JP5295166B2

JP5295166B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5295166B2
Application number: JP2010093677A
Authority: JP
Inventors: 隆志金山; 正樹山田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-04-15
Filing date: 2010-04-15
Publication date: 2013-09-18
Anticipated expiration: 2030-04-15
Also published as: JP2011229199A

Description

この発明は電力変換装置に関し、特に、入力力率を改善する回路を備えて交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置では、交流入力を整流した後段に、複数のスイッチ素子と直流電圧源から成る単相インバータを１以上直列接続したインバータ回路を直列接続し、その後段に、整流ダイオードを介して接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチとを備え、インバータ回路は、平滑コンデンサの直流電圧を目標電圧に追従させると共に、交流入力の力率を改善するように、入力電流指令を用いて出力制御している。また、短絡用スイッチは、インバータ回路内の直流電圧源の電圧を所定値に追従させるよう、オン／オフ制御される（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−９５１６０号公報

このような従来の電力変換装置では、短絡用スイッチをオンすることにより平滑コンデンサをバイパスさせている間は平滑コンデンサが放電され、反対に短絡用スイッチがオフのときには平滑コンデンサが充電される。このとき、短絡用スイッチは入力交流電圧のゼロクロス位相を跨いだ短絡位相範囲においてオンされるため、平滑コンデンサの電圧は交流入力の２倍の周波数を持ったリプルを生じる（以降の説明でリプルと記述する際は、交流入力の２倍の周波数成分のリプルを指す。）。

短絡用スイッチをオン／オフ制御したときの平滑コンデンサの電圧波形を図１３に示す。図１３（ａ）は、入力電圧のゼロクロス位相において短絡用スイッチのオン期間が対称の場合を示している。このとき、ゼロクロス位相における平滑コンデンサの電圧は、リプルの中央値となり、これは平滑コンデンサの電圧のほぼ平均値となり、リプルの影響を受けない安定した値となる。そのため、ゼロクロス位相での平滑コンデンサの電圧を検出し、これを基に入力電流指令を生成することで、安定した入力電流指令が得られる。

しかしながら、インバータ回路内の直流電圧源の電圧に関して目標電圧への追従性を向上させるため、短絡用スイッチがオンに切り替わるタイミングとオフに切り替わるタイミングとの双方を制御する場合には、図１３（ｂ）に示すように、オン期間は入力電圧のゼロクロス位相を基準に非対称となる。このとき、平滑コンデンサの電圧リプルのピークは短絡用スイッチのオン／オフのタイミングに依存して変動し、これによりゼロクロス位相での平滑コンデンサの電圧はリプルの中央値に対して誤差を生じる。そのため、平滑コンデンサの電圧を基に計算される入力電流指令が変動し、平滑コンデンサの電圧及び入力電力が安定しない。

また、昇圧チョッパ型高力率コンバータ等の一般的な力率改善コンバータでは、高周波スイッチングにより平滑コンデンサの充放電が高速に繰り返されるが、上記の従来の電力変換装置では、交流入力周波数の２倍という低周波スイッチングにより短絡用スイッチが駆動され、平滑コンデンサの充放電が行われる。そのため、一般的な力率改善コンバータと扱う電力が同等であっても、上記従来の電力変換装置は、一回のオン／オフ動作で平滑コンデンサが充放電される電力が大きく、平滑コンデンサの電圧のリプルが大きくなってしまう。従って、短絡用スイッチのオン／オフのタイミングの変動により、入力電圧のゼロクロス位相等の所定時点で生じる平滑コンデンサの電圧変動は大きく、生成される入力電流指令への影響も大きくなるという問題点があった。

