介して電源を短絡するものであり、具体的には負荷状態、短絡電流、高調波電流含有率、電源力率、波形歪率などに応じてリアクタの短絡開始までの遅延時間および短絡期間を決定している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の力率改善方法では、負荷状態などを検出手段で検出し、この検出結果に基づいてリアクタの短絡開始までの遅延時間および短絡時間を決定しているものであるため、該検出手段の検出遅れにより短絡信号にも遅延が発生し、短絡開始までの遅延時間や短絡時間が不適切なものとなり、応答性や安定性が悪化し、適切な制御ができないという問題がある。
【０００５】
なお、負荷状態の代わりに短絡電流、高調波電流含有率、電源力率、波形歪率などを使用しても同様に遅延が発生し、応答性や安定性が悪化し、適切な制御ができないという問題がある。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、負荷状態等に対応する内部的状態に基づいてリアクタの短絡制御を行うことにより高速に動作し、安定性および制御性に優れた電源装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ、該コンバータからの直流電力をパルス幅変調制御して交流電力に変換するインバータ、前記交流電源に直列に接続されたリアクタ、および前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を有する電源装置であって、前記インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比に基づいて前記短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、前記短絡手段を駆動するように制御して力率を改善する力率制御手段を有することを要旨とする。
【０００８】
請求項１記載の本発明にあっては、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、短絡手段を駆動制御して力率を改善しているため、検出手段などによる検出遅延もなく、高速かつ安定に動作することができる。
【００１１】
また、請求項２記載の本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ、該コンバータからの直流電力をパルス幅変調制御して交流電力に変換するインバータ、前記交流電源に直列に接続されたリアクタ、および前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を有する電源装置であって、前記インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および出力周波数に基づいて前記短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、前記短絡手段を駆動するように制御して力率を改善する力率制御手段を有することを要旨とする。
【００１２】
請求項２記載の本発明にあっては、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および出力周波数に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、短絡手段を駆動制御して力率を改善しているため、検出手段などによる検出遅延もなく、高速かつ安定に動作することができる。
【００１３】
請求項３記載の本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ、該コンバータからの直流電力をパルス幅変調制御して交流電力に変換するインバータ、該インバータに接続され、該インバータによって駆動される電動機、前記交流電源に直列に接続されたリアクタ、および前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を有する電源装置であって、前記インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および前記電動機の実回転数に基づいて前記短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、前記短絡手段を駆動するように制御して力率を改善する力率制御手段を有することを要旨とする。
【００１４】
請求項３記載の本発明にあっては、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および電動機の実回転数に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、短絡手段を駆動制御して力率を改善しているため、検出手段などによる検出遅延もなく、高速かつ安定に動作することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態について説明する。
【００１８】
図１は、本発明の第１の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。同図に示す電源装置は、交流電源１の一方の出力端に一端が接続されたリアクタ２を有し、該リアクタ２の他端は４個のダイオードからなる第１のダイオードブリッジ３と平滑用電解コンデンサ４，５，６とからなり、交流電源１からの交流電圧を倍電圧の直流電圧に整流する倍電圧整流回路を構成しているコンバータに接続されている。該コンバータからの直流電圧はインバータ回路７に供給されて、交流電圧に変換され、電動機８を駆動するようになっている。
【００１９】
また、交流電源１の両端にはリアクタ２を介して第２のダイオードブリッジ９が接続され、この第２のダイオードブリッジ９の両出力端には例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＴ、ＭＯＳＦＥＴなどからなるスイッチング素子である短絡素子１０が接続され、該短絡素子１０がオンした場合には、リアクタ２および第２のダイオードブリッジ９を介して交流電源１を短絡し、これにより電源装置の力率を改善しうるようになっている。
【００２０】
前記短絡素子１０の制御端子、すなわちベースはコントローラ１１内に設けられた力率改善制御手段１３に接続され、該力率改善制御手段１３によって短絡素子１０が駆動され、これにより短絡素子１０はオンするようになっている。
【００２１】
また、交流電源１の両端にはコントローラ１１内に設けられたゼロクロス検出手段１２が接続され、これによりゼロクロス検出手段１２は交流電源１の交流電圧がゼロクロス点を通過する時点を検出し、この検出信号を力率改善制御手段１３に供給するようになっている。
【００２２】
更に、コントローラ１１は、ゼロクロス検出手段１２および力率改善制御手段１３に加えて、インバータ制御手段１４を有し、該インバータ制御手段１４はインバータ回路７をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、これによりコンバータからの直流電圧を交流電圧に変換するようにインバータ回路７を制御している。また、インバータ制御手段１４からインバータ回路７をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号、具体的にはＰＷＭ信号のデューティ比信号が力率改善制御手段１３にも供給されるようになっている。
【００２３】
図２は、図１に示す電源装置の各部の信号の波形を示す図であり、特に短絡素子１０を駆動する力率改善制御手段１３の出力信号のパルス幅とインバータ回路７を駆動するインバータ制御手段１４からのＰＷＭ信号のデューティ比との関係を示している。図２において、２１は交流電源１の電圧波形、２２は力率改善を行った場合の交流電源１の電流波形、２３は短絡素子１０を駆動する力率改善制御手段１３の出力信号である短絡信号、２４はインバータ制御手段１４のＰＷＭ信号のデューティ比をアナログ値に変換して示しているものである。