この発明は、かかる問題点を解消するために成されたものであって、平滑コンデンサの電圧に重畳する高周波成分を除去した平滑コンデンサの電圧に基づいて入力電流指令を生成することにより、短絡用スイッチのオン／オフ動作によって生じる平滑コンデンサの電圧リプルのピーク変動の影響を低減し、入力電流指令の変動を抑制することが可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明は、入力電源である交流電圧電源と、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータから構成されたインバータ回路と、前記インバータ回路に整流素子を介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路に一端が接続され、他端が前記平滑コンデンサの一端に接続されて、前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチと、前記平滑コンデンサの電圧に生じる高周波成分を除去する高周波成分除去手段と、駆動信号を出力して前記短絡用スイッチのオン／オフ制御を行うとともに、前記交流電圧電源からの入力力率を改善するように電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する駆動制御手段とを備え、前記短絡用スイッチは、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧が予め設定された所定の第一の目標電圧に追従するように、前記駆動制御手段によりオン／オフ制御され、前記インバータ回路は、前記高周波成分除去手段によって高周波成分が除去された前記平滑コンデンサの電圧が予め設定された所定の第二の目標電圧に追従するように、該高周波成分が除去された前記平滑コンデンサの電圧に基づいて決定される前記電流指令を用いて、前記駆動制御手段により制御され、前記高周波成分除去手段が除去する高周波成分は、前記交流電圧電源の２倍の周波数成分を含むことを特徴とする電力変換装置である。

この発明は、入力電源である交流電圧電源と、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータから構成されたインバータ回路と、前記インバータ回路に整流素子を介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路に一端が接続され、他端が前記平滑コンデンサの一端に接続されて、前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチと、前記平滑コンデンサの電圧に生じる高周波成分を除去する高周波成分除去手段と、駆動信号を出力して前記短絡用スイッチのオン／オフ制御を行うとともに、前記交流電圧電源からの入力力率を改善するように電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する駆動制御手段とを備え、前記短絡用スイッチは、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧が予め設定された所定の第一の目標電圧に追従するように、前記駆動制御手段によりオン／オフ制御され、前記インバータ回路は、前記高周波成分除去手段によって高周波成分が除去された前記平滑コンデンサの電圧が予め設定された所定の第二の目標電圧に追従するように、該高周波成分が除去された前記平滑コンデンサの電圧に基づいて決定される前記電流指令を用いて、前記駆動制御手段により制御され、前記高周波成分除去手段が除去する高周波成分は、前記交流電圧電源の２倍の周波数成分を含むことを特徴とする電力変換装置であるので、平滑コンデンサの電圧に重畳する高周波成分を除去した平滑コンデンサの電圧に基づいて入力電流指令を生成することにより、短絡用スイッチのオン／オフ動作によって生じる平滑コンデンサの電圧リプルのピーク変動の影響を低減し、入力電流指令の変動を抑制することができる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御を示す制御ブロック図である。この発明の実施の形態１による短絡用スイッチの制御を説明する波形図である。この発明の実施の形態１によるデジタルフィルタの出力を説明する波形図である。この発明の実施の形態２によるデジタルフィルタの出力を説明する波形図である。この発明の実施の形態３によるデジタルフィルタの出力を説明する波形図である。この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態４による電力変換装置の制御を示す制御ブロック図である。従来の電力変換装置における課題を説明する波形図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。

図１に示すように、交流入力電源としての交流電圧電源１（以下、単に交流電源１と称す）は、整流回路としてのダイオードブリッジ２に接続される。ダイオードブリッジ２の出力は限流成分としてのリアクトル３に接続され、その後段に単相インバータから構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。インバータ回路１００を構成する単相インバータは、半導体スイッチ素子４，５、ダイオード６，７、および、直流電圧源８から構成される。ここで、半導体スイッチ素子４，５としては、例えば、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などを用いる。また、ダイオード６，７の代わりに、半導体スイッチ素子４，５と同様に、半導体スイッチ素子を配置してもよい。また、リアクトル３は、必ずしもインバータ回路１００の前段でなくてもよく、インバータ回路１００の後段に直列接続しても良い。

またインバータ回路１００の後段には、短絡用スイッチ９と整流ダイオード１０とが接続され、整流ダイオード１０のカソード側が出力段の平滑コンデンサ１１の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ９と整流ダイオード１０のアノードとの接続点がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、短絡用スイッチ９の他端は平滑コンデンサ１１の負極に接続される。

また、平滑コンデンサ１１とインバータ回路１００の直流電圧源８とには、それぞれ、電圧を監視する手段となる電圧検出器１２，１３を設ける。電圧検出器１２により検出された平滑コンデンサ１１の電圧はデジタルフィルタ１８を介して駆動制御部１５に入力され、また、電圧検出器１３により検出された直流電圧源８の電圧は、直接、駆動制御部１５に入力される。そして駆動制御部１５からの駆動信号１６，１７によりインバータ回路１００内の半導体スイッチ素子４，５および短絡用スイッチ９はオン／オフ制御される。なお、ここで、デジタルフィルタ１８は、平滑コンデンサ１１の電圧に生じる高周波成分を除去するための高周波成分除去手段を構成している。

このように構成される本実施の形態に係る電力変換装置の動作について、図２に示す各部の波形に基づいて説明する。

本実施の形態に係る電力変換装置は、インバータ回路１００内の直流電圧源８の電圧Vsubが第一の目標電圧としての一定の目標電圧Vsub＊に追従するように、図２に示すように、短絡用スイッチ９がオン／オフ制御される。

また、交流電源１からの入力はダイオードブリッジ２にて全波整流され、ダイオードブリッジ２の後段の電圧Vin、電流Iinは、図２に示すような波形となる。すなわち、電圧Vin、電流Iinの波形は、共に、交流電源１からの入力位相がｎπ（ｎは整数）のときに最小値となり、入力位相がｋπ/2（ｋは奇数）のときにピーク（最大値）となる波形である。ここで、Vdcは、平滑コンデンサ１１の直流電圧であり、第２の目標電圧としての一定の目標電圧Vdc＊に追従するよう制御される。この場合、電圧Vinのピーク電圧（最大値）は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcより高いものとする。

インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概ね１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧をダイオードブリッジ２後段の電圧Vinに重畳する。インバータ回路１００内の電流は、図３〜５に示すように、半導体スイッチ素子４，５がオフの時には、ダイオード６を通って直流電圧源８を充電し、ダイオード７を通って出力される。また、半導体スイッチ素子４のみをオンした時には、電流は半導体スイッチ素子４とダイオード７とを通って出力される。また同様に、半導体スイッチ素子５のみをオンした時には、電流はダイオード６と半導体スイッチ素子５を通って出力される。また、半導体スイッチ素子４，５を同時にオンした時には、半導体スイッチ素子４を通って直流電圧源８を放電し、半導体スイッチ素子５を通って出力される。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子４，５を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。

交流電源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Vinが平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊と等しくなる時の位相をθ＝θ_２（０＜θ_２＜π/2）とする。短絡用スイッチ９は、ゼロクロス位相である位相θ＝ｎπ（ｎは整数）を含む期間：ｎπ−θ_１＜θ＜ｎπ＋θ_１（０＜θ_１＜θ_２）（以下、オン期間２０と称す）でのみオン状態となり、平滑コンデンサ１１をバイパスさせる。なお、短絡用スイッチ９の制御の詳細は後述する。

位相θが０≦θ≦π/2である間の動作を以下に説明する。

まず、位相θが０≦θ≦θ_１である時は、短絡用スイッチ９のオン期間２０内であり、図３に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→短絡用スイッチ９→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。短絡用スイッチ９はオン状態なので、整流ダイオード１０および出力段の平滑コンデンサ１１には電流が流れない。インバータ回路１００は、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４，５がオフの場合と、半導体スイッチ素子４のみをオンの場合とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。

次に、位相θ＝θ_１の時、短絡用スイッチ９がオフすると、図４に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１１→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。

位相θが、θ_１≦θ≦θ_２である時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４，５が同時にオンの場合と、半導体スイッチ素子４のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持できるように、Vdc＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は放電される。

次に、位相θ＝θ_２にて電圧Vinが平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdc＊と等しくなると、短絡用スイッチ９はオフ状態を継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。

即ち、位相θが、θ_２≦θ≦π/2である時、図５に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１１→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。また、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４，５がオフの場合と、半導体スイッチ素子５のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊≦電圧Vinであり、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持できるように、Vin−Vdc＊にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は充電される。

図２に示すように、π/2≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π/2の位相期間と対称の動作をし、π≦θ≦２πの位相期間では、０≦θ≦πの位相期間と同様の動作をする。