【００２４】
図３は、図１に示す電源装置の動作原理をわかりやすく説明するための図１の要部の機能図である。図３に示すように、インバータ制御手段１４はインバータ回路７を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ比および出力周波数（変調周波数）を計算し、このように計算したＰＷＭ信号でインバータ回路７を制御するとともに、該ＰＷＭ信号のデューティ比を力率改善制御手段１３に供給し、力率改善制御手段１３はこのデューティ比に基づいて第２のダイオードブリッジ９および短絡素子１０からなる短絡回路９１を駆動する短絡信号２３、具体的には短絡開始時間と短絡期間を規定した短絡信号２３を発生し、この短絡信号２３で短絡素子１０を駆動し、これにより第２のダイオードブリッジ９、リアクタ２を介して交流電源１を短絡し、電源装置の力率を改善するというように本実施形態においてインバータ回路７を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比をインバータ制御手段１４から入手し、このデューティ比に基づいて短絡信号２３を生成しているものである。
【００２５】
インバータ回路７を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比は、インバータ回路７の瞬時出力電力とほぼ等価であると考えられるので、デューティ比に基づいて短絡信号を生成し、この短絡信号でリアクタ２を介して交流電源１を短絡することにより、電源装置の負荷の運転状態に対応した力率改善を行うことができることになる。
【００２６】
図１の電源装置の作用を更に詳しく説明する。図２の電圧波形２１で示すような正弦波の交流電圧が交流電源１から入力されると、この交流電圧のゼロクロス点がコントローラ１１のゼロクロス検出手段１２で検出され、力率改善制御手段１３に供給される。力率改善制御手段１３は、インバータ制御手段１４から供給されるＰＷＭ信号のデューティ比（図２の２４）に基づいて短絡信号２３のゼロクロス点からの短絡開始時間と短絡時間を計算し、この計算した短絡信号２３をゼロクロス検出手段１２で検出したゼロクロス点から短絡開始時間だけ遅延させて図２の２３で示すように出力して、短絡素子１０をオン状態に駆動し、これにより第２のダイオードブリッジ９、リアクタ２を介して交流電源１を短絡する。短絡信号２３の間、交流電源１を短絡した後、短絡素子１０をオフ状態に開放すると、リアクタ２に蓄積されたエネルギが負荷側に放出され、第１のダイオードブリッジ３およびコンデンサ４，５，６からなる倍電圧整流回路で整流され、インバータ回路７に供給される。
【００２７】
このように交流電源１をリアクタ２を介して短絡することにより、図２の電流波形２２で示すように電源電流の導通時間が拡大し、電源力率が改善されることになる。特に、本実施形態では、短絡信号をインバータ回路７を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて決定しており、このデューティ比はインバータ回路７の瞬時出力電力とほぼ等価であるため、電源装置の負荷の運転状態に対応した力率改善のための短絡信号が生成され、電源力率を最良の動作点で制御することができる。なお、従来は、例えば電流センサや電圧検出回路等の負荷状態の検出手段を設けていたが、本実施形態では、このような検出手段を必要としないため、検出手段の遅延の影響（ノイズフィルタ等のハード的な遅延）を受けることもない。また、従来のように負荷状態が変化したことを検出した後に、短絡信号の演算を行うこともないので、力率改善制御が遅延することもなく、高速に動作することができ、応答性および制御性を向上することができる。
【００２８】
また実際には、図２において短絡信号２３とデューティ比２４を示すように、ＰＷＭ信号のデューティ比２４が大きくなっていくのと同時に、力率改善制御手段１３からの短絡信号２３の短絡時間も長くなっていくので、負荷電流や出力電圧が急変動したり、ハンチングや振動を行うことはなく、常に安定した動作を実現することができる。
【００２９】
次に、短絡信号２３の短絡開始時間および短絡期間の計算例について説明する。最も簡単な計算は、１次関数を利用する方法であり、以下のように計算できる。
【００３０】
短絡開始時間＝−（デューティ比−Ａ）×Ｂ
短絡期間＝Ｃ×（デューティ比−Ｄ）
ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはシステムによって決定される定数である。
【００３１】
図４は、この計算結果の一例を示す図であり、横軸にデューティ比を取り、縦軸にゼロクロス点からの経過時間を示している。そして、斜線の部分が短絡期間である。短絡開始時間はデューティ比に対してほぼ一定であるが、短絡期間はデューティ比の増加とともに増大している。
【００３２】
なお、この説明では、１次関数を用いて短絡期間を計算したが、実際には他の関数を用いたり、予め計算した値をデータテーブルに格納しておき、その値を用いてもよい。また、デューティ比の範囲に応じて定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを変更したり、計算方法を変更することで、更に優れた制御が可能である。
【００３３】
次に、図５を参照して、本発明の第２の実施形態について説明する。図５に示す電源装置は、交流電源１の両端に接続され、該交流電源１からの交流電圧を全波整流する第１のダイオードブリッジ３の一方の出力端にリアクタ２の一端を接続し、リアクタ２の他端と第１のダイオードブリッジ３の他端との間に短絡素子１０を接続し、これにより該短絡素子１０によりリアクタ２、第１のダイオードブリッジ３を介して交流電源１を短絡するように構成するとともに、リアクタ２の他端を逆流防止用のダイオード１５を介して平滑用の電解コンデンサ６およびインバータ回路７に接続するように構成している。ダイオード１５は短絡素子１０がオンしてリアクタ２、第１のダイオードブリッジ３を介して交流電源１を短絡した場合に、平滑用電解コンデンサ６が短絡素子１０で短絡されないようにしているものである。
【００３４】
また、図５に示す電源装置は、図１の電源装置と同様に、交流電源１の一端がコントローラ１１のゼロクロス検出手段１２に接続され、短絡素子１０の制御端子であるベースが力率改善制御手段１３に接続され、インバータ回路７がインバータ制御手段１４に接続され、図１で説明したと同様に動作するようになっている。
【００３５】
図５に示す電源装置は、基本的には図３で説明した動作原理と同様に、インバータ回路７を制御するインバータ制御手段１４のＰＷＭ信号のデューティ比を力率改善制御手段１３に供給し、力率改善制御手段１３はこのデューティ比に基づいて短絡素子１０を駆動する短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を決定し、この短絡信号を短絡回路９１に供給して、短絡素子１０をオン状態に駆動し、これによりリアクタ２、第１のダイオードブリッジ３を介して交流電源１を短絡して、電源力率を改善しているものである。なお、図５の回路構成では、図３に示す短絡回路９１は第１のダイオードブリッジ３および短絡素子１０で構成されることになる。
【００３６】
更に詳しく説明すると、交流電源１の交流電圧はコントローラ１１のゼロクロス検出手段１２でゼロクロス点が検出され、この検出信号が力率改善制御手段１３に供給される。また、力率改善制御手段１３は、インバータ回路７を駆動制御するインバータ制御手段１４からのＰＷＭ信号のデューティ比を受け取り、このデューティ比に基づいて短絡信号の短絡開始時間と短絡期間を図２の短絡信号２３で示すように決定し、この短絡信号２３で短絡素子１０を導通制御し、これによりリアクタ２、第１のダイオードブリッジ３を介して交流電源１を短絡する。短絡信号２３の間、交流電源１を短絡した後、短絡素子１０をオフ状態に開放することにより、リアクタ２に蓄積されたエネルギが負荷側に放出され、ダイオード１５およびコンデンサ６からなる整流平滑回路で整流され、インバータ回路７に供給される。