上述したように、短絡用スイッチ９をオン状態として平滑コンデンサ１１をバイパスさせるオン期間２０は、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相である位相θ＝ｎπ（ｎは整数）を含む所定の期間のみである。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源８は充電される。そして、オン期間２０以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また、入力力率が概ね１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinが平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源８は放電され、電圧Vinが目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源８は充電される。

次に、駆動制御部１５での制御の詳細について図を用いて以下に説明する。

図６（ａ）は短絡用スイッチ９の制御を示す図であり、図６（ｂ）はインバータ回路１００の制御を示す図である。図６（ａ）に示すように、短絡用スイッチ９の制御では、電圧検出器１３にて検出されたインバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubを監視し、予め設定された第１の目標電圧としての直流電圧源８の目標電圧Vsub*との差２１を０に近づけるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）した出力２２を用いて、ＰＷＭ制御により短絡用スイッチ９への駆動信号２３を生成し、短絡用スイッチ９に対して図１の駆動信号１７として出力し、短絡用スイッチ９がオン状態となる位相、即ち、オン期間２０を制御する。

なお、短絡用スイッチ９をＰＷＭ制御する際のキャリア波（短絡用スイッチ駆動用搬送波）として、図７に示すように、ゼロ位相が交流電源１からの入力電圧Vinのゼロクロス位相と同期し、入力電圧Vinの半波毎に１つの三角波形を出力する三角波を用いる。これにより、オン期間２０は、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相を含む期間のみとなる。

一方、図６（ｂ）に示すように、インバータ回路１００の制御では、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを、予め設定された第２の目標電圧としての平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊へ追従させるよう、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００を動作させる。ここで制御に用いる平滑コンデンサ１１の電圧値は、電圧検出器１２により検出され、デジタルフィルタ１８を通過した後の平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdc_filterである。デジタルフィルタ１８における平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdc_filterの生成については後述する。

インバータ回路１００の制御では、図６（ｂ）に示すように、まず、デジタルフィルタ１８通過後の平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdc_filterと予め設定された平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊との差２４を０に近づけるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）して電流Iinの振幅目標値２５を決定する。そして、この振幅目標値２５に基づいて、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。次に、電流指令Iin＊と検出された電流Iinとの差２６を０に近づけるようにフィードバック制御（ＰＩ制御）して、インバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２７を出力する。この時、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算することにより電圧指令２７を補正し、補正電圧指令２８を出力する。

上述したように短絡用スイッチ９をオンからオフに切り替えるとインバータ回路１００の直流電圧源８は充電から放電に切り替わり、短絡用スイッチ９がオフからオンに切り替わると直流電圧源８は放電から充電に切り替わる。このオン／オフ切り替え時にフィードフォワード制御を用いることで、フィードバック制御の応答時間分の制御遅れ、および、限流用のリアクトル３の両端に発生する電圧をキャンセルすることができる。これにより、短絡用スイッチ９のオン／オフに起因する電流の急激な変化を緩和することができる。なお、フィードフォワード補正電圧ΔVは、短絡用スイッチ９をオンからオフにする際には正極性の電圧で、短絡用スイッチ９をオフからオンにする際には負極性の電圧である。

そして、補正電圧指令２８（短絡用スイッチ９のオン／オフ切り替え時以外は補正前電圧指令２７）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子４，５への各駆動信号２９を生成し、インバータ回路１００に対して図１の駆動信号１６として出力し、インバータ回路１００を動作させる。

次に、デジタルフィルタ１８の詳細について図を用いて以下に説明する。

デジタルフィルタ１８は、交流電源１の交流電圧半周期分（整流後のVin１周期分）の期間に、電圧検出器１２によって検出される平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを平均（単純移動平均）し、直流電圧Vdc_filterとして出力する。

図８は、電圧検出器１２によって検出される平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcとデジタルフィルタ１８により出力される直流電圧Vdc_filterを示す図である。例えば、図８のＡ時点における直流電圧Vdc_filterは、Ａ時点以前の、Vinの半周期（期間Ｔ）において検出されたVdcの平均から計算される。

直流電圧Vdc_filterは以下の式（１）で表すことができる。

ここで、Nは、Vinの半周期中に電圧検出器１２によってVdcが検出される回数である。また、Vdc_Mは、電圧検出器１２により検出された最新のVdcである。したがって、１回前に検出されたVdcはVdc_M-1である。

このようなデジタルフィルタ１８により出力される直流電圧Vdc_filterは、交流電源１の２倍の周波数成分を持ったリプルを直流電圧Vdcから除去した値となる。このため、図６（ｂ）の制御によって求められる電流指令Iin＊は直流電圧Vdcのリプルの影響を受けず、入力電流Iinを安定させることができる。

また、図６（ｂ）について、電流指令Iin＊の振幅は交流電源１の入力電圧周期毎に更新する制御とすることにより、電流指令Iin＊の頻繁な変更を抑え、高力率化を図ることができる。このとき、図１３（ａ）で示すように、短絡用スイッチ９のオン期間２０が入力電圧のゼロクロス位相を基準に対称（ｎπ−θ_１＜θ＜ｎπ＋θ_１）であるならば、入力電圧のゼロクロス位相での直流電圧Vdcを用いることで、リプルの影響を受けない電流指令Iin＊を生成することができる。しかし、直流電圧源８の電圧Vsubの目標電圧Vsub＊への追従性を向上させるため、短絡用スイッチ９がオンに切り替わるタイミングとオフに切り替わるタイミングとの双方を制御する場合には、オン期間２０は入力電圧のゼロクロス位相を基準に非対称となり、図１３（ｂ）で示すように、ゼロクロス位相での直流電圧Vdcは短絡用スイッチ９のオン／オフタイミングに依存して平均値から変動する。この場合、電流指令Iin＊の振幅が安定することは無く、直流電圧Vdcの目標電圧Vdc＊への追従性が損なわれる。

このような場合であっても、上記デジタルフィルタ１８により短絡用スイッチ９のオン／オフタイミングに関わらず安定した直流電圧Vdc_filterを得ることができるため、電流指令Iin＊の振幅の変動を安定させることができ、直流電圧Vdcの目標電圧Vdc＊への追従性が向上される。これにより高力率化を図った電流指令Iin＊を生成し、さらに電圧Vsubの目標電圧Vsub＊への追従性を高める制御を実現することが可能となる。

また、駆動制御部１５として搭載されているマイコンやＰＬＤ（Programmable logic device）等でデジタルフィルタ１８を実現することにより、抵抗やキャパシタ等の回路で構成されるアナログフィルタと異なり、素子の追加は必要ない。また、交流電源１の周波数が変化する場合であっても、カットオフ周波数等、フィルタの特性を適切に変更可能である。

以上のように、この発明の実施の形態１によれば、インバータ回路１００内の直流電圧源８の電圧Vsubが第一の目標電圧Vsub＊に追従するように、短絡用スイッチ９がオン／オフ制御される電力変換装置において、平滑コンデンサ１１の電圧に生じる高周波成分を除去する高周波成分除去手段としてのデジタルフィルタ１８を備え、デジタルフィルタ１８から出力される電圧Vdc_filterが第二の目標電圧Vdc＊に追従するように、高周波成分を除去した平滑コンデンサの電圧に基づいて入力電流指令を生成して、当該入力電流指令を用いてインバータ回路１００を制御する構成にしたので、短絡用スイッチ９のオン／オフ動作によって生じる平滑コンデンサ１１の電圧リプルのピーク変動の影響を低減し、それに伴う入力電流指令の変動を抑制することができるため、入力電力を安定化することができる。また、入力電力の変動に伴うインバータ回路１００の直流電圧源８の電圧及び平滑コンデンサ１１の電圧の変動を抑えることができ、電力変換装置全体の動作安定性を向上できる。

なお、上記の実施の形態１の説明においては、デジタルフィルタ１８が交流電源１の交流電圧半周期分の期間に電圧検出器１２によって検出される平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを平均して出力する例について説明したが、その場合に限らず、交流電圧半周期以上の期間に適宜変更してもよい。