【００３７】
このように交流電源１をリアクタ２を介して短絡することにより、図２の電流波形２２で示すように電源電流の導通時間が拡大し、電源力率が改善されることになる。特に、本実施形態の電源装置は、図１の実施形態と同様に、短絡信号をＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて決定しており、このデューティ比はインバータ回路７の瞬時出力電力とほぼ等価であるため、電源装置の負荷の運転状態に対応した力率改善のための短絡信号が生成され、電源力率を最良の動作点で制御することができる。
【００３８】
次に、図６を参照して、本発明の第３の実施形態について説明する。図６は、第３の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示しているものであり、その具体的回路構成は図１および図５に示すいずれの回路構成の電源装置でも同様に実施し得るものである。なお、図１および図５に示す電源装置の回路構成については既に詳述したので、図６のみを参照して、第３の実施形態の基本的動作についてのみ説明する。
【００３９】
第３の実施形態の電源装置は、図６に示すように、インバータ回路７を駆動制御するインバータ制御手段１４のＰＷＭ信号の出力周波数（変調周波数）を力率改善制御手段１３に供給し、これにより力率改善制御手段１３はＰＷＭ信号の出力周波数のみに基づいて短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を計算し、この計算した短絡信号を短絡回路９１に供給し、これにより交流電源１を短絡して、電源力率を改善しているものである。出力周波数（変調周波数）は、例えば、インバータ回路の負荷が誘導モータ等の場合には、インバータ回路から出力される交流電源の周波数に相当し、また、例えば、インバータ回路の負荷がブラシレスＤＣモータ等の場合には、通電相の切り替え周波数に相当する。
【００４０】
このように、デューティ比の代わりにインバータ制御手段１４からのＰＷＭ信号の出力周波数を使用しても、短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を適確に決定することができる。ＰＷＭ信号の出力周波数は、インバータ回路７の瞬時出力電力と強い相関があるので、電源装置の運転状態に対応した短絡信号を常に生成し、電源力率を最良の動作点で制御することが可能である。なお、従来は別途電流センサや電圧検出回路等の負荷状態の検出手段を設けていたが、本実施形態では、このような検出手段を必要としないため、検出手段の遅延の影響（ノイズフィルタ等のハード的な遅延）を受けることもない。また、従来のように負荷状態が変化したことを検出した後に、短絡信号の演算を行うこともないので、力率改善制御が遅延することもなく、高速に動作することができ、応答性および制御性を向上することができる。
【００４１】
短絡信号の短絡開始時間および短絡期間の計算列について説明する。最も簡単な計算は、１次関数を利用する方法であり、以下のように計算できる。
【００４２】
短絡開始時間＝−（出力周波数−Ａ）×Ｂ
短絡期間＝Ｃ×（出力周波数−Ｄ）
ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはシステムによって決定される定数である。なお、この計算では、１次関数を用いて短絡期間を計算したが、実際には他の関数を用いたり、予め計算した値をデータテーブルに格納しておき、その値を用いてもよい。また、出力周波数の範囲に応じて定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを変更したり、計算方法を変更することで、更に優れた制御が可能である。
【００４３】
次に、図７を参照して、本発明の第４の実施形態について説明する。図７は、図６の場合と同様に、第４の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示しているものであり、その具体的回路構成は図１および図５に示すいずれの回路構成の電源装置でも同様に実施し得るものである。なお、図１および図５に示す電源装置の回路構成については既に詳述したので、図７のみを参照して、第４の実施形態の基本的動作についてのみ説明する。
【００４４】
第４の実施形態の電源装置は、図７に示すように、インバータ回路７を駆動制御するインバータ制御手段１４がＰＷＭ信号のデューティ比および出力周波数を計算し、この計算したＰＷＭ信号でインバータ回路７を制御するとともに、インバータ制御手段１４はＰＷＭ信号のデューティ比と出力周波数の両方を力率改善制御手段１３に供給する。この結果、力率改善制御手段１３はデューティ比に加えて出力周波数に基づいて短絡信号の短絡開始時間と短絡期間を計算し、この計算した短絡信号を短絡回路９１に供給し、これにより交流電源１を短絡して、電源力率を改善しているものである。
【００４５】
ＰＷＭ信号のデューティ比と出力周波数は、インバータ回路７の瞬時出力電力と強い相関があるので、電源装置の運転状態に対応した短絡信号を常に生成し、電源力率を最良の動作点で制御することが可能である。また、従来のように、検出手段を必要としないため、検出手段の遅延の影響を受けることもなく、力率改善制御が遅延することもなく、高速に動作することができ、応答性および制御性を向上することができる。なお、第１ないし第３の実施形態に基づいてデューティ比と出力周波数のいずれかの変数により短絡信号を決定し、使用しなかった方の変数を用いて補正を行うようにすることも考えられる。
例えば、負荷にＤＣモータを接続した場合には、ＤＣモータの回転数に応じて起電圧が発生する。負荷トルクが軽い時には、回転数が早くなって起電圧が高くなるので、消費電力は低くなるがデューティ比は大きくなる。この時は、デューティ比のみで決定した短絡期間よりも短い短絡期間とする。また、負荷が重いときには、回転数が遅くなって起電圧が低くなるので、消費電力は高くなるがデューティ比が小さくなる。この時は、デューティ比のみで決定した短絡期間よりも長い短絡期間とする。従って、例えば、次式のように、
【数１】
短絡期間＝Ｃ×（デューティ比−Ｄ）−Ｅ×（実回転数−回転数Ｎ）
Ｃ，Ｄ，Ｅはシステムによって決定される定数である。
回転数Ｎ；本来、その時のデューティ比における回転数
（モータのＶ／Ｆカーブに基づき設定する。）
回転数による補正を行うことで、消費電力に合った短絡パルスを決定することが可能である。この一例を図４中の破線にて示す。
この例では、一次関数として補正を行っているが、モータの特性に合わせて、他の関数を用いたり、データテーブルを基に補正を行う方式も考えられる。
【００４６】
図８は、本発明の第５の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。同図に示す電源装置は、図１に示した電源装置においてインバータ回路７の出力に電動機８を接続するとともに、該電動機８の回転数をコントローラ１１に設けた回転数検出手段１６で検出し、この検出した電動機８の回転数を力率改善制御手段１３に供給し、これにより力率改善制御手段１３はインバータ制御手段１４からのＰＷＭ信号のデューティ比と回転数検出手段１６からの電動機８の回転数に基づいて短絡信号を決定するように構成しているものであり、この他の構成および作用は図１の電源装置と同じであり、同じ構成要素には同じ符号が付されている。
【００４７】
図９は、図８に示す電源装置の動作原理をわかりやすく説明するための図８の要部の機能図である。図９に示すように、インバータ制御手段１４はインバータ回路７を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比および出力周波数を計算し、この計算したＰＷＭ信号でインバータ回路７を制御するとともに、この計算したＰＷＭ信号のデューティ比を力率改善制御手段１３に供給する。また、インバータ回路７で駆動される電動機８の回転数、すなわち実回転周波数が前記回転数検出手段１６で検出され、この検出された電動機８の実回転周波数が力率改善制御手段１３に供給される。
【００４８】
力率改善制御手段１３は、このようにＰＷＭ信号のデューティ比および電動機８の実回転周波数を供給されると、デューティ比に基づいて短絡信号を決定するとともに、電動機８の実回転周波数によって力率改善のための短絡信号の補正を行う。例えば、電動機８の実回転周波数がシステムによって決定される予め予想された定常値と異なっている場合には、交流電源１の電圧が変動したかまたは電動機８の負荷トルクが変動したことなどが考えられるので、この場合にはインバータ回路７へ出力されるＰＷＭ信号のデューティ比を修正し、実回転周波数が目標回転周波数に近づくように電動機８を制御すると同時に、電動機８の実回転周波数に応じて短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を補正する。このようにして、電源電圧の変動や負荷トルクの変動の影響を受けないように高速で制御性の優れた力率改善制御を行うことができる。
【００４９】
次に、図１０を参照して、本発明の第６の実施形態について説明する。図１０は、第６の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示しているものであり、その具体的回路構成は図８に示した回路構成の電源装置で実施し得るものである。なお、図８に示す電源装置の回路構成については既に詳述したので、図１０のみを参照して、第６の実施形態の基本的動作についてのみ説明する。
【００５０】
第６の実施形態の電源装置は、図１０に示すように、インバータ回路７を駆動制御するインバータ制御手段１４のＰＷＭ信号の目標回転周波数を力率改善制御手段１３に供給するとともに、図８に示した回転数検出手段１６で検出した電動機８の実回転数である実回転周波数も力率改善制御手段１３に供給され、これにより力率改善制御手段１３は目標回転周波数と実回転周波数に基づいて短絡信号を決定する。更に具体的には、力率改善制御手段１３は、目標回転周波数に基づいて短絡信号を決定し、電動機８の実回転周波数により力率改善のための短絡信号の補正を行い、この補正された短絡信号により交流電源１を短絡して、電源力率を改善しているものである。
【００５１】
例えば、電動機８の実回転周波数がシステムによって決定される予め予想された定常値と異なっている場合には、交流電源１の電圧が変動したかまたは電動機８の負荷トルクが変動したことなどが考えられるので、この場合にはインバータ回路７へ出力されるＰＷＭ信号のデューティ比を修正し、実回転周波数が目標回転周波数に近づくように電動機８を制御すると同時に、電動機８の実回転周波数に応じて短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を補正する。これにより、電源電圧の変動や負荷トルクの変動の影響を受けないように高速で制御性の優れた力率改善制御を行うことができる。
【００５２】
なお、上記各実施形態において、リアクタ、短絡回路、コンデンサなどの接続位置を入れ替えても同様の力率改善機能および同様な効果を有する電源装置を構成することができるものであり、本発明はこのように入れ替え変更された種々の電源装置にも同様に適用し得るものである。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の本発明によれば、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、短絡手段を駆動制御することによりリアクタを介して交流電源を短絡して力率を改善しているので、従来のような検出手段などによる検出遅延もなく、電源力率が最良の点において高速かつ安定に動作することができる。
【００５５】
請求項２記載の本発明によれば、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および出力周波数に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、リアクタを介して交流電源を短絡して力率を改善しているので、従来のような検出手段などによる検出遅延もなく、電源力率が最良の点で高速かつ安定に動作することができる。
【００５６】
請求項３記載の本発明によれば、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および電動機の実回転数に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、リアクタを介して交流電源を短絡して力率を改善しているため、従来のような検出手段などによる検出遅延もなく、電源力率が最良の点で高速かつ安定に動作することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す電源装置の各部の信号の波形を示す図である。
【図３】図１に示す電源装置の動作原理をわかりやすく説明するための図１の要部の機能図である。
【図４】図１に示す電源装置においてデューティ比により計算された短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を示すグラフである。
【図５】本発明の第２の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示す図である。
【図７】本発明の第４の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示す図である。
【図８】本発明の第５の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。
【図９】図８に示す電源装置の動作原理をわかりやすく説明するための図の要部の機能図である。
【図１０】本発明の第６の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示す図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ リアクタ
３ 第１のダイオードブリッジ
４，５，６ コンデンサ
７ インバータ回路
８ 電動機
９ 第２のダイオードブリッジ
１０ 短絡素子
１１ コントローラ
１２ ゼロクロス検出手段
１３ 力率改善制御手段
１４ インバータ制御手段
１６ 回転数検出手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源に直列に接続されたリアクタを介して電源を短絡することにより電源力率を改善した電源装置に関し、特に高速動作が可能で制御性に優れた電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電源装置からより多くの有効電力を取り出すには、電源力率を改善することが有効であり、多くの有効電力を負荷の機器に供給することにより機器の最大能力を増大することができる。また、電源力率を改善することにより、近年問題となりつつある電源の高調波電流を低減できる場合が多く、国内外の高調波電流規制にも対応することができる。
【０００３】
電源装置の力率を改善する方法として、従来、例えば特開平７−７９４６号公報に開示されたものがある。この公報は、短絡素子によりリアクタを介して電源を短絡するものであり、具体的には負荷状態、短絡電流、高調波電流含有率、電源力率、波形歪率などに応じてリアクタの短絡開始までの遅延時間および短絡期間を決定している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の力率改善方法では、負荷状態などを検出手段で検出し、この検出結果に基づいてリアクタの短絡開始までの遅延時間および短絡時間を決定しているものであるため、該検出手段の検出遅れにより短絡信号にも遅延が発生し、短絡開始までの遅延時間や短絡時間が不適切なものとなり、応答性や安定性が悪化し、適切な制御ができないという問題がある。
【０００５】