実施の形態２．
以下、本発明の実施の形態２について説明する。

上述の実施の形態１では、デジタルフィルタ１８は交流電源１の交流電圧半周期分の期間に電圧検出器１２によって検出される平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを平均して出力したが、本実施の形態では、短絡用スイッチ９のオン期間２０に検出される直流電圧Vdcを平均して出力する。平均値の求め方は、基本的に実施の形態１と同じで、従って、上記の式（１）を用いればよいが、但し、この場合、Nは、短絡用スイッチ９のオン期間２０中に電圧検出器１２によってVdcが検出される回数となる。他の構成および動作については、実施の形態１と同じであるため、ここでは説明を省略する。

図９は、本実施の形態によるデジタルフィルタ１８が出力する直流電圧Vdc_filterを示す図である。図で示すように、デジタルフィルタ１８は、短絡用スイッチ９のオン期間２０における平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを平均し、直流電圧Vdc_filterとして出力する。

このようなデジタルフィルタ１８により出力される直流電圧Vdc_filterは、短絡用スイッチ９のオンにより平滑コンデンサ１１が放電する期間、つまり直流電圧Vdcに重畳するリプル電圧の減少期間の平均値となる。これを用いて図６（ｂ）の制御を実行することにより、直流電圧Vdcのリプルの影響を受けずに電流指令Iin＊を演算可能であり、入力電流Iinを安定させることができる。

さらに、交流電源１の交流電圧の半周期以上の期間において直流電圧Vdcを平均してリプルを除去する方法と比較して、より短い期間の平均値となるため、直流電圧Vdcの変化に対して直流電圧Vdc_filterはより速く追従することができ、これにより直流電圧Vdc_filterを用いた制御の応答性も向上する。

なお、上記の実施の形態２の説明では、デジタルフィルタ１８は、短絡用スイッチ９の各オン期間２０のそれぞれについて平均値を計算して出力するとしたが、これに限らず、短絡用スイッチ９の複数のオフ期間２０を跨いだ、のべオン期間２０の平均を求める等の方法であっても良い。

また、上記の実施の形態２の説明では、短絡用スイッチ９のオン期間２０において電圧Vdcのリプルのピークが最大値から最小値まで変化するとして、デジタルフィルタ１８はオン期間２０のVdcを平均したが、これに限らず、電圧検出器１２により検出した電圧Vdcのリプルの最大値から最小値までの期間において平均する場合であっても、同様の効果が得られる。

また、上記の実施の形態２の説明では、短絡用スイッチ９のオン期間２０の平均としたが、これに限らず、オフ期間の平均を計算する方法であっても、上記と同様の効果が得られる。

以上のように、本実施の形態によれば、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、本実施の形態においては、デジタルフィルタ１８が、短絡用スイッチ９のオン期間２０における平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを平均し、直流電圧Vdc_filterとして出力するようにしたので、交流電源１の交流電圧の半周期以上の期間において直流電圧Vdcを平均してリプルを除去する方法と比較して、より短い期間の平均値となるため、直流電圧Vdcの変化に対して直流電圧Vdc_filterはより速く追従することができ、これにより直流電圧Vdc_filterを用いた制御の応答性も向上するという効果が得られる。

実施の形態３．
以下、本発明の実施の形態３について説明する。

上述の実施の形態１、２では、デジタルフィルタ１８は所定期間に電圧検出器１２によって検出される平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを平均して出力したが、本実施の形態では、短絡用スイッチ９のオン切り替え時点及びオフ切り替え時点で検出される平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを平均する、即ち、直流電圧Vdcに重畳するリプルの電圧最大値と電圧最小値の２点を平均して、直流電圧Vdc_filterとして出力する。平均値の求め方としては、説明するまでもないが、電圧最大値と電圧最小値とを加算して２で除算して求める。他の構成および動作については、実施の形態１、２と同じであるため、ここでは説明を省略する。

図１０は、本実施の形態によるデジタルフィルタ１８が出力する直流電圧Vdc_filterを示す図である。図１０では、短絡用スイッチ９のオン／オフ時の直流電圧Vdcを電圧Ａ〜Ｆで示している。なお、ここでは、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcに重畳するリプルは、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り替え時点が電圧最大値または電圧最小値になるとして説明する。