なお、負荷状態の代わりに短絡電流、高調波電流含有率、電源力率、波形歪率などを使用しても同様に遅延が発生し、応答性や安定性が悪化し、適切な制御ができないという問題がある。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、負荷状態等に対応する内部的状態に基づいてリアクタの短絡制御を行うことにより高速に動作し、安定性および制御性に優れた電源装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ、該コンバータからの直流電力をパルス幅変調制御して交流電力に変換するインバータ、前記交流電源に直列に接続されたリアクタ、および前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を有する電源装置であって、前記インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比に基づいて前記短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、前記短絡手段を駆動するように制御して力率を改善する力率制御手段を有することを要旨とする。
【０００８】
請求項１記載の本発明にあっては、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、短絡手段を駆動制御して力率を改善しているため、検出手段などによる検出遅延もなく、高速かつ安定に動作することができる。
【００１１】
また、請求項２記載の本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ、該コンバータからの直流電力をパルス幅変調制御して交流電力に変換するインバータ、前記交流電源に直列に接続されたリアクタ、および前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を有する電源装置であって、前記インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および出力周波数に基づいて前記短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、前記短絡手段を駆動するように制御して力率を改善する力率制御手段を有することを要旨とする。
【００１２】
請求項２記載の本発明にあっては、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および出力周波数に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、短絡手段を駆動制御して力率を改善しているため、検出手段などによる検出遅延もなく、高速かつ安定に動作することができる。
【００１３】
請求項３記載の本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ、該コンバータからの直流電力をパルス幅変調制御して交流電力に変換するインバータ、該インバータに接続され、該インバータによって駆動される電動機、前記交流電源に直列に接続されたリアクタ、および前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を有する電源装置であって、前記インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および前記電動機の実回転数に基づいて前記短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、前記短絡手段を駆動するように制御して力率を改善する力率制御手段を有することを要旨とする。
【００１４】
請求項３記載の本発明にあっては、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および電動機の実回転数に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、短絡手段を駆動制御して力率を改善しているため、検出手段などによる検出遅延もなく、高速かつ安定に動作することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態について説明する。
【００１８】
図１は、本発明の第１の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。同図に示す電源装置は、交流電源１の一方の出力端に一端が接続されたリアクタ２を有し、該リアクタ２の他端は４個のダイオードからなる第１のダイオードブリッジ３と平滑用電解コンデンサ４，５，６とからなり、交流電源１からの交流電圧を倍電圧の直流電圧に整流する倍電圧整流回路を構成しているコンバータに接続されている。該コンバータからの直流電圧はインバータ回路７に供給されて、交流電圧に変換され、電動機８を駆動するようになっている。
【００１９】
また、交流電源１の両端にはリアクタ２を介して第２のダイオードブリッジ９が接続され、この第２のダイオードブリッジ９の両出力端には例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＴ、ＭＯＳＦＥＴなどからなるスイッチング素子である短絡素子１０が接続され、該短絡素子１０がオンした場合には、リアクタ２および第２のダイオードブリッジ９を介して交流電源１を短絡し、これにより電源装置の力率を改善しうるようになっている。
【００２０】
前記短絡素子１０の制御端子、すなわちベースはコントローラ１１内に設けられた力率改善制御手段１３に接続され、該力率改善制御手段１３によって短絡素子１０が駆動され、これにより短絡素子１０はオンするようになっている。
【００２１】
また、交流電源１の両端にはコントローラ１１内に設けられたゼロクロス検出手段１２が接続され、これによりゼロクロス検出手段１２は交流電源１の交流電圧がゼロクロス点を通過する時点を検出し、この検出信号を力率改善制御手段１３に供給するようになっている。
【００２２】
更に、コントローラ１１は、ゼロクロス検出手段１２および力率改善制御手段１３に加えて、インバータ制御手段１４を有し、該インバータ制御手段１４はインバータ回路７をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、これによりコンバータからの直流電圧を交流電圧に変換するようにインバータ回路７を制御している。また、インバータ制御手段１４からインバータ回路７をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号、具体的にはＰＷＭ信号のデューティ比信号が力率改善制御手段１３にも供給されるようになっている。
【００２３】
図２は、図１に示す電源装置の各部の信号の波形を示す図であり、特に短絡素子１０を駆動する力率改善制御手段１３の出力信号のパルス幅とインバータ回路７を駆動するインバータ制御手段１４からのＰＷＭ信号のデューティ比との関係を示している。図２において、２１は交流電源１の電圧波形、２２は力率改善を行った場合の交流電源１の電流波形、２３は短絡素子１０を駆動する力率改善制御手段１３の出力信号である短絡信号、２４はインバータ制御手段１４のＰＷＭ信号のデューティ比をアナログ値に変換して示しているものである。
【００２４】
図３は、図１に示す電源装置の動作原理をわかりやすく説明するための図１の要部の機能図である。図３に示すように、インバータ制御手段１４はインバータ回路７を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ比および出力周波数（変調周波数）を計算し、このように計算したＰＷＭ信号でインバータ回路７を制御するとともに、該ＰＷＭ信号のデューティ比を力率改善制御手段１３に供給し、力率改善制御手段１３はこのデューティ比に基づいて第２のダイオードブリッジ９および短絡素子１０からなる短絡回路９１を駆動する短絡信号２３、具体的には短絡開始時間と短絡期間を規定した短絡信号２３を発生し、この短絡信号２３で短絡素子１０を駆動し、これにより第２のダイオードブリッジ９、リアクタ２を介して交流電源１を短絡し、電源装置の力率を改善するというように本実施形態においてインバータ回路７を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比をインバータ制御手段１４から入手し、このデューティ比に基づいて短絡信号２３を生成しているものである。
【００２５】
インバータ回路７を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比は、インバータ回路７の瞬時出力電力とほぼ等価であると考えられるので、デューティ比に基づいて短絡信号を生成し、この短絡信号でリアクタ２を介して交流電源１を短絡することにより、電源装置の負荷の運転状態に対応した力率改善を行うことができることになる。
【００２６】
図１の電源装置の作用を更に詳しく説明する。図２の電圧波形２１で示すような正弦波の交流電圧が交流電源１から入力されると、この交流電圧のゼロクロス点がコントローラ１１のゼロクロス検出手段１２で検出され、力率改善制御手段１３に供給される。力率改善制御手段１３は、インバータ制御手段１４から供給されるＰＷＭ信号のデューティ比（図２の２４）に基づいて短絡信号２３のゼロクロス点からの短絡開始時間と短絡時間を計算し、この計算した短絡信号２３をゼロクロス検出手段１２で検出したゼロクロス点から短絡開始時間だけ遅延させて図２の２３で示すように出力して、短絡素子１０をオン状態に駆動し、これにより第２のダイオードブリッジ９、リアクタ２を介して交流電源１を短絡する。短絡信号２３の間、交流電源１を短絡した後、短絡素子１０をオフ状態に開放すると、リアクタ２に蓄積されたエネルギが負荷側に放出され、第１のダイオードブリッジ３およびコンデンサ４，５，６からなる倍電圧整流回路で整流され、インバータ回路７に供給される。
【００２７】
このように交流電源１をリアクタ２を介して短絡することにより、図２の電流波形２２で示すように電源電流の導通時間が拡大し、電源力率が改善されることになる。特に、本実施形態では、短絡信号をインバータ回路７を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて決定しており、このデューティ比はインバータ回路７の瞬時出力電力とほぼ等価であるため、電源装置の負荷の運転状態に対応した力率改善のための短絡信号が生成され、電源力率を最良の動作点で制御することができる。なお、従来は、例えば電流センサや電圧検出回路等の負荷状態の検出手段を設けていたが、本実施形態では、このような検出手段を必要としないため、検出手段の遅延の影響（ノイズフィルタ等のハード的な遅延）を受けることもない。また、従来のように負荷状態が変化したことを検出した後に、短絡信号の演算を行うこともないので、力率改善制御が遅延することもなく、高速に動作することができ、応答性および制御性を向上することができる。
【００２８】
また実際には、図２において短絡信号２３とデューティ比２４を示すように、ＰＷＭ信号のデューティ比２４が大きくなっていくのと同時に、力率改善制御手段１３からの短絡信号２３の短絡時間も長くなっていくので、負荷電流や出力電圧が急変動したり、ハンチングや振動を行うことはなく、常に安定した動作を実現することができる。
【００２９】
次に、短絡信号２３の短絡開始時間および短絡期間の計算例について説明する。最も簡単な計算は、１次関数を利用する方法であり、以下のように計算できる。
【００３０】
短絡開始時間＝−（デューティ比−Ａ）×Ｂ
短絡期間＝Ｃ×（デューティ比−Ｄ）
ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはシステムによって決定される定数である。
【００３１】
図４は、この計算結果の一例を示す図であり、横軸にデューティ比を取り、縦軸にゼロクロス点からの経過時間を示している。そして、斜線の部分が短絡期間である。短絡開始時間はデューティ比に対してほぼ一定であるが、短絡期間はデューティ比の増加とともに増大している。
【００３２】
なお、この説明では、１次関数を用いて短絡期間を計算したが、実際には他の関数を用いたり、予め計算した値をデータテーブルに格納しておき、その値を用いてもよい。また、デューティ比の範囲に応じて定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを変更したり、計算方法を変更することで、更に優れた制御が可能である。
【００３３】
次に、図５を参照して、本発明の第２の実施形態について説明する。図５に示す電源装置は、交流電源１の両端に接続され、該交流電源１からの交流電圧を全波整流する第１のダイオードブリッジ３の一方の出力端にリアクタ２の一端を接続し、リアクタ２の他端と第１のダイオードブリッジ３の他端との間に短絡素子１０を接続し、これにより該短絡素子１０によりリアクタ２、第１のダイオードブリッジ３を介して交流電源１を短絡するように構成するとともに、リアクタ２の他端を逆流防止用のダイオード１５を介して平滑用の電解コンデンサ６およびインバータ回路７に接続するように構成している。ダイオード１５は短絡素子１０がオンしてリアクタ２、第１のダイオードブリッジ３を介して交流電源１を短絡した場合に、平滑用電解コンデンサ６が短絡素子１０で短絡されないようにしているものである。
【００３４】
また、図５に示す電源装置は、図１の電源装置と同様に、交流電源１の一端がコントローラ１１のゼロクロス検出手段１２に接続され、短絡素子１０の制御端子であるベースが力率改善制御手段１３に接続され、インバータ回路７がインバータ制御手段１４に接続され、図１で説明したと同様に動作するようになっている。
【００３５】
図５に示す電源装置は、基本的には図３で説明した動作原理と同様に、インバータ回路７を制御するインバータ制御手段１４のＰＷＭ信号のデューティ比を力率改善制御手段１３に供給し、力率改善制御手段１３はこのデューティ比に基づいて短絡素子１０を駆動する短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を決定し、この短絡信号を短絡回路９１に供給して、短絡素子１０をオン状態に駆動し、これによりリアクタ２、第１のダイオードブリッジ３を介して交流電源１を短絡して、電源力率を改善しているものである。なお、図５の回路構成では、図３に示す短絡回路９１は第１のダイオードブリッジ３および短絡素子１０で構成されることになる。
【００３６】
更に詳しく説明すると、交流電源１の交流電圧はコントローラ１１のゼロクロス検出手段１２でゼロクロス点が検出され、この検出信号が力率改善制御手段１３に供給される。また、力率改善制御手段１３は、インバータ回路７を駆動制御するインバータ制御手段１４からのＰＷＭ信号のデューティ比を受け取り、このデューティ比に基づいて短絡信号の短絡開始時間と短絡期間を図２の短絡信号２３で示すように決定し、この短絡信号２３で短絡素子１０を導通制御し、これによりリアクタ２、第１のダイオードブリッジ３を介して交流電源１を短絡する。短絡信号２３の間、交流電源１を短絡した後、短絡素子１０をオフ状態に開放することにより、リアクタ２に蓄積されたエネルギが負荷側に放出され、ダイオード１５およびコンデンサ６からなる整流平滑回路で整流され、インバータ回路７に供給される。
【００３７】
このように交流電源１をリアクタ２を介して短絡することにより、図２の電流波形２２で示すように電源電流の導通時間が拡大し、電源力率が改善されることになる。特に、本実施形態の電源装置は、図１の実施形態と同様に、短絡信号をＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて決定しており、このデューティ比はインバータ回路７の瞬時出力電力とほぼ等価であるため、電源装置の負荷の運転状態に対応した力率改善のための短絡信号が生成され、電源力率を最良の動作点で制御することができる。
【００３８】