デジタルフィルタ１８は、図１０で示すように、短絡用スイッチ９のオフ切り替え時点で電圧Ｂ（電圧最小値）を検出したときは、直前のオン切り替え時点で検出された電圧Ａ（電圧最大値）との平均（＝（Ａ＋Ｂ）／２）を計算し、直流電圧Vdc_filterとして出力する。また、短絡用スイッチ９の次のオン切り替えにおいて電圧Ｃ（電圧最大値）を検出したときは、その直前のオフ切り替え時点で検出している電圧Ｂ（電圧最小値）との平均（＝（Ｂ＋Ｃ）／２）を求め、直流電圧Vdc_filterとして出力する。

このようなデジタルフィルタ１８により出力される直流電圧Vdc_filterは、直流電圧Vdcに重畳するリプル振幅の中央値となるため、これを用いて図６（ｂ）の制御を実行することにより、直流電圧Vdcのリプルの影響を受けずに電流指令Iin＊を演算可能であり、入力電流Iinを安定させることができる。

また、マイコン等の演算処理部によってデジタルフィルタ１８を実現する場合、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り替え時の２点によって直流電圧Vdcを平均するため、演算負荷は少なくて済み、他の制御へ演算リソースを割り当てることができる。

なお、上記の実施の形態３の説明では、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcに重畳するリプルは、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り替え時点が、電圧最大値または電圧最小値であると判断したが、これに限らず、電圧検出器１２により検出する直流電圧Vdcからリプルの電圧最大値または電圧最小値を判断するものであって良い。

また、上記の実施の形態３の説明では、電圧最大値と電圧最小値の２点のみの平均を求めるものであったが、３点以上の複数の電圧最大値と電圧最小値の平均であって良い。但し、この場合は、平均する電圧最大値の個数と電圧最小値の個数とを同数にする必要がある。

以上のように、本実施の形態によれば、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、本実施の形態においては、デジタルフィルタ１８が、短絡用スイッチ９のオン切り替え時点及びオフ切り替え時点で検出される平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを平均して、直流電圧Vdc_filterとして出力するようにしたので、デジタルフィルタ１８により出力される直流電圧Vdc_filterが、直流電圧Vdcに重畳するリプル振幅の中央値となるため、直流電圧Vdcのリプルの影響を受けずに電流指令Iin＊を演算可能であり、入力電流Iinをより安定させることができるという効果が得られる。さらに、交流電源１の交流電圧の半周期以上の期間において直流電圧Vdcを平均してリプルを除去する方法と比較して、デジタルフィルタ１８による平均値計算の演算負荷を減らすことができるという効果が得られる。

実施の形態４．
以下、本発明の実施の形態４について説明する。

上述の実施の形態１、２、３ではデジタルフィルタ１８を備える例を示したが、本実施の形態はデジタルフィルタ１８ではなくアナログフィルタ１９を備える。

図１１は本実施の形態に係る電力変換装置の概略構成図である。図１１に示すように、平滑コンデンサ１１には、電圧の高周波成分を除去する高周波成分除去手段としてのアナログフィルタ１９を介して、平滑コンデンサ１１の電圧を監視する電圧検出器１２が設置されている。また、電圧検出器１２で検出された電圧は、直接、駆動制御部１５に入力される。すなわち、本実施の形態においては、アナログフィルタ１９が、平滑コンデンサ１１と電圧検出器１２との間に設置されており、電圧検出器１２で検出される電圧は、アナログフィルタ１９によるフィルタ通過後の高周波成分が除去された値である。

アナログフィルタ１９は、抵抗、キャパシタ、コイル、オペアンプ等により構成されるローパスフィルタ回路であり、カットオフ周波数は交流電源１の交流電圧の２倍の周波数以下として設定することにより、交流電圧の２倍の周波数成分をカットする。なお、その他の構成および動作については、図１に示した実施の形態１と同様である。

図１２は、本実施の形態による短絡用スイッチ９及びインバータ回路１００の制御を示す制御ブロック図である。

短絡用スイッチ９の制御を示す図１２（ａ）は、前述図６（ａ）の制御と同様であるため、ここでは説明を省略する。

インバータ回路１００の制御を示す図１２（ｂ）では、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcと予め設定された第２の目標電圧としての一定の目標電圧Vdc＊との差２４を０に近づけるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）して電流Iinの振幅目標値２５を決定する。ここでの平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcは、アナログフィルタ１９を介して電圧検出器１２により検出された電圧である。これ以降の制御は、前述図６（ｂ）と同様であるため、ここでは説明を省略する。

本実施の形態によれば、アナログフィルタ１９によって直流電圧Vdcに重畳するリプルがカットされるため、アナログフィルタ１９を介して電圧検出器１２により検出された直流電圧Vdcを用いて図１２（ｂ）の制御を実行することにより、直流電圧Vdcのリプルの影響を受けずに電流指令Iin＊を演算可能であり、入力電流Iinを安定させることができる。

また、回路としてフィルタを搭載することにより、マイコン等の演算処理部によるフィルタ演算を省くことができ、他の制御へ演算リソースを割り当てることができる。

以上のように、本実施の形態においては、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、本実施の形態においては、デジタルフィルタではなくアナログフィルタを用いるようにしたので、マイコン等の演算処理部によるフィルタ演算を省くことができ、他の制御へ演算リソースを割り当てることができるという効果が得られる。

なお、上記各実施の形態１〜４で示したフィルタは、前述したものに限るものではなく、交流電源１の交流電圧の２倍周波数を含んだ周波数成分を除去するものであれば、いずれのものでもよい。

また、電力変換装置は、上記各実施の形態１〜４で示した構成に限るものではなく、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータを１以上直列接続するインバータ回路と、インバータ回路の後段に整流素子を介して接続される平滑コンデンサと、インバータ回路に一端が接続され、他端が平滑コンデンサの一端に接続されて、平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチとを備え、さらに平滑コンデンサの電圧に生じる高周波成分を除去する高周波成分除去手段を備えるものであれば、いずれのものでもよく、その場合においても、上記各実施の形態１〜４と同様の効果を奏する。

１交流電圧電源（交流電源）、２ダイオードブリッジ、３リアクトル、４，５半導体スイッチ素子、６，７ダイオード、８直流電圧源、９短絡用スイッチ、１０整流ダイオード、１１平滑コンデンサ、１２，１３電圧検出器、１５駆動制御部、１６，１７駆動信号、１８デジタルフィルタ、１９アナログフィルタ、１００インバータ回路。

Claims

入力電源である交流電圧電源と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータから構成されたインバータ回路と、
前記インバータ回路に整流素子を介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記インバータ回路に一端が接続され、他端が前記平滑コンデンサの一端に接続されて、前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチと、
前記平滑コンデンサの電圧に生じる高周波成分を除去する高周波成分除去手段と、
駆動信号を出力して前記短絡用スイッチのオン／オフ制御を行うとともに、前記交流電圧電源からの入力力率を改善するように電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する駆動制御手段と
を備え、
前記短絡用スイッチは、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧が予め設定された所定の第一の目標電圧に追従するように、前記駆動制御手段によりオン／オフ制御され、
前記インバータ回路は、前記高周波成分除去手段によって高周波成分が除去された前記平滑コンデンサの電圧が予め設定された所定の第二の目標電圧に追従するように、該高周波成分が除去された前記平滑コンデンサの電圧に基づいて決定される前記電流指令を用いて、前記駆動制御手段により制御され、
前記高周波成分除去手段が除去する高周波成分は、前記交流電圧電源の２倍の周波数成分を含む
ことを特徴とする電力変換装置。
前記高周波成分除去手段は、フィルタから構成されている
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記フィルタは、アナログフィルタである
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
前記フィルタは、デジタルフィルタである
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
前記デジタルフィルタは、前記平滑コンデンサの電圧の平均値を、前記高周波成分が除去された前記平滑コンデンサの電圧として、出力する
ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
前記平均値は、
前記平滑コンデンサの電圧に生じるリプルの電圧最大値と電圧最小値とを平均して算出される
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
前記平均値は、
前記交流電圧電源の交流半周期以上の期間において検出した前記平滑コンデンサの電圧を平均して算出される
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
前記平均値は、
前記短絡スイッチがオンされている期間において検出した前記平滑コンデンサの電圧を平均して算出される
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
前記平均値は、
前記短絡スイッチがオフされている期間において検出した前記平滑コンデンサの電圧を平均して算出される
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。