次に、図６を参照して、本発明の第３の実施形態について説明する。図６は、第３の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示しているものであり、その具体的回路構成は図１および図５に示すいずれの回路構成の電源装置でも同様に実施し得るものである。なお、図１および図５に示す電源装置の回路構成については既に詳述したので、図６のみを参照して、第３の実施形態の基本的動作についてのみ説明する。
【００３９】
第３の実施形態の電源装置は、図６に示すように、インバータ回路７を駆動制御するインバータ制御手段１４のＰＷＭ信号の出力周波数（変調周波数）を力率改善制御手段１３に供給し、これにより力率改善制御手段１３はＰＷＭ信号の出力周波数のみに基づいて短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を計算し、この計算した短絡信号を短絡回路９１に供給し、これにより交流電源１を短絡して、電源力率を改善しているものである。出力周波数（変調周波数）は、例えば、インバータ回路の負荷が誘導モータ等の場合には、インバータ回路から出力される交流電源の周波数に相当し、また、例えば、インバータ回路の負荷がブラシレスＤＣモータ等の場合には、通電相の切り替え周波数に相当する。
【００４０】
このように、デューティ比の代わりにインバータ制御手段１４からのＰＷＭ信号の出力周波数を使用しても、短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を適確に決定することができる。ＰＷＭ信号の出力周波数は、インバータ回路７の瞬時出力電力と強い相関があるので、電源装置の運転状態に対応した短絡信号を常に生成し、電源力率を最良の動作点で制御することが可能である。なお、従来は別途電流センサや電圧検出回路等の負荷状態の検出手段を設けていたが、本実施形態では、このような検出手段を必要としないため、検出手段の遅延の影響（ノイズフィルタ等のハード的な遅延）を受けることもない。また、従来のように負荷状態が変化したことを検出した後に、短絡信号の演算を行うこともないので、力率改善制御が遅延することもなく、高速に動作することができ、応答性および制御性を向上することができる。
【００４１】
短絡信号の短絡開始時間および短絡期間の計算列について説明する。最も簡単な計算は、１次関数を利用する方法であり、以下のように計算できる。
【００４２】
短絡開始時間＝−（出力周波数−Ａ）×Ｂ
短絡期間＝Ｃ×（出力周波数−Ｄ）
ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはシステムによって決定される定数である。なお、この計算では、１次関数を用いて短絡期間を計算したが、実際には他の関数を用いたり、予め計算した値をデータテーブルに格納しておき、その値を用いてもよい。また、出力周波数の範囲に応じて定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを変更したり、計算方法を変更することで、更に優れた制御が可能である。
【００４３】
次に、図７を参照して、本発明の第４の実施形態について説明する。図７は、図６の場合と同様に、第４の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示しているものであり、その具体的回路構成は図１および図５に示すいずれの回路構成の電源装置でも同様に実施し得るものである。なお、図１および図５に示す電源装置の回路構成については既に詳述したので、図７のみを参照して、第４の実施形態の基本的動作についてのみ説明する。
【００４４】
第４の実施形態の電源装置は、図７に示すように、インバータ回路７を駆動制御するインバータ制御手段１４がＰＷＭ信号のデューティ比および出力周波数を計算し、この計算したＰＷＭ信号でインバータ回路７を制御するとともに、インバータ制御手段１４はＰＷＭ信号のデューティ比と出力周波数の両方を力率改善制御手段１３に供給する。この結果、力率改善制御手段１３はデューティ比に加えて出力周波数に基づいて短絡信号の短絡開始時間と短絡期間を計算し、この計算した短絡信号を短絡回路９１に供給し、これにより交流電源１を短絡して、電源力率を改善しているものである。
【００４５】
ＰＷＭ信号のデューティ比と出力周波数は、インバータ回路７の瞬時出力電力と強い相関があるので、電源装置の運転状態に対応した短絡信号を常に生成し、電源力率を最良の動作点で制御することが可能である。また、従来のように、検出手段を必要としないため、検出手段の遅延の影響を受けることもなく、力率改善制御が遅延することもなく、高速に動作することができ、応答性および制御性を向上することができる。なお、第１ないし第３の実施形態に基づいてデューティ比と出力周波数のいずれかの変数により短絡信号を決定し、使用しなかった方の変数を用いて補正を行うようにすることも考えられる。
例えば、負荷にＤＣモータを接続した場合には、ＤＣモータの回転数に応じて起電圧が発生する。負荷トルクが軽い時には、回転数が早くなって起電圧が高くなるので、消費電力は低くなるがデューティ比は大きくなる。この時は、デューティ比のみで決定した短絡期間よりも短い短絡期間とする。また、負荷が重いときには、回転数が遅くなって起電圧が低くなるので、消費電力は高くなるがデューティ比が小さくなる。この時は、デューティ比のみで決定した短絡期間よりも長い短絡期間とする。従って、例えば、次式のように、
【数１】
短絡期間＝Ｃ×（デューティ比−Ｄ）−Ｅ×（実回転数−回転数Ｎ）
Ｃ，Ｄ，Ｅはシステムによって決定される定数である。
回転数Ｎ；本来、その時のデューティ比における回転数
（モータのＶ／Ｆカーブに基づき設定する。）
回転数による補正を行うことで、消費電力に合った短絡パルスを決定することが可能である。この一例を図４中の破線にて示す。
この例では、一次関数として補正を行っているが、モータの特性に合わせて、他の関数を用いたり、データテーブルを基に補正を行う方式も考えられる。
【００４６】
図８は、本発明の第５の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。同図に示す電源装置は、図１に示した電源装置においてインバータ回路７の出力に電動機８を接続するとともに、該電動機８の回転数をコントローラ１１に設けた回転数検出手段１６で検出し、この検出した電動機８の回転数を力率改善制御手段１３に供給し、これにより力率改善制御手段１３はインバータ制御手段１４からのＰＷＭ信号のデューティ比と回転数検出手段１６からの電動機８の回転数に基づいて短絡信号を決定するように構成しているものであり、この他の構成および作用は図１の電源装置と同じであり、同じ構成要素には同じ符号が付されている。
【００４７】
図９は、図８に示す電源装置の動作原理をわかりやすく説明するための図８の要部の機能図である。図９に示すように、インバータ制御手段１４はインバータ回路７を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比および出力周波数を計算し、この計算したＰＷＭ信号でインバータ回路７を制御するとともに、この計算したＰＷＭ信号のデューティ比を力率改善制御手段１３に供給する。また、インバータ回路７で駆動される電動機８の回転数、すなわち実回転周波数が前記回転数検出手段１６で検出され、この検出された電動機８の実回転周波数が力率改善制御手段１３に供給される。
【００４８】
力率改善制御手段１３は、このようにＰＷＭ信号のデューティ比および電動機８の実回転周波数を供給されると、デューティ比に基づいて短絡信号を決定するとともに、電動機８の実回転周波数によって力率改善のための短絡信号の補正を行う。例えば、電動機８の実回転周波数がシステムによって決定される予め予想された定常値と異なっている場合には、交流電源１の電圧が変動したかまたは電動機８の負荷トルクが変動したことなどが考えられるので、この場合にはインバータ回路７へ出力されるＰＷＭ信号のデューティ比を修正し、実回転周波数が目標回転周波数に近づくように電動機８を制御すると同時に、電動機８の実回転周波数に応じて短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を補正する。このようにして、電源電圧の変動や負荷トルクの変動の影響を受けないように高速で制御性の優れた力率改善制御を行うことができる。
【００４９】
次に、図１０を参照して、本発明の第６の実施形態について説明する。図１０は、第６の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示しているものであり、その具体的回路構成は図８に示した回路構成の電源装置で実施し得るものである。なお、図８に示す電源装置の回路構成については既に詳述したので、図１０のみを参照して、第６の実施形態の基本的動作についてのみ説明する。
【００５０】
第６の実施形態の電源装置は、図１０に示すように、インバータ回路７を駆動制御するインバータ制御手段１４のＰＷＭ信号の目標回転周波数を力率改善制御手段１３に供給するとともに、図８に示した回転数検出手段１６で検出した電動機８の実回転数である実回転周波数も力率改善制御手段１３に供給され、これにより力率改善制御手段１３は目標回転周波数と実回転周波数に基づいて短絡信号を決定する。更に具体的には、力率改善制御手段１３は、目標回転周波数に基づいて短絡信号を決定し、電動機８の実回転周波数により力率改善のための短絡信号の補正を行い、この補正された短絡信号により交流電源１を短絡して、電源力率を改善しているものである。
【００５１】
例えば、電動機８の実回転周波数がシステムによって決定される予め予想された定常値と異なっている場合には、交流電源１の電圧が変動したかまたは電動機８の負荷トルクが変動したことなどが考えられるので、この場合にはインバータ回路７へ出力されるＰＷＭ信号のデューティ比を修正し、実回転周波数が目標回転周波数に近づくように電動機８を制御すると同時に、電動機８の実回転周波数に応じて短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を補正する。これにより、電源電圧の変動や負荷トルクの変動の影響を受けないように高速で制御性の優れた力率改善制御を行うことができる。
【００５２】
なお、上記各実施形態において、リアクタ、短絡回路、コンデンサなどの接続位置を入れ替えても同様の力率改善機能および同様な効果を有する電源装置を構成することができるものであり、本発明はこのように入れ替え変更された種々の電源装置にも同様に適用し得るものである。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の本発明によれば、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、短絡手段を駆動制御することによりリアクタを介して交流電源を短絡して力率を改善しているので、従来のような検出手段などによる検出遅延もなく、電源力率が最良の点において高速かつ安定に動作することができる。
【００５５】
請求項２記載の本発明によれば、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および出力周波数に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、リアクタを介して交流電源を短絡して力率を改善しているので、従来のような検出手段などによる検出遅延もなく、電源力率が最良の点で高速かつ安定に動作することができる。
【００５６】
請求項３記載の本発明によれば、インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および電動機の実回転数に基づいて短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、リアクタを介して交流電源を短絡して力率を改善しているため、従来のような検出手段などによる検出遅延もなく、電源力率が最良の点で高速かつ安定に動作することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す電源装置の各部の信号の波形を示す図である。
【図３】図１に示す電源装置の動作原理をわかりやすく説明するための図１の要部の機能図である。
【図４】図１に示す電源装置においてデューティ比により計算された短絡信号の短絡開始時間および短絡期間を示すグラフである。
【図５】本発明の第２の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示す図である。
【図７】本発明の第４の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示す図である。
【図８】本発明の第５の実施形態に係わる電源装置の構成を示す回路図である。
【図９】図８に示す電源装置の動作原理をわかりやすく説明するための図の要部の機能図である。
【図１０】本発明の第６の実施形態の動作原理をわかりやすく説明するための基本的構成のみを示す図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ リアクタ
３ 第１のダイオードブリッジ
４，５，６ コンデンサ
７ インバータ回路
８ 電動機
９ 第２のダイオードブリッジ
１０ 短絡素子
１１ コントローラ
１２ ゼロクロス検出手段
１３ 力率改善制御手段
１４ インバータ制御手段
１６ 回転数検出手段
Claims (3)
- 交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ、該コンバータからの直流電力をパルス幅変調制御して交流電力に変換するインバータ、前記交流電源に直列に接続されたリアクタ、および前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を有する電源装置であって、
前記インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比に基づいて前記短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、前記短絡手段を駆動するように制御して力率を改善する力率制御手段を有することを特徴とする電源装置。 - 交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ、該コンバータからの直流電力をパルス幅変調制御して交流電力に変換するインバータ、前記交流電源に直列に接続されたリアクタ、および前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を有する電源装置であって、
前記インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および出力周波数に基づいて前記短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、前記短絡手段を駆動するように制御して力率を改善する力率制御手段を有することを特徴とする電源装置。 - 交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ、該コンバータからの直流電力をパルス幅変調制御して交流電力に変換するインバータ、該インバータに接続され、該インバータによって駆動される電動機、前記交流電源に直列に接続されたリアクタ、および前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を有する電源装置であって、
前記インバータを制御するパルス幅変調制御信号のデューティ比および前記電動機の実回転数に基づいて前記短絡手段の短絡開始時刻および短絡期間を決定し、この短絡開始時刻から短絡期間の間、前記短絡手段を駆動するように制御して力率を改善する力率制御手段を有することを特徴とする電源装置。
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